JPH05252217A - 遅延検波方式 - Google Patents
遅延検波方式Info
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- JPH05252217A JPH05252217A JP4048832A JP4883292A JPH05252217A JP H05252217 A JPH05252217 A JP H05252217A JP 4048832 A JP4048832 A JP 4048832A JP 4883292 A JP4883292 A JP 4883292A JP H05252217 A JPH05252217 A JP H05252217A
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- phase
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は遅延検波方式に関し、受信周波数が
変化しても符号誤り率が劣化しない遅延検波方式の提供
を目的とする。 【構成】 受信信号を分岐し、一方はそのまま、かつ他
方は遅延回路を経由させることにより、両信号間の位相
比較に基づいて復調を行う遅延検波方式において、遅延
回路に付加した位相補正部４と、復調出力より変調成分
を除去した誤差信号を積分する誤差検出部５とを備え、
誤差検出部５の出力により復調出力のレベルが一定とな
るように位相補正部４を制御する。好ましくは、受信信
号は位相変調波信号である。また、受信信号は直交変調
波信号を準同期直交検波してこれらを極座標変換した位
相平面上の信号である。
変化しても符号誤り率が劣化しない遅延検波方式の提供
を目的とする。 【構成】 受信信号を分岐し、一方はそのまま、かつ他
方は遅延回路を経由させることにより、両信号間の位相
比較に基づいて復調を行う遅延検波方式において、遅延
回路に付加した位相補正部４と、復調出力より変調成分
を除去した誤差信号を積分する誤差検出部５とを備え、
誤差検出部５の出力により復調出力のレベルが一定とな
るように位相補正部４を制御する。好ましくは、受信信
号は位相変調波信号である。また、受信信号は直交変調
波信号を準同期直交検波してこれらを極座標変換した位
相平面上の信号である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は遅延検波方式に関し、更
に詳しくは受信信号を分岐し、一方はそのまま、かつ他
方は遅延回路を経由させることにより、両信号間の位相
比較に基づいて復調を行う遅延検波方式に関する。今
日、衛星通信や移動体通信においては、通信品質の向上
のために音声信号をディジタル化し、無線周波に変調を
かけて伝送する方式が一般化しつつある。この変調方式
にはＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、π／４シフトＱＰＳＫ、ＱＡ
Ｍ等があり、その復調方式には大別して同期検波方式と
遅延検波方式とがある。
に詳しくは受信信号を分岐し、一方はそのまま、かつ他
方は遅延回路を経由させることにより、両信号間の位相
比較に基づいて復調を行う遅延検波方式に関する。今
日、衛星通信や移動体通信においては、通信品質の向上
のために音声信号をディジタル化し、無線周波に変調を
かけて伝送する方式が一般化しつつある。この変調方式
にはＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、π／４シフトＱＰＳＫ、ＱＡ
Ｍ等があり、その復調方式には大別して同期検波方式と
遅延検波方式とがある。
【０００２】同期検波方式では、受信変調波から位相変
動のない基準となる搬送波を再生し、この基準波と受信
変調波の位相を比較することにより復調を行う。同期検
波方式によれば、もし同一のＣ／Ｎが得られるなら、遅
延検波方式に比べて復調の符号誤り率を小さくできる。
しかし、特に移動体通信では、移動体の移動に伴って激
しいフェージングが生ずるために、基準搬送波の再生は
困難である。このために、移動体通信では基準搬送波の
再生が不要な遅延検波方式が一般的に用いられる。
動のない基準となる搬送波を再生し、この基準波と受信
変調波の位相を比較することにより復調を行う。同期検
波方式によれば、もし同一のＣ／Ｎが得られるなら、遅
延検波方式に比べて復調の符号誤り率を小さくできる。
しかし、特に移動体通信では、移動体の移動に伴って激
