JP2000278949A - コンデンサ充電器 - Google Patents
コンデンサ充電器Info
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- JP2000278949A JP2000278949A JP11080716A JP8071699A JP2000278949A JP 2000278949 A JP2000278949 A JP 2000278949A JP 11080716 A JP11080716 A JP 11080716A JP 8071699 A JP8071699 A JP 8071699A JP 2000278949 A JP2000278949 A JP 2000278949A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コンバータ回路の標準化を図ってコストを低
減し、その誤動作の発生や出力の不安定性を低減しなが
ら、充電電圧のオーバーシュートを抑制する。 【解決手段】 実質的に出力電力の等しいインバータ回
路と整流器とからなるコンバータ回路を複数台並列運転
してコンデンサを充電するコンデンサ充電器であって、
前記コンデンサの充電開始時点から前記すべてのコンバ
ータ回路を運転し、充電電圧が目標充電電圧に達する前
の予め決めた設定電圧値で前記コンバータ回路のあるも
のを停止させて運転台数を減少させることを特徴とする
コンデンサ充電器。
減し、その誤動作の発生や出力の不安定性を低減しなが
ら、充電電圧のオーバーシュートを抑制する。 【解決手段】 実質的に出力電力の等しいインバータ回
路と整流器とからなるコンバータ回路を複数台並列運転
してコンデンサを充電するコンデンサ充電器であって、
前記コンデンサの充電開始時点から前記すべてのコンバ
ータ回路を運転し、充電電圧が目標充電電圧に達する前
の予め決めた設定電圧値で前記コンバータ回路のあるも
のを停止させて運転台数を減少させることを特徴とする
コンデンサ充電器。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 この発明は、複数台のコンバー
タ回路を並列運転してコンデンサを充電するコンデンサ
充電器に関するものであり、特に高速のコンデンサ充電
器に適したコンデンサ充電器に関する。
タ回路を並列運転してコンデンサを充電するコンデンサ
充電器に関するものであり、特に高速のコンデンサ充電
器に適したコンデンサ充電器に関する。
【０００２】
【従来技術】 銅蒸気レーザ、エキシマレーザなどのパ
ルスレーザにおいては、数kVから数10kV程度の高電圧に
充電されたコンデンサをレーザ管に高速で放電してレー
ザ光を励起する。パルスレーザの応用装置ではレーザ光
の励起回数が高いほど、すなわち、コンデンサの充放電
繰り返し回数が高いほど装置としての性能が向上し、近
年は数kHz の高繰り返しが課題となってきた。このため
このコンデンサの充電器も数100 μs で充電完了する高
速充電を高い繰り返し動作ができなければならない性能
が必要である。
ルスレーザにおいては、数kVから数10kV程度の高電圧に
充電されたコンデンサをレーザ管に高速で放電してレー
ザ光を励起する。パルスレーザの応用装置ではレーザ光
の励起回数が高いほど、すなわち、コンデンサの充放電
繰り返し回数が高いほど装置としての性能が向上し、近
年は数kHz の高繰り返しが課題となってきた。このため
このコンデンサの充電器も数100 μs で充電完了する高
速充電を高い繰り返し動作ができなければならない性能
が必要である。
【０００３】 これまでの充電器はインバータ回路と整
流器の組み合わせであるコンバータ回路を用いており、
充電時間が短縮するほど充電電流が増加し、変換電力が
増大する。例えば、静電容量C が100nF のコンデンサを
300 μs の時間で、12kVの電圧まで充電するには、出力
電力が約50kWのコンバータ回路が必要となる。このよう
な大出力電力のコンバータ回路を単一のコンバータ回路
で構成するとすれば、使用スイッチング素子がIGBTなど
比較的低速の半導体素子に限定されるため、動作周波数
は制限され、通常20kHz 程度以下である。充電器におい
て、低い変換周波数では制御性の問題が生ずる。すなわ
ち、同一変換電力であれば、変換周波数が低いほど１サ
