JPH07183927A - 多相位相変調信号の遅延検波装置 - Google Patents
多相位相変調信号の遅延検波装置Info
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- JPH07183927A JPH07183927A JP5326772A JP32677293A JPH07183927A JP H07183927 A JPH07183927 A JP H07183927A JP 5326772 A JP5326772 A JP 5326772A JP 32677293 A JP32677293 A JP 32677293A JP H07183927 A JPH07183927 A JP H07183927A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】プリアンブル信号期間中に検出した周波数オフ
セットに基づく位相回転量をデータ信号の復調に用い、
ビット誤り率を抑制する。 【構成】多相（２のＮ乗相）位相変調した信号を受信
し、この多相位相変調信号を直交成分ことにＡＤ変換
し、ＡＤ変換出力から直交成分Ｉ，Ｑが互いになす角度
を精度Ｍビットで計算し、角度検出出力を遅延検波して
復調する。周波数オフセット補償器１６が、プリアンブ
ル信号期間における位相回転量Ｍビットについて、隣接
するシンボル間の差分を数シンボル機関に亙って相加平
均して周波数オフセットに基づく位相回転量を求め、こ
の位相回転量をデータ信号期間中も保持して復調出力か
ら減算することにより、復調歪を低減する。
セットに基づく位相回転量をデータ信号の復調に用い、
ビット誤り率を抑制する。 【構成】多相（２のＮ乗相）位相変調した信号を受信
し、この多相位相変調信号を直交成分ことにＡＤ変換
し、ＡＤ変換出力から直交成分Ｉ，Ｑが互いになす角度
を精度Ｍビットで計算し、角度検出出力を遅延検波して
復調する。周波数オフセット補償器１６が、プリアンブ
ル信号期間における位相回転量Ｍビットについて、隣接
するシンボル間の差分を数シンボル機関に亙って相加平
均して周波数オフセットに基づく位相回転量を求め、こ
の位相回転量をデータ信号期間中も保持して復調出力か
ら減算することにより、復調歪を低減する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、プリアンブル信号期間
中に周波数オフセットに基づく位相回転量を求め、この
位相回転量を用いてデータ信号の復調出力に含まれる周
波数オフセットを補償するようにした多相位相変調信号
の遅延検波装置に関する。
中に周波数オフセットに基づく位相回転量を求め、この
位相回転量を用いてデータ信号の復調出力に含まれる周
波数オフセットを補償するようにした多相位相変調信号
の遅延検波装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】親局と複数の子局間でバースト状に行わ
れる多方向通信システムには、ＰＳＫ（位相シフトキー
イング）変調を用いたシステムが多く、搬送周波数のず
れ、すなわち周波数オフセットが復調歪みとなって誤り
率特性に重大な影響を及ぼす。
れる多方向通信システムには、ＰＳＫ（位相シフトキー
イング）変調を用いたシステムが多く、搬送周波数のず
れ、すなわち周波数オフセットが復調歪みとなって誤り
率特性に重大な影響を及ぼす。
【０００３】このため、周波数オフセットに基づく位相
回転量が自動的に補償できるよう、例えば受信側で搬送
波再生を行って入力波との位相比較を行い、位相同期発
振器の発振周波数を入力周波数に自動追随させる位相同
期ループ式同期検波装置などが提案されている。しか
し、この種の同期検波装置は、親局側から見たバースト
の位相が子局ごとに異なるために、時分割で複数の子局
に対応する親局の位相同期ループによる追随即応性にど
うしても限界があり、バーストに対する初期同期を短縮
する目的で、例えば図３に示したように、送信データ信
号の先端にプリアンブル信号を付加する送信方式が提案
された。ただし、プリアンブル信号の付加された送信デ
ータ信号を受信する構成とした場合、同期検波装置はプ
リアンブル信号から搬送波を再生するための回路が複雑
化しやすく、製造コストも高くつく欠点があり、そこで
入力信号対雑音比と誤り率の関係は多少犠牲になるが、
搬送波再生が不要で回路規模も小さくて済む遅延検波装
置の有用性が注目されるようになった。
回転量が自動的に補償できるよう、例えば受信側で搬送
波再生を行って入力波との位相比較を行い、位相同期発
振器の発振周波数を入力周波数に自動追随させる位相同
期ループ式同期検波装置などが提案されている。しか
し、この種の同期検波装置は、親局側から見たバースト
の位相が子局ごとに異なるために、時分割で複数の子局
に対応する親局の位相同期ループによる追随即応性にど
うしても限界があり、バーストに対する初期同期を短縮
する目的で、例えば図３に示したように、送信データ信
