JP4149709B2 - 電圧形インバータの制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形インバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式で制御する制御装置に係り、特に電流の瞬時値の基準値への追従制御動作に基づいてＰＷＭ信号を生成する電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式を用いた電圧形インバータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来例として、“特開平１０−１７４４５３号”を基本とし、一部に“特開２００１−０７８４６５号”を用いたＰＷＭ制御装置による誘導電動機の電流制御装置の構成例を、図２１に示す。
【０００３】
図２１において、１は直流電源、２は直流電源の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、３は直流電源１の出力する直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータである。
【０００４】
インバータ３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の上側の自己消弧型スイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ、下側の自己消弧型スイッチング素子ＳＸ，ＳＹ，ＳＺと、自己消弧型スイッチング素子ＳＸ，ＳＹ，ＳＺのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードとから構成されている。
【０００５】
４は誘導電動機、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗはインバータ３の出力電流を検出するホールＣＴ、６はホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗからの出力信号を、制御回路で用いるレベルにスケーリングしてアナログまたはデジタルの電流検出値ｉu ，ｉv ，ｉw を出力する電流検出器である。
【０００６】
図２１では、三相電流検出値ｉu ，ｉv ，ｉw を、まとめてベクトルｉと表記している。
【０００７】
７は、誘導電動機４に流すべき電流基準ベクトルｉ* から、電流検出器６から出力される電流検出ベクトルｉを減算し、電流偏差ベクトルΔｉを出力するベクトル減算器であり、下記の（１）式の演算を行なう。
【０００８】
このベクトル減算器７は、相電流基準から相電流検出を減算する減算器を、３個セットしたものである。
【０００９】
Δｉu ＝ｉu *−ｉu
Δｉv ＝ｉv *−ｉv ………………………………………………（１）
Δｉw ＝ｉw *−ｉw
８は、偏差ベクトルΔｉから、その角度θΔ i を求めるベクトル角検出器である。
【００１０】
このベクトル角検出器８は、偏差ベクトルのＵ，Ｖ，Ｗ座標成分Δｉu ，Δｉv ，Δｉw を下記の（２）式に従い、３相２相変換して直交２相のｘｙ座標の成分Δｉx ，Δｉy に変換する。
【００１１】
【数１】
【００１２】
さらに、ベクトルにおける直交座標と極座標との関係式
【数２】
およびΔｉx ，Δｉy の符号から、偏差ベクトルの角度θΔ i を求める。
【００１３】
上記の（１）式の変換によれば、偏差ベクトルがＵ軸の正方向を向いている時、θΔ i ＝０である。
【００１４】
１０はスイッチングシーケンス回路、１１はシーケンス起動回路である。
【００１５】
スイッチングシーケンス回路１０は、電流偏差ベクトルの角度θΔ i と、シーケンス起動回路１１が出力するシーケンス起動信号とに基づいて動作し、スイッチング指令ベクトルＳk を出力する。
【００１６】
スイッチング指令ベクトルＳk は、３相のスイッチング指令ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗを成分とするベクトルでＳk ＝（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）である。
【００１７】
スイッチング指令ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗは、“１”または“ゼロ”の値をとり、“１”はインバータ３の正側素子をオン（インバータ３の負側素子はオフ）、“ゼロ”はインバータ３の正側素子をオフ（インバータ３の負側素子をオン）させるという意味である。
【００１８】
また、Ｓk のｋは、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）の値をそのまま書き並べて得られる二進数を、１０進数に変換した値である。
【００１９】
（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）の時、そのまま書き並べると二進数“１００”であり、１０進数に変換すると“４”であるから、Ｓ４は（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）を意味する。
【００２０】
ｋの値としては、０〜７を取り得、スイッチング指令ベクトルＳ０〜Ｓ７が存在する。
【００２１】
スイッチング指令Ｓk でインバータ３を運転した時の出力電圧ベクトルを、Ｖk で表わす。
【００２２】
インバータ３の直流電圧がＥｄの時の電圧ベクトルＶk は、表１の値をとり、図示すると図２２のようになる。
【００２３】
電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、３相全てが同電位で、どの線間をとっても電圧がゼロであるので、「ゼロ電圧ベクトル」と称し、それ以外の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は大きさを持つので、「非ゼロ電圧ベクトル」と称する。
【００２４】
