JPH07147782A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH07147782A JPH07147782A JP5295698A JP29569893A JPH07147782A JP H07147782 A JPH07147782 A JP H07147782A JP 5295698 A JP5295698 A JP 5295698A JP 29569893 A JP29569893 A JP 29569893A JP H07147782 A JPH07147782 A JP H07147782A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチングロスの増加を抑制し運転効率を
向上するインバータ装置を得る。 【構成】 第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期
間の開始時刻が相電圧もしくは線間電圧のゼロクロス点
から位相π／３ずれた時刻と一致することのないＰＷＭ
変調信号を生成し出力するＰＷＭ変調手段を備えたイン
バータ装置である。
向上するインバータ装置を得る。 【構成】 第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期
間の開始時刻が相電圧もしくは線間電圧のゼロクロス点
から位相π／３ずれた時刻と一致することのないＰＷＭ
変調信号を生成し出力するＰＷＭ変調手段を備えたイン
バータ装置である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、２相スイッチングに
より直流電源を３相交流電源に変換するインバータ装置
に関するものである。
より直流電源を３相交流電源に変換するインバータ装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年の省エネルギーの高まりの中で、各
種電動機を制御する３相インバータ装置においても高効
率化が要求されている。従来、このような要求に対しイ
ンバータの出力相の内必ず１相をＰＷＭしないようにＰ
ＷＭパターンを選択し、スイッチングロスを低減するこ
とで高効率化を実現する２相変調方式が提案されてい
る。
種電動機を制御する３相インバータ装置においても高効
率化が要求されている。従来、このような要求に対しイ
ンバータの出力相の内必ず１相をＰＷＭしないようにＰ
ＷＭパターンを選択し、スイッチングロスを低減するこ
とで高効率化を実現する２相変調方式が提案されてい
る。
【０００３】以下、２相変調方式についてその原理を説
明する。図１０は、３相インバータ装置のトランジスタ
ブリッジにより構成されたインバータ主回路２とそのイ
ンバータ主回路に接続された３相負荷３を示す回路図で
ある。図１１は２相変調を説明するための原理説明図で
ある。図１０においてＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗはインバータグ
ランドを基準にした各相電位、Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ
は線間電圧、ＶｕｎＶｖｎ，Ｖｗｎは負荷のＵ，Ｖ，Ｗ
相に印加される相電圧、Ｅｄはインバータの直流母線電
圧である。このとき前記各電圧間には次に示す式
（１），（２），（３）の関係がある。
明する。図１０は、３相インバータ装置のトランジスタ
ブリッジにより構成されたインバータ主回路２とそのイ
ンバータ主回路に接続された３相負荷３を示す回路図で
ある。図１１は２相変調を説明するための原理説明図で
ある。図１０においてＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗはインバータグ
ランドを基準にした各相電位、Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ
は線間電圧、ＶｕｎＶｖｎ，Ｖｗｎは負荷のＵ，Ｖ，Ｗ
相に印加される相電圧、Ｅｄはインバータの直流母線電
圧である。このとき前記各電圧間には次に示す式
（１），（２），（３）の関係がある。
【０００４】 Ｖｕｖ＝Ｖｕ−Ｖｖ＝Ｖｕｎ−Ｖｖｎ ・・・（１）
【０００５】 Ｖｖｗ＝Ｖｖ−Ｖｗ＝Ｖｖｎ−Ｖｗｎ ・・・（２）
【０００６】 Ｖｗｕ＝Ｖｗ−Ｖｕ＝Ｖｗｎ−Ｖｕｎ ・・・（３）
【０００７】ここで線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを
次に示す式（４），（５），（６）による指令値Ｖｕｖ
* ，Ｖｖｗ* ，Ｖｗｕ* に制御する場合、インバータの
各相電位Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* は「０」以上「Ｅｄ」
以下であり、かつ式（４），（５），（６）の条件を満
たすように制御すればよい。
次に示す式（４），（５），（６）による指令値Ｖｕｖ
* ，Ｖｖｗ* ，Ｖｗｕ* に制御する場合、インバータの
各相電位Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* は「０」以上「Ｅｄ」
以下であり、かつ式（４），（５），（６）の条件を満
たすように制御すればよい。
【０００８】 Ｖｕｖ* ＝Ｅｄｓｉｎθ ・・・（４）
【０００９】 Ｖｖｗ* ＝Ｅｄｓｉｎ（θ＋２π／３） ・・・（５）
【００１０】 Ｖｗｕ* ＝Ｅｄｓｉｎ（θ−２π／３） ・・・（６）
【００１１】ここで例えば次に示す式（７），（８），
（９）となるように制御できれば、Ｕ相はＰＷＭする必
要がなくスイッチングロスが低減できる。２π／３＜θ
＜πの期間ではＶｕ* ＞Ｖｖ* かつＶｕ* ＞Ｖｗ* が成
立するので上記の通り制御できる。
（９）となるように制御できれば、Ｕ相はＰＷＭする必
要がなくスイッチングロスが低減できる。２π／３＜θ
＜πの期間ではＶｕ* ＞Ｖｖ* かつＶｕ* ＞Ｖｗ* が成
立するので上記の通り制御できる。
【００１２】 Ｖｕ* ＝Ｅｄ ・・・（７）
【００１３】 Ｖｖ* ＝Ｅｄ−Ｖｕｖ* ・・・（８）
【００１４】 Ｖｗ* ＝Ｅｄ＋Ｖｗｕ* ・・・（９）
【００１５】他の期間においてもＰＷＭ休止相をＵ相，
Ｖ相，Ｗ相、また休止相電位を「０」および「Ｅｄ」と
して各相電位を求めることにより全期間においてＰＷＭ
休止相が存在するように構成できる。ここで上述した方
法によりＵ相の電位指令を作成した例を図１２に示す。
図１２は、従来の２相変調方式における線間電圧指令と
Ｕ相電位指令を示す波形図である。前記式（７），
（８），（９）から明らかなように各相電位の大小関係
は３相線間電圧指令の極性に依存するので、ＰＷＭ休止
期間のタイミングはπ／３毎に変化する３相線間電圧指
令の極性変化タイミングに同期している。
Ｖ相，Ｗ相、また休止相電位を「０」および「Ｅｄ」と
して各相電位を求めることにより全期間においてＰＷＭ
休止相が存在するように構成できる。ここで上述した方
法によりＵ相の電位指令を作成した例を図１２に示す。
図１２は、従来の２相変調方式における線間電圧指令と
Ｕ相電位指令を示す波形図である。前記式（７），
（８），（９）から明らかなように各相電位の大小関係
は３相線間電圧指令の極性に依存するので、ＰＷＭ休止
期間のタイミングはπ／３毎に変化する３相線間電圧指
令の極性変化タイミングに同期している。
【００１６】以上が従来の２相変調の原理である。な
お、以上の説明では線間電圧指令に基づきＰＷＭ変調信
号を生成する場合について述べたが、指令信号は相電圧
指令である場合もあり、このような場合にはＰＷＭ休止
期間のタイミングは相電圧指令のゼロクロス点を基準に
位相π／３毎となる。
お、以上の説明では線間電圧指令に基づきＰＷＭ変調信
号を生成する場合について述べたが、指令信号は相電圧
指令である場合もあり、このような場合にはＰＷＭ休止
期間のタイミングは相電圧指令のゼロクロス点を基準に
位相π／３毎となる。
【００１７】以上説明した２相変調の原理を用いたイン
バータ装置として、１９８３年「ザインスティテュート
オブ エレクトリカル エンジニアズ オブ ジャパ
ン（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｏ
ｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ ｏｆ Ｊａｐａ
ｎ）」より発行されたＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ ｃｏｎｆ
ｅｒｅｎｃｅ ｒｅｃｏｒｄの３８４頁〜３９５頁に開
示されたインバータ装置がある。
バータ装置として、１９８３年「ザインスティテュート
オブ エレクトリカル エンジニアズ オブ ジャパ
ン（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｏ
ｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ ｏｆ Ｊａｐａ
ｎ）」より発行されたＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ ｃｏｎｆ
ｅｒｅｎｃｅ ｒｅｃｏｒｄの３８４頁〜３９５頁に開
示されたインバータ装置がある。
【００１８】図１３は、上述した従来のインバータ装置
の構成を示すブロック図である。図１４は、図１３に示
すインバータ装置の動作波形図である。図１３において
１６はゲート信号用ラッチ、１７はパルスパターンメモ
リ、１８は位相カウンタ、１９はキャリアカウンタ、２
０はスイッチタイミングメモリである。パルスパターン
メモリ１７とスイッチタイミングメモリ２０にはそれぞ
れスイッチングパターンが書き込まれている。２１はコ
ンパレータ、２２はバイナリ変換器、２３はスイッチタ
イミング信号用ラッチ、２４と２５は単安定マルチバイ
ブレータ、２６と２７はＤフリップフロップ、２８はス