号の先端にプリアンブル信号を付加する送信方式が提案
された。ただし、プリアンブル信号の付加された送信デ
ータ信号を受信する構成とした場合、同期検波装置はプ
リアンブル信号から搬送波を再生するための回路が複雑
化しやすく、製造コストも高くつく欠点があり、そこで
入力信号対雑音比と誤り率の関係は多少犠牲になるが、
搬送波再生が不要で回路規模も小さくて済む遅延検波装
置の有用性が注目されるようになった。
【０００４】遅延検波装置は、プリアンブル信号と後続
のデータ信号を直交成分に分けて多相位相変調された信
号を受信アンテナにて捕捉し、直交２相復調した後、直
交成分ごとにＡＤ変換して遅延検波する。遅延検波は、
受信した多相位相変調信号を１ビット分遅延して遅延ロ
ーカル信号とし、この遅延ローカル信号を遅延前の多相
位相変調信号と位相比較して位相回転量を検出すること
により行われ、復調信号Ｓ（ｔ）は、多相位相変調信号
Ｒ（ｔ）に遅延ローカル信号Ｌ（ｔ）を乗算したものと
等価である。
のデータ信号を直交成分に分けて多相位相変調された信
号を受信アンテナにて捕捉し、直交２相復調した後、直
交成分ごとにＡＤ変換して遅延検波する。遅延検波は、
受信した多相位相変調信号を１ビット分遅延して遅延ロ
ーカル信号とし、この遅延ローカル信号を遅延前の多相
位相変調信号と位相比較して位相回転量を検出すること
により行われ、復調信号Ｓ（ｔ）は、多相位相変調信号
Ｒ（ｔ）に遅延ローカル信号Ｌ（ｔ）を乗算したものと
等価である。
【０００５】ここで、搬送角速度をωc 、シンボル周期
をＴとしたときに、２のＮ乗相位相変調の第Ｍ相に対し
ては、位相変調信号θ（ｔ）の１シンボル期間差分Δθ
（ｔ）＝θ（ｔ）−θ（ｔ−Ｔ）を、 Δθ（ｔ）＝２πｋ／Ｍ ただし、ｋは０，１，
…，Ｍ−１なる整数 ωc Ｔ＝（π／Ｍ）＋２πｎ ただし、ｎは整数 のごとく選ぶことにより、 Ｉ（ｔ）＝Ｒｅ［Ｓ（ｔ）］＝ｃｏｓ［Δθ＋（π／
Ｍ）］＝αｃｏｓΔθ−βｓｉｎΔθ Ｑ（ｔ）＝Ｉｍ［Ｓ（ｔ）］＝ｓｉｎ［Δθ＋（π／
Ｍ）］＝αｓｉｎΔθ＋βｃｏｓΔθ ただし、α＝ｃｏｓ（π／Ｍ），β＝ｓｉｎ（π／Ｍ） なる直交復調により復調できることが分かる。
をＴとしたときに、２のＮ乗相位相変調の第Ｍ相に対し
ては、位相変調信号θ（ｔ）の１シンボル期間差分Δθ
（ｔ）＝θ（ｔ）−θ（ｔ−Ｔ）を、 Δθ（ｔ）＝２πｋ／Ｍ ただし、ｋは０，１，
…，Ｍ−１なる整数 ωc Ｔ＝（π／Ｍ）＋２πｎ ただし、ｎは整数 のごとく選ぶことにより、 Ｉ（ｔ）＝Ｒｅ［Ｓ（ｔ）］＝ｃｏｓ［Δθ＋（π／
Ｍ）］＝αｃｏｓΔθ−βｓｉｎΔθ Ｑ（ｔ）＝Ｉｍ［Ｓ（ｔ）］＝ｓｉｎ［Δθ＋（π／
Ｍ）］＝αｓｉｎΔθ＋βｃｏｓΔθ ただし、α＝ｃｏｓ（π／Ｍ），β＝ｓｉｎ（π／Ｍ） なる直交復調により復調できることが分かる。
【０００６】しかしながら、こうした遅延検波では、搬
送周波数がΔωc だけずれると、初期位相設定ωc Ｔに
対してΔωc Ｔの位相ずれとなって表れるため、例えば
２相ＰＳＫの場合すなわちＭ＝２（Ｎ＝１）の場合は、
位相ずれが零のときの復調信号が Ｓ（ｔ）＝±１ であるのに対し、 Ｓ（ｔ）＝±ｃｏｓ（Δωc Ｔ） だけ復調振幅が減少し、耐雑音特性すなわち誤り率特性
が劣化してしまう問題があった。
送周波数がΔωc だけずれると、初期位相設定ωc Ｔに
対してΔωc Ｔの位相ずれとなって表れるため、例えば
２相ＰＳＫの場合すなわちＭ＝２（Ｎ＝１）の場合は、
位相ずれが零のときの復調信号が Ｓ（ｔ）＝±１ であるのに対し、 Ｓ（ｔ）＝±ｃｏｓ（Δωc Ｔ） だけ復調振幅が減少し、耐雑音特性すなわち誤り率特性
が劣化してしまう問題があった。
【０００７】そこで、こうした周波数オフセットに起因
する復調歪を低減するため、例えば特公昭６３−３８１
４３号公報「遅延検波回路」に開示された装置では、各
バーストのプリアンブル信号期間内で位相比較器の出力
をサンプル保持し、この値で遅延ローカル信号の位相を
変化させ、搬送周波数のずれすなわち周波数オフセット
を自動的に補償する構成が採用されている。
する復調歪を低減するため、例えば特公昭６３−３８１
４３号公報「遅延検波回路」に開示された装置では、各
バーストのプリアンブル信号期間内で位相比較器の出力
をサンプル保持し、この値で遅延ローカル信号の位相を
変化させ、搬送周波数のずれすなわち周波数オフセット
を自動的に補償する構成が採用されている。
【０００８】図４に概略構成を示す遅延検波装置は、入
力位相変調信号を第１の位相比較器２の一方の比較入力
端子に供給するとともに、１ビット遅延器３と可変移相
器４を介して第１の位相比較器２の他方に位相比較入力
端子に供給し、さらに入力位相変調信号を、π／２移相
器５にてπ／２だけ位相したのち第２の位相比較器６に
供給し、可変移相器４の出力と位相比較して得られる位
相差をサンプル保持回路７に保持させ、サンプル保持回
路７が入力位相変調信号の先頭に配置されたプリアンブ
ル信号期間中に位相差を保持し、この位相差をもってデ
