JPH09149640A - スイッチング電源及びその制御方法 - Google Patents
スイッチング電源及びその制御方法Info
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- JPH09149640A JPH09149640A JP7328394A JP32839495A JPH09149640A JP H09149640 A JPH09149640 A JP H09149640A JP 7328394 A JP7328394 A JP 7328394A JP 32839495 A JP32839495 A JP 32839495A JP H09149640 A JPH09149640 A JP H09149640A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路部品を増やすことなく、電力損失を低減
し得るスイッチング電源を提供すること。 【構成】 直流電源１から負荷１０に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子３と、スイッチン
グ半導体素子３に直列に接続されるインダクタンス手段
と、スイッチング半導体素子３に並列に接続され、かつ
互いに直列接続されたダイオード４と電圧クランプ手段
５と、スイッチング半導体素子３のスイッチングを制御
する制御回路１３とを備えたスイッチング電源であっ
て、ダイオード４が、スイッチング半導体素子３のスイ
ッチング周期にほぼ相当する時間以上のキャリア・ライ
フタイムを有するスイッチング電源及び制御方法。
し得るスイッチング電源を提供すること。 【構成】 直流電源１から負荷１０に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子３と、スイッチン
グ半導体素子３に直列に接続されるインダクタンス手段
と、スイッチング半導体素子３に並列に接続され、かつ
互いに直列接続されたダイオード４と電圧クランプ手段
５と、スイッチング半導体素子３のスイッチングを制御
する制御回路１３とを備えたスイッチング電源であっ
て、ダイオード４が、スイッチング半導体素子３のスイ
ッチング周期にほぼ相当する時間以上のキャリア・ライ
フタイムを有するスイッチング電源及び制御方法。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明は、スイッチング半導体
素子のスイッチング時の急激な電圧や電流の変化により
発生するサ−ジ電圧からスイッチング半導体素子を保護
するためのスナバ回路を備えたスイッチング電源に関す
る。
素子のスイッチング時の急激な電圧や電流の変化により
発生するサ−ジ電圧からスイッチング半導体素子を保護
するためのスナバ回路を備えたスイッチング電源に関す
る。
【０００２】
【従来技術】 従来の代表的なスイッチング電源として
図７に示すような回路構成のものがある。このスイッチ
ング電源では、直流電源１と変圧器２の１次巻線とＭＯ
ＳＦＥＴのようなスイッチング半導体素子３とが直列接
続されている。そして互いに直列接続された第１のダイ
オ−ド４と第１のコンデンサ５とが、図示の方向でスイ
ッチング半導体素子３に跨がって並列接続される。変圧
器２の２次巻線側には、整流用ダイオード６と、フリー
ホイリングダイオード７と、平滑用インダクタ８と、平
滑用コンデンサ９と、負荷１０とが接続される。なお、
１１" は第１のダイオ−ド４のカソ−ド側と直流電源１
の正極の間に接続された抵抗、１２はスイッチング半導
体素子３の寄生容量、又はその寄生容量と並列接続され
たコンデンサの合成容量、１３は制御回路、１４はスイ
ッチング半導体素子３に並列接続された第２のダイオー
ド、又はスイッチング半導体素子３がＭＯＳＦＥＴの場
合のボディドレインダイオードを示している。
図７に示すような回路構成のものがある。このスイッチ
ング電源では、直流電源１と変圧器２の１次巻線とＭＯ
ＳＦＥＴのようなスイッチング半導体素子３とが直列接
続されている。そして互いに直列接続された第１のダイ
オ−ド４と第１のコンデンサ５とが、図示の方向でスイ
ッチング半導体素子３に跨がって並列接続される。変圧
器２の２次巻線側には、整流用ダイオード６と、フリー
ホイリングダイオード７と、平滑用インダクタ８と、平
滑用コンデンサ９と、負荷１０とが接続される。なお、
１１" は第１のダイオ−ド４のカソ−ド側と直流電源１
の正極の間に接続された抵抗、１２はスイッチング半導
体素子３の寄生容量、又はその寄生容量と並列接続され
たコンデンサの合成容量、１３は制御回路、１４はスイ
ッチング半導体素子３に並列接続された第２のダイオー
ド、又はスイッチング半導体素子３がＭＯＳＦＥＴの場
合のボディドレインダイオードを示している。
【０００３】次にこの回路の代表的な動作を図７を参照
して説明する。
して説明する。
【０００４】期間１（ｔ１＜ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１で、スイッチング半導体素子３がオフすると、
それまでスイッチング半導体素子３を流れていた電流が
コンデンサ１２に流れ込み、スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が急速に上昇して直流電源１の電圧Ｅｉと等
しくなった時点で、変圧器２の巻線に印加されていた電
圧がゼロとなる。この間、スイッチング半導体素子の電
圧Ｖ１はほぼ直線的に上昇する。変圧器２の巻線電圧が
ゼロとなると、今まで変圧器２の電圧によって逆バイア
スされていたフリ−ホイリングダイオ−ド７が導通する
ことにより、負荷電流はフーリーホイリングダイオード
７と整流用ダイオード６に流れ、変圧器２の２次巻線を
短絡状態にする。この時刻をｔ２とする。
それまでスイッチング半導体素子３を流れていた電流が
コンデンサ１２に流れ込み、スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が急速に上昇して直流電源１の電圧Ｅｉと等
しくなった時点で、変圧器２の巻線に印加されていた電
圧がゼロとなる。この間、スイッチング半導体素子の電
圧Ｖ１はほぼ直線的に上昇する。変圧器２の巻線電圧が
ゼロとなると、今まで変圧器２の電圧によって逆バイア
スされていたフリ−ホイリングダイオ−ド７が導通する
ことにより、負荷電流はフーリーホイリングダイオード
７と整流用ダイオード６に流れ、変圧器２の２次巻線を
短絡状態にする。この時刻をｔ２とする。
【０００５】期間２（ｔ２＜ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２で変圧器２の２次巻線が短絡されるので、変圧
器２の励磁電流は、時刻ｔ２の値を保持し一定に保たれ
る。コンデンサ１２には、それまで負荷電流の１次側換
算電流と励磁電流が流れ込んでいたが、負荷電流がフリ
−ホイリングダイオ−ド７に移行するため減少する。し
かし、変圧器２のリ−ケイジインダクタンスと配線のイ
ンダクタンスが存在するために、直ちにゼロにならな
い。コンデンサ１２に充電電流が流れ続けることでスイ
ッチング半導体素子３の電圧Ｖ１はさらに上昇し続け、
第２のコンデンサ５の電圧に達すると、第１のダイオ−
ド４が導通を開始する。この時刻をｔ３とする。
器２の励磁電流は、時刻ｔ２の値を保持し一定に保たれ
る。コンデンサ１２には、それまで負荷電流の１次側換
算電流と励磁電流が流れ込んでいたが、負荷電流がフリ
−ホイリングダイオ−ド７に移行するため減少する。し
かし、変圧器２のリ−ケイジインダクタンスと配線のイ
ンダクタンスが存在するために、直ちにゼロにならな
い。コンデンサ１２に充電電流が流れ続けることでスイ
ッチング半導体素子３の電圧Ｖ１はさらに上昇し続け、
第２のコンデンサ５の電圧に達すると、第１のダイオ−
ド４が導通を開始する。この時刻をｔ３とする。
【０００６】期間３（ｔ３＜ｔ≦ｔ４） 時刻ｔ３で第１のダイオ−ド４が導通したことでスイッ
チング半導体素子３の電圧Ｖ１は、第１のコンデンサ５
の容量がコンデンサ１２の容量と比べ充分大きく選定し
てあるために、第１のコンデンサ５の電圧でクランプさ
れる。第２のコンデンサ１２と第１のコンデンサ５の充
電電流が変圧器２の励磁電流の値まで減少すると整流用
ダイオ−ド６が非導通となり、変圧器２の２次巻線の短