しいフェージングが生ずるために、基準搬送波の再生は
困難である。このために、移動体通信では基準搬送波の
再生が不要な遅延検波方式が一般的に用いられる。
【０００３】
【従来の技術】図５は従来の遅延検波方式を説明する図
で、図において１は電力分配器、２は１タイムスロット
分の遅延時間τを有する遅延素子、３は位相比較器であ
る。図５の（Ａ）において、電力分配器１はＢＰＳＫ変
調波の受信ＩＦ信号を２分岐し、一方はそのまま、他方
は遅延素子２を経由させることにより、夫々を位相比較
器３に入力する。位相比較器３は、現タイムスロットの
受信信号φと１タイムスロット前の受信信号φ-1の位相
を比較することにより、位相差に比例した復調ベースバ
ンド信号を出力する。
で、図において１は電力分配器、２は１タイムスロット
分の遅延時間τを有する遅延素子、３は位相比較器であ
る。図５の（Ａ）において、電力分配器１はＢＰＳＫ変
調波の受信ＩＦ信号を２分岐し、一方はそのまま、他方
は遅延素子２を経由させることにより、夫々を位相比較
器３に入力する。位相比較器３は、現タイムスロットの
受信信号φと１タイムスロット前の受信信号φ-1の位相
を比較することにより、位相差に比例した復調ベースバ
ンド信号を出力する。
【０００４】図５の（Ｂ）において、このような遅延素
子２の遅延時間τは受信ＩＦ信号周期（１／ｆ0 ）の整
数倍に選ばれる。従って、受信ＩＦ信号の周波数ｆ0 に
変動が無い場合には、位相比較器３の各入力には変調に
応じて相互に位相差０又はπの受信信号φ，φ-1が得ら
れる。しかし、実際の装置では送信周波数や受信ローカ
ル発振器の周波数等に変動があり、これに応じて受信Ｉ
Ｆ信号の周波数ｆ0 も変動する。しかるに、従来のよう
に遅延時間τが固定であると、もはや受信ＩＦ信号周期
の整数倍の関係は保てなくなり、遅延素子２の出力には
本来の変調成分である位相差０又はπに対して角周波数
変動分△ωによる位相誤差△θ＝τ×△ωが重畳する。
このために、復調ベースバンド信号の復調レベルが変動
し、しばしば符号点の識別を誤ることにより、符号誤り
率が劣化するという問題があった。
子２の遅延時間τは受信ＩＦ信号周期（１／ｆ0 ）の整
数倍に選ばれる。従って、受信ＩＦ信号の周波数ｆ0 に
変動が無い場合には、位相比較器３の各入力には変調に
応じて相互に位相差０又はπの受信信号φ，φ-1が得ら
れる。しかし、実際の装置では送信周波数や受信ローカ
ル発振器の周波数等に変動があり、これに応じて受信Ｉ
Ｆ信号の周波数ｆ0 も変動する。しかるに、従来のよう
に遅延時間τが固定であると、もはや受信ＩＦ信号周期
の整数倍の関係は保てなくなり、遅延素子２の出力には
本来の変調成分である位相差０又はπに対して角周波数
変動分△ωによる位相誤差△θ＝τ×△ωが重畳する。
このために、復調ベースバンド信号の復調レベルが変動
し、しばしば符号点の識別を誤ることにより、符号誤り
率が劣化するという問題があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来の遅
延検波方式では、受信周波数が変化すると符号誤り率が
劣化するという問題があった。本発明の目的は、受信周
波数が変化しても符号誤り率が劣化しない遅延検波方式
を提供することにある。
延検波方式では、受信周波数が変化すると符号誤り率が
劣化するという問題があった。本発明の目的は、受信周
波数が変化しても符号誤り率が劣化しない遅延検波方式
を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明の遅延検波方式は、受
信信号を分岐し、一方はそのまま、かつ他方は遅延回路
を経由させることにより、両信号間の位相比較に基づい
て復調を行う遅延検波方式において、遅延回路に付加し
た位相補正部４と、復調出力より変調成分を除去した誤
差信号を積分する誤差検出部５とを備え、誤差検出部５
の出力により復調出力のレベルが一定となるように位相
補正部４を制御するものである。
により解決される。即ち、本発明の遅延検波方式は、受
信信号を分岐し、一方はそのまま、かつ他方は遅延回路
を経由させることにより、両信号間の位相比較に基づい
て復調を行う遅延検波方式において、遅延回路に付加し
た位相補正部４と、復調出力より変調成分を除去した誤
差信号を積分する誤差検出部５とを備え、誤差検出部５
の出力により復調出力のレベルが一定となるように位相
補正部４を制御するものである。