また、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７、スイッチングベクトルＳ０，Ｓ７を引っくるめて「ゼロベクトル」、その他のＶ１〜Ｖ６、Ｓ１〜Ｓ６を「非ゼロベクトル」と称することがある。
【００２５】
また、Ｓ０〜Ｓ７とＶ０〜Ｖ７とは一対一で対応するので、Ｓ０〜Ｓ７について、電圧ベクトルであるかのような言い方をする場合がある。
【００２６】
【表１】
【００２７】
１２は、スイッチングシーケンス回路１０から出力されるＰＷＭ信号Ｓk （ｎ）から、インバータ３を構成する６個のスイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ、ＳＸ，ＳＹ，ＳＺに与える信号を得るために、適宜、信号反転、デッドタイム処理等を行なう論理回路である。
【００２８】
１３は、論理回路１２から与えられた信号を絶縁増幅して、スイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ、ＳＸ，ＳＹ，ＳＺに供給するゲート回路である。
【００２９】
【表２】
【００３０】
【表３】
【００３１】
電流瞬時値制御型のＰＷＭ方式では、交流の電流と電流基準とを瞬時値レベルで比較し、交流の電流が電流基準の値に従うように、インバータ３の出力電圧を制御する。
【００３２】
非ゼロベクトルを出力している時の電流変化方向は、非ゼロベクトルの角度から所定の角度範囲内に収まるので、所望の電流変化を引き起こす非ゼロベクトルを選択することは容易である。
【００３３】
しかしながら、ゼロベクトル出力中の電流変化方向は、負荷の誘起電圧に依存するため確定しない。
【００３４】
従来例以前の電流制御型のＰＷＭ制御方式では、誘起電圧を直接・間接に検出する等により、所望の電流変化を生じさせるために、ゼロベクトルを利用しようとしている。
【００３５】
従来例の“特開平１０−１７４４５３号”の原理的特徴は、このゼロベクトルの取り扱いにある。
【００３６】
この“特開平１０−１７４４５３号”では、電流偏差を小さくするためには、非ゼロベクトルのみを用いる。
【００３７】
電流偏差が十分に小さくなったら、ゼロベクトルへ移行して放置するのみである。
【００３８】
電流がゼロベクトルで、どの方向へ変化しようが構わない。
【００３９】
電流偏差の大きさを監視して、所定の大きさまで電流偏差が増加したら、再び非ゼロベクトルのみで、電流偏差が小さくなるように制御する。
【００４０】
このような制御を繰り返し行なうと、ゼロベクトル出力中には電流偏差が増加し、非ゼロベクトル出力中に電流偏差が小さくなるという形で、定常状態が成立する。
【００４１】
ゼロベクトル出力期間を、電流偏差の大きさで決める代わりに、非ゼロベクトル出力期間・ゼロベクトル出力期間を含めた周期が一定となるように制御すれば、変調周波数一定の制御を行なうことが可能となる。
【００４２】
電流偏差を小さくするための制御は、第１の非ゼロベクトル→第２の非ゼロベクトル→ゼロベクトルという一連のシーケンスで行ない、これをスイッチングシーケンス回路１０で行なう。
【００４３】
ゼロベクトル出力期間の制御は、シーケンス起動回路１１で行なう。
【００４４】
スイッチングシーケンス回路１０の詳細な構成例を、図２３に示す。
【００４５】
図２３において、６０は電流偏差ベクトル角θΔi 、ＰＷＭ信号として出力中のスイッチング指令ベクトルＳk （ｎ）、およびＳk （ｎ）の前にＰＷＭ信号として用いていたベクトルＳk （ｎ−１）を入力し、次回出力変更時に選択すべきベクトルＳk （ｎ＋１）を出力するベクトル選択テーブルである。
【００４６】
ベクトル選択テーブル６０の内容を、表２および表３に示す。
【００４７】
表２はスイッチング指令Ｓk （ｎ）がゼロベクトルの時に、表３はスイッチング指令Ｓk （ｎ）が非ゼロベクトルの時に用いられるテーブルである。
【００４８】
ゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法の一例を、図２４に示す。
【００４９】
出力中のゼロベクトルが、ｖ０である場合は図２４の（ａ）にしたがい、ｖ７である場合は図２４の（ｂ）にしたがう。
【００５０】
出力中のゼロベクトルがｖ０で、偏差ベクトルの角度θΔi ＝π／６であれば、１相のみのスイッチングで移行できる非ゼロベクトルＶ４，Ｖ２，Ｖ１の中から、偏差ベクトルと最も近い角度を持つ非ゼロベクトルＶ４が選択される。
【００５１】
以上を、スイッチング指令についてテーブル化したのが、表２である。
【００５２】
非ゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法としては、
（１）偏差ベクトルΔｉとの角度差が最も少ない電圧ベクトルが出力中の電圧ベクトルであれば、出力中のベクトルと同じベクトルを選択する
（２）偏差ベクトルΔｉとの角度差が最も少ない電圧ベクトルが出力中の電圧ベクトルのどちらか隣のベクトルに移っていれば、そのベクトルへ移行する
（３）出力中のベクトルと偏差ベクトルΔｉとの角度差が±９０度以上であれば、ゼロベクトルを選択する
である。
【００５３】
Ｖ４からの移行の場合の選択方法の一例を、図２５に示す。
【００５４】
上記（３）の場合に、ゼロベクトルＶ０，ｖ７のいずれを選択すべきかは、Ｓk （ｎ−１）からＳk （ｎ）への移行に際して行なったスイッチングにより決定する。
【００５５】
例えば、Ｓk （ｎ）が同じＳ４であっても、Ｓk （ｎ−１）がＳ５、Ｓ６等であれば、正側をオフしてＳ４へ移行しているから、Ｓk （ｎ＋１）としても同じく正側をオフするＳ０が選択される。
【００５６】
しかしながら、Ｓk （ｎ−１）がＳ０であれば、Ｓk （ｎ＋１）としてはＳ７が選択される。
【００５７】
この場合には、Ｓ４からＳ７への移行によって、２相が同時にスイッチングすることになる。
【００５８】
以上が、表３のベクトル選択論理である。
【００５９】