絡状態が解除される。この時刻をｔ４とする。
チング半導体素子３の電圧Ｖ１は、第１のコンデンサ５
の容量がコンデンサ１２の容量と比べ充分大きく選定し
てあるために、第１のコンデンサ５の電圧でクランプさ
れる。第２のコンデンサ１２と第１のコンデンサ５の充
電電流が変圧器２の励磁電流の値まで減少すると整流用
ダイオ−ド６が非導通となり、変圧器２の２次巻線の短
絡状態が解除される。この時刻をｔ４とする。
【０００７】期間４（ｔ４＜ｔ≦ｔ５） 時刻ｔ４において、変圧器２の２次巻線の短絡状態が解
除され、一定に保っていた励磁電流は減少し始める。ま
た、変圧器２には第２のコンデンサ５と電源電圧の差の
電圧が加わり励磁電流をリッセットさせるようになる。
スイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、期間３に引き
続き第１のコンデンサ５の電圧でクランプされる。変圧
器２の励磁電流がゼロになる時刻をｔ５とする。
除され、一定に保っていた励磁電流は減少し始める。ま
た、変圧器２には第２のコンデンサ５と電源電圧の差の
電圧が加わり励磁電流をリッセットさせるようになる。
スイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、期間３に引き
続き第１のコンデンサ５の電圧でクランプされる。変圧
器２の励磁電流がゼロになる時刻をｔ５とする。
【０００８】期間５（ｔ５＜ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５において、コンデンサ１２とコンデンサ５の充
電電流がゼロになると、ダイオ−ド４が非導通になり、
コンデンサ１２から変圧器２の１次巻線と直流電源１の
ル−プで放電電流が流れ始める。この後、出力電圧を安
定化するように制御する制御回路１３からの制御信号に
よりスイッチング半導体素子３がオンする。この時刻を
ｔ６とする。
電電流がゼロになると、ダイオ−ド４が非導通になり、
コンデンサ１２から変圧器２の１次巻線と直流電源１の
ル−プで放電電流が流れ始める。この後、出力電圧を安
定化するように制御する制御回路１３からの制御信号に
よりスイッチング半導体素子３がオンする。この時刻を
ｔ６とする。
【０００９】期間６（ｔ６＜ｔ≦ｔ８） 時刻ｔ６において、スイッチング半導体素子３がオンす
ると、整流用ダイオ−ド６が導通する。変圧器２のリー
ケージインダクタンスのために整流用ダイオード６の電
流の立ち上がりが制限されるため、フリ−ホイリングダ
イオ−ド７が引き続きオンするので、変圧器２の２次巻
線は短絡状態となる。このとき、直流電源電圧Ｅｉを変
圧器２のリ−ケイジインダクタンスが負担するので、ス
イッチング半導体素子３の電流と整流用ダイオ−ド６の
電流は、直線的に増加する。整流用ダイオ−ド６の電流
が平滑用インダクタ８の電流と等しくなると、フリ−ホ
イリングダイオ−ド７が非導通になる。この時刻をｔ７
とする。フリ−ホイリングダイオ−ド７が非導通になる
と、直流電源１から変圧器２の２次側にスイッチング半
導体素子３、変圧器２、整流用ダイオ−ド６を介して電
力が供給される。この期間は、スイッチング半導体素子
３がオフするまで続く。この時刻をｔ８とする。
ると、整流用ダイオ−ド６が導通する。変圧器２のリー
ケージインダクタンスのために整流用ダイオード６の電
流の立ち上がりが制限されるため、フリ−ホイリングダ
イオ−ド７が引き続きオンするので、変圧器２の２次巻
線は短絡状態となる。このとき、直流電源電圧Ｅｉを変
圧器２のリ−ケイジインダクタンスが負担するので、ス
イッチング半導体素子３の電流と整流用ダイオ−ド６の
電流は、直線的に増加する。整流用ダイオ−ド６の電流
が平滑用インダクタ８の電流と等しくなると、フリ−ホ
イリングダイオ−ド７が非導通になる。この時刻をｔ７
とする。フリ−ホイリングダイオ−ド７が非導通になる
と、直流電源１から変圧器２の２次側にスイッチング半
導体素子３、変圧器２、整流用ダイオ−ド６を介して電
力が供給される。この期間は、スイッチング半導体素子
３がオフするまで続く。この時刻をｔ８とする。
【００１０】この後、期間１の動作に戻り、前述の動作
を繰り返す。
を繰り返す。
【００１１】この回路は、前述したように期間５で第１
のダイオ−ド４が非導通になった後、スイッチング半導
体素子３がオンする。このとき、第１のダイオ−ド４の
逆方向導通が終了していない場合、第１のダイオ−ド４
と第１のコンデンサ５とスイッチング半導体素子３のル
−プで短絡電流が流れ、損失やノイズの増加の原因とな
る。そのため、この回路では、第１のダイオ−ド４とし
て、キャリア・ライフタイムの短いダイオ−ドが必要と
なる。
のダイオ−ド４が非導通になった後、スイッチング半導
体素子３がオンする。このとき、第１のダイオ−ド４の
逆方向導通が終了していない場合、第１のダイオ−ド４
と第１のコンデンサ５とスイッチング半導体素子３のル
−プで短絡電流が流れ、損失やノイズの増加の原因とな
る。そのため、この回路では、第１のダイオ−ド４とし
て、キャリア・ライフタイムの短いダイオ−ドが必要と
なる。
【００１２】また、第１のコンデンサ５に流れ込む電流
の平均値と同じ電流が抵抗１１”を通して放電されるの
で、抵抗１１”の損失が大きくなる。しかしながら、こ
のようなスイッチング回路は、充電された電力を抵抗１
１”を通して直流電源に戻すため、抵抗１１”のロスが
大きくなり、効率を低下させる原因となっていた。
の平均値と同じ電流が抵抗１１”を通して放電されるの
で、抵抗１１”の損失が大きくなる。しかしながら、こ
のようなスイッチング回路は、充電された電力を抵抗１
１”を通して直流電源に戻すため、抵抗１１”のロスが
大きくなり、効率を低下させる原因となっていた。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】 本発明は、第１のダ
イオードとして、スイッチング周期よりも長いキャリア
・ライフタイムをもつダイオードを用いることにより、
回路部品を増やすことなく、電力損失を低減し得るスイ
ッチング電源を提供することを目的としている。
イオードとして、スイッチング周期よりも長いキャリア
・ライフタイムをもつダイオードを用いることにより、
回路部品を増やすことなく、電力損失を低減し得るスイ
ッチング電源を提供することを目的としている。
【００１４】
【問題を解決するための手段】前述のような問題を解決
するため、請求項１の発明では、直流電源から負荷に至
る電流路を選択的に開閉するスイッチング半導体素子
と、このスイッチング半導体素子に直列に接続されるイ
ンダクタンス手段と、前記スイッチング半導体素子に並
列に接続され、かつ互いに直列接続されたダイオードと
電圧クランプ手段と、前記スイッチング半導体素子のス
イッチングを制御する制御回路とを備えたスイッチング
電源であって、前記ダイオードは、前記スイッチング半
導体素子のスイッチング周期に相当する時間以上のキャ
リア・ライフタイムを有することを特徴とするスイッチ
ング電源を提供する。
するため、請求項１の発明では、直流電源から負荷に至
る電流路を選択的に開閉するスイッチング半導体素子
と、このスイッチング半導体素子に直列に接続されるイ
ンダクタンス手段と、前記スイッチング半導体素子に並
列に接続され、かつ互いに直列接続されたダイオードと
電圧クランプ手段と、前記スイッチング半導体素子のス
イッチングを制御する制御回路とを備えたスイッチング
電源であって、前記ダイオードは、前記スイッチング半
導体素子のスイッチング周期に相当する時間以上のキャ
リア・ライフタイムを有することを特徴とするスイッチ
ング電源を提供する。
【００１５】前述のような問題を解決するため、請求項
２の発明では、前記電圧クランプ手段がコンデンサであ
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
を提供する。
２の発明では、前記電圧クランプ手段がコンデンサであ
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
を提供する。
【００１６】前述のような問題を解決するため、請求項
３の発明では、前記電圧クランプ手段が前記直流電源の
出力電圧よりも高い直流出力電圧を有する電池であるこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源を提