【０００７】
【作用】本発明の遅延検波方式においては、受信信号を
２分岐し、一方はそのまま、他方は遅延回路２及び位相
補正部４を経由させることにより、夫々を位相比較器３
に入力する。受信周波数に変動がない場合は、位相比較
器３は、現タイムスロットの受信信号φと１タイムスロ
ット前の受信信号φ-1´の位相を比較することにより、
位相差０又はπに比例した各符号点の復調ベースバンド
信号Ｓ0 を出力する。
２分岐し、一方はそのまま、他方は遅延回路２及び位相
補正部４を経由させることにより、夫々を位相比較器３
に入力する。受信周波数に変動がない場合は、位相比較
器３は、現タイムスロットの受信信号φと１タイムスロ
ット前の受信信号φ-1´の位相を比較することにより、
位相差０又はπに比例した各符号点の復調ベースバンド
信号Ｓ0 を出力する。
【０００８】しかし、受信周波数が変動すると、位相比
較器３の各入力間には角周波数変動分△ωによる位相誤
差△θ＝τ×△ωが生じるので、その復調ベースバンド
信号Ｓ0 は本来の符号点レベルからずれてしまう。そこ
で、誤差検出部５は、復調ベースバンド信号Ｓ0 から本
来の変調成分である符号点レベルを除去することにより
位相誤差成分を抽出し、更にこの位相誤差成分を積分す
ることにより雑音成分を取り除き、その出力で位相補正
部４に負帰還をかける。これにより、位相補正部４は、
１タイムスロット前の受信信号φ-1を位相誤差△θを打
ち消す方向に移相させ、もって位相比較器３の各入力間
の位相誤差△θは打ち消される。従って、位相比較器３
は常に変調に応じた位相差０又はπに比例した各符号点
の復調ベースバンド信号Ｓ0 を出力することとなり、か
くして、受信周波数が変動しても符号誤り率が劣化しな
い遅延検波方式を提供できる。
較器３の各入力間には角周波数変動分△ωによる位相誤
差△θ＝τ×△ωが生じるので、その復調ベースバンド
信号Ｓ0 は本来の符号点レベルからずれてしまう。そこ
で、誤差検出部５は、復調ベースバンド信号Ｓ0 から本
来の変調成分である符号点レベルを除去することにより
位相誤差成分を抽出し、更にこの位相誤差成分を積分す
ることにより雑音成分を取り除き、その出力で位相補正
部４に負帰還をかける。これにより、位相補正部４は、
１タイムスロット前の受信信号φ-1を位相誤差△θを打
ち消す方向に移相させ、もって位相比較器３の各入力間
の位相誤差△θは打ち消される。従って、位相比較器３
は常に変調に応じた位相差０又はπに比例した各符号点
の復調ベースバンド信号Ｓ0 を出力することとなり、か
くして、受信周波数が変動しても符号誤り率が劣化しな
い遅延検波方式を提供できる。
【０００９】好ましくは、受信信号は位相変調波信号で
ある。また好ましくは、受信信号は直交変調波信号を準
同期直交検波してこれらを極座標変換した位相平面上の
信号である。
ある。また好ましくは、受信信号は直交変調波信号を準
同期直交検波してこれらを極座標変換した位相平面上の
信号である。
【００１０】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は第１実施例の遅
延検波方式の構成を示す図で、図において１は電力分配
器、２は１タイムスロット分の遅延時間τを有する遅延
素子、３は位相比較器、４は可変移相器（図１の位相補
正部）、５は誤差検出部、５1 は識別回路、５2はアナ
ログスイッチ、５3 は減算回路、５4 は積分回路であ
る。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は第１実施例の遅
延検波方式の構成を示す図で、図において１は電力分配
器、２は１タイムスロット分の遅延時間τを有する遅延
素子、３は位相比較器、４は可変移相器（図１の位相補
正部）、５は誤差検出部、５1 は識別回路、５2はアナ
ログスイッチ、５3 は減算回路、５4 は積分回路であ
る。
【００１１】図３は第１実施例の遅延検波方式の動作を
説明する図で、以下、図２及び図３を参照して動作を説
明する。図３において、例えば送信すべき２値データｘ
K ＝「０１１０１００１」とする。不図示の送信側で
は、ｙK ＝ｙK-1 ＋ｘK の和動演算により送信信号系列
ｙ K ＝「１０１１０００１」を形成し、さらに、ｙK ＝
１の場合は搬送波信号を位相πに変調し、またｙK ＝０
の場合は位相０に変調することによりＢＰＳＫ変調波を
送信する。
説明する図で、以下、図２及び図３を参照して動作を説