上記（２）の通り、非ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの移行は、隣のベクトルにしか行なわれないから、Ｓk （ｎ）が非ゼロベクトルＳ４である時にＳk （ｎ−１）として用いられていた可能性のある非ゼロベクトルは、Ｓ５、Ｓ６のみである。
【００６０】
また、表２から同じく、Ｓk （ｎ−１）として用いられていた可能性のあるゼロベクトルは、Ｓ０のみである。
【００６１】
従って、ルックアップテーブルのアドレス信号として用いられていても、実際にはあり得ない組合せもある。
【００６２】
ルックアップテーブルには、そのようなアドレスにもデータが書き込まれている。
【００６３】
表３では、あり得ないＳk （ｎ−１）の値については、「他」として表記している。
【００６４】
ベクトル選択テーブル６０には、表２および表３に示す内容が、一括して収められている。
【００６５】
６１，６２は、ラッチ回路であり、クロックパルスの立ち上がりタイミングに、データ入力で出力を書き換える。
【００６６】
ラッチ回路６１のデータ入力には、ベクトル選択テーブル６０からの出力信号Ｓk （ｎ＋１）が、ラッチ回路６２のデータ入力には、ラッチ回路６１からの出力信号Ｓk （ｎ）が、それぞれ与えられる。
【００６７】
ラッチ回路６１からの出力Ｓk （ｎ）、ラッチ回路６２からの出力Ｓk （ｎ−１）は、表２および表３の選択を行なうためのアドレス信号として、ベクトル選択テーブル６０にフィードバックされる。
【００６８】
シーケンス起動回路１１からのシーケンス起動指令は、アンド回路６５に与えられる。
【００６９】
アンド回路６５への他方の入力信号としては、不一致検出器６６からの出力が与えられる。
【００７０】
不一致検出器６６は、ＰＷＭ信号として出力中のスイッチング指令Ｓk （ｎ）と、ベクトル選択テーブルの出力Ｓk （ｎ＋１）とが同じであるか否かをチェックし、異なる信号である場合に論理値“１”を出力する。
【００７１】
アンド回路６５からの出力信号は、オア回路６７に与えられる。
【００７２】
オア回路６７には、アンド回路６８からの出力信号も与えられている。
【００７３】
アンド回路６８は、ゼロベクトル検出器６９からの出力信号と、上記不一致検出回路６６からの出力信号とのアンドをとる。
【００７４】
ゼロベクトル検出器６９は、ラッチ回路６２からの出力がＳ０、Ｓ７のいずれかであれば、論理値“１”を出力する。
【００７５】
ゼロベクトル検出器７０は、ベクトル選択テーブル６０からの出力信号Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルである場合に、論理値“１”を出力する。
【００７６】
アンド回路６５、アンド回路６８、ゼロベクトル検出器７０からの出力信号は、オア回路６７にて論理和をとられ、その結果がアンド回路７１の一方の入力信号として与えられる。
【００７７】
アンド回路７１への他方の入力端子には、図示しないクロック発生器からクロックパルスが与えられている。
【００７８】
アンド回路７１からの出力は、ラッチ回路６１，６２のクロック入力端子に与えられる。
【００７９】
以上により、アンド回路７１がラッチ回路６１，６２に対してラッチタイミング信号を出力するのは、
１）ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）と、ＰＷＭ信号として出力中のＳk （ｎ）とが異なる信号であり、かつシーケンス起動指令が与えられた時
２）ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルである時
３）ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）と、ＰＷＭ信号として出力中のＳk （ｎ）とが異なる信号であり、かつラッチ回路６２からの出力Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルである時
である。
【００８０】
シーケンス起動回路１１の詳細な構成例を、図２６に示す。
【００８１】
シーケンス起動回路１１は、電流偏差が所定許容誤差範囲に入っているか否か値を検出し、入っていなければスイッチングシーケンス回路１０への起動信号を出力する許容誤差コンパレータと、スイッチング素子のスイッチング周波数が所定変調周波数となるように、スイッチングシーケンス回路１０への起動信号を出力する変調周波数制御回路とから成っている。
【００８２】
許容誤差コンパレータ４０は、“特開２００１−０７８４６５号”に基づいており、コンパレータ４１ｕ〜４１ｗと、コンパレータ４１ｘ〜４１ｚのそれぞれの一方の入力として与える許容誤差設定値４２、倍率器４３、アンド回路４４ｕ〜４４ｚ、ＮＯＴ回路４５ｕ，４５ｖ，４５ｗ、オア回路４６、アンド回路４７、乗算器４８ｕ，４８ｖ，４８ｗ、加算器４９、コンパレータ５０、乗算器５１から構成されている。
【００８３】
コンパレータ４１ｕ〜４１ｗは、許容誤差設定値４２、倍率器４３で与えられる比較レベルＨ／２と入力とを比較し、その結果、入力が比較レベルを上回っていたら、“１”を出力する。
【００８４】
コンパレータ４１ｘ〜４１ｚは、入力が比較レベル−Ｈ／２を下回っていたら“１”を出力する。
【００８５】
図２７は、許容誤差コンパレータ４０の許容誤差領域を説明するための図である。
【００８６】
図２７のＵＶＷ座標は、電流基準を座標の原点としている。
【００８７】
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの点線は、電流偏差の成分ゼロの座標を示し、その両側のハッチング付きの線は、各相毎に持つ幅Ｈの帯状の許容誤差領域を示す。
【００８８】
インバータ出力電圧が非ゼロベクトルの場合、電流ｉu はｓｗｕ＝０で減少し、ｓｗｕ＝１で増加する。
【００８９】
図２７において、ｓｗｕ＝０で電流ｉu が減少して、電流ｉu がＵ相の帯状領域より下側になると、ｉu ＜ｉu * −Ｈ／２、すなわちＨ／２＜Δｉu （＝ｉu * −ｉu ）であるので、コンパレータ４１ｕからの出力が“１”となる。
【００９０】