供する。
３の発明では、前記電圧クランプ手段が前記直流電源の
出力電圧よりも高い直流出力電圧を有する電池であるこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源を提
供する。
【００１７】前述のような問題を解決するため、請求項
４の発明では、前記スイッチング半導体素子がＭＯＳＦ
ＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源を提供する。
４の発明では、前記スイッチング半導体素子がＭＯＳＦ
ＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源を提供する。
【００１８】前述のような問題を解決するため、請求項
５の発明では、前記スイッチング半導体素子に逆並列に
第２のダイオードを接続したことを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源を提供する。
５の発明では、前記スイッチング半導体素子に逆並列に
第２のダイオードを接続したことを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源を提供する。
【００１９】前述のような問題を解決するため、請求項
６の発明では、前記スイッチング半導体素子に第２のコ
ンデンサを並列に接続したことを特徴とする請求項１に
記載のスイッチング電源を提供する。
６の発明では、前記スイッチング半導体素子に第２のコ
ンデンサを並列に接続したことを特徴とする請求項１に
記載のスイッチング電源を提供する。
【００２０】前述のような問題を解決するため、請求項
７の発明では、前記インダクタンス手段が、前記スイッ
チング半導体素子に直列接続された１次巻線とこれに磁
気的に結合された２次巻線とを有する変圧器であること
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源を提供
する。
７の発明では、前記インダクタンス手段が、前記スイッ
チング半導体素子に直列接続された１次巻線とこれに磁
気的に結合された２次巻線とを有する変圧器であること
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源を提供
する。
【００２１】前述のような問題を解決するため、請求項
８の発明では、前記電圧クランプ手段に蓄えられた前記
エネルギのうちで前記ダイオードの逆方向導通中に前記
インダクタンス手段を通して前記直流電源に戻されない
エネルギを放電する放電回路を、前記電圧クランプ手段
とダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に
接続したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源を提供する。
８の発明では、前記電圧クランプ手段に蓄えられた前記
エネルギのうちで前記ダイオードの逆方向導通中に前記
インダクタンス手段を通して前記直流電源に戻されない
エネルギを放電する放電回路を、前記電圧クランプ手段
とダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に
接続したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源を提供する。
【００２２】前述のような問題を解決するため、請求項
９の発明では、前記放電回路が可変インピーダンスを呈
することを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電
源を提供する。
９の発明では、前記放電回路が可変インピーダンスを呈
することを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電
源を提供する。
【００２３】前述のような問題を解決するため、請求項
１０の発明では、直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、このスイッチ
ング半導体素子に直列に接続されるインダクタンス手段
と、前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、か
つ互いに直列接続されたダイオードとコンデンサと、前
記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する制
御回路とを備えたスイッチング電源の制御方法におい
て、前記スイッチング半導体素子がオンの期間に前記イ
ンダクタンス手段に蓄えられたエネルギを、前記スイッ
チング半導体素子のオフの期間に前記ダイオードの順方
向導通により前記コンデンサに蓄えると共に、前記ダイ
オードの逆方向導通で前記コンデンサに蓄えられた前記
エネルギの大部分を前記インダクタンス手段を通して前
記直流電源に戻した後に前記スイッチング半導体素子を
ターンオンさせることを特徴とするスイッチング電源の
制御方法を提供する。
１０の発明では、直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、このスイッチ
ング半導体素子に直列に接続されるインダクタンス手段
と、前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、か
つ互いに直列接続されたダイオードとコンデンサと、前
記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する制
御回路とを備えたスイッチング電源の制御方法におい
て、前記スイッチング半導体素子がオンの期間に前記イ
ンダクタンス手段に蓄えられたエネルギを、前記スイッ
チング半導体素子のオフの期間に前記ダイオードの順方
向導通により前記コンデンサに蓄えると共に、前記ダイ
オードの逆方向導通で前記コンデンサに蓄えられた前記
エネルギの大部分を前記インダクタンス手段を通して前
記直流電源に戻した後に前記スイッチング半導体素子を
ターンオンさせることを特徴とするスイッチング電源の
制御方法を提供する。
【００２４】前述のような問題を解決するため、請求項
１１の発明では、直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、このスイッチ
ング半導体素子に直列に接続されるインダクタンス手段
と、前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、か
つ互いに直列接続されたダイオードとコンデンサと、前
記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する制
御回路とを備えたスイッチング電源の制御方法におい
て、前記制御回路は、前記ダイオードの逆方向電流がゼ
ロになるのを検出するか、もしくは前記スイッチング半
導体素子の両端の電圧がゼロ電圧又は最低電圧になるの
を検出して、前記ダイオードの逆方向導通が終了した後
に前記スイッチング半導体素子にターンオン信号を出力
することを特徴とするスイッチング電源の制御方法を提
供する。
１１の発明では、直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、このスイッチ
ング半導体素子に直列に接続されるインダクタンス手段
と、前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、か
つ互いに直列接続されたダイオードとコンデンサと、前
記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する制
御回路とを備えたスイッチング電源の制御方法におい
て、前記制御回路は、前記ダイオードの逆方向電流がゼ
ロになるのを検出するか、もしくは前記スイッチング半
導体素子の両端の電圧がゼロ電圧又は最低電圧になるの
を検出して、前記ダイオードの逆方向導通が終了した後
に前記スイッチング半導体素子にターンオン信号を出力
することを特徴とするスイッチング電源の制御方法を提
供する。
【００２５】
【発明を実施するための形態及び実施例】 図１乃至図
３により本発明にかかる第１の実施例を説明する。この
実施例は図１に示す回路構成になっており、各回路部品