明する。図３において、例えば送信すべき２値データｘ
K ＝「０１１０１００１」とする。不図示の送信側で
は、ｙK ＝ｙK-1 ＋ｘK の和動演算により送信信号系列
ｙ K ＝「１０１１０００１」を形成し、さらに、ｙK ＝
１の場合は搬送波信号を位相πに変調し、またｙK ＝０
の場合は位相０に変調することによりＢＰＳＫ変調波を
送信する。
【００１２】一方、これを受信した受信ＩＦ信号は図示
のようになる。図は説明の簡単のために１タイムスロッ
トに１波形分しか示していないが、実際は複数の波が含
まれている。受信周波数に変動がない場合は、位相比較
器３は、現タイムスロットの受信信号φと１タイムスロ
ット前の受信信号φ-1´の位相を比較することにより、
位相差０又はπに比例した各符号点レベルＭ0 又はＭ1
の復調ベースバンド信号Ｓ0 を出力する。これを差動変
換ｘK ＝ｙK −ｙK-1 により復調すれば受信２値データ
ｘK ＝「０１１０１００１」が得られる。
のようになる。図は説明の簡単のために１タイムスロッ
トに１波形分しか示していないが、実際は複数の波が含
まれている。受信周波数に変動がない場合は、位相比較
器３は、現タイムスロットの受信信号φと１タイムスロ
ット前の受信信号φ-1´の位相を比較することにより、
位相差０又はπに比例した各符号点レベルＭ0 又はＭ1
の復調ベースバンド信号Ｓ0 を出力する。これを差動変
換ｘK ＝ｙK −ｙK-1 により復調すれば受信２値データ
ｘK ＝「０１１０１００１」が得られる。
【００１３】しかし、受信ＩＦ信号の周波数が変動する
と、現タイムスロットの受信信号φと１タイムスロット
前の受信信号φ-1´の間の位相には受信周波数の変動方
向に応じて＋Δθ又は−Δθの変動分が重畳してしま
う。またこれに応じて、復調ベースバンド信号Ｓ0 のレ
ベルも本来の符号点レベルＭ0 又はＭ1 よりずれて、誤
差信号＋ＥＲ又は−ＥＲが加算されたものとなる。
と、現タイムスロットの受信信号φと１タイムスロット
前の受信信号φ-1´の間の位相には受信周波数の変動方
向に応じて＋Δθ又は−Δθの変動分が重畳してしま
う。またこれに応じて、復調ベースバンド信号Ｓ0 のレ
ベルも本来の符号点レベルＭ0 又はＭ1 よりずれて、誤
差信号＋ＥＲ又は−ＥＲが加算されたものとなる。
【００１４】そこで、誤差検出部５の識別回路５1 は、
復調ベースバンド信号Ｓ0 と所定閾値ＴH とを比較する
ことにより該復調ベースバンド信号Ｓ0 がいずれの符号
点の側に存在するかを判別し、スイッチ５2 の接続を該
識別符号点に応じた側に切り換える。これにより減算回
路５3 は復調ベースバンド信号Ｓ0 から識別符号点に応
じたレベルＭ0 又はＭ1 を除去し、位相誤差に対応する
誤差信号ＥＲを抽出する。更に、積分回路５4 は誤差信
号ＥＲを積分することにより雑音成分を取り除き、受信
ＩＦ信号の周波数変動に基づく制御信号Ｃを形成して可
変移相器４に負帰還をかける。これにより、可変移相器
４は、周波数が大の場合は位相の過剰な回り込み分を補
正すべく遅延素子２の出力の信号φ-1を遅相させ、また
周波数が小の場合は位相の回り込みの不足分を補正すべ
く遅延素子２の出力の信号φ-1を進相させる。
復調ベースバンド信号Ｓ0 と所定閾値ＴH とを比較する
ことにより該復調ベースバンド信号Ｓ0 がいずれの符号
点の側に存在するかを判別し、スイッチ５2 の接続を該
識別符号点に応じた側に切り換える。これにより減算回
路５3 は復調ベースバンド信号Ｓ0 から識別符号点に応
じたレベルＭ0 又はＭ1 を除去し、位相誤差に対応する
誤差信号ＥＲを抽出する。更に、積分回路５4 は誤差信
号ＥＲを積分することにより雑音成分を取り除き、受信
ＩＦ信号の周波数変動に基づく制御信号Ｃを形成して可
変移相器４に負帰還をかける。これにより、可変移相器
４は、周波数が大の場合は位相の過剰な回り込み分を補
正すべく遅延素子２の出力の信号φ-1を遅相させ、また
周波数が小の場合は位相の回り込みの不足分を補正すべ
く遅延素子２の出力の信号φ-1を進相させる。
【００１５】従って、位相比較器３の各入力間では、常
に、変調成分に応じた位相差０又はπの受信信号φ，φ
-1´が得られることとなり、位相比較器３はこれに比例
した各符号点の復調ベースバンド信号Ｓ0 を出力する。
図４は第２実施例の遅延検波方式の構成を示す図で、こ
の例では、受信ＩＦ信号を準同期検波し、これを極座標
変換した位相平面上の復調ベースバンド信号θに対して