キャンカウンタである。
の構成を示すブロック図である。図１４は、図１３に示
すインバータ装置の動作波形図である。図１３において
１６はゲート信号用ラッチ、１７はパルスパターンメモ
リ、１８は位相カウンタ、１９はキャリアカウンタ、２
０はスイッチタイミングメモリである。パルスパターン
メモリ１７とスイッチタイミングメモリ２０にはそれぞ
れスイッチングパターンが書き込まれている。２１はコ
ンパレータ、２２はバイナリ変換器、２３はスイッチタ
イミング信号用ラッチ、２４と２５は単安定マルチバイ
ブレータ、２６と２７はＤフリップフロップ、２８はス
キャンカウンタである。
【００１９】スイッチタイミングメモリ２０は、外部か
ら電圧振幅指令を入力し、次の１／６周期期間における
スイッチングタイミング情報を出力する。パルスパター
ンメモリ１７は、スイッチングタイミング情報と位相カ
ウンタ１８の出力する１／６周期毎の位相情報とを入力
し、インバータの６個のゲートのステータス情報を出力
する。
ら電圧振幅指令を入力し、次の１／６周期期間における
スイッチングタイミング情報を出力する。パルスパター
ンメモリ１７は、スイッチングタイミング情報と位相カ
ウンタ１８の出力する１／６周期毎の位相情報とを入力
し、インバータの６個のゲートのステータス情報を出力
する。
【００２０】このように従来のインバータ装置では、図
１３から明らかなようにパルスパターンメモリ１７およ
びスイッチタイミングメモリ２０にスイッチングパター
ンが書き込まれているため、スイッチングパターンは電
圧位相に対し固定されたものとなっている。また一般に
インバータ装置では、各相のＰＷＭ休止期間の開始タイ
ミングおよび終了タイミングは、その生成手段が簡単で
あることから電圧位相のｎπ／６にあたる時刻となって
おり（ただしｎは整数）、図１４でも明らかなように上
述した従来のインバータ装置でも各相のＰＷＭ休止期間
は、相電圧における位相π／３〜２π／３および４π／
３〜５π／３となるように制御されている。
１３から明らかなようにパルスパターンメモリ１７およ
びスイッチタイミングメモリ２０にスイッチングパター
ンが書き込まれているため、スイッチングパターンは電
圧位相に対し固定されたものとなっている。また一般に
インバータ装置では、各相のＰＷＭ休止期間の開始タイ
ミングおよび終了タイミングは、その生成手段が簡単で
あることから電圧位相のｎπ／６にあたる時刻となって
おり（ただしｎは整数）、図１４でも明らかなように上
述した従来のインバータ装置でも各相のＰＷＭ休止期間
は、相電圧における位相π／３〜２π／３および４π／
３〜５π／３となるように制御されている。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
は以上のように構成されているので、スイッチングパタ
ーン位相が線間電圧位相に同期し、また相のＰＷＭ休止
期間は各相電圧位相のπ／３〜２π／３および４π／３
〜５π／３となるように制御されるため、電動機などの
インダクティブな負荷を接続した場合、電流位相の遅れ
が生じ、これによりスイッチングロスが増加し、大電流
時もしくは高周波時に著しい効率の低下を招来するなど
の問題点があった。
は以上のように構成されているので、スイッチングパタ
ーン位相が線間電圧位相に同期し、また相のＰＷＭ休止
期間は各相電圧位相のπ／３〜２π／３および４π／３
〜５π／３となるように制御されるため、電動機などの
インダクティブな負荷を接続した場合、電流位相の遅れ
が生じ、これによりスイッチングロスが増加し、大電流
時もしくは高周波時に著しい効率の低下を招来するなど
の問題点があった。
【００２２】請求項１の発明は上記のような問題点を解
消するためになされたもので、ＰＷＭ休止期間の開始時
刻が相電圧もしくは線間電圧のゼロクロス点から位相π
／３ずれた時刻と一致することのないようにしてスイッ
チングロスの増加を抑制し運転効率を向上するインバー
タ装置を得ることを目的とする。
消するためになされたもので、ＰＷＭ休止期間の開始時
刻が相電圧もしくは線間電圧のゼロクロス点から位相π
／３ずれた時刻と一致することのないようにしてスイッ
チングロスの増加を抑制し運転効率を向上するインバー
タ装置を得ることを目的とする。
【００２３】請求項２の発明は、負荷電流および負荷に
印加される電圧間の位相差を基に想定もしくは求めた負
荷力率角に応じた量、ＰＷＭ休止期間をずらすことでス
イッチングロスの増加を抑制するインバータ装置を得る
ことを目的とする。
印加される電圧間の位相差を基に想定もしくは求めた負
荷力率角に応じた量、ＰＷＭ休止期間をずらすことでス
イッチングロスの増加を抑制するインバータ装置を得る
ことを目的とする。
【００２４】請求項３の発明は、出力周波数指令に基づ
き演算し求めた負荷の現在の力率角に応じた量、ＰＷＭ
休止期間をずらすことでスイッチングロスの増加を抑制
し運転効率を向上させたインバータ装置を得ることを目
的とする。
き演算し求めた負荷の現在の力率角に応じた量、ＰＷＭ
休止期間をずらすことでスイッチングロスの増加を抑制
し運転効率を向上させたインバータ装置を得ることを目
的とする。
【００２５】請求項４の発明は、電圧位相演算部から出
力される出力電圧の位相情報に基づきスイッチング休止
相を選択することでスイッチングロスの増加を抑制し運
転効率を向上させたインバータ装置を得ることを目的と
する。
力される出力電圧の位相情報に基づきスイッチング休止
相を選択することでスイッチングロスの増加を抑制し運
転効率を向上させたインバータ装置を得ることを目的と
する。
【００２６】請求項５の発明は、３相電流絶対値情報を
基に相電流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチ
ング休止相として選択しないようにスイッチング休止相
を選択することでスイッチングロスの増加を抑制し運転
効率を向上させたインバータ装置を得ることを目的とす
る。
基に相電流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチ
ング休止相として選択しないようにスイッチング休止相
を選択することでスイッチングロスの増加を抑制し運転
効率を向上させたインバータ装置を得ることを目的とす
る。
【００２７】請求項６の発明は、３相電流極性情報を基
に相電流の極性が他の２相と異なる相をスイッチング休
止相として選択することでスイッチングロスの増加を抑
制し運転効率を向上させたインバータ装置を得ることを
目的とする。
に相電流の極性が他の２相と異なる相をスイッチング休
止相として選択することでスイッチングロスの増加を抑
制し運転効率を向上させたインバータ装置を得ることを
目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るイ
ンバータ装置は、第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ
休止期間の開始時刻が相電圧もしくは線間電圧のゼロク
ロス点から位相π／３ずれた時刻と一致することのない
ＰＷＭ変調信号を生成し出力するＰＷＭ変調手段を備え
たものである。
ンバータ装置は、第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ
休止期間の開始時刻が相電圧もしくは線間電圧のゼロク
ロス点から位相π／３ずれた時刻と一致することのない
ＰＷＭ変調信号を生成し出力するＰＷＭ変調手段を備え
たものである。
【００２９】請求項２の発明に係るインバータ装置は、
第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間を、力率
角演算手段において想定もしくは求めた負荷力率角に応
じた量ずらすＰＷＭ変調信号を生成し出力するＰＷＭ変
調手段を備えたものである。
第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間を、力率
角演算手段において想定もしくは求めた負荷力率角に応
じた量ずらすＰＷＭ変調信号を生成し出力するＰＷＭ変
調手段を備えたものである。
【００３０】請求項３の発明に係るインバータ装置は、
コントローラから供給される出力周波数指令に基づき力
率角演算手段において求めた負荷の現在の力率角に応じ
た量第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間をず
らしたＰＷＭ変調信号を生成し出力するＰＷＭ変調手段
を備えたものである。
コントローラから供給される出力周波数指令に基づき力
率角演算手段において求めた負荷の現在の力率角に応じ
た量第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間をず
らしたＰＷＭ変調信号を生成し出力するＰＷＭ変調手段
を備えたものである。
【００３１】請求項４の発明に係るインバータ装置は、
電圧位相演算部から出力される出力電圧の位相情報に基
づきスイッチング休止相を選択しスイッチング休止相情
報を出力する相選択部と、上記スイッチング休止相情報
とコントローラから出力される電圧振幅指令情報と上記
位相情報とに基づき、スイッチング休止相の相電位指令
値がゼロもしくは直流電源電位となる３相電位指令を出
力する相電位指令演算部と、パルス幅変調のための周期
信号を出力する周期発生器と、上記３相電位指令と上記
周期信号とに基づきパルス幅変調信号を生成し出力する
変調部とをＰＷＭ変調手段が備えるようにしたものであ
る。
電圧位相演算部から出力される出力電圧の位相情報に基
づきスイッチング休止相を選択しスイッチング休止相情
報を出力する相選択部と、上記スイッチング休止相情報
とコントローラから出力される電圧振幅指令情報と上記
位相情報とに基づき、スイッチング休止相の相電位指令
値がゼロもしくは直流電源電位となる３相電位指令を出
力する相電位指令演算部と、パルス幅変調のための周期
信号を出力する周期発生器と、上記３相電位指令と上記
