JPH07298631A - 3相pwm電圧発生回路 - Google Patents
3相pwm電圧発生回路Info
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- JPH07298631A JPH07298631A JP6082135A JP8213594A JPH07298631A JP H07298631 A JPH07298631 A JP H07298631A JP 6082135 A JP6082135 A JP 6082135A JP 8213594 A JP8213594 A JP 8213594A JP H07298631 A JPH07298631 A JP H07298631A
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Abstract
位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも直流
母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得ることが
できたり、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角が大き
い時にも出力相電流のピーク値を検出できる3相PWM
電圧発生回路等である。 【構成】 出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトルの
位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも、直
流母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得ること
ができる。また、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角
が大きい時にも出力相電流のピーク値を検出できる。更
に、平均スイッチング周波数の等しい2アーム変調に比
べて、トルクリップルを低減することができる。又、出
力電圧の誤差を補正するための検出信号を1つだけです
むため高電圧部との絶縁を行うフォトカプラを1個のみ
にすることで小型低コストに相電圧検出することができ
る。更に負荷中性点電位変動を抑えて、漏れ電流を少な
くすることができる。
Description
3相電圧型インバータ装置の3相PWM電圧発生回路に
関する。
いては、60°位相差のある2種類の基本電圧ベクトル
と、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の1
相のみをスイッチして得られる大きさを持たない2種類
の零ベクトルの合計4種類の基本電圧ベクトルを用いて
3相PWM電圧を発生するスイッチング方式(以下3ア
ーム変調)と、60°位相差のある2種類の基本電圧ベ
クトルと、大きさを持たない2種類の零ベクトルのうち
一方のみを使ったスイッチング方式(以下2アーム変
調)の2方式が用いられている。また、2アーム変調の
場合、3相出力の内2相のみスイッチングしており他の
1相はスイッチングを休止しているが、このスイッチン
グを行わない相は、例えば、電圧基本波の最大値位相の
前後30°の計60°と、電圧基本波の最小値位相の前
後30°の計60°とに固定されており、電圧位相に固
定されている。
ム変調(又は3アーム変調)方式では、出力電圧が低い
場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの
位相角に近い場合には、大きさを持った60°位相差の
ある2種類の基本電圧ベクトルの時間比率が少なくな
り、スイッチングモードの保持時間幅が狭くなる。これ
により、例えば特願平2−20445のようなインバー
タの直流母線の電流を検出し、この値から相電流を間接
的に求める方式では電流が流れている期間が短くなるた
め、検出電流が十分に立上がる前に電流が零になり実際
の電流より低く検出される不具合を生じる。特に出力電
圧が低いとこの傾向は著しい。これを防ぐために特願平
2−20445では、スイッチング制御周期を長くとる
対策を講じているが、これらはインバータの制御性を著
しく低下させるため不完全な方式となっている。
で過大電流を検出する場合においては、力率が低い場合
即ち電流位相の遅れ角が大きい時には出力相電流のピー
ク値が検出できない。また、2アーム変調では、3アー
ム変調に比べて同じ変調周波数で比較すると約2倍のト
ルクリップルが発生する。また、従来変調方式では、負
荷中性点電位変動が大きく漏れ電流が多く流れる。