ータ信号期間中の可変移相器４の可変移相量を制御する
ことにより、搬送周波数のずれによる復調歪みを補償す
る構成とされている。すなわち、サンプル保持回路７の
出力電圧が正のときは可変移相器４が位相を遅らせるよ
うな極性をもたせることで、位相差が零となるようなル
ープ制御が働くようになっている。
力位相変調信号を第１の位相比較器２の一方の比較入力
端子に供給するとともに、１ビット遅延器３と可変移相
器４を介して第１の位相比較器２の他方に位相比較入力
端子に供給し、さらに入力位相変調信号を、π／２移相
器５にてπ／２だけ位相したのち第２の位相比較器６に
供給し、可変移相器４の出力と位相比較して得られる位
相差をサンプル保持回路７に保持させ、サンプル保持回
路７が入力位相変調信号の先頭に配置されたプリアンブ
ル信号期間中に位相差を保持し、この位相差をもってデ
ータ信号期間中の可変移相器４の可変移相量を制御する
ことにより、搬送周波数のずれによる復調歪みを補償す
る構成とされている。すなわち、サンプル保持回路７の
出力電圧が正のときは可変移相器４が位相を遅らせるよ
うな極性をもたせることで、位相差が零となるようなル
ープ制御が働くようになっている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】この従来の多相位相変
調信号の遅延復調装置は、第１の位相比較器２と１ビッ
ト遅延器３という遅延検波方式の骨格をなす基本的構成
要素の外に、可変移相器４やπ／２の移相器５或いは第
２の位相比較器６や、さらにはサンプル保持回路７等が
必要であり、このため装置全体の構成が複雑である。
調信号の遅延復調装置は、第１の位相比較器２と１ビッ
ト遅延器３という遅延検波方式の骨格をなす基本的構成
要素の外に、可変移相器４やπ／２の移相器５或いは第
２の位相比較器６や、さらにはサンプル保持回路７等が
必要であり、このため装置全体の構成が複雑である。
【００１０】また無変調搬送波からなるプリアンブル信
号から抽出される周波数オフセットは実質的にはプリア
ンブル信号期間の最後で決定された周波数オフセットで
あり、仮にフェージングの影響でプリアンブル信号自体
の搬送周波数が時間的に変動したような場合には、特定
の時点でサンプル保持回路７に保持された値が必ずしも
最も信頼できる周波数オフセットを示す値であるとは限
らず、プリアンブル信号期間に得られる周波数オフセッ
トに関する情報を最大限有効活用しきっていないといっ
た課題を抱えていた。
号から抽出される周波数オフセットは実質的にはプリア
ンブル信号期間の最後で決定された周波数オフセットで
あり、仮にフェージングの影響でプリアンブル信号自体
の搬送周波数が時間的に変動したような場合には、特定
の時点でサンプル保持回路７に保持された値が必ずしも
最も信頼できる周波数オフセットを示す値であるとは限
らず、プリアンブル信号期間に得られる周波数オフセッ
トに関する情報を最大限有効活用しきっていないといっ
た課題を抱えていた。
【００１１】本発明の目的は、データ信号に先行して送
られくる無変調搬送波であるプリアンブル信号期間に、
周波数オフセットに基づく復調誤差を相加平均し、確率
論的に見て最も妥当な方法で復調歪を補償することにあ
る。
られくる無変調搬送波であるプリアンブル信号期間に、
周波数オフセットに基づく復調誤差を相加平均し、確率
論的に見て最も妥当な方法で復調歪を補償することにあ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、プリアンブル
信号と後続のデータ信号を直交成分に分けて多相（２の
Ｎ乗相）位相変調した信号を受信し、該多相位相変調信
号を直交成分ごとにＡＤ変換するＡＤ変換器と、該ＡＤ
変換器の出力から前記直交成分が互いになす角度を精度
Ｍビットで計算する角度計算器と、該角度検出器の出力
を遅延検波して位相回転量を求め復調する復調器と、前
記プリアンブル信号期間における該復調器の出力位相回
転量のＭビットについて、隣接するシンボル間の差分を
数シンボル期間に亙って相加平均して周波数オフセット
に基づく位相回転量を求め、この位相回転量をデータ信
号期間中も保持して前記復調器の復調出力から減算する
周波数オフセット補償手段とを具備することを特徴とす
る多相位相変調信号の遅延検波装置を提供することによ
り、前記目的を達成するものである。
信号と後続のデータ信号を直交成分に分けて多相（２の
Ｎ乗相）位相変調した信号を受信し、該多相位相変調信
号を直交成分ごとにＡＤ変換するＡＤ変換器と、該ＡＤ
変換器の出力から前記直交成分が互いになす角度を精度
Ｍビットで計算する角度計算器と、該角度検出器の出力
を遅延検波して位相回転量を求め復調する復調器と、前
記プリアンブル信号期間における該復調器の出力位相回
転量のＭビットについて、隣接するシンボル間の差分を
数シンボル期間に亙って相加平均して周波数オフセット
に基づく位相回転量を求め、この位相回転量をデータ信