周期信号とに基づきパルス幅変調信号を生成し出力する
変調部とをＰＷＭ変調手段が備えるようにしたものであ
る。
【００３２】請求項５の発明に係るインバータ装置は、
各相電流の絶対値を演算して求めた相電流絶対値演算手
段から出力される３相電流絶対値情報を基に、相電流の
絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング休止相と
して選択しないようにスイッチング休止相を選択する相
選択部を備えたものである。
各相電流の絶対値を演算して求めた相電流絶対値演算手
段から出力される３相電流絶対値情報を基に、相電流の
絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング休止相と
して選択しないようにスイッチング休止相を選択する相
選択部を備えたものである。
【００３３】請求項６の発明に係るインバータ装置は、
各相電流の極性を演算し求めた相電流極性演算手段から
出力される３相電流極性情報を基に、相電流の極性が他
の２相と異なる相をスイッチング休止相として選択する
相選択部を備えたものである。
各相電流の極性を演算し求めた相電流極性演算手段から
出力される３相電流極性情報を基に、相電流の極性が他
の２相と異なる相をスイッチング休止相として選択する
相選択部を備えたものである。
【００３４】
【作用】請求項１の発明におけるＰＷＭ変調手段は、第
１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間の開始時刻
が相電圧もしくは線間電圧のゼロクロス点から位相π／
３ずれた時刻と一致しないようにし、負荷の力率により
電圧と電流との間に位相差が生じたときの電流値の大き
い期間でＰＷＭが行なわれることがないようにすること
で、スイッチングロスを低減し運転効率を向上させるよ
うに作用する。
１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間の開始時刻
が相電圧もしくは線間電圧のゼロクロス点から位相π／
３ずれた時刻と一致しないようにし、負荷の力率により
電圧と電流との間に位相差が生じたときの電流値の大き
い期間でＰＷＭが行なわれることがないようにすること
で、スイッチングロスを低減し運転効率を向上させるよ
うに作用する。
【００３５】請求項２の発明におけるＰＷＭ変調手段
は、想定もしくは求めた負荷力率角に応じ第１のＰＷＭ
休止期間と第２のＰＷＭ休止期間をずらすことで、負荷
力率角にかかわらず電流が大きい期間でＰＷＭが行なわ
れることがないようにし、スイッチングロスを低減し運
転効率を向上させるように作用する。
は、想定もしくは求めた負荷力率角に応じ第１のＰＷＭ
休止期間と第２のＰＷＭ休止期間をずらすことで、負荷
力率角にかかわらず電流が大きい期間でＰＷＭが行なわ
れることがないようにし、スイッチングロスを低減し運
転効率を向上させるように作用する。
【００３６】請求項３の発明におけるＰＷＭ変調手段
は、負荷の現在の力率角をコントローラから供給される
出力周波数指令に基づき求め、この負荷力率角に応じた
量第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間をずら
すことで、負荷力率角にかかわらず電流が大きい期間で
ＰＷＭが行なわれることがないようにし、スイッチング
ロスを低減し運転効率を向上させるように作用する。
は、負荷の現在の力率角をコントローラから供給される
出力周波数指令に基づき求め、この負荷力率角に応じた
量第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間をずら
すことで、負荷力率角にかかわらず電流が大きい期間で
ＰＷＭが行なわれることがないようにし、スイッチング
ロスを低減し運転効率を向上させるように作用する。
【００３７】請求項４の発明におけるインバータ装置
は、出力電圧の位相情報に基づき選択したスイッチング
休止相のスイッチング休止相情報と電圧振幅指令情報と
出力電圧の位相情報とに基づき、スイッチング休止相の
相電位指令値がゼロもしくは直流電源電位となる３相電
位指令を生成し、この３相電位指令とパルス幅変調のた
めの周期信号とに基づきパルス幅変調信号を生成し出力
し、電流が大きい期間でＰＷＭを行なうことがないよう
にし、スイッチングロスを低減し運転効率を向上させる
ように作用する。
は、出力電圧の位相情報に基づき選択したスイッチング
休止相のスイッチング休止相情報と電圧振幅指令情報と
出力電圧の位相情報とに基づき、スイッチング休止相の
相電位指令値がゼロもしくは直流電源電位となる３相電
位指令を生成し、この３相電位指令とパルス幅変調のた
めの周期信号とに基づきパルス幅変調信号を生成し出力
し、電流が大きい期間でＰＷＭを行なうことがないよう
にし、スイッチングロスを低減し運転効率を向上させる
ように作用する。
【００３８】請求項５の発明におけるＰＷＭ変調手段の
相選択部は、各相電流の絶対値を演算して求めた３相電
流絶対値情報を基に相電流の絶対値が他の２相より小さ
い相をスイッチング休止相として選択しないようにし
て、電流が大きい相および期間でＰＷＭを行なうことが
ないようにし、スイッチングロスを低減し運転効率を向
上させるように作用する。
相選択部は、各相電流の絶対値を演算して求めた３相電
流絶対値情報を基に相電流の絶対値が他の２相より小さ
い相をスイッチング休止相として選択しないようにし
て、電流が大きい相および期間でＰＷＭを行なうことが
ないようにし、スイッチングロスを低減し運転効率を向
上させるように作用する。
【００３９】請求項６の発明におけるＰＷＭ変調手段の
相選択部は、各相電流の極性を演算し求めた３相電流極
性情報を基に相電流の極性が他の２相と異なる相をスイ
ッチング休止相として選択し、電流が大きい相および期
間でＰＷＭを行なうことがないようにし、スイッチング
ロスを低減し運転効率を向上させるように作用する。
相選択部は、各相電流の極性を演算し求めた３相電流極
性情報を基に相電流の極性が他の２相と異なる相をスイ
ッチング休止相として選択し、電流が大きい相および期
間でＰＷＭを行なうことがないようにし、スイッチング
ロスを低減し運転効率を向上させるように作用する。
【００４０】
実施例１．以下、請求項１および請求項２の発明の一実
施例を図について説明する。図１は、本実施例のインバ
ータ装置の構成を示すブロック図である。図において１
はインバータ装置本体、２はパルス幅変調信号を基に３
相交流電圧を生成する３相ブリッジ型インバータ主回路
（以下、主回路という）、３は３相負荷であり、本実施
例では３相モータである。４はコントローラ、５は電圧
位相演算部である。６はＰＷＭ変調手段であり、相選択
部７と相電位指令演算部８と周期発生器９と変換部（変
調部）１０とを備えている。
施例を図について説明する。図１は、本実施例のインバ
ータ装置の構成を示すブロック図である。図において１
はインバータ装置本体、２はパルス幅変調信号を基に３
相交流電圧を生成する３相ブリッジ型インバータ主回路
（以下、主回路という）、３は３相負荷であり、本実施
例では３相モータである。４はコントローラ、５は電圧
位相演算部である。６はＰＷＭ変調手段であり、相選択
部７と相電位指令演算部８と周期発生器９と変換部（変
調部）１０とを備えている。
【００４１】コントローラ４は、主回路２の出力電圧を
制御するためのＹ型３相負荷時の中性点とＵ相間の相電
圧の相電圧指令Ｖ* を出力する回路である。電圧位相演
算部５は、主回路２の出力周波数および出力位相を制御
するためのＹ型３相負荷時のＵ相電圧の位相指令θを出
力する回路である。相選択部７は、電圧位相演算部５か
ら出力される位相指令θと力率角演算手段１３から出力
される力率角φを基に相電流の絶対値の大きい相をＰＷ
Ｍ休止相として選択し切り替えを行なわせることで、力
率角φに応じた量ＰＷＭ休止相の期間をずらしＰＷＭを
相電流の絶対値の大きい相に対し行なわないようにする
回路である。相電位指令演算部８は、直流グランドレベ
ルを基準にした各相電位の指令値を演算する回路であり
相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* を出力する回
路である。周期発生器９は、相電位指令信号をパルス幅
変調するための同期信号を出力する回路であり水晶発振
子を備えている。変換部１０は、相電位指令Ｖ２ｕ* ，
Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* と前記同期信号とを基にパルス幅変
調信号を生成し出力する回路である。
制御するためのＹ型３相負荷時の中性点とＵ相間の相電
圧の相電圧指令Ｖ* を出力する回路である。電圧位相演
算部５は、主回路２の出力周波数および出力位相を制御
するためのＹ型３相負荷時のＵ相電圧の位相指令θを出
力する回路である。相選択部７は、電圧位相演算部５か
ら出力される位相指令θと力率角演算手段１３から出力
される力率角φを基に相電流の絶対値の大きい相をＰＷ
Ｍ休止相として選択し切り替えを行なわせることで、力
率角φに応じた量ＰＷＭ休止相の期間をずらしＰＷＭを
相電流の絶対値の大きい相に対し行なわないようにする
回路である。相電位指令演算部８は、直流グランドレベ
ルを基準にした各相電位の指令値を演算する回路であり
相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* を出力する回
路である。周期発生器９は、相電位指令信号をパルス幅
変調するための同期信号を出力する回路であり水晶発振
子を備えている。変換部１０は、相電位指令Ｖ２ｕ* ，
Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* と前記同期信号とを基にパルス幅変
調信号を生成し出力する回路である。
【００４２】１３は主回路２の各相に流れる相電流と負
荷の相電圧の位相差を推定もしくは検出し力率角φを出
力する力率角演算手段である。