ｓｗｕ＝０から、ＮＯＴ回路４５Ｕからの出力も“１”であるので、アンド回路４４Ｕからの出力が“１”となって、電流偏差が許容誤差領域に収まらなくなったことを示す。
【００９１】
しかしながら、ｓｗｕ＝０の時に、ｓｗｖ，ｓｗｗもゼロであると、全ての線間電圧がゼロであるので、電流変化方向は誘起電圧の位相で決まる。
【００９２】
従って、誘起電圧の位相によっては、ｓｗｕ＝０でも、電流ｉu は増加する。
【００９３】
この時に、Δｉu ＜−Ｈ／２となって、コンパレータ４１ｘが“１”を出力しても、アンド回路４４ｘからの出力は“１”とはならない。
【００９４】
一方のコンパレータ４１ｕからの出力は、ゼロであるので、アンド回路４４ｕからの出力も“１”とはならない。
【００９５】
こうなると、電流ｉu がどれのみ増加しても、Ｕ相のアンド回路４４ｕ，４４ｘは反応しない。
【００９６】
ただし、この時、ｉv ，ｉw のいずれかの電流は減少しているので、その相の電流偏差がＨ／２よりも大きくなって、その相のアンド回路（４４ｖ，４４ｗのいずれか）が“１”を出力して、許容誤差領域に収まらなくなったことを示す。
【００９７】
このように、３相の帯状領域が交差してできる六角形の内部が許容誤差領域となる場合と、六角形の外部の小三角形まで含んだ星型領域が許容誤差領域となる場合とがある。
【００９８】
すなわち、オア回路４６からの出力信号が示す許容誤差領域の広さは変化する。
【００９９】
基準となる許容誤差領域の広さが変化するのでは、電流偏差の大きさを一定に制御することができない。
【０１００】
そこで、許容誤差領域の大きさを一定とするために、半径Ｈの円形領域を用いる。
【０１０１】
乗算器４８ｕ，４８ｖ，４８ｗで各相電流偏差を二乗し、加算器４９で加算して、電流偏差ベクトルの長さの二乗を求め、乗算器５１から出力される許容誤差Ｈの二乗とコンパレータ５０で比較して、電流偏差が円形領域に含まれているか否かを判定する。
【０１０２】
円形領域の内部に含まれていれば、オア回路４６が“１”を出力していても、許容するためにアンド回路４７を用いる。
【０１０３】
電流偏差が円形領域に収まらず、かつ３相のうちのいずれかの相において電流偏差が帯状領域に収まらず、スイッチング条件も合致している時に、許容誤差コンパレータによるシーケンス起動指令が、アンド回路４７から出力される。
【０１０４】
ここで、許容誤差領域を円形領域のみとすると、特定相のスイッチング信号のみが高速に変化し、スイッチング損失で素子を破壊する可能性がある。
【０１０５】
３相の帯状領域が交差してできる六角形や星型の領域は、円形領域に含まれてしまい、許容誤差領域としては機能しないが、円形領域の外に延びた帯状領域の幅Ｈは、スイッチング周波数の上限を制限するために機能している。
【０１０６】
これにより、スイッチング素子を、スイッチング損失による破壊から保護することができる。
【０１０７】
変調周波数制御回路５２は、カウンタ５３、コンパレータ５４、周期設定値５５、アンド回路５６、ゼロベクトル検出器５７、立ち下がり検出器５８から構成されている。
【０１０８】
カウンタ５３は、図示しないクロック発生器から与えられるクロックパルスをカウントし、カウント値をコンパレータ５４に対して出力する。
【０１０９】
コンパレータ５４は、カウント値と周期設定値５５とを比較し、その結果、カウント値が周期設定値を上回ると、論理値“１”を出力する。
【０１１０】
コンパレータ５４からの出力は、アンド回路５６に入力される。
【０１１１】
ゼロベクトル検出器５７は、ＰＷＭ信号として出力中のＳk （ｎ）の成分ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗをチェックし、３相とも“０”であるか、あるいは３相とも“１”である時に、論理値“１”を出力する。
【０１１２】
ゼロベクトル検出器５７からの出力は、アンド回路５６にてコンパレータ５４からの出力とアンドをとられ、変調周波数によるシーケンス起動指令として、オア回路５９に出力される。
【０１１３】
また、ゼロベクトル検出器５７からの出力は、立ち下がり検出器５８に与えられる。
【０１１４】
立ち下がり検出器５８は、Ｓk （ｎ）のゼロベクトルから非ゼロベクトルへの変化タイミングで、カウンタ５３に対してカウント値のクリア信号を出力する。
【０１１５】
これにより、コンパレータ５４、アンド回路５６からの出力もゼロに戻る。
【０１１６】
アンド回路５６は、前回のスイッチングシーケンスが終了するまで、シーケンス起動指令を待つために設けられている。
【０１１７】
変調周波数制御回路からの出力のみでスイッチングシーケンスを動かすと、電動機の回転数上昇と共に電流偏差が大きくなる。
【０１１８】
これは、スイッチングシーケンスが終了して、次回のスイッチングシーケンスを開始するまでの期間、すなわちゼロベクトルを出力している期間が、短くなることを意味する。
【０１１９】
従来例の場合、後述するように、スイッチングシーケンスに問題点があり、生成されるスイッチング信号のパルス間隔がまちまちで、高回転数ではスイッチングシーケンスが終了しないうちに、次のシーケンス起動指令が与えられることがある。
【０１２０】
スイッチングシーケンス回路１０は、シーケンス起動指令が与えられた場合には、ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）が、スイッチング信号Ｓk （ｎ）と異なっていさえすれば、スイッチング信号をＳk （ｎ＋１）の値に書き換えてしまう。
【０１２１】
スイッチングシーケンスが終了しないうちに、次のシーケンス起動指令が与えられると、スイッチングシーケンスが乱れ、電流波形が悪化してしまう。
【０１２２】
アンド回路５６は、前回のスイッチングシーケンス終了まで、シーケンス起動指令の出力を遅延するもので、これにより、変調周波数制御回路からの出力のみでの動作周波数範囲を広げることができる。
【０１２３】
アンド回路５６からの出力は、オア回路５９で許容誤差コンパレータ４０出力との論理和をとった後に、最終の起動指令としてスイッチングシーケンス回路１０に与えられる。
【０１２４】