いては、3相の電圧をそれぞれ別個に検出する必要があ
り、高電圧部との絶縁を行うフォトカプラを3個必要と
するために小型化や低コスト化を阻害している。
大値位相の前後30°の計60°と、電圧基本波の最小
値位相の前後30°の計60°とに固定された方式で
は、負荷力率が1の場合に最もスイッチング損失が少な
い。しかし、誘導電動機駆動時では必ず遅れ力率で動作
し、しかも負荷状態の変化により力率が変化し、出力相
電流の位相が増減した場合に半導体素子のスイッチング
損失の低減効果が不十分である。
である誘導性負荷を駆動した場合の相電流波形図であ
る。図に示すように、電流はリップルを含んだ正弦波状
になり、この時電流極性が切替わり点Tzxでの挙動を
図14で更に詳細に説明する。図14でBu、Bxは、
夫々図3におけるU相の上側パワートランジスタ3Uと
下側パワートランジスタ3Xのベース信号で、簡単化の
ため回路の遅れ時間は無視している。
圧である。最初電流が正の状態で上側素子がオンしてお
り、この状態でBuが切れ上側パワートランジスタ3U
がオフする。この為U相出力相電圧Vuは瞬間的に低下
して下側のダイオードがオンし、U相負荷電流Iuを流
し続ける。その後、電流が低下し零となる(期間α)。
もし、この時点までに、デッドタイムが経過していない
場合は、下側パワートランジスタBxにオン信号は入ら
ない。従ってU相電流は流れず、U相端子電圧はインバ
ータ出力アームから解放されたオープン状態となり、電
位は負荷によってのみ決定する(期間β)。この時の電
圧は直流母線電圧と出力パルスのタイミングのみにより
電圧検出する方式では検出不可能となる。
イッチングタイミングを予測することで、出力電圧の誤
差を補正する方式においても出力電位の固定されない中
間電位になると予測タイミングの誤差が多くなり、出力
電圧の誤差を補正することが困難となる。
で、その目的は、半導体スイッチング素子を用いた3相
電圧型インバータ装置において、出力電圧が低い場合や
電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの位相角
に近い場合にも直流母線の電流を検出するのに十分なパ
ルス幅を得ることができる3相PWM電圧発生回路と、
インバータの直流母線電流の絶対値で過大電流を検出す
る場合において、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角
が大きい時にも出力相電流のピーク値を検出できる3相
PWM電圧発生回路と、平均スイッチング周波数の等し
い2アーム変調に比べて、トルクリップルを低減するこ
とができる3相PWM電圧発生回路と、負荷中性点電位
変動を抑えて、漏れ電流を少なくすることができる3相
PWM電圧発生回路と、出力電圧の誤差を補正するため
の検出信号を1つだけですむため高電圧部との絶縁を行
うフォトカプラを1個のみにすることで小型低コストに
相電圧検出することができる3相PWM電圧発生回路
と、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失を
少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある3相PWM電圧発生回路と、出力電圧の誤差を
補正する場合において、負荷相電流が零に近付き零を交
差する直前で、この相を一時的にスイッチング休止相に
切換え、零交差が完了した後に再びスイッチングを開始
することで、出力相電位の固定されない中間電位になる
ことを防止し、電圧検出を確実に実行し、出力スイッチ
ングタイミング予測値の誤差を少なくできる3相PWM
電圧発生回路とを提供するにある。
イッチング素子を用いた3相電圧型インバータ装置にお
いて、120°位相差のある2種類の基本電圧ベクトル
と、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の1
相のみをスイッチンして得られる大きさを持たない零ベ
クトルの合計3種類の基本電圧ベクトルを用いて3相P
WM電圧を発生する3相PWM電圧発生回路である。
用いた3相電圧型インバータ装置において、夫々60°
づつ位相差のある3種類の基本電圧ベクトルを用いて3
相PWM電圧を発生する3相PWM電圧発生回路であ
る。
用いた3相電圧型インバータ装置において、120°位
相差のある2種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本
電圧ベクトルのスイッチング状態の1相のみをスイッチ
して得られる大きさを持たない零ベクトルの合計3種類
の基本電圧ベクトルを用いて3相PWM電圧を発生する