本発明の遅延検波方式を適用している。
に、変調成分に応じた位相差０又はπの受信信号φ，φ
-1´が得られることとなり、位相比較器３はこれに比例
した各符号点の復調ベースバンド信号Ｓ0 を出力する。
図４は第２実施例の遅延検波方式の構成を示す図で、こ
の例では、受信ＩＦ信号を準同期検波し、これを極座標
変換した位相平面上の復調ベースバンド信号θに対して
本発明の遅延検波方式を適用している。
【００１６】図において、１１はπ／２移相器、１２は
電力分配器、１３，１４は位相比較器、１５，１６はＡ
／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、１７は受信ＩＦ信号と同一周波
数の発振器、１８は極座標変換部、２はメモリ（図１の
遅延回路）、３は減算回路（図１の位相比較器）、４は
加算回路（図１の位相補正部）、５は誤差検出部、５ 1
は識別回路、５2 はセレクタ（ＳＥＬ）、５3 は減算回
路、５4 は積分回路である。
電力分配器、１３，１４は位相比較器、１５，１６はＡ
／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、１７は受信ＩＦ信号と同一周波
数の発振器、１８は極座標変換部、２はメモリ（図１の
遅延回路）、３は減算回路（図１の位相比較器）、４は
加算回路（図１の位相補正部）、５は誤差検出部、５ 1
は識別回路、５2 はセレクタ（ＳＥＬ）、５3 は減算回
路、５4 は積分回路である。
【００１７】固定の発振器１７をローカル源として受信
ＩＦ信号を位相比較器１３，１４により直交で準同期検
波し、得られた２系列の信号Ｉ´，Ｑ´を夫々Ａ／Ｄ変
換器１５，１６によりＡ／Ｄ変換する。更に、これらの
ディジタルＩ，Ｑ信号（直交座標信号）を極座標変換部
１８により極座標変換して受信ＩＦ信号の位相θを得
る。なお、この極座標への変換はθ＝ｔａｎ-1Ｑ／Ｉの
演算で行えるが、予めこのような演算結果をＲＯＭに記
憶しておけば、ディジタルＩ，Ｑ信号のアドレス指定に
より位相θを高速に読み出せる。この様にして得られた
位相θと１タイムスロット前の位相θ-1´を比較するこ
とにより第１実施例と同様にして遅延検波が行われる。
ＩＦ信号を位相比較器１３，１４により直交で準同期検
波し、得られた２系列の信号Ｉ´，Ｑ´を夫々Ａ／Ｄ変
換器１５，１６によりＡ／Ｄ変換する。更に、これらの
ディジタルＩ，Ｑ信号（直交座標信号）を極座標変換部
１８により極座標変換して受信ＩＦ信号の位相θを得
る。なお、この極座標への変換はθ＝ｔａｎ-1Ｑ／Ｉの
演算で行えるが、予めこのような演算結果をＲＯＭに記
憶しておけば、ディジタルＩ，Ｑ信号のアドレス指定に
より位相θを高速に読み出せる。この様にして得られた
位相θと１タイムスロット前の位相θ-1´を比較するこ
とにより第１実施例と同様にして遅延検波が行われる。
【００１８】一例としてＱＰＳＫ変調の場合は、その復
調出力には０，π／２，２π／２，３π／２に近いコー
ドが得られる。減算回路５3 は識別回路５1 の判別出力
ｎ（＝０〜３）に従って復調出力から前記４つのコード
のうち最も近いコードｎπ／２を引き算する。これによ
り位相誤差ＥＲが得られ、更にこの誤差ＥＲを積分回路
５4 で積分した後、これを位相誤差Δθの補正分θC と
してメモリ２の遅延出力θ-1に加算する。従って、減算
回路３の各入力間においては、受信周波数の変動に応じ
た位相誤差成分Δθが常に相殺される方向にあり、これ
により減算回路３は変調成分に応じた位相０，π／２，
２π／２又は３π／２の復調出力を安定に出力する。
調出力には０，π／２，２π／２，３π／２に近いコー
ドが得られる。減算回路５3 は識別回路５1 の判別出力
ｎ（＝０〜３）に従って復調出力から前記４つのコード
のうち最も近いコードｎπ／２を引き算する。これによ
り位相誤差ＥＲが得られ、更にこの誤差ＥＲを積分回路
５4 で積分した後、これを位相誤差Δθの補正分θC と
してメモリ２の遅延出力θ-1に加算する。従って、減算
回路３の各入力間においては、受信周波数の変動に応じ
た位相誤差成分Δθが常に相殺される方向にあり、これ
により減算回路３は変調成分に応じた位相０，π／２，
２π／２又は３π／２の復調出力を安定に出力する。
【００１９】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、受信信
号を分岐し、一方はそのまま、かつ他方は遅延回路を経