並列動作で、電流偏差が小さく許容誤差コンパレータ４０の比較レベルに達しない場合には、変調周波数制御回路５２のみがスイッチングシーケンス回路１０に起動指令を与え、変調周波数が一定に制御される。
【０１２５】
許容誤差コンパレータ４０の比較レベルよりも電流偏差が大きい場合には、許容誤差コンパレータ側から起動指令が出される毎に、変調周波数制御回路のカウンタ５３がクリアされる。
【０１２６】
従って、周期設定値５５よりも短い周期で、許容誤差コンパレータ側から起動指令が出力され続けると、変調周波数制御回路側からの起動指令は出力されなくなる。
【０１２７】
すなわち、並列動作時、変調周波数制御回路は、スイッチング周波数の下限リミットの機能を果たす。
【０１２８】
“特開平１０−１７４４５３号”では、運転周波数の変化に応じて、パルス波形が自動的かつ安定に変化してゆくので、電動機の静止状態における変調周波数一定のＰＷＭ制御による運転から、定出力範囲の方形波１パルス運転まで、可変速駆動の広い運転周波数範囲を、本ＰＷＭ方式のみでカバーすることができる、ＰＩ制御・デッドタイム補償・誘起電圧補償等の調整の必要な制御が不要、直流電圧変動・負荷電動機の定数変化に強い、非正弦波電流駆動が可能、電動機負荷のみにとどまらず、電圧形インバータ全般に適用可能である、等の特徴を有している。
【０１２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述したような従来の電圧形インバータの制御装置においては、以下のような課題がある。
【０１３０】
［第１の課題］
図２８に、従来例によるシミュレーション波形の一例を示す。
【０１３１】
電流基準ｉu *、電流ｉu 、変調周波数制御回路からの出力ＴＲ、許容誤差コンパレータからの出力ＥＲ、アンド回路７１からの出力（ラッチ回路６１，６２の動作クロック）ＲＥＳ、スイッチング信号ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ、線間電圧波形Ｖｕｖを示している。
【０１３２】
図２８の電流波形は、電流リップルの大きさが不均一で、スイッチング信号のパルス幅もまちまちである。
【０１３３】
これらの原因について、図２９および図３０に基づいて説明する。
【０１３４】
図２９は、図３０の動作説明に用いるベクトルの関係を示す図である。
【０１３５】
ｅで示したベクトルは誘起電圧、ｖ４、ｖ５は既に説明した非ゼロ電圧ベクトル、ｖ０，ｖ７はゼロ電圧ベクトルである。
【０１３６】
インバータ３が、電圧Ｖk を出力している時、インバータ３の負荷である誘起電動機４の電圧方程式は、
【数３】
であり、抵抗分を無視して変形すると
【０１３７】
【数４】
である。
【０１３８】
この式から、電流はベクトル（Ｖk −ｅ）と同一方向に変化し、｜Ｖk −ｅ｜／Ｌの速度で変化する。
【０１３９】
すなわち、インバータ３が電圧ｖ４，ｖ５を出力している時、電流は、図２９に示すそれぞれ（ｖ４−ｅ），（ｖ５−ｅ）の方向に変化する。
【０１４０】
ゼロ電圧ベクトルｖ０、ｖ７の出力中の電流は、−ｅ方向に変化する。
【０１４１】
図３０は、電流偏差の符号を逆にしたベクトル−Δｉの軌跡を示す図である。
【０１４２】
電流偏差ベクトルの後端が図３０の太線上を動き、電流偏差ベクトルの先端は常に座標の原点にある。
【０１４３】
言い換えれば、電流基準を原点とする座標空間（以後、電流基準座標と呼ぶ）における電流の軌跡である。
【０１４４】
本発明の説明で、電流の軌跡という言葉は、全て電流基準座標上における軌跡を指すものとする。
【０１４５】
図３０では、説明の簡単のために、電流基準、誘起電圧は一定として、図２９に示す電流変化方向を用いて電流軌跡を描いている。
【０１４６】
円は、許容誤差領域の境界である。
【０１４７】
また、ベクトル選択テーブル６０が出力する信号を切り替える境界の電流偏差ベクトルの角度を点線で示しており、その角度の値０〜１１π／６を付している。
【０１４８】
以下、許容誤差一定の起動指令により、スイッチングシーケンスが動いており、電流が座標の原点にある「電流偏差が０」の時刻ｔ０で、スイッチングシーケンス回路がゼロベクトルＳk （ｎ）＝Ｓ７を出力したところから、電流軌跡を追いながらスイッチングシーケンスの動作について説明する。
【０１４９】
電流ベクトルは、電圧（ｖ７−ｅ）＝−ｅによって、図３０のｔ１方向に変化する。
【０１５０】
電流偏差ベクトルΔｉ（＝ｉ* −ｉ）は、電流ベクトルの先端から座標の原点（電流基準ベクトルの先端）へと伸びているから、時刻ｔ０からｔ１の間、その角度θΔｉは、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６である。
【０１５１】
この角度と、Ｓk （ｎ）＝Ｓ７であることから、ベクトル選択テーブル６０は、表２に基づいて、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力している。
【０１５２】
時刻ｔ１で、許容誤差領域の境界に達して、シーケンス起動回路１１から起動信号が与えられる。
【０１５３】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ７，Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５で、不一致検出回路６６が論理値“１”を出力しているので、アンド回路６５、オア回路６７を介して、アンド回路７１に論理値“１”が与えられ、クロックパルスによってラッチ回路６１，６２が動作して、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７となる。
【０１５４】
ゼロベクトルから、第１の非ゼロベクトルＳ５に変化したことにより、電流は（ｖ５−ｅ）で変化するようになり、ｔ２における位置まで変化していく。
【０１５５】
この間、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６であるので、ベクトル選択テーブル６０は、表３からＳ５を出力している。
【０１５６】