荷の相電圧の位相差を推定もしくは検出し力率角φを出
力する力率角演算手段である。
【００４３】次に動作について説明する。図２は、本実
施例の動作を示すフローチャートである。相選択部７で
は、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定す
る。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相
電圧指令値の相であってはならないため、まず始めに現
在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電
圧位相演算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステッ
プＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θ
における指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧
値が最小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお
各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々
次に示す式（１０），（１１），（１２）により表わさ
れる。
施例の動作を示すフローチャートである。相選択部７で
は、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定す
る。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相
電圧指令値の相であってはならないため、まず始めに現
在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電
圧位相演算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステッ
プＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θ
における指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧
値が最小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお
各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々
次に示す式（１０），（１１），（１２）により表わさ
れる。
【００４４】 Ｖｕｎ* ＝Ｖ* ｓｉｎθ ・・・（１０）
【００４５】 Ｖｖｎ* ＝Ｖ* ｓｉｎ（θ−２π／３） ・・・（１１）
【００４６】 Ｖｗｎ* ＝Ｖ* ｓｉｎ（θ＋２π／３） ・・・（１２）
【００４７】次に、前記処理により抽出された２相の内
からスイッチングロス低減効果の高い相、すなわち相電
流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選択する。
この場合、３相電流の和がゼロでありかつ正弦波波形に
近似できるならば前記各相電流は夫々次に示す式（１
３），（１４），（１５）により表わされる。
からスイッチングロス低減効果の高い相、すなわち相電
流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選択する。
この場合、３相電流の和がゼロでありかつ正弦波波形に
近似できるならば前記各相電流は夫々次に示す式（１
３），（１４），（１５）により表わされる。
【００４８】 Ｉｕ＝Ｉo ｓｉｎ（θ−φ） ・・・（１３）
【００４９】 Ｉｖ＝Ｉo ｓｉｎ（θ−２π／３−φ） ・・・（１４）
【００５０】 Ｉｗ＝Ｉo ｓｉｎ（θ＋２π／３−φ） ・・・（１５）
【００５１】ここで、Ｉo は相電流の振幅、θは相電圧
位相、φは遅れ力率角である。従って、力率角が判明す
れば各相電流の絶対値の大小関係を得ることができる。
この原理を用いて、次に電圧位相演算部５の出力する相
電圧位相θと力率角演算手段１３の出力する力率角φを
入力し（ステップＳＴ３）、前記２相の相電流の絶対値
を演算・比較し（ステップＳＴ４，ステップＳＴ５）、
相電流絶対値の大きい相をＰＷＭ休止相として選択し切
り替える（ステップＳＴ６，ステップＳＴ７）。そし
て、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値最大相であるか否か判
断し（ステップＳＴ８）、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値
最大相であるときには相電位指令をＥｄ、ＰＷＭ休止相
が指令相電圧値最小相であるときには相電位指令をゼロ
にし、この結果ＰＷＭ休止相は相電流絶対値の大きい期
間に設定される（ステップＳＴ９，ステップＳＴ１
０）。
位相、φは遅れ力率角である。従って、力率角が判明す
れば各相電流の絶対値の大小関係を得ることができる。
この原理を用いて、次に電圧位相演算部５の出力する相
電圧位相θと力率角演算手段１３の出力する力率角φを
入力し（ステップＳＴ３）、前記２相の相電流の絶対値
を演算・比較し（ステップＳＴ４，ステップＳＴ５）、
相電流絶対値の大きい相をＰＷＭ休止相として選択し切
り替える（ステップＳＴ６，ステップＳＴ７）。そし
て、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値最大相であるか否か判
断し（ステップＳＴ８）、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値
最大相であるときには相電位指令をＥｄ、ＰＷＭ休止相
が指令相電圧値最小相であるときには相電位指令をゼロ
にし、この結果ＰＷＭ休止相は相電流絶対値の大きい期
間に設定される（ステップＳＴ９，ステップＳＴ１
０）。
【００５２】次にＰＷＭ休止相および同相の電位指令と
線間電圧指令とを基に他の２相の相電位指令を演算する
（ステップＳＴ１１）。なお線間電圧指令Ｖｕｖ* ，Ｖ
ｖｗ* ，Ｖｗｕ* は夫々次に示す式（１６），（１
７），（１８）により表わされる。
線間電圧指令とを基に他の２相の相電位指令を演算する
（ステップＳＴ１１）。なお線間電圧指令Ｖｕｖ* ，Ｖ
ｖｗ* ，Ｖｗｕ* は夫々次に示す式（１６），（１
７），（１８）により表わされる。
【００５３】 Ｖｕｖ* ＝Ｖｕｎ* −Ｖｖｎ* ＝√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋π／６） …（１６）
【００５４】 Ｖｖｗ* ＝Ｖｖｎ* −Ｖｗｎ* ＝√３Ｖ* ｓｉｎ（θ−π／２） …（１７）
【００５５】 Ｖｗｕ* ＝Ｖｗｎ* −Ｖｕｎ* ＝√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋５π／６）…（１８）
【００５６】ここで相電位指令の演算例を示すと、ＰＷ
Ｍ休止相がＵ相でありＰＷＭ休止相電圧がＥｄであった
ときに３相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* は次
にし示す式（１９），（２０），（２１）により求める
ことが出来る。
Ｍ休止相がＵ相でありＰＷＭ休止相電圧がＥｄであった
ときに３相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* は次
にし示す式（１９），（２０），（２１）により求める
ことが出来る。
【００５７】 Ｖ２ｕ* ＝Ｅｄ …（１９）
【００５８】 Ｖ２ｖ* ＝Ｖ２ｕ* −Ｖｕｖ* ＝Ｅｄ−√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋π／６） …（２０）
【００５９】 Ｖ２ｗ* ＝Ｖ２ｕ* −Ｖｗｕ* ＝Ｅｄ＋√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋５π／６） …（２１）
【００６０】３相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ
* が揃ったところで変換部１０にそのデータを出力する
（ステップＳＴ１２）。
* が揃ったところで変換部１０にそのデータを出力する
（ステップＳＴ１２）。
【００６１】相電位指令演算部８において３相電位指令
Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* が演算され求められる
と、変換部１０はＰＷＭ変調された２値信号をレベル反
転した負論理信号を生成し、正論理信号と併せて６種類
のゲート制御信号をパラレルに出力する。
Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* が演算され求められる
と、変換部１０はＰＷＭ変調された２値信号をレベル反
転した負論理信号を生成し、正論理信号と併せて６種類
のゲート制御信号をパラレルに出力する。
【００６２】なお、本実施例ではリアルタイムにＰＷＭ
休止相を演算するためＰＷＭ変調手段は、相選択部７，
相電位指令演算部８，周期発生器９，変換部１０を備え
ている。しかしながら相電圧指令，電圧位相，力率角の
入力各値に対するＰＷＭ変調信号があらかじめ計算され
ていれば、全てメモリで構成されたＰＷＭ変調手段を用
いることができる。この場合、メモリに記憶されるＰＷ
Ｍ信号情報の生成手段としては前記ＰＷＭ変調手段６を
用いればよい。
休止相を演算するためＰＷＭ変調手段は、相選択部７，
相電位指令演算部８，周期発生器９，変換部１０を備え
ている。しかしながら相電圧指令，電圧位相，力率角の
入力各値に対するＰＷＭ変調信号があらかじめ計算され
ていれば、全てメモリで構成されたＰＷＭ変調手段を用
いることができる。この場合、メモリに記憶されるＰＷ
Ｍ信号情報の生成手段としては前記ＰＷＭ変調手段６を