間の接続は図示のとおりである。
３により本発明にかかる第１の実施例を説明する。この
実施例は図１に示す回路構成になっており、各回路部品
間の接続は図示のとおりである。
【００２６】 図１において、図７で参照した記号と同
一の記号は相当する回路部品を示すものとする。第１の
ダイオ−ド４は、スイッチング半導体素子３のスイッチ
ング周期以上の長いキャリア・ライフタイムを有する。
キャリア・ライフタイムの長いダイオ−ドは、短いもの
に比べて本質的に逆方向導通を長時間保持する特性を有
するが、蓄積キャリアと等しいキャリアが逆方向から注
入されれば、ダイオ−ドの逆方向阻止能力が回復する。
本発明は、この新たな知見に基づくものである。
一の記号は相当する回路部品を示すものとする。第１の
ダイオ−ド４は、スイッチング半導体素子３のスイッチ
ング周期以上の長いキャリア・ライフタイムを有する。
キャリア・ライフタイムの長いダイオ−ドは、短いもの
に比べて本質的に逆方向導通を長時間保持する特性を有
するが、蓄積キャリアと等しいキャリアが逆方向から注
入されれば、ダイオ−ドの逆方向阻止能力が回復する。
本発明は、この新たな知見に基づくものである。
【００２７】電圧クランプ手段５はスイッチング半導体
素子３の両端に印加される電圧をクランプする作用を行
い、一般的には簡便な手段としてコンデンサが用いられ
るが、直流電源１の電圧Ｅｉよりも高い設定電圧を呈す
る乾電池や蓄電池のような電池であっても良い。この実
施例では、以後、電圧クランプ手段５を第１のコンデン
サとして説明する。
素子３の両端に印加される電圧をクランプする作用を行
い、一般的には簡便な手段としてコンデンサが用いられ
るが、直流電源１の電圧Ｅｉよりも高い設定電圧を呈す
る乾電池や蓄電池のような電池であっても良い。この実
施例では、以後、電圧クランプ手段５を第１のコンデン
サとして説明する。
【００２８】スイッチング半導体素子３のゲ−トには、
実質的に第１のダイオ−ド４の逆方向が回復した後、又
はスイッチング半導体素子３の電圧がほぼゼロボルトに
なったとき、スイッチング半導体素子３にオン信号を出
力する制御回路１３が接続される。また、付加的な回路
としてとして第２のダイオ−ド４と第２のコンデンサ５
の接続点と直流電源１の一端に跨がって放電回路１１が
接続される。この放電回路については、後で図４を用い
て説明する。
実質的に第１のダイオ−ド４の逆方向が回復した後、又
はスイッチング半導体素子３の電圧がほぼゼロボルトに
なったとき、スイッチング半導体素子３にオン信号を出
力する制御回路１３が接続される。また、付加的な回路
としてとして第２のダイオ−ド４と第２のコンデンサ５
の接続点と直流電源１の一端に跨がって放電回路１１が
接続される。この放電回路については、後で図４を用い
て説明する。
【００２９】次にこの実施例の代表的な動作について図
２の各部の波形を参照して説明する。
２の各部の波形を参照して説明する。
【００３０】期間１（ｔ１＜ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１で、スイッチング半導体素子３がオフすると、
それまでスイッチング半導体素子３を流れていた電流が
コンデンサ１２に流れ込み、スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が急速に上昇して直流電源１の電圧Ｅｉと等
しくなった時点で、変圧器２の巻線に印加されていた電
圧がゼロとなる。この間、スイッチング半導体素子の電
圧Ｖ１はほぼ直線的に上昇する。変圧器２の巻線電圧が
ゼロとなると、今まで変圧器２の電圧によって逆バイア
スされていたフリ−ホイリングダイオ−ド７が導通し、
負荷電流はフーホイリングダイオード７と整流用ダイオ
ード６に流れ、変圧器２の２次巻線を短絡状態にする。
この時刻をｔ２とする。
それまでスイッチング半導体素子３を流れていた電流が
コンデンサ１２に流れ込み、スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が急速に上昇して直流電源１の電圧Ｅｉと等
しくなった時点で、変圧器２の巻線に印加されていた電
圧がゼロとなる。この間、スイッチング半導体素子の電
圧Ｖ１はほぼ直線的に上昇する。変圧器２の巻線電圧が
ゼロとなると、今まで変圧器２の電圧によって逆バイア
スされていたフリ−ホイリングダイオ−ド７が導通し、
負荷電流はフーホイリングダイオード７と整流用ダイオ
ード６に流れ、変圧器２の２次巻線を短絡状態にする。
この時刻をｔ２とする。
【００３１】期間２（ｔ２＜ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２で変圧器２の２次巻線が短絡されるので、変圧
器２の励磁電流は、時刻ｔ２での電流値を保持し、一定
に保たれる。コンデンサ１２には、それまで負荷電流の
１次側換算電流と励磁電流とが流れ込んでいたが、負荷
電流がフリ−ホイリングダイオ−ド７に移行するため減
少する。しかし、変圧器２のリ−ケイジインダクタンス
と配線のインダクタンスとが存在するために、直ちにゼ
ロにならない。コンデンサ１２に充電電流が流れ続ける
ことでスイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１はさらに上
昇し続け、第１のコンデンサ５の電圧に達すると、第１
のダイオ−ド４が導通を開始する。この時刻をｔ３とす
る。
器２の励磁電流は、時刻ｔ２での電流値を保持し、一定
に保たれる。コンデンサ１２には、それまで負荷電流の
１次側換算電流と励磁電流とが流れ込んでいたが、負荷
電流がフリ−ホイリングダイオ−ド７に移行するため減
少する。しかし、変圧器２のリ−ケイジインダクタンス
と配線のインダクタンスとが存在するために、直ちにゼ
ロにならない。コンデンサ１２に充電電流が流れ続ける
ことでスイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１はさらに上
昇し続け、第１のコンデンサ５の電圧に達すると、第１
のダイオ−ド４が導通を開始する。この時刻をｔ３とす
る。
【００３２】期間３（ｔ３＜ｔ≦ｔ４） 時刻ｔ３で第１のダイオ−ド４が導通したことで、スイ
ッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、第１のコンデンサ
５の容量をコンデンサ１２の容量と比べ充分大きく選定
しているため、第１のコンデンサ５の電圧でクランプさ
れる。第２のコンデンサ１２と第１のコンデンサ５の充
電電流が変圧器２の励磁電流の値まで減少すると、整流
用ダイオ−ド６が非導通となり、変圧器２の２次巻線の
短絡状態が解除される。この時刻をｔ４とする。
ッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、第１のコンデンサ
５の容量をコンデンサ１２の容量と比べ充分大きく選定
しているため、第１のコンデンサ５の電圧でクランプさ
れる。第２のコンデンサ１２と第１のコンデンサ５の充
電電流が変圧器２の励磁電流の値まで減少すると、整流
用ダイオ−ド６が非導通となり、変圧器２の２次巻線の
短絡状態が解除される。この時刻をｔ４とする。
【００３３】期間４（ｔ４＜ｔ≦ｔ５） 時刻ｔ４において、変圧器２の２次巻線の短絡状態が解
除され、一定に保たれていた励磁電流は減少し始める。
また、変圧器２には第１のコンデンサ５と電源電圧の差
の電圧が加わり、励磁電流をリッセットさせるようにな
る。スイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、期間３に
引き続き第１のコンデンサ５の電圧でクランプされる。
変圧器２の励磁電流がゼロになる時刻をｔ５とする。
除され、一定に保たれていた励磁電流は減少し始める。
また、変圧器２には第１のコンデンサ５と電源電圧の差
の電圧が加わり、励磁電流をリッセットさせるようにな
る。スイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、期間３に
引き続き第１のコンデンサ５の電圧でクランプされる。
変圧器２の励磁電流がゼロになる時刻をｔ５とする。
【００３４】期間５（ｔ５＜ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５で第１のコンデンサ５の充電電流がゼロになる