回路と、これによって発生した実際の出力3相電圧を全
波整流回路により整流して零電圧状態であるか否かを検
出し、この信号と上記3相PWM電圧発生回路により得
られた信号との比較により出力電圧誤差を補正する回路
とからなる3相PWM電圧発生回路である。
用いた3相電圧型インバータ装置において、スイッチン
グ休止期間の中心を電圧基本波の最大値位相から、ある
一定量(30°以下)遅らせることを特徴とする3相P
WM電圧発生回路。
用いた3相電圧型インバータ装置において、スイッチン
グ休止期間の中心位相と電流基本波の最大値位相との位
相差を約零(−10°〜10°の間)にする3相PWM
電圧発生回路である。
用いた3相電圧型インバータ装置において、負荷相電流
が約零の相のスイッチングを休止し、他の2相でスイッ
チングする3相PWM電圧発生回路である。
場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの
位相角に近い場合にも、直流母線の電流を検出するのに
十分なパルス幅を得ることができる。また、インバータ
の直流母線電流の絶対値で過大電流を検出する場合にお
いて、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角が大きい時
にも出力相電流のピーク値を検出できる。更に、平均ス
イッチング周波数の等しい2アーム変調に比べて、トル
クリップルを低減することができる。また、出力電圧の
誤差を補正するための検出信号を1つだけですむため高
電圧部との絶縁を行うフォトカプラを1個のみにするこ
とで小型低コストに相電圧検出することができる。
抑えて、漏れ電流を少なくすることができる。請求項3
では、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失
を少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある。
場合において、負荷相電流が零に近付き零を交差する直
前で、この相を一時的にスイッチング休止相に切換え、
零交差が完了した後に再びスイッチングを開始すること
で、出力相電位の固定されない中間電位になることを防
止し、電圧検出を確実に実行できる。また、電圧検出せ
ずに電流値のみにより、スイッチングタイミングを予測
することで出力電圧の誤差を補正する方式においても、
出力電位の固定されない中間電位になることを防止し、
出力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る。
て説明する。まず、本発明が適用される三相PWMイン
バータ装置におけるインバータ主回路の概略的構成は、
図3に示す通り直流母線1,2間に6個のスイッチング
素子3u,3v,3w,3x,3y,3zをブリッジ接
続した周知構成である。ここで、各アームの上下のスイ
ッチング素子はいずれか一方がオンにされるものである
から、スイッチングモードは23 =8通り存在する。そ
こで、インバータ装置の出力電圧に各相の位相差を考慮
し、各スイッチングモードに対応して瞬時ベクトル的表
現を与えた電圧ベクトルを仮想すると、これらは図4に
実線で示すように、互いにπ/3だけ位相が事なり且つ
大きさの等しい6種の基本電圧ベクトルと2種のゼロベ
クトル(0,0,0),(1,1,1)として表現でき
る。
c)は、8通りのスイッチングモードに対応し、各相の
正側のスイッチング素子3u,3v,3wがオンである
ときにSa,Sb,Scを「1」と表わし、逆に負側の
スイッチング素子3x,3y,3zがオンであるときに
「0」と表わしたものである。
ング状態を制御するための3相PWM信号発生回路4
は、互いに120°位相差のある2種類の基本電圧ベク
トル(電圧空間ベクトル)と、それら2種類の基本電圧
ベクトルのどちらのスイッチング状態から1相のみのス
イッチだけで得られる零ベクトルの合計3種類の電圧ベ
クトル間の時間比制御によって任意の大きさV*8と位
相θ*8の指令電圧ベクトルを出力するものであるか
ら、指令電圧ベクトルの位相θ*を例えば30°〜90
°の領域について限定して考えると、図1に示すよう
に、(1,0,0),(0,1,0),(0,0,0)
の3種類の基本電圧ベクトルを用い、(0,0,0)→
(1,0,0)→(0,0,0)→(0,1,0)→
(0,0,0)の順にスイッチング制御することで実現
できる。この時の各相電圧の波形図を図2に示す。これ
により、W相は零電位に固定され全くスイッチングしな
いことになる。
u,Sv,Swは、デッドタイム発生回路5に入力され
て6個のスイッチング素子用の各スイッチング信号B