号期間中も保持して前記復調器の復調出力から減算する
周波数オフセット補償手段とを具備することを特徴とす
る多相位相変調信号の遅延検波装置を提供することによ
り、前記目的を達成するものである。
【００１３】また、本発明は、前記周波数オフセット補
償手段が、前記プリアンブル信号期間における前記復調
器の出力位相回転量のＭビットについて、隣接するシン
ボル間の差分を数シンボル機関に亙って積算する差分積
算器と、該差分積算器の出力を積算区間のシンボル数で
除し、平均値として得られた周波数オフセットに基づく
位相回転量をデータ信号期間中も保持する位相回転量保
持器と、該位相回転量保持器が保持する位相回転量を前
記復調器の復調出力から減算する減算器とからなること
を特徴とする多相位相変調信号の遅延検波装置を提供す
ることにより、前記目的を達成するものである。
償手段が、前記プリアンブル信号期間における前記復調
器の出力位相回転量のＭビットについて、隣接するシン
ボル間の差分を数シンボル機関に亙って積算する差分積
算器と、該差分積算器の出力を積算区間のシンボル数で
除し、平均値として得られた周波数オフセットに基づく
位相回転量をデータ信号期間中も保持する位相回転量保
持器と、該位相回転量保持器が保持する位相回転量を前
記復調器の復調出力から減算する減算器とからなること
を特徴とする多相位相変調信号の遅延検波装置を提供す
ることにより、前記目的を達成するものである。
【００１４】
【作用】本発明によれば、プリアンブル信号と後続のデ
ータ信号を直交成分に分けて多相（２のＮ乗相）位相変
調した信号を受信し、該多相位相変調信号を直交成分ご
とにＡＤ変換し、ＡＤ変換出力から前記直交成分が互い
になす角度を精度Ｍビットで計算し、角度検出出力を遅
延検波して位相回転量を求め復調し、プリアンブル信号
期間における復調出力のＭビットについて、隣接するシ
ンボル間の差分を数シンボル期間に亙って相加平均して
周波数オフセットに基づく位相回転量を求め、この位相
回転量をデータ信号期間中も保持して復調出力から減算
することにより、周波数オフセットを補償して復調歪を
低減することができる。
ータ信号を直交成分に分けて多相（２のＮ乗相）位相変
調した信号を受信し、該多相位相変調信号を直交成分ご
とにＡＤ変換し、ＡＤ変換出力から前記直交成分が互い
になす角度を精度Ｍビットで計算し、角度検出出力を遅
延検波して位相回転量を求め復調し、プリアンブル信号
期間における復調出力のＭビットについて、隣接するシ
ンボル間の差分を数シンボル期間に亙って相加平均して
周波数オフセットに基づく位相回転量を求め、この位相
回転量をデータ信号期間中も保持して復調出力から減算
することにより、周波数オフセットを補償して復調歪を
低減することができる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図１，図２
を参照して説明する。図１は、本発明の多相位相変調信
号の遅延検波装置の一実施例を示す概略回路構成図、図
２は、４相位相変調信号を復調した場合の信号点配置図
である。
を参照して説明する。図１は、本発明の多相位相変調信
号の遅延検波装置の一実施例を示す概略回路構成図、図
２は、４相位相変調信号を復調した場合の信号点配置図
である。
【００１６】図１に示す多相位相変調信号の遅延検波装
置１１は、プリアンブル信号と後続のデータ信号を直交
成分に分けて４相位相変調した信号を受信するものであ
り、受信信号のデータ構成は図３に示した通りである。
すなわち、例えば各４シンボルのＳＤ（開始データ）お
よびＮＷＩＤ（ネットワークＩＤデータ）と４シンボル
のＥＤ（終了データ）との間に適宜シンボル数のデータ
信号が挟まれており、プリアンブル信号はＳＤの直前に
１４８シンボルが付加されている。
置１１は、プリアンブル信号と後続のデータ信号を直交
成分に分けて４相位相変調した信号を受信するものであ
り、受信信号のデータ構成は図３に示した通りである。
すなわち、例えば各４シンボルのＳＤ（開始データ）お
よびＮＷＩＤ（ネットワークＩＤデータ）と４シンボル
のＥＤ（終了データ）との間に適宜シンボル数のデータ
信号が挟まれており、プリアンブル信号はＳＤの直前に
１４８シンボルが付加されている。
【００１７】受信アンテナにて補足された４相位相変調
信号は、直交復調器１２にて直角２相復調された後、直
交成分ごとすなわちＩ成分（同相成分）とＱ成分（直交
成分）ごとに対応するＡＤ変換器１３ｉ，１３ｑに送り
出され、例えば４ビットＡＤ変換される。両ＡＤ変換器
１３ｉ，１３ｑのＡＤ変換出力は角度計算器１４に供給
され、ここで直交成分ＩとＱが互いになす角度θが精度
Ｍ（例えば６）ビットで計算される。角度計算器１４に
て得られた直交成分のなす角度データは、復調器１５に
供給され遅延検波により位相回転量が求められる。
信号は、直交復調器１２にて直角２相復調された後、直
交成分ごとすなわちＩ成分（同相成分）とＱ成分（直交
成分）ごとに対応するＡＤ変換器１３ｉ，１３ｑに送り