イクルの伝達電力が大きくなって充電電圧の１ステップ
が大きくなり、充電電圧が設定値になった時点でコンバ
ータ回路を停止しても、オーバーシュートしやすく、正
確に充電電圧を設定値にすることは難しい。
流器の組み合わせであるコンバータ回路を用いており、
充電時間が短縮するほど充電電流が増加し、変換電力が
増大する。例えば、静電容量C が100nF のコンデンサを
300 μs の時間で、12kVの電圧まで充電するには、出力
電力が約50kWのコンバータ回路が必要となる。このよう
な大出力電力のコンバータ回路を単一のコンバータ回路
で構成するとすれば、使用スイッチング素子がIGBTなど
比較的低速の半導体素子に限定されるため、動作周波数
は制限され、通常20kHz 程度以下である。充電器におい
て、低い変換周波数では制御性の問題が生ずる。すなわ
ち、同一変換電力であれば、変換周波数が低いほど１サ
イクルの伝達電力が大きくなって充電電圧の１ステップ
が大きくなり、充電電圧が設定値になった時点でコンバ
ータ回路を停止しても、オーバーシュートしやすく、正
確に充電電圧を設定値にすることは難しい。
【０００４】 このような問題を解決する従来方法及び
装置として、特開平9-307165号公報、あるいは特開平10
-52039号公報に開示されているコンデンサ充電装置があ
る。これらの装置は、２台の主コンバータ回路と微調整
用のコンバータ回路を並列接続し、先ず出力電力の大き
な主コンバータ回路だけを運転して急傾斜で目標充電電
圧直前までコンデンサの充電電圧を上昇させ、しかる
後、主コンバータ回路の運転を停止すると共に、出力電
力の小さな微調整用コンバータ回路を動作させて緩やか
な勾配で設定電圧までコンデンサの充電電圧を上昇させ
ることにより、充電電圧のオーバーシュートを防ぎ、充
電速度と充電精度を同時に向上するものである。
装置として、特開平9-307165号公報、あるいは特開平10
-52039号公報に開示されているコンデンサ充電装置があ
る。これらの装置は、２台の主コンバータ回路と微調整
用のコンバータ回路を並列接続し、先ず出力電力の大き
な主コンバータ回路だけを運転して急傾斜で目標充電電
圧直前までコンデンサの充電電圧を上昇させ、しかる
後、主コンバータ回路の運転を停止すると共に、出力電
力の小さな微調整用コンバータ回路を動作させて緩やか
な勾配で設定電圧までコンデンサの充電電圧を上昇させ
ることにより、充電電圧のオーバーシュートを防ぎ、充
電速度と充電精度を同時に向上するものである。
【０００５】 しかしながら、これら従来の装置には次
のような欠点がある。 (1) 先ず、出力電力の異なる2 種類以上のコンバータ回
路が必要であり、特に幾つかの出力電力のこのような充
電装置を得ようとすると、出力電力の種類の2 倍の異な
る出力電力のコンバータ回路が必要となり、標準化でき
ず、コストが低減できないという実際上の大きな問題点
がある。 (2) 従来装置では、コンデンサの充電電圧が設定値の前
のある時点まで主コンバータ回路が運転され、この期間
では微調整用コンバータ回路は停止しており、前記時点
で主コンバータ回路を停止、微調整用コンバータ回路を
運転といったように切り替えるので、制御系が複雑にな
り、またコンバータ回路の切替えの際に動作が不安定と
なる欠点がある。
のような欠点がある。 (1) 先ず、出力電力の異なる2 種類以上のコンバータ回
路が必要であり、特に幾つかの出力電力のこのような充
電装置を得ようとすると、出力電力の種類の2 倍の異な
る出力電力のコンバータ回路が必要となり、標準化でき
ず、コストが低減できないという実際上の大きな問題点
がある。 (2) 従来装置では、コンデンサの充電電圧が設定値の前
のある時点まで主コンバータ回路が運転され、この期間
では微調整用コンバータ回路は停止しており、前記時点
で主コンバータ回路を停止、微調整用コンバータ回路を
運転といったように切り替えるので、制御系が複雑にな
り、またコンバータ回路の切替えの際に動作が不安定と
なる欠点がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】 本発明は、同じ出力
電力のコンバータ回路をすべて並列運転し、コンデンサ
が目標充電電圧まで充電される前のある時点で一部のコ
ンバータ回路を停止させることにより、コンデンサの充