用いればよい。
【００６３】このように本実施例によれば、負荷電流お
よび負荷に印加された電圧間の位相差を基に想定または
求めた負荷力率角により電流値の大きな相および期間に
ＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッチングロ
スが低減されることになるのであるが、ここでスイッチ
ングロス低減効果について説明する。
よび負荷に印加された電圧間の位相差を基に想定または
求めた負荷力率角により電流値の大きな相および期間に
ＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッチングロ
スが低減されることになるのであるが、ここでスイッチ
ングロス低減効果について説明する。
【００６４】まず従来のインバータ装置との効果上の違
いを明確化するため、スイッチングロスは電流の絶対値
に単純比例するものと仮定して説明を進める。図３は、
本実施例のインバータ装置と従来のインバータ装置にお
けるスイッチングロスを示す説明図である。同図（Ａ）
は従来のインバータ装置、同図（Ｂ）は本実施例のイン
バータ装置のスイッチングロスを示す。また、Ｖ* は相
電圧指令、Ｉは相電流、相電流と相電圧の波形は共に正
弦波であり、相電流は相電圧に対し遅れ角φ（０＜φ＜
π／６）を有している。また、スイッチングロスの波形
は、インバータの出力周波数に対しＰＷＭ周波数が充分
に高いものと考えた場合の理想曲線（振幅１とする）で
あり、相電流の絶対値に比例するため、相電流と同相で
ある。
いを明確化するため、スイッチングロスは電流の絶対値
に単純比例するものと仮定して説明を進める。図３は、
本実施例のインバータ装置と従来のインバータ装置にお
けるスイッチングロスを示す説明図である。同図（Ａ）
は従来のインバータ装置、同図（Ｂ）は本実施例のイン
バータ装置のスイッチングロスを示す。また、Ｖ* は相
電圧指令、Ｉは相電流、相電流と相電圧の波形は共に正
弦波であり、相電流は相電圧に対し遅れ角φ（０＜φ＜
π／６）を有している。また、スイッチングロスの波形
は、インバータの出力周波数に対しＰＷＭ周波数が充分
に高いものと考えた場合の理想曲線（振幅１とする）で
あり、相電流の絶対値に比例するため、相電流と同相で
ある。
【００６５】図において１周期における相のトータルな
スイッチングロスは、相がＰＷＭしている期間の区間積
分値すなわち面積である。本実施例では、非スイッチン
グ期間であるＰＷＭ休止期間が相電流のピークとなる期
間と同期するように制御するので１周期のトータルスイ
ッチングロスＳｎは次に示す式（２２）により表わすこ
とができる。
スイッチングロスは、相がＰＷＭしている期間の区間積
分値すなわち面積である。本実施例では、非スイッチン
グ期間であるＰＷＭ休止期間が相電流のピークとなる期
間と同期するように制御するので１周期のトータルスイ
ッチングロスＳｎは次に示す式（２２）により表わすこ
とができる。
【００６６】
【数１】
【００６７】一方、従来のインバータ装置では、ＰＷＭ
休止期間はたとえば相電圧位相と同期しており、この場
合の１周期のトータルスイッチングロスＳｏは次に示す
式（２３）により表わすことができる。
休止期間はたとえば相電圧位相と同期しており、この場
合の１周期のトータルスイッチングロスＳｏは次に示す
式（２３）により表わすことができる。
【００６８】
【数２】
【００６９】力率角φはゼロではないため，Ｓｎ＞Ｓｏ
であり、スイッチングロスは従来のインバータ装置に比
べて低減されている。
であり、スイッチングロスは従来のインバータ装置に比
べて低減されている。
【００７０】なお、以上説明した仮定として相電流とス
イッチングロスが単純に比例しているものとしたが、ス
イッチングロス低減効果を得るためには、スイッチング
ロスが相電流の増加関数になっていればよい。従って、
一般に利用されているスイッチ素子のほとんどに対し有
効である。
イッチングロスが単純に比例しているものとしたが、ス
イッチングロス低減効果を得るためには、スイッチング
ロスが相電流の増加関数になっていればよい。従って、
一般に利用されているスイッチ素子のほとんどに対し有
効である。
【００７１】実施例２．以下、請求項３の発明の一実施
例を図について説明する。図４は、本実施例のインバー
タ装置の構成を示すブロック図であり、図１と同一また
は相当の部分については同一の符号を付し説明を省略す
る。図において、１４はコントローラ４から出力される
出力周波数指令値ω* を入力し、予め設定されている負
荷抵抗および負荷インダクタンス値を用いて力率角φを
演算し出力する力率角演算手段である。この力率角φの
演算は次に示す式（２４）により行なう。
例を図について説明する。図４は、本実施例のインバー
タ装置の構成を示すブロック図であり、図１と同一また
は相当の部分については同一の符号を付し説明を省略す
る。図において、１４はコントローラ４から出力される
出力周波数指令値ω* を入力し、予め設定されている負
荷抵抗および負荷インダクタンス値を用いて力率角φを
演算し出力する力率角演算手段である。この力率角φの
演算は次に示す式（２４）により行なう。
【００７２】 φ＝ｔａｎ-1（ω* Ｌ／Ｒ） ・・・（２４）
【００７３】図５は、前記力率角を演算し求めるときの
フローチャートを示している。他の動作については、前
記実施例１で説明した内容と同様である。
フローチャートを示している。他の動作については、前
記実施例１で説明した内容と同様である。
【００７４】本実施例によれば、出力周波数指令値と予
め設定されている負荷抵抗および負荷インダクタンス値
とを基に求めた負荷力率角により電流値の大きな相およ
び期間にＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッ
チングロスが低減されることになる。
め設定されている負荷抵抗および負荷インダクタンス値
とを基に求めた負荷力率角により電流値の大きな相およ
び期間にＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッ
チングロスが低減されることになる。
【００７５】実施例３．以下、請求項４および請求項５
の発明の一実施例を図について説明する。図６は、本実
施例のインバータ装置の構成を示すブロック図であり、
図１と同一または相当の部分については同一の符号を付
し説明を省略する。図において１１は主回路２の出力各
相に流れる相電流の絶対値を推定もしくは検出し３相電
流の絶対値を出力する相電流絶対値演算手段であり、プ
ログラムメモリを備えている。相選択部７は、電圧位相
制御部５の出力する位相指令値θと相電圧絶対値演算手
段１１の出力する３相電流の絶対値からＰＷＭを行なわ
ない相情報を出力する回路である。
の発明の一実施例を図について説明する。図６は、本実
施例のインバータ装置の構成を示すブロック図であり、
図１と同一または相当の部分については同一の符号を付
し説明を省略する。図において１１は主回路２の出力各
相に流れる相電流の絶対値を推定もしくは検出し３相電
流の絶対値を出力する相電流絶対値演算手段であり、プ
ログラムメモリを備えている。相選択部７は、電圧位相
制御部５の出力する位相指令値θと相電圧絶対値演算手
段１１の出力する３相電流の絶対値からＰＷＭを行なわ
ない相情報を出力する回路である。
【００７６】次に動作について説明する。図７は、本実
施例のインバータ装置における相選択部７と相電位指令
演算部８の動作を示すフローチャートであり、図２と同
一または相当の部分については同一の符号を付してあ
る。相選択部７では、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ
休止相を決定する。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目
であるような相電圧指令値の相であってはならないた
め、まず始めに現在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な
相を抽出する。電圧位相演算部５の出力する電圧位相θ
を入力し（ステップＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比
較し、電圧位相θにおける指令相電圧値が最大となる相
および指令相電圧値が最小となる相を抽出する（ステッ
プＳＴ２）。なお各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ
* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実施例１に示した式（１０），
（１１），（１２）により表わされる。
施例のインバータ装置における相選択部７と相電位指令
演算部８の動作を示すフローチャートであり、図２と同
一または相当の部分については同一の符号を付してあ
る。相選択部７では、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ
休止相を決定する。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目
であるような相電圧指令値の相であってはならないた
め、まず始めに現在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な
相を抽出する。電圧位相演算部５の出力する電圧位相θ
を入力し（ステップＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比
較し、電圧位相θにおける指令相電圧値が最大となる相
および指令相電圧値が最小となる相を抽出する（ステッ
プＳＴ２）。なお各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ
* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実施例１に示した式（１０），