出され、例えば４ビットＡＤ変換される。両ＡＤ変換器
１３ｉ，１３ｑのＡＤ変換出力は角度計算器１４に供給
され、ここで直交成分ＩとＱが互いになす角度θが精度
Ｍ（例えば６）ビットで計算される。角度計算器１４に
て得られた直交成分のなす角度データは、復調器１５に
供給され遅延検波により位相回転量が求められる。
【００１８】復調器１５には、周波数オフセット補償器
１６が接続してあり、プリアンブル信号期間内に求めた
復調誤差の平均値がデータ信号に対して補償されるよう
になっている。周波数オフセット補償器１６は、プリア
ンブル信号期間における復調器１５の出力位相回転量の
うち、Ｍ（ここでは６）ビットについて、隣接するシン
ボル間の差分を数シンボル期間に亙って積算する差分積
算器１７と、差分積算器１７の出力を積算区間のシンボ
ル数Ｌ（例えば３０）で除し、平均値として得られた周
波数オフセットに基づく位相回転量をデータ信号期間中
も保持する位相回転量保持器１８と、位相回転量保持器
１８が保持する位相回転量を復調器１５の復調出力から
減算する減算器１９とから構成される。実施例に示した
差分積算器１７は、差分演算用の減算器２０と、減算器
２０の出力を保持し、ラッチ出力を減算器２０の被減算
入力とするレジスタ回路２１とで構成される。
１６が接続してあり、プリアンブル信号期間内に求めた
復調誤差の平均値がデータ信号に対して補償されるよう
になっている。周波数オフセット補償器１６は、プリア
ンブル信号期間における復調器１５の出力位相回転量の
うち、Ｍ（ここでは６）ビットについて、隣接するシン
ボル間の差分を数シンボル期間に亙って積算する差分積
算器１７と、差分積算器１７の出力を積算区間のシンボ
ル数Ｌ（例えば３０）で除し、平均値として得られた周
波数オフセットに基づく位相回転量をデータ信号期間中
も保持する位相回転量保持器１８と、位相回転量保持器
１８が保持する位相回転量を復調器１５の復調出力から
減算する減算器１９とから構成される。実施例に示した
差分積算器１７は、差分演算用の減算器２０と、減算器
２０の出力を保持し、ラッチ出力を減算器２０の被減算
入力とするレジスタ回路２１とで構成される。
【００１９】ところで、ＡＤ変換器の出力４ビットは、
２の補数形式であり、最上位ビットの「１」は−を表
し、「０」は＋を表す。このため、ＱＰＳＫすなわち２
の二乗相（Ｎ＝２）ＰＳＫで変調された位相変調信号を
受信した場合は、図２に示したように、４ビットのうち
下位３ビットが角度π／４を８分割した位相情報を担う
ことになる。また、角度計算器１４の出力６ビットｂ１
〜ｂ６のうち、最上位ビットｂ１と続く第２位のビット
ｂ２は、計算された角度θが第１〜第４象限のうちの第
何象限の角度であるかを表しており、第３位ビットｂ３
は象限の正負を表している。さらにまた、下位３ビット
ｂ３〜ｂ６は、角度θがπ／４の範囲を８分割した領域
のいずれに該当するかを表す。
２の補数形式であり、最上位ビットの「１」は−を表
し、「０」は＋を表す。このため、ＱＰＳＫすなわち２
の二乗相（Ｎ＝２）ＰＳＫで変調された位相変調信号を
受信した場合は、図２に示したように、４ビットのうち
下位３ビットが角度π／４を８分割した位相情報を担う
ことになる。また、角度計算器１４の出力６ビットｂ１
〜ｂ６のうち、最上位ビットｂ１と続く第２位のビット
ｂ２は、計算された角度θが第１〜第４象限のうちの第
何象限の角度であるかを表しており、第３位ビットｂ３
は象限の正負を表している。さらにまた、下位３ビット
ｂ３〜ｂ６は、角度θがπ／４の範囲を８分割した領域
のいずれに該当するかを表す。
【００２０】復調器１５における位相回転量の計算は、
１シンボル前の角度計算値と現在の角度計算値との差を
とって位相回転量を算出することで行われる。この場
合、復調器１５の復調出力のうち、上位２ビットがデー
タであり、下位４ビットはデータ品質を意味する。
１シンボル前の角度計算値と現在の角度計算値との差を
とって位相回転量を算出することで行われる。この場
合、復調器１５の復調出力のうち、上位２ビットがデー
タであり、下位４ビットはデータ品質を意味する。
【００２１】実施例の場合、差分積算器１７は、プリア
ンブル受信中に全６４ビットの１シンボルごとの差をＬ
（＝３０）シンボル区間に亙って区間積算する。具体的
には、減算器２０の出力を保持するレジスタ回路２１の
出力から、１シンボルごとの復調出力を減算器２０にて
減算し、再びレジスタ回路２１に保持させることによ
り、区画積算が行われる。減算器２０の出力は、位相回
転量保持器１８に保持され、ここで積算シンボル数Ｌに
より除算され、この平均値演算により周波数オフセット
に基づく位相回転量が算出される。
ンブル受信中に全６４ビットの１シンボルごとの差をＬ
（＝３０）シンボル区間に亙って区間積算する。具体的
には、減算器２０の出力を保持するレジスタ回路２１の
出力から、１シンボルごとの復調出力を減算器２０にて
減算し、再びレジスタ回路２１に保持させることによ