u,Bv,Bw,Bx,By,Bzが生成される。この
デッドタイム発生回路5は、三相PWM信号からインバ
ータ主回路の各アームの上下のスイッチング素子が同時
にオンすることがないようにして各スイッチング素子の
ためのスイッチング信号を生成するためのものである。
0)と(0,1,0)の状態のスイッチング制御の1周
期に対する出力時間を夫々、t1,t2とすると、図1
の幾何学的解析により、次式を満たすことになる。
も、t1,t2いずれも決して零にならない。従って、
常時2相の電流が検出されていることになり、電流検出
が完全になる。
どのベクトルを選択すれば良いかを示した図である。幾
何学的対称性から切換えシーケンスも30°〜90°の
場合と同様に求まり、従って、360°どこの位相角で
も電流検出が可能であることが分かる。図7に位相θ*
8がπ/6からπ/2の間の基本電圧ベクトルの最小出
力時間を示している。Iは本発明第一実施例の方式、I
Iは従来変調方式である。IIでは、2種類の基本電圧
ベクトルの出力時間が少ない方が途中の位相で入れ替る
ため、関数が折れ曲る。本発明では指令電圧ベクトルの
大きさV*9が零の場合には検出できないが、従来変調
方式に比べ、平均的に3倍程度のパルス幅が確保でき
る。
ため、出力電圧を高くする必要がある場合には、後述す
る第2実施例の方式または従来の2アーム変調或いは3
アーム変調にスイッチング制御を切換えればよい。出力
電圧が高い場合には電流検出に必要なスイッチング状態
の時間幅が広くなるので、特願平2−20445の方式
でも十分検出可能である。
トル状態がPWMの1周期内に2分割されて発生する
為、従来の2アーム変調である零ベクトル状態がPWM
の1周期内に1つのみの変調方式に比べ、磁束ベクトル
の接線方向の脈動が低減する。このため、トルク脈動が
少なくなり3アーム変調のトルク脈動に近付くことにな
り、しかも平均スイッチング回数は、3アーム変調の2
/3即ち従来2アーム変調と同レベルとなる。
本発明の3相PWM電圧発生回路では2種類の基本電圧
ベクトルの間に必ず零ベクトル状態が挿入されるため、
図8に示す回路により零ベクトル状態か否かを判定し、
これと現在の出力状態から実際の出力パルス幅を補正す
ることが可能である。図8において、10は全波整流回
路、11はフォトカプラであり、零ベクトル状態である
と3相全てが同電位のため全波整流しても電圧は発生せ
ず、従ってフォトカプラ11も発光せずそれ以外のベク
トル状態の場合フォトカプラ11は発光するので、図3
の3相PWM信号発生手段へ現在の零ベクトルであるか
否かの情報が伝達される。
る。3相PWM信号発生回路4は、夫々60°づつ位相
差のある3種類の基本電圧ベクトルを用い、それらの間
の時間比制御によって任意の大きさV*8と位相θ*8の
指令電圧ベクトルを出力することで、指令電圧ベクトル
の位相θ*を例えば30°〜90°の領域について限定
して考える。すると、図9に示すように、(1,0,
0),(1,1,0),(0,1,0)の3種類の基本
電圧ベクトルを用い(1,1,0)→(1,0,0)→
(1,1,0)→(0,1,0)→(1,1,0)の順
にスイッチング制御することで実現できる。この時の各
相電圧の波形図を図10に示す。
電位に固定され全くスイッチングしないことになる。図
2と図10を比較すると、U相とV相のパルス幅が広が
っただけと見れるため、制御則の連続性が保証され、切
替えに支障はない。また、第1実施例と同様、直流母線
電流による電流検出が可能で、第2実施例では3種類の
基本電圧ベクトルを使用するため、検出の確実性が向上
する。
で過大電流を検出する場合では、図5より明らかに、
(1,0,0)ベクトルを出力している時の直流母線電
流はU相電流となり、(1,1,0)ベクトルを出力し
ている時の直流母線電流は−W相電流となり、(0,
1,0)ベクトルを出力している時の直流母線電流はV
相電流となる。これらの絶対値をPWM一制御周期中で
最も高い値を取出すと、3相出力電流のうち最も高い電
流が検出されたことになり、たとえ力率が低い場合即ち
電流位相の遅れ角が大きい時にも出力相電流のピーク値
を検出できるし、その他いかなる位相差の電流が流れて
も、確実に過電流検出できる。
の平均値となるため、本発明第1,第2実施例とも2レ
ベルのみとなり、従来の2アーム変調或いは3アーム変
調のように、3レベル,4レベルに比べて負荷中性点電
圧変動が抑えられ、これにより漏れ電流も従来変調方式
に比べ低減する。
る。第3実施例において図3の3相PWM信号発生回路
4は基本的には従来の2アーム変調を行う。即ち60°
位相差のある2種類の基本電圧ベクトルと、大きさを持