（１１），（１２）により表わされる。
【００７７】次に、前記処理により抽出された２相の内
から相電流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選
択する。まず前記２相の相電流の絶対値を相電流絶対値
演算手段１１から入力し（ステップＳＴ４）、比較を行
ない（ステップＳＴ５）、次に相電流絶対値の大きい相
をＰＷＭ休止相として選択する（ステップＳＴ６，ステ
ップＳＴ７）。相選択部７においてＰＷＭ休止相が選択
されると、相電位指令演算部８では相選択部７において
得られたＰＷＭ休止相情報を基に相電位指令を演算し、
ＰＷＭ休止相となった相の電位を決定する。そして、Ｐ
ＷＭ休止相の相電位が指令相電圧値最大相である場合に
は相電位指令をＥｄ、指令相電圧値最小相である場合に
は相電位指令をゼロに設定する（ステップＳＴ８〜ステ
ップＳＴ１０）など以下のステップは実施例１の説明と
同様である。
から相電流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選
択する。まず前記２相の相電流の絶対値を相電流絶対値
演算手段１１から入力し（ステップＳＴ４）、比較を行
ない（ステップＳＴ５）、次に相電流絶対値の大きい相
をＰＷＭ休止相として選択する（ステップＳＴ６，ステ
ップＳＴ７）。相選択部７においてＰＷＭ休止相が選択
されると、相電位指令演算部８では相選択部７において
得られたＰＷＭ休止相情報を基に相電位指令を演算し、
ＰＷＭ休止相となった相の電位を決定する。そして、Ｐ
ＷＭ休止相の相電位が指令相電圧値最大相である場合に
は相電位指令をＥｄ、指令相電圧値最小相である場合に
は相電位指令をゼロに設定する（ステップＳＴ８〜ステ
ップＳＴ１０）など以下のステップは実施例１の説明と
同様である。
【００７８】本実施例によれば相電圧指令値から求めた
相電流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング
休止相として選択しないように構成したので、スイッチ
ングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる。
相電流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング
休止相として選択しないように構成したので、スイッチ
ングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる。
【００７９】実施例４．以下、請求項６の発明の一実施
例を図について説明する。図８は、本実施例のインバー
タ装置の構成を示すブロック図であり、図１と同一また
は相当の部分については同一の符号を付し説明を省略す
る。図において１２は主回路２の出力各相に流れる相電
流の極性を推定もしくは検出し、３相電流の極性値情報
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する相電流極性演算手段であ
る。
例を図について説明する。図８は、本実施例のインバー
タ装置の構成を示すブロック図であり、図１と同一また
は相当の部分については同一の符号を付し説明を省略す
る。図において１２は主回路２の出力各相に流れる相電
流の極性を推定もしくは検出し、３相電流の極性値情報
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する相電流極性演算手段であ
る。
【００８０】次に動作について説明する。図９は、本実
施例のインバータ装置における相選択部７の動作を示す
フローチャートであり、図２と同一または相当の部分に
ついては同一の符号を付してある。相選択部７では、現
在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定する。この
ＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相電圧指令
値の相であってはならないため、まず始めに現在の電圧
指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電圧位相演
算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステップＳＴ
１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θにおけ
る指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧値が最
小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお各相の
相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実
施例１に示した式（１０），（１１），（１２）により
表わされる。
施例のインバータ装置における相選択部７の動作を示す
フローチャートであり、図２と同一または相当の部分に
ついては同一の符号を付してある。相選択部７では、現
在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定する。この
ＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相電圧指令
値の相であってはならないため、まず始めに現在の電圧
指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電圧位相演
算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステップＳＴ
１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θにおけ
る指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧値が最
小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお各相の
相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実
施例１に示した式（１０），（１１），（１２）により
表わされる。
【００８１】次に現時点での相電流絶対値が最大である
相Ｐｉｍａｘを抽出する。３相電流の総和がゼロである
ならば、相電流の極性が他の２相と異なる相は電流の絶
対値が最大である。従って、相電流の極性を検出するこ
とにより相電流絶対値最大相を抽出可能である。この原
理を利用し相電流極性演算手段１２の出力する３相電流
の極性値情報Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを用いて絶対値で最大の
相電流値となる相Ｐｉｍａｘを抽出する（ステップＳＴ
１５）。次にステップＳＴ２において抽出したＰＷＭ休
止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎが前記Ｐｉｍ
ａｘに該当するか否かを判断し、該当するときにはその
相をＰＷＭ休止相として設定する。ＰｉｍａｘがＰＷＭ
休止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいずれに
も該当しないときには、Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいず
れかの相を選択しＰＷＭ休止相とする（ステップＳＴ１
６〜ステップＳＴ１８）。以下、ステップＳＴ１９から
ステップＳＴ１２までの処理は前記実施例１と同様であ
る。
相Ｐｉｍａｘを抽出する。３相電流の総和がゼロである
ならば、相電流の極性が他の２相と異なる相は電流の絶
対値が最大である。従って、相電流の極性を検出するこ
とにより相電流絶対値最大相を抽出可能である。この原
理を利用し相電流極性演算手段１２の出力する３相電流
の極性値情報Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを用いて絶対値で最大の
相電流値となる相Ｐｉｍａｘを抽出する（ステップＳＴ
１５）。次にステップＳＴ２において抽出したＰＷＭ休
止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎが前記Ｐｉｍ
ａｘに該当するか否かを判断し、該当するときにはその
相をＰＷＭ休止相として設定する。ＰｉｍａｘがＰＷＭ
休止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいずれに
も該当しないときには、Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいず
れかの相を選択しＰＷＭ休止相とする（ステップＳＴ１
６〜ステップＳＴ１８）。以下、ステップＳＴ１９から
ステップＳＴ１２までの処理は前記実施例１と同様であ
る。
【００８２】以上のように本実施例によれば、相電流の
極性が他の２相と異なる相は電流の絶対値が最大である
原理を用いて、絶対値で最大の相電流値となる相を抽出
し、これによりＰＷＭ休止相を設定することができるの
で、スイッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上で
きる。
極性が他の２相と異なる相は電流の絶対値が最大である
原理を用いて、絶対値で最大の相電流値となる相を抽出
し、これによりＰＷＭ休止相を設定することができるの
で、スイッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上で
きる。
【００８３】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、負荷の力率により電圧と電流との間に位相差が生じ
たときの電流値の大きい期間にＰＷＭ休止期間を割り当