と、第１のダイオード４の順方向導通が終了する。第１
のダイオード４は、順方向導通時に接合部に蓄えられて
再結合せずに残留している電荷により逆方向導通とな
り、コンデンサ５の放電電流が、ダイオ−ド４、変圧器
２、直流電源１、及びコンデンサ５からなるル−プを流
れ、ダイオード４の順方向導通時にコンデンサ５に蓄え
られたエネルギを直流電源１に回収する。この期間は、
第１のダイオ−ド４の接合部に残留する電荷がゼロにな
ると終了する。この時刻をｔ６とする。
と、第１のダイオード４の順方向導通が終了する。第１
のダイオード４は、順方向導通時に接合部に蓄えられて
再結合せずに残留している電荷により逆方向導通とな
り、コンデンサ５の放電電流が、ダイオ−ド４、変圧器
２、直流電源１、及びコンデンサ５からなるル−プを流
れ、ダイオード４の順方向導通時にコンデンサ５に蓄え
られたエネルギを直流電源１に回収する。この期間は、
第１のダイオ−ド４の接合部に残留する電荷がゼロにな
ると終了する。この時刻をｔ６とする。
【００３５】ここで、第１のダイオード４の順電流と逆
電流の比を電力回収率とし、図３により本発明に必要な
第１のダイオード４の特性について説明する。図３は、
（第１のダイオード４のキャリア・ライフタイム/ スイ
ッチング周期）に対する電力回収率特性を示す。図３に
よりスイッチング周期に相当する時間以下のキャリア・
ライフタイムを有するダイオードを第１のダイオード４
として使用した場合、電力回収率が急激に悪くなり、出
力電力に対する第１のコンデンサ５の未回収電力が極端
に大きくなる。
電流の比を電力回収率とし、図３により本発明に必要な
第１のダイオード４の特性について説明する。図３は、
（第１のダイオード４のキャリア・ライフタイム/ スイ
ッチング周期）に対する電力回収率特性を示す。図３に
よりスイッチング周期に相当する時間以下のキャリア・
ライフタイムを有するダイオードを第１のダイオード４
として使用した場合、電力回収率が急激に悪くなり、出
力電力に対する第１のコンデンサ５の未回収電力が極端
に大きくなる。
【００３６】第１のコンデンサ５やスイッチング半導体
素子３の耐圧が高くなったり、それを避けるために放電
回路１１により第１のコンデンサ５のエネルギを放電し
た場合、電力損失が大きくなったりする。
素子３の耐圧が高くなったり、それを避けるために放電
回路１１により第１のコンデンサ５のエネルギを放電し
た場合、電力損失が大きくなったりする。
【００３７】したがって、第１のダイオード４の逆方向
導通による第１のコンデンサ５からの電力の放電を効率
良く実現するには、スイッチング周期以上のキャリア・
ライフタイムを有するダイオードを第１のダイオード４
として使用しなければならない。
導通による第１のコンデンサ５からの電力の放電を効率
良く実現するには、スイッチング周期以上のキャリア・
ライフタイムを有するダイオードを第１のダイオード４
として使用しなければならない。
【００３８】また、第１のダイオード４のキャリア・ラ
イフタイムがスイッチング周期に相当する時間と同じく
らいの場合、第１のコンデンサ５の未回収電力を放電回
路１１により放電しても、その電力損失は出力電力に対
して非常に小さく、変換効率を悪化させずに前記のよう
な動作を得ることができる。
イフタイムがスイッチング周期に相当する時間と同じく
らいの場合、第１のコンデンサ５の未回収電力を放電回
路１１により放電しても、その電力損失は出力電力に対
して非常に小さく、変換効率を悪化させずに前記のよう
な動作を得ることができる。
【００３９】期間６（ｔ６≦ｔ≦ｔ７） 時刻ｔ６で第１のダイオード４の逆方向導通が終了する
と、コンデンサ１２と変圧器２の励磁インダクタンスと
リーケイジインダクタンスと配線のインダクタンスとで
共振回路が形成され、コンデンサ１２はさらに放電され
る。第１のダイオ−ド４の逆方向導通が終了した後、ス
イッチング半導体素子３を導通しても本発明の効果は損
なわれないが、定数を選択的に設計することでコンデン
サ１２の電圧をゼロになるまで放電でき、スイッチング
半導体素子３の逆並列ダイオ−ド１４（ＭＯＳＦＥＴの
場合はそのボディダイオ−ド）が導通したとき、スイッ
チング半導体素子３を導通させるとゼロ電圧スイッチン
グが可能となる。ここでは、ゼロ電圧スイッチングが可
能な場合の動作を説明する。スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が直流電源１の電圧と等しくなると、変圧器
２の電圧がほぼゼロとなり、整流用ダイオ−ド６が導通
し、変圧器２の２次巻線は整流用ダイオ−ド６とフリ−
ホイリングダイオード７とで短絡される。この時刻をｔ
７とする。
と、コンデンサ１２と変圧器２の励磁インダクタンスと
リーケイジインダクタンスと配線のインダクタンスとで
共振回路が形成され、コンデンサ１２はさらに放電され
る。第１のダイオ−ド４の逆方向導通が終了した後、ス
イッチング半導体素子３を導通しても本発明の効果は損
なわれないが、定数を選択的に設計することでコンデン
サ１２の電圧をゼロになるまで放電でき、スイッチング
半導体素子３の逆並列ダイオ−ド１４（ＭＯＳＦＥＴの
場合はそのボディダイオ−ド）が導通したとき、スイッ
チング半導体素子３を導通させるとゼロ電圧スイッチン
グが可能となる。ここでは、ゼロ電圧スイッチングが可
能な場合の動作を説明する。スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が直流電源１の電圧と等しくなると、変圧器
２の電圧がほぼゼロとなり、整流用ダイオ−ド６が導通
し、変圧器２の２次巻線は整流用ダイオ−ド６とフリ−
ホイリングダイオード７とで短絡される。この時刻をｔ
７とする。
【００４０】期間７（ｔ７＜ｔ≦ｔ１０） コンデンサ１２の電圧は、変圧器２のリーケイジインダ
クタンスと配線のインダクタンスとコンデンサ１２との
共振回路によりさらに放電され、ゼロボルトになったと
きスイッチング半導体素子３がオンする。この時刻をt
８とする。整流用ダイオード６が導通し、変圧器２の巻
線は短絡されているので、直流電源電圧Ｅｉのほとんど
を変圧器２のリーケイジインダクタンスが負担し、直線
的に順方向に向かって電流が増える。変圧器２のリーケ
イジインダクタンスは小さいので、スイッチング半導体
素子３と整流用ダイオ−ド６の電流は急速に増加し、整
流用ダイオード６の電流が時刻ｔ９でインダクタ８の電
流に等しくなると、フリ−ホイリングダイオ−ド７が逆
バイアスされ非導通になる。フリ−ホイリングダイオ−
ド７が非導通になると、変圧器２の２次巻線に直流電源
１の電圧Ｅｉの巻数換算された電圧が現われ、スイッチ
ング半導体素子３、変圧器２、及び整流用ダイオード６
を介して直流電源１から変圧器２の２次側に電力が供給
される。この期間は、スイッチング半導体素子３がオフ
するまで続く。この時刻をt １０とする。
クタンスと配線のインダクタンスとコンデンサ１２との
共振回路によりさらに放電され、ゼロボルトになったと
きスイッチング半導体素子３がオンする。この時刻をt
８とする。整流用ダイオード６が導通し、変圧器２の巻
線は短絡されているので、直流電源電圧Ｅｉのほとんど
を変圧器２のリーケイジインダクタンスが負担し、直線
的に順方向に向かって電流が増える。変圧器２のリーケ
イジインダクタンスは小さいので、スイッチング半導体
素子３と整流用ダイオ−ド６の電流は急速に増加し、整
流用ダイオード６の電流が時刻ｔ９でインダクタ８の電
流に等しくなると、フリ−ホイリングダイオ−ド７が逆
バイアスされ非導通になる。フリ−ホイリングダイオ−
ド７が非導通になると、変圧器２の２次巻線に直流電源
１の電圧Ｅｉの巻数換算された電圧が現われ、スイッチ
ング半導体素子３、変圧器２、及び整流用ダイオード６
を介して直流電源１から変圧器２の２次側に電力が供給
される。この期間は、スイッチング半導体素子３がオフ
するまで続く。この時刻をt １０とする。
【００４１】この後、期間１の動作に戻り、前述と同じ
動作を繰り返す。各部の波形は図２のようになる。
動作を繰り返す。各部の波形は図２のようになる。
【００３４】第１のダイオード４のキャリア・ライフタ
イムがスイッチング周期に対して十分長い場合、図３で
示すように第１のコンデンサ５へ充電された電力は、ほ
ぼ１００％放電されるため、第１のダイオード４にリー
ク電流の大きいダイオードを使用すれば放電回路１１が