り、区画積算が行われる。減算器２０の出力は、位相回
転量保持器１８に保持され、ここで積算シンボル数Ｌに
より除算され、この平均値演算により周波数オフセット
に基づく位相回転量が算出される。
【００２２】こうして算出された周波数オフセットに基
づく位相回転量は、プリアンブル信号に連なる１回のデ
ータ受信中は、固定値としてずっと出力され続け、デー
タ信号から算出された位相回転量に含まれるオフセット
値を相殺する値として、減算器１９において復調器１５
の出力から減算される。
づく位相回転量は、プリアンブル信号に連なる１回のデ
ータ受信中は、固定値としてずっと出力され続け、デー
タ信号から算出された位相回転量に含まれるオフセット
値を相殺する値として、減算器１９において復調器１５
の出力から減算される。
【００２３】このように、本実施例は、プリアンブル信
号期間における復調出力のうちＭ（＝６）ビットについ
て、隣接するシンボル間の差分を３０シンボル期間に亙
って相加平均して周波数オフセットに基づく位相回転量
を求め、この位相回転量をデータ信号期間中も保持して
復調出力から減算する構成としたから、ただ単にプリア
ンブル信号期間中の特定の時点で周波数オフセットを求
めるのと異なり、データ信号の先頭に付されたプリアン
ブル信号から、位相回転量に基づいて数シンボル期間に
亙る搬送周波数ずれすなわち周波数オフセットの平均値
を導き出すことができる。このため、仮にフェージング
の影響でプリアンブル信号自体の搬送周波数が時間的に
変動することがあっても、フェージングによる一過性の
周波数オフセットは平滑化され、確率論的に最も妥当な
周波数オフセットが導き出されることで、歪の少ない安
定した復調が可能である。さらに、平均値演算に必要な
時間からプリアンブル信号期間を逆指定することによ
り、プリアンブル信号期間を必要最小限の長さに短縮し
て通信効率を高めることが可能である。
号期間における復調出力のうちＭ（＝６）ビットについ
て、隣接するシンボル間の差分を３０シンボル期間に亙
って相加平均して周波数オフセットに基づく位相回転量
を求め、この位相回転量をデータ信号期間中も保持して
復調出力から減算する構成としたから、ただ単にプリア
ンブル信号期間中の特定の時点で周波数オフセットを求
めるのと異なり、データ信号の先頭に付されたプリアン
ブル信号から、位相回転量に基づいて数シンボル期間に
亙る搬送周波数ずれすなわち周波数オフセットの平均値
を導き出すことができる。このため、仮にフェージング
の影響でプリアンブル信号自体の搬送周波数が時間的に
変動することがあっても、フェージングによる一過性の
周波数オフセットは平滑化され、確率論的に最も妥当な
周波数オフセットが導き出されることで、歪の少ない安
定した復調が可能である。さらに、平均値演算に必要な
時間からプリアンブル信号期間を逆指定することによ
り、プリアンブル信号期間を必要最小限の長さに短縮し
て通信効率を高めることが可能である。
【００２４】また、周波数オフセット補償器１６は、補
償結果を帰還させないオープンループ式であり、差分積
算器と位相回転量保持器１８と減算器１９とから構成す
ることができるため、周波数オフセット補償に必要な部
分の回路構成が簡単であり、また差分積算器１７も、減
算器２０とその減算出力を保持して減算器の被減算入力
とするレジスタ回路２１から構成できるため、複雑な回
路構成とすることなく、確実に周波数オフセットの補償
が可能であり、しかもクローズドループ式の自動周波数
制御に比べても遜色のない周波数オフセット補償が可能
である。
償結果を帰還させないオープンループ式であり、差分積
算器と位相回転量保持器１８と減算器１９とから構成す
ることができるため、周波数オフセット補償に必要な部
分の回路構成が簡単であり、また差分積算器１７も、減
算器２０とその減算出力を保持して減算器の被減算入力
とするレジスタ回路２１から構成できるため、複雑な回
路構成とすることなく、確実に周波数オフセットの補償
が可能であり、しかもクローズドループ式の自動周波数
制御に比べても遜色のない周波数オフセット補償が可能
である。
【００２５】なお、上記実施例では、４相位相変調した
信号を遅延検波する場合を例にとったが、多相（２のＮ
乗相）位相変調の相数を規定する値Ｎは２に限定され
ず、例えば２相位相変調（Ｎ＝１）や８相位相変調（Ｎ
＝３）或いは１６相位相変調（Ｎ＝４）のごとく、Ｎは
任意の整数に選ぶことができる。また、本発明の遅延検
波装置は、情報変調として多相位相変調した信号をさら
にスペクトラム拡散変調した信号を検波することも可能
であり、その場合はＦＤＭＡ（周波数分割多重方式）や
ＴＤＭＡ（時分割多重方式）やＣＤＭＡ（符号分割多重
方式）など、いずれの送信方式にも対応することができ
る。
信号を遅延検波する場合を例にとったが、多相（２のＮ
乗相）位相変調の相数を規定する値Ｎは２に限定され
ず、例えば２相位相変調（Ｎ＝１）や８相位相変調（Ｎ
＝３）或いは１６相位相変調（Ｎ＝４）のごとく、Ｎは