電電圧がオーバーシュートをしないで、安定に動作をす
る低コストのコンデンサ充電装置を得ることを課題とす
る。
電力のコンバータ回路をすべて並列運転し、コンデンサ
が目標充電電圧まで充電される前のある時点で一部のコ
ンバータ回路を停止させることにより、コンデンサの充
電電圧がオーバーシュートをしないで、安定に動作をす
る低コストのコンデンサ充電装置を得ることを課題とす
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】 この課題を解決するた
め、本発明は、実質的に出力電力の等しいインバータ回
路と整流器とからなるコンバータ回路を複数台並列運転
してコンデンサを充電するコンデンサ充電器であって、
前記コンデンサの充電開始時点から前記すべてのコンバ
ータ回路を運転し、充電電圧が目標充電電圧に達する前
の予め決めた設定電圧値で前記コンバータ回路のあるも
のを停止させて、運転台数を減少させることを特徴とす
るコンデンサ充電器を提案するものである。
め、本発明は、実質的に出力電力の等しいインバータ回
路と整流器とからなるコンバータ回路を複数台並列運転
してコンデンサを充電するコンデンサ充電器であって、
前記コンデンサの充電開始時点から前記すべてのコンバ
ータ回路を運転し、充電電圧が目標充電電圧に達する前
の予め決めた設定電圧値で前記コンバータ回路のあるも
のを停止させて、運転台数を減少させることを特徴とす
るコンデンサ充電器を提案するものである。
【０００８】
【発明の実施の態様】 図１は、出力電力の同じ2 台の
高周波コンバータ回路を並列運転構成にした本発明に係
るコンデンサ充電器の実施の態様の一例である。商用の
交流電圧を整流した直流電源1 の直流電力は、出力電力
のほぼ同じ2 台のパルス幅変調(PWM) インバータ回路2
、3 に供給され、高周波交流電力に変換される。第1
のインバータ回路2 はFET などのスイッチング素子S1〜
S4、第2 のインバータ回路は同様なスイッチング素子S5
〜S8で構成されている。各インバータ回路の出力は共振
インダクタ4 、5 、高電圧トランス6 、7 及び高電圧整
流器8、9 を通して負荷コンデンサ10に接続される。1
1、12は各インバータ回路の共振コンデンサである。負
荷の高電圧コンデンサ10の充電電圧は電圧検出用分圧抵
抗器13、14により、数V の適当な電圧に変換され、充電
制御回路15に送られる。
高周波コンバータ回路を並列運転構成にした本発明に係
るコンデンサ充電器の実施の態様の一例である。商用の
交流電圧を整流した直流電源1 の直流電力は、出力電力
のほぼ同じ2 台のパルス幅変調(PWM) インバータ回路2
、3 に供給され、高周波交流電力に変換される。第1
のインバータ回路2 はFET などのスイッチング素子S1〜
S4、第2 のインバータ回路は同様なスイッチング素子S5
〜S8で構成されている。各インバータ回路の出力は共振
インダクタ4 、5 、高電圧トランス6 、7 及び高電圧整
流器8、9 を通して負荷コンデンサ10に接続される。1
1、12は各インバータ回路の共振コンデンサである。負
荷の高電圧コンデンサ10の充電電圧は電圧検出用分圧抵
抗器13、14により、数V の適当な電圧に変換され、充電
制御回路15に送られる。
【０００９】 図2 は、充電制御回路15の内部の回路ブ
ロック図である。その発振回路16は、変換周波数の2
倍、例えば変換周波数が20kHz のインバータ回路におい
ては、40kHz の周波数で発振し、パルス列P1を発生す
る。そのパルス列P1は数μS の休止期間を挟んで最大パ
ルス幅22μs に選定されているので、インバータ回路2
、3 のスイッチング素子S1〜S8はその最大パルス幅以
上でオンすることはない。
ロック図である。その発振回路16は、変換周波数の2
倍、例えば変換周波数が20kHz のインバータ回路におい
ては、40kHz の周波数で発振し、パルス列P1を発生す
る。そのパルス列P1は数μS の休止期間を挟んで最大パ
ルス幅22μs に選定されているので、インバータ回路2
、3 のスイッチング素子S1〜S8はその最大パルス幅以
上でオンすることはない。
【００１０】 図 3に示すように、パルス列P1は、フリ
ップフロップ17とアンドゲート18、19とにより、順次交
互に180 °の位相角でA 相、B 相に振り分けられてパル