不要になる。
イムがスイッチング周期に対して十分長い場合、図３で
示すように第１のコンデンサ５へ充電された電力は、ほ
ぼ１００％放電されるため、第１のダイオード４にリー
ク電流の大きいダイオードを使用すれば放電回路１１が
不要になる。
【００４２】次にこのスイッチング電源に付加する放電
回路１１の実施例を図４（１）、（２）、（３）により
説明する。図４中の端子１１ーａ、１１ーb は、図１の
放電回路１１の端子１１ーａ、１１ーｂにそれぞれ相当
する。
回路１１の実施例を図４（１）、（２）、（３）により
説明する。図４中の端子１１ーａ、１１ーb は、図１の
放電回路１１の端子１１ーａ、１１ーｂにそれぞれ相当
する。
【００３６】図４（１）は、第１のダイオード４の逆方
向導通中に回収されなかった第１のコンデンサ５の未回
収電力を抵抗１７で消費しながら直流電源１に戻す方法
である。本方式は第１のダイオード４としてスイッチン
グ半導体素子３のスイッチング周期以上の長いキャリア
・ライフタイムを有するダイオードを積極的に使用する
ので、変換効率を悪化させずに前記のような動作を得る
ことができる。
向導通中に回収されなかった第１のコンデンサ５の未回
収電力を抵抗１７で消費しながら直流電源１に戻す方法
である。本方式は第１のダイオード４としてスイッチン
グ半導体素子３のスイッチング周期以上の長いキャリア
・ライフタイムを有するダイオードを積極的に使用する
ので、変換効率を悪化させずに前記のような動作を得る
ことができる。
【００４３】図４（２）は、端子１１ーａにＰＮＰトラ
ンジスタ１５のコレクタが接続され、端子１１ーｂに抵
抗１８、抵抗１８の他端にトランジスタ１５のエミッタ
が接続されている。トランジスタ１５のコレクタ・ベー
ス間にツェナーダイオード２０が図示のような向きで接
続され、ベース・エミッタ間に抵抗１９が接続されてい
る。図４( ２) の回路は、トランジスタ１５のコレクタ
・エミッタ間の電圧がツェナーダイオード２０の電圧に
なるように、端子１１ーｂから端子１１ーａに電流が流
れ、これらの端子間の電圧は、ツェナーダイオード２０
の電圧と抵抗１８の電圧降下分との和に等しい電圧値と
なる。図１に示した回路に適用した場合、第１のコンデ
ンサ５の電圧がツェナーダイオード２０の電圧と抵抗１
８の電圧降下分の和にほぼ等しい電圧値となるように動
作する。したがって、スイッチング半導体素子３のピー
ク電圧は、ツェナーダイオード２０の電圧と抵抗１８の
電圧降下分と直流電源１の電圧Ｅｉとの和に等しい電圧
値でクランプされる。
ンジスタ１５のコレクタが接続され、端子１１ーｂに抵
抗１８、抵抗１８の他端にトランジスタ１５のエミッタ
が接続されている。トランジスタ１５のコレクタ・ベー
ス間にツェナーダイオード２０が図示のような向きで接
続され、ベース・エミッタ間に抵抗１９が接続されてい
る。図４( ２) の回路は、トランジスタ１５のコレクタ
・エミッタ間の電圧がツェナーダイオード２０の電圧に
なるように、端子１１ーｂから端子１１ーａに電流が流
れ、これらの端子間の電圧は、ツェナーダイオード２０
の電圧と抵抗１８の電圧降下分との和に等しい電圧値と
なる。図１に示した回路に適用した場合、第１のコンデ
ンサ５の電圧がツェナーダイオード２０の電圧と抵抗１
８の電圧降下分の和にほぼ等しい電圧値となるように動
作する。したがって、スイッチング半導体素子３のピー
ク電圧は、ツェナーダイオード２０の電圧と抵抗１８の
電圧降下分と直流電源１の電圧Ｅｉとの和に等しい電圧
値でクランプされる。
【００４４】図４（２）の回路を用いた場合、負荷急変
や入力電圧が変動したときでも、第１のコンデンサ５の
電圧が安定しているため、第１のコンデンサ５関わらず
一巡伝達特性の高速な制御を可能とする。
や入力電圧が変動したときでも、第１のコンデンサ５の
電圧が安定しているため、第１のコンデンサ５関わらず
一巡伝達特性の高速な制御を可能とする。
【００４５】図４（３）は、図４（２）のツェナーダイ
オード２０を制御回路１６に変更したものであり、それ
以外の構成、動作は図４（２）と同じになっている。制
御回路１６は、トランジスタ１５の電圧を制御する能力
を有する構成とする。図１の回路に適用した場合、例え
ば負荷回路１０の電流や直流電源１の電圧Ｅｉの変化に
応じてスイッチング半導体素子３の電圧のピーク値を制
御することが可能となり、入力電圧や負荷電流の範囲が
広い場合でもスイッチング半導体素子３のピーク電圧を
最小にすることができる。
オード２０を制御回路１６に変更したものであり、それ
以外の構成、動作は図４（２）と同じになっている。制
御回路１６は、トランジスタ１５の電圧を制御する能力
を有する構成とする。図１の回路に適用した場合、例え
ば負荷回路１０の電流や直流電源１の電圧Ｅｉの変化に
応じてスイッチング半導体素子３の電圧のピーク値を制
御することが可能となり、入力電圧や負荷電流の範囲が
広い場合でもスイッチング半導体素子３のピーク電圧を
最小にすることができる。
【００４６】第１のダイオード４としてスイッチング周
期以下のキャリア・ライフタイムを有するダイオードを
使用した場合、第１のダイオード４の内部で電子と正孔
の結合が短時間で行なわれるため、その逆方向導通時間
は短い。したがって、スイッチング半導体素子３のター
ンオフ期間に逆方向導通の第１のダイオード４を通して
第１のコンデンサ５から直流電源１に回収できる電力は
に少なくなる。このため、第１のコンデンサ５に充電さ
れた電力の多くを放電回路１１により放電する必要があ
り、放電回路１１のロスの増大や、放電回路１１を構成
する部品の電流容量の増大が避けられない。また、第１
のダイオード４としてスイッチング周期以下の短いキャ
リア・ライフタイムを有するダイオードを使用し、放電
回路１１の放電電力を少なくした場合、第１のコンデン
サ５やスイッチング半導体素子３の高耐圧化という問題
も生じる。
期以下のキャリア・ライフタイムを有するダイオードを
使用した場合、第１のダイオード４の内部で電子と正孔
の結合が短時間で行なわれるため、その逆方向導通時間
は短い。したがって、スイッチング半導体素子３のター
ンオフ期間に逆方向導通の第１のダイオード４を通して
第１のコンデンサ５から直流電源１に回収できる電力は
に少なくなる。このため、第１のコンデンサ５に充電さ
れた電力の多くを放電回路１１により放電する必要があ
り、放電回路１１のロスの増大や、放電回路１１を構成
する部品の電流容量の増大が避けられない。また、第１
のダイオード４としてスイッチング周期以下の短いキャ
リア・ライフタイムを有するダイオードを使用し、放電
回路１１の放電電力を少なくした場合、第１のコンデン
サ５やスイッチング半導体素子３の高耐圧化という問題
も生じる。
【００４７】以上説明したように、スイッチング半導体
素子３のオン時に変圧器２の励磁インダクタンスやリー
ケージインダクタンスや配線のインダクタンスに蓄えら
れたエネルギを、スイッチング半導体素子３のオフ時に
前記エネルギの大部分を消費することなく、第１のコン
デンサ５に蓄え、そのエネルギの大部分を変圧器２の励
磁インダクタンスやリーケージインダクタンスや配線の
インダクタンスに再循環させて直流電源１へエネルギを
戻すことができ、さらに、その定数を選択的に設計する
ことでゼロ電圧でオンすることができる。また、第１の
ダイオード４の逆方向導通が終了するまでスイッチング
半導体素子３をオンさせないので、第１のダイオード４
の逆方向導通によるノイズの発生や損失の発生が少なく
できる。
素子３のオン時に変圧器２の励磁インダクタンスやリー
ケージインダクタンスや配線のインダクタンスに蓄えら
れたエネルギを、スイッチング半導体素子３のオフ時に
前記エネルギの大部分を消費することなく、第１のコン
デンサ５に蓄え、そのエネルギの大部分を変圧器２の励
磁インダクタンスやリーケージインダクタンスや配線の
インダクタンスに再循環させて直流電源１へエネルギを
戻すことができ、さらに、その定数を選択的に設計する
ことでゼロ電圧でオンすることができる。また、第１の
ダイオード４の逆方向導通が終了するまでスイッチング
半導体素子３をオンさせないので、第１のダイオード４
の逆方向導通によるノイズの発生や損失の発生が少なく
できる。
【００４８】次に図５により本発明の第２の実施例を説
明すると、図１に示した記号と同一の記号のものは相当
する部材を示す。図５は、プシュプルタイプのフォワー