由させることにより、両信号間の位相比較に基づいて復
調を行う遅延検波方式において、遅延回路に付加した位
相補正部４と、復調出力より変調成分を除去した誤差信
号を積分する誤差検出部５とを備え、誤差検出部５の出
力により復調出力のレベルが一定となるように位相補正
部４を制御するので、受信周波数に変動があっても符号
誤り率の劣化が生じないような遅延検波が可能となる。
号を分岐し、一方はそのまま、かつ他方は遅延回路を経
由させることにより、両信号間の位相比較に基づいて復
調を行う遅延検波方式において、遅延回路に付加した位
相補正部４と、復調出力より変調成分を除去した誤差信
号を積分する誤差検出部５とを備え、誤差検出部５の出
力により復調出力のレベルが一定となるように位相補正
部４を制御するので、受信周波数に変動があっても符号
誤り率の劣化が生じないような遅延検波が可能となる。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は第１実施例の遅延検波方式の構成を示す
図である。
図である。
【図３】図３は第１実施例の遅延検波方式の動作を説明
する図である。
する図である。
【図４】図４は第２実施例の遅延検波方式の構成を示す
図である。
図である。
【図５】図５は従来の遅延検波方式を説明する図であ
る。
る。
２ 遅延回路 ３ 位相比較器 ４ 位相補正部 ５ 誤差検出部
Claims (3)
- 【請求項１】 受信信号を分岐し、一方はそのまま、か
つ他方は遅延回路を経由させることにより、両信号間の
位相比較に基づいて復調を行う遅延検波方式において、 遅延回路に付加した位相補正部（４）と、 復調出力より変調成分を除去した誤差信号を積分する誤
差検出部（５）とを備え、 誤差検出部（５）の出力により復調出力のレベルが一定
となるように位相補正部（４）を制御することを特徴と
する遅延検波方式。 - 【請求項２】 受信信号は位相変調波信号であることを
特徴とする請求項１の遅延検波方式。 - 【請求項３】 受信信号は直交変調波信号を準同期直交
検波してこれらを極座標変換した位相平面上の信号であ
ることを特徴とする請求項１の遅延検波方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4048832A JPH05252217A (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | 遅延検波方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4048832A JPH05252217A (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | 遅延検波方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252217A true JPH05252217A (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=12814217
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4048832A Withdrawn JPH05252217A (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | 遅延検波方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05252217A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100697032B1 (ko) * | 2006-08-16 | 2007-03-20 | 이순익 | 포장도로 보수방법 및 장치 |
-
1992
- 1992-03-05 JP JP4048832A patent/JPH05252217A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100697032B1 (ko) * | 2006-08-16 | 2007-03-20 | 이순익 | 포장도로 보수방법 및 장치 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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