たない2種類の零ベクトルのうち一方のみの合計3種類
の電圧ベクトル間の時間比制御によって任意の大きさV
*8と位相θ*8の指令電圧ベクトルを出力するスイッチ
ングを行い、指令電圧ベクトルの位相θ*8によるベク
トル切換えシーケンスの領域分割を従来方式より15°
遅らせる。
シーケンスの領域分割を示した図である。例えばθ*8
が45°〜105°の領域について限定して考えると、
図11から明らかなように、この期間ではW相は0に固
定されておりW相はスイッチングされていない。この3
相PWM信号発生回路を用いて3相対称の正弦波変調制
御し3相対称の遅れ負荷を駆動した場合、もし、その負
荷電流位相が電圧位相に対して15°遅れていたなら、
W相負荷電流の基本波の最小となる時点の前後30°
は、W相はスイッチングしていないことになる。即ち、
W相電流が最も多く負荷側からインバータ側へ流入する
期間で、W相がスイッチングを休止していることにな
り、この期間ではスイッチング損失はU相とV相のみで
発生しW相では零となる。スイッチング損失は、電流が
大きいほど大きくなるので、上記のようにすれば、常に
電流の最も大きい相のスイッチングが休止していること
になり、全大的な平均スイッチング損失が最小化され
る。
シーケンスの領域分割位相を、負荷電流の遅れ角の分移
動させることで、スイッチング損失の最小化が達成され
る。連続60°期間スイッチング休止可能な領域の中心
位相の移動可能限界は図4の幾何学的対象性から、電圧
基本波のピーク位相に対して±30°に限られるが、モ
ータである誘導性負荷では、重負荷時ほど電流値は大き
くなり電圧と電流の位相差は少なくなるので、インバー
タの過熱を抑える目的としては問題ない。
ーケンスの領域分割位相を移動を15°固定にしたた
め、負荷電流の遅れ角が15°以外ではスイッチング損
失が最小にならない。そこで、負荷電流を検出して常に
ベクトル切換えシーケンスの領域分割位相を、負荷電流
の遅れ角に一致させるように変動させることで、負荷電
流の遅れ角が変化してもスイッチング損失を最小化する
ことができる。
ル切替えシーケンスの領域分割を、第1実施例より15
°遅らせた場合の位相θ*8によるベクトル切換えシー
ケンスの領域分割を示した図である。この様に、第1実
施例や第2実施例の3相PWM信号発生方式において
も、同様にベクトル切換えシーケンス領域分割位相を移
動させることが可能であり、スイッチング損失低減を図
れる。また、本実施例では、電流ピークでスイッチング
しないため、スイッチングサージ電圧や輻射電磁波も少
なくすることができる。
る。第4実施例において図3の3相PWM信号発生回路
4は、基本的には従来の3アーム変調を行う。即ち、6
0°位相差のある2種類の基本電圧ベクトルと、それら
の基本電圧ベクトルのスイッチング状態の1相のみをス
イッチして得られる大きさを持たない2種類の零ベクト
ルの合計4種類の基本電圧ベクトルの時間比制御によっ
て任意の大きさV*8と位相θ*8の指令電圧ベクトルを
出力するスイッチングを行う。そして、負荷相電流が所
定の値より小さくなり零に近付いた時点で、この相を一
時的にスイッチング休止させて零交差が完了し、負荷相
電流が所定の値より大きくなった時点で再びスイッチン
グを開始する。
ッチングが行われず、従ってデッドタイム中に発生する
電位の不確定性は発生しなくなる。この場合、第3実施
例でも述べたようにスイッチング休止可能な領域の中心
位相の移動可能限界は図4の幾何学的対称性から、電圧
基本波のピーク位相に対して±30°に限られ、更にそ
の点の前後30°までスイッチング休止できるが、相電
流が零交差する位相は負荷電流ピーク位相に対して±9
0°ずれている。
なり、電圧と電流の位相差が30°〜150°でないと
実施できない。モータである誘導性負荷では、無負荷時
の電圧と電流の位相差は略90°あり、出力パルスのタ
イミングのみにより電圧検出し出力電圧補償制御するデ
ッドタイム補償法(例えばIEEE−IAS−1985
Annual Meeting p.436)の場合
では、軽負荷時の不安定現象回避の目的で実施するの
で、重負荷時には実現できなくても問題なく、本発明第
4実施例が有効である。また、スイッチングタイミング
が電流極性に依存することを仮定し、出力電圧補償制御
するデッドタイム補償法(例えば昭和61年度電気学会
東海支部NO.146)の場合でも、デッドタイム中に
発生する電位の不確定性が生じない第4実施例では、出
力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る。また、直流母線電圧と出力パルスのタイミングによ
り出力電圧を間接的に検出し、これをもとにモータの磁