Ｓk （ｎ）＝Ｓk （ｎ＋１）で、Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルでもないことから、オア回路６７からの出力が“ゼロ”であり、ラッチ回路６１，６２にはクロックパルスが与えられない。
【０１５７】
時刻ｔ２にて、電流ベクトルが点線に達して、１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域に入ると、Ｓk （ｎ＋１）はＳ４となり、不一致検出回路６６からの出力が“１”に変わる。
【０１５８】
Ｓk （ｎ−１）がＳ７で、ゼロベクトル検出器６９からの出力も“１”であるので、アンド回路６８を介してオア回路６７からの出力が“１”となり、ラッチ回路６１，６２に動作クロックが与えられる。
【０１５９】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５と変わる。
【０１６０】
時刻ｔ２以降、第２の非ゼロベクトルＳ４により、電流は（ｖ４−ｅ）でｔ３の位置まで変化してゆく。
【０１６１】
θΔｉが、１１π／６よりも小さい領域に戻ると、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５となる。
【０１６２】
さらに、途中で点線を超えて、θΔｉは５π／３よりも小さくなるが、表３より、Ｓk （ｎ＋１）はＳ５のままである。
【０１６３】
この間、不一致検出回路６６は“１”を出力しているが、Ｓk （ｎ−１）、Ｓk （ｎ＋１）が共に非ゼロベクトルであるので、シーケンス起動指令が与えられない限り、ラッチ回路６１，６２にはクロックが与えられない。
【０１６４】
時刻ｔ３にて、θΔｉが３π／２よりも小さい領域に入って、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ０となると、ゼロベクトル検出回路７０からの出力が“１”となり、オア回路６７、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２に動作クロックが与えられる。
【０１６５】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ０、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４に変わる。
【０１６６】
時刻ｔ３以降、電流は、時刻ｔ０〜ｔ１間と同様に、ベクトル−ｅで変化する。
【０１６７】
θΔｉは、直ぐに３π／２よりも大きい領域に戻る。
【０１６８】
ベクトル選択テーブル６０は、表２に基づいて、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ１を出力する。
【０１６９】
これで、不一致検出回路６６は“１”を出力するが、Ｓk （ｎ−１）、Ｓk （ｎ＋１）が共に非ゼロベクトルであるので、シーケンス起動指令が与えられない限り、ラッチ回路６１，６２にはクロックが与えられない。
【０１７０】
時刻ｔ４にて、電流ベクトルが許容誤差領域から出ると、シーケンス起動回路１０から起動指令が与えられ、ラッチ回路６１，６２が動作する。
【０１７１】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ１、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ０となり、ベクトル選択テーブル６０は、表３により、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力する。
【０１７２】
不一致検出回路６６、ゼロベクトル検出器６９が共に“１”を出力するので、アンド回路６８からの出力が“１”となり、次のクロックｔ５にてラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ１となる。
【０１７３】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ１は、１クロックの間のみで直ぐにＳk （ｎ）＝Ｓ５に変化する。
【０１７４】
以後、電流は（ｖ５−ｅ）で変化する。
【０１７５】
Ｓk （ｎ−１）が非ゼロベクトルであるので、起動指令が与えられるか、あるいはＳk （ｎ＋１）がゼロベクトルを出力するまで、ラッチ回路６１，６２は動作しない。
【０１７６】
時刻ｔ６にて、θΔｉがπ／６のラインを超えると、表３から、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ７を出力する。
【０１７７】
以上、ｔ０〜ｔ６の２回のスイッチングシーケンスで、スイッチングシーケンス回路からの出力Ｓk （ｎ）は、
Ｓ７→Ｓ５→Ｓ４→Ｓ０→Ｓ１→Ｓ５→Ｓ７
と、インバータ３の３相とも正側素子をオンしている状態（Ｓ７）から、１相ずつ順に負側素子をオンしてＳ０まで移行し、次に１相ずつ正側素子をオンしてＳ７の状態まで戻って、３相全てについて１つのパルスを出力して元の状態に戻った。
【０１７８】
これは、三角波比較ＰＷＭの三角波一周期分に相当する。
【０１７９】
図３０の電流軌跡には、シーケンス終了時点での軌跡がｔ３とｔ６とで２度現われているが、時刻ｔ６よりも時刻ｔ３における電流偏差の方がかなり大きい。
【０１８０】
すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの非ゼロ電圧ベクトルは、時刻ｔ４から時刻ｔ６までの非ゼロ電圧ベクトルほどには、電流偏差を小さくすることに役立っていない。
【０１８１】
スイッチング回数の割に電流リップルが大きいのは、このためである。
【０１８２】
また、電流リップルが均一でないのも、時刻ｔ３時点での電流の位置のばらつきが大きいためである。
【０１８３】
［第２の課題］
従来例のＰＷＭ制御論理には、逆パルスが出易い部分がある。
【０１８４】
図３０のｔ０〜ｔ６におけるＰＷＭ信号k （ｎ）は、
Ｓ７→Ｓ５→Ｓ４→Ｓ０→Ｓ１→Ｓ５→Ｓ７
と、変化している。
【０１８５】