てるように構成したので、スイッチングロスの増加を抑
制し運転効率を向上できる効果がある。
ば、負荷の力率により電圧と電流との間に位相差が生じ
たときの電流値の大きい期間にＰＷＭ休止期間を割り当
てるように構成したので、スイッチングロスの増加を抑
制し運転効率を向上できる効果がある。
【００８４】請求項２の発明によれば、想定もしくは求
めた負荷力率角に応じ電圧と電流との間に位相差が生じ
たときの電流値の大きい期間にＰＷＭ休止期間を割り当
てるように構成したので、スイッチングロスの増加を抑
制し運転効率を向上できる効果がある。
めた負荷力率角に応じ電圧と電流との間に位相差が生じ
たときの電流値の大きい期間にＰＷＭ休止期間を割り当
てるように構成したので、スイッチングロスの増加を抑
制し運転効率を向上できる効果がある。
【００８５】請求項３の発明によれば、負荷の現在の力
率角をコントローラから供給される出力周波数指令に基
づき求め、この負荷力率角に応じて電圧と電流との間に
位相差が生じたときの電流値の大きい期間にＰＷＭ休止
期間を割り当てるように構成したので、スイッチングロ
スの増加を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
率角をコントローラから供給される出力周波数指令に基
づき求め、この負荷力率角に応じて電圧と電流との間に
位相差が生じたときの電流値の大きい期間にＰＷＭ休止
期間を割り当てるように構成したので、スイッチングロ
スの増加を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
【００８６】請求項４の発明によれば、電圧位相演算部
から出力される出力電圧の位相情報に基づき選択したス
イッチング休止相のスイッチング休止相情報を出力する
相選択部と、上記スイッチング休止相情報とコントロー
ラから出力される電圧振幅指令情報と上記出力電圧の位
相情報とに基づき出力され、スイッチング休止相の相電
位指令値がゼロもしくは直流電源電位となる３相電位指
令および周期信号を基にパルス幅変調信号を生成し出力
する変調部とをＰＷＭ変調手段が備えるように構成した
ので、スイッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上
できる効果がある。
から出力される出力電圧の位相情報に基づき選択したス
イッチング休止相のスイッチング休止相情報を出力する
相選択部と、上記スイッチング休止相情報とコントロー
ラから出力される電圧振幅指令情報と上記出力電圧の位
相情報とに基づき出力され、スイッチング休止相の相電
位指令値がゼロもしくは直流電源電位となる３相電位指
令および周期信号を基にパルス幅変調信号を生成し出力
する変調部とをＰＷＭ変調手段が備えるように構成した
ので、スイッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上
できる効果がある。
【００８７】請求項５の発明によれば、相電流絶対値演
算手段から出力される３相電流絶対値情報を基に、相電
流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング休止
相として選択しないように構成したので、スイッチング
ロスの増加を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
算手段から出力される３相電流絶対値情報を基に、相電
流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング休止
相として選択しないように構成したので、スイッチング
ロスの増加を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
【００８８】請求項６の発明によれば、相電流極性演算
手段から出力される３相電流極性情報を基に、相電流の
極性が他の２相と異なる相をスイッチング休止相として
選択するように構成したので、スイッチングロスの増加
を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
手段から出力される３相電流極性情報を基に、相電流の
極性が他の２相と異なる相をスイッチング休止相として
選択するように構成したので、スイッチングロスの増加
を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
【図１】請求項１および請求項２の発明の一実施例によ
るインバータ装置の構成を示すブロック図である。
るインバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】請求項１および請求項２の発明の一実施例によ
るインバータ装置の動作を示すフローチャートである。
るインバータ装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】本発明の一実施例によるインバータ装置におけ
るスイッチングロスの低減作用を示す説明図である。
るスイッチングロスの低減作用を示す説明図である。
【図４】請求項３の発明の一実施例によるインバータ装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図５】請求項３の発明の一実施例によるインバータ装
置における出力周波数指令値を基に力率角を演算し求め
るフローチャートである。
置における出力周波数指令値を基に力率角を演算し求め
るフローチャートである。
【図６】請求項４および請求項５の発明の一実施例によ
るインバータ装置の構成を示すブロック図である。
るインバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図７】請求項４および請求項５のインバータ装置にお
ける相選択部７と相電位指令演算部８の動作を示すフロ
ーチャートである。
ける相選択部７と相電位指令演算部８の動作を示すフロ
ーチャートである。
【図８】請求項６の発明の一実施例によるインバータ装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図９】請求項６のインバータ装置における相選択部の
動作を示すフローチャートであ
動作を示すフローチャートであ
【図１０】従来のインバータ装置における主回路と３相
負荷を示す回路図である。
負荷を示す回路図である。
【図１１】ＰＷＭによる従来のインバータ装置の２相変
調を説明するための原理説明図である。
調を説明するための原理説明図である。
【図１２】従来のインバータ装置におけるＵ相の電位指
令におけるＰＷＭ休止期間を示す説明図である。
令におけるＰＷＭ休止期間を示す説明図である。
【図１３】２相変調による従来のインバータ装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１４】２相変調による従来のインバータ装置の動作
波形図である。
波形図である。
４ コントローラ ５ 電圧位相演算部 ６ ＰＷＭ変調手段 ７ 相選択部 ８ 相電位指令演算部 ９ 周期発生器 １０ 変換部（変調部） １１ 相電流絶対値演算手段 １２ 相電流極性演算手段 １３，１４ 力率角演算手段
Claims (6)
- 【請求項１】 電圧振幅指令情報を出力するコントロー
ラと、出力電圧の位相情報を出力する電圧位相演算部
と、負荷に供給される３相電力の線間電圧出力をパルス
幅制御するためのＰＷＭ変調周期を有し、ゼロレベルが
連続する第１のＰＷＭ休止期間と直流電源レベルが連続
する第２のＰＷＭ休止期間のあるＰＷＭ変調信号を、上
記電圧位相演算部から出力される出力電圧の位相情報と
上記コントローラから出力される電圧振幅指令情報とを
基に生成して２相変調を行なうＰＷＭ変調手段と、その
ＰＷＭ変調手段から出力されるＰＷＭ変調信号を基に３
相電圧を発生する３相ブリッジ型インバータ主回路とを
備えたインバータ装置において、上記ＰＷＭ変調手段は
上記第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休止期間の開
始時刻が相電圧もしくは線間電圧のゼロクロス点から位
相π／３ずれた時刻と一致することのないＰＷＭ変調信
号を生成して出力することを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項２】 電圧振幅指令情報を出力するコントロー
ラと、出力電圧の位相情報を出力する電圧位相演算部
と、負荷に供給される３相電力の線間電圧出力をパルス
幅制御するためのＰＷＭ変調周期を有し、ゼロレベルが
連続する第１のＰＷＭ休止期間と直流電源レベルが連続
する第２のＰＷＭ休止期間のあるＰＷＭ変調信号を、上
記電圧位相演算部から出力される出力電圧の位相情報と
上記コントローラから出力される電圧振幅指令情報とを
基に生成し出力する２相変調を行なうＰＷＭ変調手段
と、そのＰＷＭ変調手段から出力されるＰＷＭ変調信号
を基に３相電圧を発生する３相ブリッジ型インバータ主
回路とを備えたインバータ装置において、負荷力率角を
想定もしくは求める力率角演算手段を有し、上記ＰＷＭ
変調手段は上記第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休
止期間を、上記力率角演算手段において想定もしくは求
めた負荷力率角に応じた量ずらしたＰＷＭ変調信号を生
成して出力することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 電圧振幅指令情報を出力するコントロー
ラと、出力電圧の位相情報を出力する電圧位相演算部
と、負荷に供給される３相電力の線間電圧出力をパルス
幅制御するためのＰＷＭ変調周期を有し、ゼロレベルが
連続する第１のＰＷＭ休止期間と直流電源レベルが連続
する第２のＰＷＭ休止期間のあるＰＷＭ変調信号を、上
記電圧位相演算部から出力される出力電圧の位相情報と
上記コントローラから出力される電圧振幅指令情報とを