任意の整数に選ぶことができる。また、本発明の遅延検
波装置は、情報変調として多相位相変調した信号をさら
にスペクトラム拡散変調した信号を検波することも可能
であり、その場合はＦＤＭＡ（周波数分割多重方式）や
ＴＤＭＡ（時分割多重方式）やＣＤＭＡ（符号分割多重
方式）など、いずれの送信方式にも対応することができ
る。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の多相位相
変調信号の遅延検波装置は、仮にフェージングの影響で
プリアンブル信号自体の搬送周波数が時間的に変動する
ことがあっても、相加平均によりフェージングに起因す
る一過性の周波数オフセットを平滑化し、確率論的に最
も妥当な周波数オフセットを導き出すことができる。こ
れにより歪の少ない安定した復調が可能となり、さらに
また平均値演算に必要な時間からプリアンブル信号期間
を逆指定することにより、プリアンブル信号期間を必要
最小限の長さに短縮して通信効率を高めることができる
等の優れた効果を奏する。
変調信号の遅延検波装置は、仮にフェージングの影響で
プリアンブル信号自体の搬送周波数が時間的に変動する
ことがあっても、相加平均によりフェージングに起因す
る一過性の周波数オフセットを平滑化し、確率論的に最
も妥当な周波数オフセットを導き出すことができる。こ
れにより歪の少ない安定した復調が可能となり、さらに
また平均値演算に必要な時間からプリアンブル信号期間
を逆指定することにより、プリアンブル信号期間を必要
最小限の長さに短縮して通信効率を高めることができる
等の優れた効果を奏する。
【００２７】また、本発明は、周波数オフセット補償手
段を、位相回転量保持器と減算器とから構成したので、
複雑な回路構成とすることなく、確実に周波数オフセッ
トの補償が可能であり、クローズドループ式の自動周波
数制御に比べても遜色のない周波数オフセット補償が可
能である等の効果を奏する。
段を、位相回転量保持器と減算器とから構成したので、
複雑な回路構成とすることなく、確実に周波数オフセッ
トの補償が可能であり、クローズドループ式の自動周波
数制御に比べても遜色のない周波数オフセット補償が可
能である等の効果を奏する。
【図１】本発明の多相位相変調信号の遅延検波装置の一
実施例を示すブロック図である。
実施例を示すブロック図である。
【図２】４相位相変調信号を復調した場合の信号点配置
を位相面上に示した図である。
を位相面上に示した図である。
【図３】バースト送信信号のデータ構成を示す図であ
る。
る。
【図４】従来の多相位相変調信号の遅延検波装置の一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
１１ 遅延検波装置 １２ 直交復調器 １３ｉ，１３ｑ ＡＤ変換器 １４ 角度計算器 １５ 復調器 １６ 周波数オフセット補償器 １７ 差分積算器 １８ 位相回転量保持器 １９ 減算器
Claims (2)
- 【請求項１】 プリアンブル信号と後続のデータ信号を
直交成分に分けて多相（２のＮ乗相）位相変調した信号
を受信し、該多相位相変調信号を直交成分ごとにＡＤ変
換するＡＤ変換器と、該ＡＤ変換器の出力から前記直交
成分が互いになす角度を精度Ｍビットで計算する角度計
算器と、該角度検出器の出力を遅延検波して位相回転量
を求め復調する復調器と、前記プリアンブル信号期間に
おける該復調器の出力位相回転量のＭビットについて、
隣接するシンボル間の差分を数シンボル期間に亙って相
加平均して周波数オフセットに基づく位相回転量を求
め、この周波数オフセットによる位相回転量をデータ信
号期間中も保持して前記復調器の復調出力から減算する
周波数オフセット補償手段とを具備することを特徴とす
る多相位相変調信号の遅延検波装置。 - 【請求項２】 前記周波数オフセット補償手段は、前記
プリアンブル信号期間における前記復調器の出力位相回
転量のＭビットについて、隣接するシンボル間の差分を
数シンボル期間に亙って積算する差分積算器と、該差分
積算器の出力を積算区間のシンボル数で除し、平均値と
して得られた周波数オフセットに基づく位相回転量をデ
ータ信号期間中も保持する位相回転量保持器と、該位相
回転量保持器が保持する位相回転量を前記復調器の復調
出力から減算する減算器とからなることを特徴とする請
求項１記載の多相位相変調信号の遅延検波装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5326772A JPH07183927A (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 多相位相変調信号の遅延検波装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5326772A JPH07183927A (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 多相位相変調信号の遅延検波装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07183927A true JPH07183927A (ja) | 1995-07-21 |