このスイッチング順序を、各相毎ＰＷＭ信号に直した波形、および各相ＰＷＭ信号の差をとって描いた線間電圧波形の一例を、図３１に示す。
【０１８６】
各相信号は、どれも１パルスであるが、線間電圧波形では２つのパルスが現われる。
【０１８７】
ここで、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗでは、２つのパルスが同じ極性なのに、線間電圧波形Ｖｗｕのみは違った極性となっている。
【０１８８】
線間電圧の基本波の符号が変化するところでは、このようなパルスが出現して当然であるが、基本波の符号が変わらないのに出現するのは、高調波を増加させるのみである。
【０１８９】
この逆方向に出現するパルスを、以降逆パルスと称する。
【０１９０】
図２８に示す従来例によるシミュレーション波形にも、逆パルスが現われている。
【０１９１】
ＰＷＭ制御回路からの出力では、逆パルスの幅が狭くても、スイッチング素子に与える前に最小幅回路等でパルス幅を広げられることがあるので、たとえ幅が狭くても、逆パルスは極力出現しないようにしなければならない。
【０１９２】
逆パルスの原因は、従来例のスイッチングシーケンスで、第１の非ゼロベクトルを選択する時、ゼロベクトルから１相のスイッチングで移行できる非ゼロベクトルの中からしか選べないという制約を設けていることにある。
【０１９３】
Ｓ１を出力する必要はなかったのに、スイッチングシーケンスの制約から、１サンプリングの間のみ出力されてしまうのである。
【０１９４】
［第３の課題］
シーケンス起動回路１１は、許容誤差一定コンパレータ４０が出力するシーケンス起動指令と、変調周波数制御回路５２が出力するシーケンス起動指令とを、オア回路５９にて論理加算して出力している。
【０１９５】
まず、このシーケンス起動回路１１によるパルスモードの変化について説明する。
【０１９６】
負荷電動機の回転数が低ければ、変調周波数一定の制御で電流偏差が許容誤差円の中に制御できるので、許容誤差コンパレータ側からシーケンス起動指令が出力されることはない。
【０１９７】
回転数が上昇すると、誘起電圧が高くなり、電流変化が速くなるので、電流偏差が大きくなる。
【０１９８】
この電流偏差が、許容誤差円に達する回転数以上では、許容誤差コンパレータ４０側からシーケンス起動指令が出力されるようになり、電流偏差が許容誤差円内に収まるように制御される。
【０１９９】
この時、変調周波数制御回路５２からのシーケンス起動指令が出力され続けていると、スイッチングシーケンス回路１０は、両者からシーケンス起動指令を与えられ、許容誤差コンパレータ４０単独で動作している時よりもパルス数が増加する。
【０２００】
そこで、これを避けるために、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの変化タイミング（スイッチングシーケンスの開始タイミング）で、変調周波数制御回路のカウンタ５３をクリアする。
【０２０１】
これにより、許容誤差コンパレータ側からの起動指令の周波数が、変調周波数制御回路４１側の起動指令の周波数よりも高い場合には、変調周波数側からの起動指令は出力されなくなる。
【０２０２】
以上によって、回転数が高くなると、許容誤差コンパレータ４０のみが起動指令を出力するようになる。
【０２０３】
許容誤差コンパレータ側の起動指令によるＰＷＭでは、電流偏差を許容誤差範囲に収めようとしてＰＷＭ制御がなされる。
【０２０４】
回転数が上昇し、誘起電圧による電流変化が速くなると、スイッチング周波数も高くなる。
【０２０５】
ところが、さらに回転数が高くなると、電動機端子電圧と誘起電圧との差が少なくなるので、端子電圧による電流変化が遅くなって、電流が電流基準の変化に追従できなくなる。
【０２０６】
このため、電流偏差は非常に長く、ベクトルとなって許容誤差円の中に収まることがなくなる。
【０２０７】
電流偏差の角度変化は、ゆるやかになる。
【０２０８】
ゼロベクトルには移行しなくなり、隣の非ゼロベクトルとの間でスイッチングするのみとなる。
【０２０９】
スイッチング周波数は、ますます下がり、パルス数が少なくなる。
【０２１０】
ここで、変調周波数制御回路で、変調周波数が２ｋＨｚとなるように周期を設定している時、電動機の運転周波数が５０Ｈｚで、ＰＷＭのパルス数が５パルスであるとする。
【０２１１】
これならば、変調周波数制御回路側の周波数が高いのであるが、変調周波数制御回路側からの起動指令が出力されることはない。
【０２１２】
変調周波数制御回路のコンパレータ５４からの出力が“１”となっても、ゼロベクトルが出力されないと、アンド回路５６からの出力が“１”にならないからである。
【０２１３】
このため、高回転、少パルス時には、許容誤差コンパレータ側からの起動指令のみで、スイッチングシーケンスが動くことになる。
【０２１４】
このように、許容誤差コンパレータに基づくＰＷＭでは、電流指令の大きさ、周波数によって、自動的にパルス数が変化する。
【０２１５】
特に、パルス数が少ない領域では、５パルス、７パルスのように、電流指令の周波数に同期したパルス波形が得られる。
【０２１６】
線間５パルスの場合の、電流基準座標における電流の軌跡を図３２、Ｕ相電流と各相ＰＷＭ信号、線間電圧の時間波形を図３３にそれぞれ示す。
【０２１７】
負荷電動機の誘起電圧が高い高回転では、図３２に示すように、電流を円形の許容誤差領域に収めることができなくなる。
【０２１８】
そのために、ＰＷＭは、スイッチング条件を加味した帯状領域に基づいて行なわれる。
【０２１９】
図３２および図３３に示すように、いずれかの相の電流偏差がゼロ近くになっている短期間に、許容誤差コンパレータ側からの起動による数回のスイッチングが集中して行なわれ、その後電流の変化方向が変わって、スイッチングしていた相の電流偏差は、それまでとは逆の方向に変化するようになる。
【０２２０】
図３３の時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５では、ｓｗｕ＝０であることによって、電流ｉu が許容誤差幅の負側の境界に達して、Δｉu （ｉu *−ｉu ）＞Ｈ／２となる。
【０２２１】