ス列P2、P3となる。パルス列P2はアンドゲート20と22の
一方の入力端子に供給され、パルス列P3はアンドゲート
21と23の一方の入力端子に供給される。
ップフロップ17とアンドゲート18、19とにより、順次交
互に180 °の位相角でA 相、B 相に振り分けられてパル
ス列P2、P3となる。パルス列P2はアンドゲート20と22の
一方の入力端子に供給され、パルス列P3はアンドゲート
21と23の一方の入力端子に供給される。
【００１１】 一方で、第1 のコンパレータ24は、一方
の入力端子に入力されるコンデンサ10の充電電圧の検出
信号と他方の入力端子の基準電圧VSとを比較して、イン
バータオン信号P4を生じる。また、第2 のコンパレータ
25は、一方の入力端子に入力されるコンデンサ10の充電
電圧の検出信号と、分圧器26を通して基準電圧VSよりも
幾分小さくされた基準電圧VS'(例えば、VS' ＝0.95VS)
とを比較して、別のインバータオン信号P5を生じる。こ
こで、インバータオン信号P5は、基準電圧VS' が基準電
圧VSの0.95と幾分小さいためにインバータオン信号P4よ
りも時間幅Tdだけ短いパルス幅となる。そして、インバ
ータオン信号P4は、アンドゲート20と21の他方の入力端
子に供給され、インバータオン信号P5はアンドゲート22
と23の他方の入力端子に供給される。
の入力端子に入力されるコンデンサ10の充電電圧の検出
信号と他方の入力端子の基準電圧VSとを比較して、イン
バータオン信号P4を生じる。また、第2 のコンパレータ
25は、一方の入力端子に入力されるコンデンサ10の充電
電圧の検出信号と、分圧器26を通して基準電圧VSよりも
幾分小さくされた基準電圧VS'(例えば、VS' ＝0.95VS)
とを比較して、別のインバータオン信号P5を生じる。こ
こで、インバータオン信号P5は、基準電圧VS' が基準電
圧VSの0.95と幾分小さいためにインバータオン信号P4よ
りも時間幅Tdだけ短いパルス幅となる。そして、インバ
ータオン信号P4は、アンドゲート20と21の他方の入力端
子に供給され、インバータオン信号P5はアンドゲート22
と23の他方の入力端子に供給される。
【００１２】 アンドゲート20と21は、それぞれインバ
ータオン信号P4とパルス列P2、P3をアンド論理して駆動
パルス列P6、P7を発生し、またアンドゲート22と23はイ
ンバータオン信号P5とパルス列P2、P3をアンド論理して
駆動パルス列P8、P9を発生する。駆動パルス列P6は第1
のインバータ回路2 のスイッチング素子S1とS2のゲート
に印加され、駆動パルス列P7は第1 のインバータ回路2
のスイッチング素子S3とS4のゲートに印加される。ま
た、駆動パルス列P8は第2 のインバータ回路3 のスイッ
チング素子S5とS6のゲートに印加され、駆動パルス列P8
は第2のインバータ回路3 のスイッチング素子S7とS8の
ゲートに印加される。
ータオン信号P4とパルス列P2、P3をアンド論理して駆動
パルス列P6、P7を発生し、またアンドゲート22と23はイ
ンバータオン信号P5とパルス列P2、P3をアンド論理して
駆動パルス列P8、P9を発生する。駆動パルス列P6は第1
のインバータ回路2 のスイッチング素子S1とS2のゲート
に印加され、駆動パルス列P7は第1 のインバータ回路2
のスイッチング素子S3とS4のゲートに印加される。ま
た、駆動パルス列P8は第2 のインバータ回路3 のスイッ
チング素子S5とS6のゲートに印加され、駆動パルス列P8
は第2のインバータ回路3 のスイッチング素子S7とS8の
ゲートに印加される。
【００１３】 ここで、駆動パルス列P6、P7は駆動パル
ス列P8に比べて時間幅Td程度早い時点で発生されなくな
り、したがって、第2 のインバータ回路3 は第1のイン
バータ回路2 よりも時間幅Td程度早い時点で動作が停止
する。この設定電圧値は、例えばコンデンサ10の目標充
電電圧の85% ないし90% 程度の値であり、予め決められ
る。第2 のインバータ回路3 の停止後も第 1のインバー
タ回路2 は動作を続行してコンデンサ10の充電電圧を緩
やかな勾配で上昇させ、ほとんどオーバーシュートする
ことなく目標充電電圧まで充電する。
ス列P8に比べて時間幅Td程度早い時点で発生されなくな
り、したがって、第2 のインバータ回路3 は第1のイン