Family
ID=18191529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5326772A Pending JPH07183927A (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 多相位相変調信号の遅延検波装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07183927A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000115269A (ja) * | 1998-10-09 | 2000-04-21 | Futaba Corp | キャリア位相追従装置および周波数ホッピング受信装置 |
| US6078578A (en) * | 1995-12-11 | 2000-06-20 | Nec Corporation | Communication apparatus |
| EP1063823A2 (en) * | 1999-06-23 | 2000-12-27 | Nec Corporation | Data reproducing apparatus for portable telephone set |
| JP2005328540A (ja) * | 2004-05-12 | 2005-11-24 | Micronas Gmbh | 受信したシンボルの復調のための受信信号の周波数を測定するための方法および回路装置 |
| JP2015220568A (ja) * | 2014-05-16 | 2015-12-07 | 日本電信電話株式会社 | バースト信号伝送システム、バースト信号受信装置及びバースト信号受信方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57164645A (en) * | 1981-04-03 | 1982-10-09 | Nec Corp | Delay detecting circuit |
| JPH03274844A (ja) * | 1990-03-24 | 1991-12-05 | Japan Radio Co Ltd | Ｐｓｋ変調信号の遅延検波回路 |
| JPH0568063A (ja) * | 1991-09-09 | 1993-03-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 周波数変動補正装置 |
| JPH0568064A (ja) * | 1991-09-09 | 1993-03-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 復調装置 |
-
1993
- 1993-12-24 JP JP5326772A patent/JPH07183927A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57164645A (en) * | 1981-04-03 | 1982-10-09 | Nec Corp | Delay detecting circuit |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| EP1063823A2 (en) * | 1999-06-23 | 2000-12-27 | Nec Corporation | Data reproducing apparatus for portable telephone set |
| EP1063823A3 (en) * | 1999-06-23 | 2003-12-10 | Nec Corporation | Data reproducing apparatus for portable telephone set |
| US7197136B1 (en) | 1999-06-23 | 2007-03-27 | Nec Corporation | Digital portable telephone set |
| JP2005328540A (ja) * | 2004-05-12 | 2005-11-24 | Micronas Gmbh | 受信したシンボルの復調のための受信信号の周波数を測定するための方法および回路装置 |
| JP2015220568A (ja) * | 2014-05-16 | 2015-12-07 | 日本電信電話株式会社 | バースト信号伝送システム、バースト信号受信装置及びバースト信号受信方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19970318 |