束演算を行う制御の場合にも第4実施例が有効である。
請求項1では、出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトル
の位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも、
直流母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得るこ
とができる。また、インバータの直流母線電流の絶対値
で過大電流を検出する場合において、力率が低い場合即
ち電流位相の遅れ角が大きい時にも出力相電流のピーク
値を検出できる。更に、平均スイッチング周波数の等し
い2アーム変調に比べて、トルクリップルを低減するこ
とができる。また、出力電圧の誤差を補正するための検
出信号を1つだけですむため高電圧部との絶縁を行うフ
ォトカプラを1個のみにすることで小型低コストに相電
圧検出することができる。
抑えて、漏れ電流を少なくすることができる。請求項3
では、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失
を少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある。
場合において、負荷相電流が零に近付き零を交差する直
前で、この相を一時的にスイッチング休止相に切換え、
零交差が完了した後に再びスイッチングを開始すること
で、出力相電位の固定されない中間電位になることを防
止し、電圧検出を確実に実行できる。また、電圧検出せ
ずに電流値のみにより、スイッチングタイミングを予測
することで出力電圧の誤差を補正する方式においても、
出力電位の固定されない中間電位になることを防止し、
出力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る等のような多くの優れた効果を奏するものである。
ケンスを示す図、
よる指令電圧ベクトルの位相とベクトル切換えシーケン
スを示す図、
を駆動時の相電流波形図、
ング図、
子、 4.3相PWM信号発生回路、 5.デッドタイム発生
回路、 6.電流検出器、 7.相判断回路、 8.指令電圧ベクトルの位相θ*、 9.指令電圧ベクトルの大きさV*、 10.全波整流回路、 11.フォトカプラ。
Claims (6)
- 【請求項1】 半導体スイッチング素子を用いた3相電
圧型インバータ装置において、120°位相差のある2
種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトル
のスイッチング状態の1相のみをスイッチンして得られ
る大きさを持たない零ベクトルの合計3種類の基本電圧
ベクトルを用いて3相PWM電圧を発生することを特徴
とする3相PWM電圧発生回路。 - 【請求項2】 半導体スイッチング素子を用いた3相電
圧型インバータ装置において、夫々60°づつ位相差の
ある3種類の基本電圧ベクトルを用いて3相PWM電圧
を発生することを特徴とする3相PWM電圧発生回路。 - 【請求項3】 半導体スイッチング素子を用いた3相電
圧型インバータ装置において、120°位相差のある2
種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトル
のスイッチング状態の1相のみをスイッチして得られる
大きさを持たない零ベクトルの合計3種類の基本電圧ベ
クトルを用いて3相PWM電圧を発生する回路と、これ
によって発生した実際の出力3相電圧を全波整流回路に
より整流して零電圧状態であるか否かを検出し、この信
号と上記3相PWM電圧発生回路により得られた信号と
の比較により出力電圧誤差を補正する回路とからなるこ
とを特徴とする3相PWM電圧発生回路。 - 【請求項4】 半導体スイッチング素子を用いた3相電
圧型インバータ装置において、スイッチング休止期間の
中心を電圧基本波の最大値位相から、ある一定量(30
°以下)遅らせることを特徴とする3相PWM電圧発生
回路。 - 【請求項5】 半導体スイッチング素子を用いた3相電
圧型インバータ装置において、スイッチング休止期間の
中心位相と電流基本波の最大値位相との位相差を約零
(−10°〜10°の間)にすることを特徴とする3相
PWM電圧発生回路。 - 【請求項6】 半導体スイッチング素子を用いた3相電
圧型インバータ装置において、負荷相電流が約零の相の
スイッチングを休止し、他の2相でスイッチングするこ
とを特徴とする3相PWM電圧発生回路。
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