バータ回路2 よりも時間幅Td程度早い時点で動作が停止
する。この設定電圧値は、例えばコンデンサ10の目標充
電電圧の85% ないし90% 程度の値であり、予め決められ
る。第2 のインバータ回路3 の停止後も第 1のインバー
タ回路2 は動作を続行してコンデンサ10の充電電圧を緩
やかな勾配で上昇させ、ほとんどオーバーシュートする
ことなく目標充電電圧まで充電する。
【００１４】 以上の実施例では2 台のコンバータ回路
を並列接続したが、3 台以上でも勿論良い。例えば、コ
ンデンサ10を充電するのに40kWの出力電力が必要な場合
には、出力電力がそれぞれ20kWのコンバータ回路を2 台
並列接続すればよく、次に55kWないし60kWの出力電力が
必要なときには出力電力が20kWのコンバータ回路を3 台
並列接続すればよい。このように1 台のコンバータ回路
が備えるべき出力電力を選択して、同一出力電力のコン
バータ回路を複数製作しておき、必要とされる出力電力
に応じてコンバータ回路の必要台数を決めて並列接続す
ることにより、種々の出力電力のコンバータ回路を製造
する必要がなくなり、コンバータ回路の標準化が図ら
れ、コストの低減や故障を少なくすることができる。コ
ンバータ回路が3 台以上の場合には、目標充電電圧の直
前でコンバータ回路1 台だけを除いて他のコンバータ回
路の動作を停止すれば良い。また、目標充電電圧の90%
で2 台にし、95% で1 台にすることができる。
を並列接続したが、3 台以上でも勿論良い。例えば、コ
ンデンサ10を充電するのに40kWの出力電力が必要な場合
には、出力電力がそれぞれ20kWのコンバータ回路を2 台
並列接続すればよく、次に55kWないし60kWの出力電力が
必要なときには出力電力が20kWのコンバータ回路を3 台
並列接続すればよい。このように1 台のコンバータ回路
が備えるべき出力電力を選択して、同一出力電力のコン
バータ回路を複数製作しておき、必要とされる出力電力
に応じてコンバータ回路の必要台数を決めて並列接続す
ることにより、種々の出力電力のコンバータ回路を製造
する必要がなくなり、コンバータ回路の標準化が図ら
れ、コストの低減や故障を少なくすることができる。コ
ンバータ回路が3 台以上の場合には、目標充電電圧の直
前でコンバータ回路1 台だけを除いて他のコンバータ回
路の動作を停止すれば良い。また、目標充電電圧の90%
で2 台にし、95% で1 台にすることができる。
【００１５】 以上述べた実施の態様においては、スイ
ッチング素子S1ないしS8としてFET を用いたが、IGBT、
あるいはバイポーラトランジスタ、又はサイリスタなど
を用いても良い。
ッチング素子S1ないしS8としてFET を用いたが、IGBT、
あるいはバイポーラトランジスタ、又はサイリスタなど
を用いても良い。
【００１６】 請求項１の第１の実施態様は、複数台の
コンバータ回路を並列運転してコンデンサを充電するコ
ンデンサ充電器において、それぞれ同一周波数、分割位
相のインバータ回路を備える。
コンバータ回路を並列運転してコンデンサを充電するコ
ンデンサ充電器において、それぞれ同一周波数、分割位
相のインバータ回路を備える。
【００１７】 請求項１の第２の実施態様は、前記コン
デンサの充電電圧の検出値と比較される前記それぞれの
コンバータ回路の基準電圧の内、一部分の前記コンバー
タ回路の前記基準電圧が他の基準電圧よりも低く設定さ
れる。
デンサの充電電圧の検出値と比較される前記それぞれの
コンバータ回路の基準電圧の内、一部分の前記コンバー
タ回路の前記基準電圧が他の基準電圧よりも低く設定さ
れる。
【００１８】
【発明の効果】 本発明は、以上述べたように、実質的
に出力電力の等しいインバータ回路と整流器とからなる
コンバータ回路を複数台並列運転し、充電電圧が目標充
電電圧になる前の予め決めた設定電圧値でコンバータ回
路のあるものを停止させて運転台数を減少させているの
で、充電電圧のオーバーシュートを抑制できるのは勿論
のこと、コンバータ回路の標準化を図ることができ、コ
ストを低減できる。
に出力電力の等しいインバータ回路と整流器とからなる
コンバータ回路を複数台並列運転し、充電電圧が目標充
電電圧になる前の予め決めた設定電圧値でコンバータ回
路のあるものを停止させて運転台数を減少させているの
で、充電電圧のオーバーシュートを抑制できるのは勿論