基に生成し出力する２相変調を行なうＰＷＭ変調手段
と、そのＰＷＭ変調手段から出力されるＰＷＭ変調信号
を基に３相電圧を発生する３相ブリッジ型インバータ主
回路とを備えたインバータ装置において、負荷の現在の
力率角を上記コントローラから供給される出力周波数指
令に基づき演算する力率角演算手段を有し、上記ＰＷＭ
変調手段は上記第１のＰＷＭ休止期間と第２のＰＷＭ休
止期間を、上記力率角演算手段において求めた負荷力率
角に応じ電流値の大きい期間に割り当てるＰＷＭ変調信
号を生成して出力することを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項４】 電圧振幅指令情報を出力するコントロー
ラと、出力電圧の位相情報を出力する電圧位相演算部
と、負荷に供給される３相電力の線間電圧出力をパルス
幅制御するためのＰＷＭ変調周期を有し、ゼロレベルが
連続する第１のＰＷＭ休止期間と直流電源レベルが連続
する第２のＰＷＭ休止期間のあるＰＷＭ変調信号を、上
記電圧位相演算部から出力される出力電圧の位相情報と
上記コントローラから出力される電圧振幅指令情報とを
基に生成し出力する２相変調を行なうＰＷＭ変調手段
と、そのＰＷＭ変調手段から出力されるＰＷＭ変調信号
を基に３相電圧を発生する３相ブリッジ型インバータ主
回路とを備えたインバータ装置において、上記ＰＷＭ変
調手段は上記電圧位相演算部から出力される出力電圧の
位相情報に基づきスイッチング休止相を選択しスイッチ
ング休止相情報を出力する相選択部と、その相選択部が
出力するスイッチング休止相情報と上記コントローラか
ら出力される電圧振幅指令情報と上記電圧位相演算部か
ら出力される出力電圧の位相情報とに基づき、スイッチ
ング休止相の相電位指令値がゼロもしくは直流電源電位
となる３相電位指令を出力する相電位指令演算部と、パ
ルス幅変調のための周期信号を出力する周期発生器と、
上記相電位指令演算部から出力される３相電位指令と上
記周期発生器から出力される周期信号とに基づきパルス
幅変調信号を生成して出力する変調部を備えていること
を特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】 各相電流の絶対値を演算し３相電流絶対
値情報を出力する相電流絶対値演算手段を有し、上記Ｐ
ＷＭ変調手段の相選択部は上記相電流絶対値演算手段か
ら出力される３相電流絶対値情報を基に相電流の絶対値
が他の２相より小さい相をスイッチング休止相として選
択しないようにスイッチング休止相を選択することえお
特徴とする請求項４記載のインバータ装置。 - 【請求項６】 各相電流の極性を演算し３相電流極性情
報を出力する相電流極性演算手段を有し、上記ＰＷＭ変
調手段の相選択部は上記相電流極性演算手段から出力さ
れる３相電流極性情報を基に相電流の極性が他の２相と
異なる相をスイッチング休止相として選択することを特
徴とする請求項４記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29569893A JP3229094B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29569893A JP3229094B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07147782A true JPH07147782A (ja) | 1995-06-06 |
| JP3229094B2 JP3229094B2 (ja) | 2001-11-12 |
Family
ID=17824011
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29569893A Expired - Lifetime JP3229094B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3229094B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005295776A (ja) * | 2004-04-06 | 2005-10-20 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
| JP2012165495A (ja) * | 2011-02-03 | 2012-08-30 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2012213312A (ja) * | 2011-03-23 | 2012-11-01 | Toyota Industries Corp | モータインバータの制御方法、及び制御装置 |
| JP2013034359A (ja) * | 2011-03-24 | 2013-02-14 | Daihen Corp | 電力変換回路を制御する制御回路、この制御回路を備えた系統連系インバータシステム |
| US8729846B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-05-20 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| US8773063B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-07-08 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| US9294009B2 (en) | 2011-03-24 | 2016-03-22 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| US10630200B2 (en) | 2011-03-24 | 2020-04-21 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| JP2020137233A (ja) * | 2019-02-19 | 2020-08-31 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置 |
| CN116566206A (zh) * | 2023-07-07 | 2023-08-08 | 合肥安赛思半导体有限公司 | 一种功率调整器的移相控制方法和*** |
-
1993
- 1993-11-25 JP JP29569893A patent/JP3229094B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US8847541B2 (en) | 2011-03-23 | 2014-09-30 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Control method and control device of motor inverter |
| JP2012213312A (ja) * | 2011-03-23 | 2012-11-01 | Toyota Industries Corp | モータインバータの制御方法、及び制御装置 |
| JP2013034359A (ja) * | 2011-03-24 | 2013-02-14 | Daihen Corp | 電力変換回路を制御する制御回路、この制御回路を備えた系統連系インバータシステム |
| US9294009B2 (en) | 2011-03-24 | 2016-03-22 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| US9979317B2 (en) | 2011-03-24 | 2018-05-22 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| US10141864B2 (en) | 2011-03-24 | 2018-11-27 | DAUHEN Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| US10389269B2 (en) | 2011-03-24 | 2019-08-20 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| US10630200B2 (en) | 2011-03-24 | 2020-04-21 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| US8773063B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-07-08 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
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| JP2020137233A (ja) * | 2019-02-19 | 2020-08-31 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置 |
| CN116566206A (zh) * | 2023-07-07 | 2023-08-08 | 合肥安赛思半导体有限公司 | 一种功率调整器的移相控制方法和*** |
| CN116566206B (zh) * | 2023-07-07 | 2023-10-03 | 合肥安赛思半导体有限公司 | 一种功率调整器的移相控制方法和*** |
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|---|---|
| JP3229094B2 (ja) | 2001-11-12 |
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