ドコンバータに、第１のダイオード４’、第２のコンデ
ンサ１２’、第１のコンデンサ５’、放電回路１１’か
らなる回路を、図１に示した第１のダイオード４、第２
のコンデンサ１２、第１のコンデンサ５、及び放電回路
１１と同様にスイッチング半導体素子３’に並列接続し
たものである。第１のダイオード４’はダイオード４と
同様に、スイッチング半導体素子３’のスイッチング周
期にほぼ相当する時間以上の長さのキャリア・ライフタ
イムを有する。主要な動作については、図１に示した実
施例とほぼ同じであるので動作説明は省略する。
明すると、図１に示した記号と同一の記号のものは相当
する部材を示す。図５は、プシュプルタイプのフォワー
ドコンバータに、第１のダイオード４’、第２のコンデ
ンサ１２’、第１のコンデンサ５’、放電回路１１’か
らなる回路を、図１に示した第１のダイオード４、第２
のコンデンサ１２、第１のコンデンサ５、及び放電回路
１１と同様にスイッチング半導体素子３’に並列接続し
たものである。第１のダイオード４’はダイオード４と
同様に、スイッチング半導体素子３’のスイッチング周
期にほぼ相当する時間以上の長さのキャリア・ライフタ
イムを有する。主要な動作については、図１に示した実
施例とほぼ同じであるので動作説明は省略する。
【００４９】次に本発明の第３の実施例を図６に示す。
図１に示した実施例における変圧器２を第２のコンデン
サと共振回路を形成する共振用インダクタ２’に置き換
えた非絶縁型のスイッチング電源である。第２のダイオ
ード４は、前述説明と同様にスイッチング半導体素子３
のスイッチング周期にほぼ相当する時間以上の長さのキ
ャリア・ライフタイムを有する。主要な動作について
は、図１に示した実施例とほぼ同じであるので、動作説
明を省略する。なお、図６において、図１に示した記号
と同一の記号のものについては、相当する部材を示すも
のとする。
図１に示した実施例における変圧器２を第２のコンデン
サと共振回路を形成する共振用インダクタ２’に置き換
えた非絶縁型のスイッチング電源である。第２のダイオ
ード４は、前述説明と同様にスイッチング半導体素子３
のスイッチング周期にほぼ相当する時間以上の長さのキ
ャリア・ライフタイムを有する。主要な動作について
は、図１に示した実施例とほぼ同じであるので、動作説
明を省略する。なお、図６において、図１に示した記号
と同一の記号のものについては、相当する部材を示すも
のとする。
【００５０】以上の実施例では、変圧器の２次側の電圧
を整流して直流出力を得る電源について述べたが、変圧
器の２次側の電圧を整流せずに、負荷に交流電圧を供給
する電源についても本発明を同様に実施することができ
る。なお、この場合には一般の電圧検出回路と同様に、
出力電圧の検出電圧信号を整流するダイオードが必要に
なる。
を整流して直流出力を得る電源について述べたが、変圧
器の２次側の電圧を整流せずに、負荷に交流電圧を供給
する電源についても本発明を同様に実施することができ
る。なお、この場合には一般の電圧検出回路と同様に、
出力電圧の検出電圧信号を整流するダイオードが必要に
なる。
【００５１】
【発明の効果】以上述べたように本発明では、スイッチ
イング半導体素子のスイッチング周期以上の長いライフ
タイムを有する第１のダイオードと電圧クランプ手段と
の直列回路を、従来回路におけるスイッチイング半導体
素子と並列に接続することで、スイッチング半導体素子
のオン時に変圧器の励磁インダクタンスやリーケイジイ
ンダクタンスや配線のインダクタンスに蓄えられたエネ
ルギを、スイッチング半導体素子のオフ時に前記エネル
ギを電圧クランプ手段に蓄え、そのエネルギの大部分を
変圧器の励磁インダクタンスやリーケイジインダクタン
スや配線のインダクタンスに再循環させることができ、
さらに、その定数を選択的に設計することでゼロ電圧で
オンすることができる。また、第１のダイオードの逆方
向導通が終了するまでスイッチング半導体素子をオンさ
せないので、第１のダイオードの逆方向導通によるノイ
ズの発生や損失の発生が少なくすることができる。さら
に、回路の構成を複雑にすることなく、これらの効果を
得ることができる。
イング半導体素子のスイッチング周期以上の長いライフ
タイムを有する第１のダイオードと電圧クランプ手段と
の直列回路を、従来回路におけるスイッチイング半導体
素子と並列に接続することで、スイッチング半導体素子
のオン時に変圧器の励磁インダクタンスやリーケイジイ
ンダクタンスや配線のインダクタンスに蓄えられたエネ
ルギを、スイッチング半導体素子のオフ時に前記エネル
ギを電圧クランプ手段に蓄え、そのエネルギの大部分を
変圧器の励磁インダクタンスやリーケイジインダクタン
スや配線のインダクタンスに再循環させることができ、
さらに、その定数を選択的に設計することでゼロ電圧で
オンすることができる。また、第１のダイオードの逆方
向導通が終了するまでスイッチング半導体素子をオンさ
せないので、第１のダイオードの逆方向導通によるノイ
ズの発生や損失の発生が少なくすることができる。さら
に、回路の構成を複雑にすることなく、これらの効果を
得ることができる。
【図１】本発明にかかるスイッチング電源の一実施例を
示す図である。
示す図である。
【図２】前記実施例を説明するための各部の波形を示す
図である。
図である。
【図３】第１のダイオードのキャリア・ライフタイムの
長さに依存する電力回収率を示す図である。
長さに依存する電力回収率を示す図である。
【図４】本発明に用いられる放電回路の１例を示す図で
ある。
ある。
【図５】本発明にかかるスイッチング電源の第２の実施
例を示す図である。
例を示す図である。
【図６】本発明にかかるスイッチング電源の第３の実施
例を示す図である。
例を示す図である。
【図７】従来のスイッチング電源の一例を示す図であ
る。
る。
【図８】従来のスイッチング電源を説明するための各部
の波形を示す図である。
の波形を示す図である。
１・・・・直流電源 ２・・・・１次巻線２Ａと２次巻線２Ｂとを有する変圧
器 ３、３’・・・・スイッチング半導体素子 ４、４’・・・・第１のダイオード ５、５’・・・・電圧クランプ手段 ６・・・・整流用ダイオード ７・・・・フリーホイリングダイオード ８・・・・平滑用インダクタ ９・・・・平滑用コンデンサ １０・・・・負荷抵抗 １１、１１’・・・・放電回路 １１−ａ、１１−ｂ、１１’ーa 、１１’ーb ・・・・
放電回路端子 １１”・・・放電抵抗 １２・・・・第２のコンデンサ １３・・・・制御回路 １６・・・
・制御回路 １４・・・・第２のダイオード １７〜１９
・・・・抵抗 １５・・・・トランジスタ ２０・・・
・ツェナーダイオード
器 ３、３’・・・・スイッチング半導体素子 ４、４’・・・・第１のダイオード ５、５’・・・・電圧クランプ手段 ６・・・・整流用ダイオード ７・・・・フリーホイリングダイオード ８・・・・平滑用インダクタ ９・・・・平滑用コンデンサ １０・・・・負荷抵抗 １１、１１’・・・・放電回路 １１−ａ、１１−ｂ、１１’ーa 、１１’ーb ・・・・
放電回路端子 １１”・・・放電抵抗 １２・・・・第２のコンデンサ １３・・・・制御回路 １６・・・
・制御回路 １４・・・・第２のダイオード １７〜１９
・・・・抵抗 １５・・・・トランジスタ ２０・・・
・ツェナーダイオード
Claims (11)
- 【請求項１】 直流電源から負荷に至る電流路を選択的
に開閉するスイッチング半導体素子と、 該スイッチング半導体素子に直列に接続されるインダク
タンス手段と、 前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、かつ互
いに直列接続されたダイオードと電圧クランプ手段と、 前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する
制御回路とを備えたスイッチング電源であって、 前記ダイオードは、前記スイッチング半導体素子のスイ
ッチング周期に相当する時間以上のキャリア・ライフタ
イムを有することを特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 前記電圧クランプ手段がコンデンサであ
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源。 - 【請求項３】 前記電圧クランプ手段が前記直流電源の