のこと、コンバータ回路の標準化を図ることができ、コ
ストを低減できる。
【００１９】 また、共通の発振器を用い、出力電圧の
検出電圧と比較される基準電圧を変更するだけで、目標
充電電圧に達する前の予め決めた設定電圧値で一部分の
コンバータ回路だけを動作停止にすれば良いので、動作
切替えを行う従来装置に比べてコンバータ回路の誤動作
の発生や出力の不安定性を低減できる。
検出電圧と比較される基準電圧を変更するだけで、目標
充電電圧に達する前の予め決めた設定電圧値で一部分の
コンバータ回路だけを動作停止にすれば良いので、動作
切替えを行う従来装置に比べてコンバータ回路の誤動作
の発生や出力の不安定性を低減できる。
【図１】 本発明に係るコンデンサ充電器の実施の態様
の主回路を示す。
の主回路を示す。
【図２】 本発明に係るコンデンサ充電器の実施の態様
の制御回路を示す。
の制御回路を示す。
【図３】 本発明に係るコンデンサ充電器の各部の動作
を示す波形及び充電特性を示す。
を示す波形及び充電特性を示す。
1 ・・・直流電源、 2 、3 ・・・イ
ンバータ回路 4 、5 ・・・共振インダクタ 6 、7 ・・・ト
ランス 8 、9 ・・・整流器 10・・・負荷コ
ンデンサ 11、12・・・共振コンデンサ 13、14・・・・
電圧検出用分圧抵抗器 15・・・充電制御回路 16・・・発振回
路 17・・・フリップフロップ 18〜23・・・ア
ンドゲート 24、25・・・コンパレータ 26・・・分圧器 S1〜S8・・・スイッチング素子
ンバータ回路 4 、5 ・・・共振インダクタ 6 、7 ・・・ト
ランス 8 、9 ・・・整流器 10・・・負荷コ
ンデンサ 11、12・・・共振コンデンサ 13、14・・・・
電圧検出用分圧抵抗器 15・・・充電制御回路 16・・・発振回
路 17・・・フリップフロップ 18〜23・・・ア
ンドゲート 24、25・・・コンパレータ 26・・・分圧器 S1〜S8・・・スイッチング素子
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5F071 AA03 AA06 GG02 GG03 GG05 HH03 JJ05 JJ08 JJ09 5G003 AA01 BA01 CA14 CC08 GA01 GB04 5H730 AA15 AS17 BB27 BB57 BB61 BB82 DD04 EE04 EE07 FD01 FG05
Claims (1)
- 【請求項１】 実質的に出力電力の等しいインバータ回
路と整流器とからなるコンバータ回路を複数台並列運転
してコンデンサを充電するコンデンサ充電器であって、
前記コンデンサの充電開始時点から前記すべてのコンバ
ータ回路を運転し、充電電圧が目標充電電圧に達する前
の予め決めた設定電圧値で前記コンバータ回路のあるも
のを停止させて運転台数を減少させることを特徴とする
コンデンサ充電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11080716A JP2000278949A (ja) | 1999-03-25 | 1999-03-25 | コンデンサ充電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11080716A JP2000278949A (ja) | 1999-03-25 | 1999-03-25 | コンデンサ充電器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000278949A true JP2000278949A (ja) | 2000-10-06 |
Family
ID=13726082
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11080716A Pending JP2000278949A (ja) | 1999-03-25 | 1999-03-25 | コンデンサ充電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000278949A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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