出力電圧よりも高い直流出力電圧を有する電池であるこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 - 【請求項４】 前記スイッチング半導体素子がＭＯＳＦ
ＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源。 - 【請求項５】 前記スイッチング半導体素子に逆並列に
第２のダイオードを接続したことを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源。 - 【請求項６】 前記スイッチング半導体素子に第２のコ
ンデンサを並列に接続したことを特徴とする請求項１に
記載のスイッチング電源。 - 【請求項７】 前記インダクタンス手段が、前記スイッ
チング半導体素子に直列接続された１次巻線とこれに磁
気的に結合された２次巻線とを有する変圧器であること
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 - 【請求項８】 前記電圧クランプ手段に蓄えられたエネ
ルギのうちで前記ダイオードの逆方向導通中に前記イン
ダクタンス手段を通して前記直流電源に戻されないエネ
ルギを放電する放電回路を、前記電圧クランプ手段とダ
イオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続
したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源。 - 【請求項９】 前記放電回路が可変インピーダンスを呈
することを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電
源。 - 【請求項１０】 直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、 該スイッチング半導体素子に直列に接続されるインダク
タンス手段と、 前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、かつ互
いに直列接続されたダイオードと電圧クランプ手段と、 前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する
制御回路とを備えたスイッチング電源の制御方法におい
て、 前記スイッチング半導体素子がオンの期間に前記インダ
クタンス手段に蓄えられたエネルギを、前記スイッチン
グ半導体素子のオフの期間に前記ダイオードの順方向導
通により前記電圧クランプ手段に蓄えると共に、前記ダ
イオードの逆方向導通で前記電圧クランプ手段に蓄えら
れた前記エネルギの大部分を前記インダクタンス手段を
通して前記直流電源に戻した後に前記スイッチング半導
体素子をターンオンさせることを特徴とするスイッチン
グ電源の制御方法。 - 【請求項１１】 直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、 該スイッチング半導体素子に直列に接続されるインダク
タンス手段と、 前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、かつ互
いに直列接続されたダイオードと電圧クランプ手段と、 前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する
制御回路とを備えたスイッチング電源の制御方法におい
て、 前記制御回路は、前記ダイオードの逆方向電流がゼロに
なるのを検出するか、もしくは前記スイッチング半導体
素子の両端の電圧がゼロ電圧又は最低電圧になるのを検
出して、前記ダイオードの逆方向導通が終了した後に前
記スイッチング半導体素子にターンオン信号を出力する
ことを特徴とするスイッチング電源の制御方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32839495A JP3512540B2 (ja) | 1995-11-22 | 1995-11-22 | スイッチング電源及びその制御方法 |
| CA002202545A CA2202545C (en) | 1995-11-22 | 1997-04-11 | Switching power supply system and process |
| US08/843,535 US5847941A (en) | 1995-11-22 | 1997-04-16 | Switching power supply system and process |
| GB9708027A GB2324661B (en) | 1995-11-22 | 1997-04-21 | Switching power supply system and process |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32839495A JP3512540B2 (ja) | 1995-11-22 | 1995-11-22 | スイッチング電源及びその制御方法 |
| CA002202545A CA2202545C (en) | 1995-11-22 | 1997-04-11 | Switching power supply system and process |
| US08/843,535 US5847941A (en) | 1995-11-22 | 1997-04-16 | Switching power supply system and process |
| GB9708027A GB2324661B (en) | 1995-11-22 | 1997-04-21 | Switching power supply system and process |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09149640A true JPH09149640A (ja) | 1997-06-06 |
| JP3512540B2 JP3512540B2 (ja) | 2004-03-29 |
Family
ID=27427345
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32839495A Expired - Fee Related JP3512540B2 (ja) | 1995-11-22 | 1995-11-22 | スイッチング電源及びその制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5847941A (ja) |
| JP (1) | JP3512540B2 (ja) |
| CA (1) | CA2202545C (ja) |
| GB (1) | GB2324661B (ja) |
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- 1997-04-16 US US08/843,535 patent/US5847941A/en not_active Expired - Lifetime
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| US11005359B2 (en) | 2016-12-23 | 2021-05-11 | Det International Holding Limited | Electric power converter with snubber circuit |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3512540B2 (ja) | 2004-03-29 |
| GB9708027D0 (en) | 1997-06-11 |
| CA2202545C (en) | 1999-08-17 |
| US5847941A (en) | 1998-12-08 |
| GB2324661A (en) | 1998-10-28 |
| CA2202545A1 (en) | 1998-10-11 |
| GB2324661B (en) | 1999-03-24 |
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