この時には、ＡＮＤ回路４４ｕが“１”を出力するので、起動指令でスイッチングシーケンス回路を動作させる。
【０２２２】
これにより、ｓｗｕ＝１に変わる。
【０２２３】
同様に、時刻ｔ２、ｔ４では、ｓｗｕ＝１であることによって、電流ｉu が正側境界に達して、アンド回路４４ｘが“１”を出力して、スイッチングシーケンス回路を動作させ、これによりｓｗｕ＝０に変わる。
【０２２４】
ところが、ｔ５後しばらくすると、電流変化方向が変わり、ｓｗｕ＝１であるのに電流ｉu が減少し始める。
【０２２５】
電流ｉu が、負側境界に達してΔｉu ＞Ｈ／２となり、コンパレータ４１ｕからの出力が“１”に変わっても、ｓｗｕ＝１であるため、ＡＮＤ回路４４ｕからの出力は“１”とはならない。
【０２２６】
他の相についても、同様な状態になっており、電流偏差のどの相の成分も帯状領域に入ってもいないのに、許容誤差コンパレータは起動指令を出力しなくなる。
【０２２７】
そして、この起動指令を出力しない期間は、偏差ベクトルの角度で６０度弱つづく。
【０２２８】
その後は、前記と同様の一連のスイッチングが、他の相で行なわれる。
【０２２９】
このように、全てのスイッチングが、帯状領域の幅Ｈに基づいて行なわれるので、パルスの最小幅も幅Ｈで決まる。
【０２３０】
７パルスから５パルスへとか、５パルスから３パルスへとかのように、パルス数が減少する時には、２つのパルスが消失するが、そのいずれのパルスも、幅Ｈによって決まる最小幅を持っている。
【０２３１】
この幅が広ければ、パルス数変化時の電圧の低次高調波成分の変化が大きく、電流波形がパルス数の影響を強く受ける。
【０２３２】
また、消失した２つのパルスによる電圧変化を補なうため、他の全てのパルスの幅が変化するために、パルス数にヒステリシスを持ってしまう。
【０２３３】
このパルス数変化時の電圧変化、パルス数のヒステリシスのいずれも問題である。
【０２３４】
パルスの幅が充分に狭くなった後に消失すれば、消失による電圧変化は小さくなり、他のパルスの幅の変化も小さくて済む。
【０２３５】
その結果として、パルス数のヒステリシスも小さくなる。
【０２３６】
従って、許容誤差領域の幅Ｈを小さくすれば、パルス幅を狭くすることはできる。
【０２３７】
しかしながら、これでは、全てのパルスの幅が狭くなり、パルス数が一挙に増加してしまうので好ましくない。
【０２３８】
本発明の目的は、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を提供することにある。
【０２３９】
また、本発明の目的は、逆パルスを従来よりも少なくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を提供することにある。
【０２４０】
さらに、本発明の目的は、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することが可能な電圧形インバータの制御装置を提供することにある。
【０２４１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、複数の自己消弧形スイッチング素子を用いて構成される電圧形インバータの制御装置において、
請求項１に対応する発明では、インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの角度に基づいて、電圧ベクトルを選択する電圧ベクトル選択手段と、偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、電圧ベクトル選択手段により選択された電圧ベクトルに対応したスイッチング信号の出力タイミングを制御するタイミング制御手段とを備え、スイッチング信号に基づいて自己消弧素子を制御するようにしている。
【０２４２】
従って、請求項１に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることができる。
【０２４３】
また、請求項２に対応する発明では、インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの、角度を検出する角度検出手段およびベクトル長の増減を検出する増減検出手段と、起動指令により起動され、角度検出手段と増減検出手段とにより検出された偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力、および切り替え制御し、かつ所定の終了条件が成立するとゼロベクトルのスイッチング信号を出力して一連のシーケンスを終了するスイッチングシーケンス発生手段と、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を出力するシーケンス起動手段とを備え、シーケンス起動手段からの起動指令の与え方に応じて、ＰＷＭ制御としての動作モードを制御するようにしている。
【０２４４】
従って、請求項２に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることができる。
【０２４５】
さらに、請求項３に対応する発明では、インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの、角度を検出する角度検出手段およびベクトル長の増減を検出する増減検出手段と、起動指令により起動され、角度検出手段と増減検出手段とにより検出された偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力、および切り替え制御し、かつ所定の終了条件が成立するとゼロベクトルのスイッチング信号を出力して一連のシーケンスを終了するスイッチングシーケンス発生手段と、電流偏差の状態とスイッチング信号との組合せ、あるいは所定周期に基づいて、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を出力するシーケンス起動手段とを備え、スイッチング信号に基づいて、自己消弧形スイッチング素子を制御するようにしている。
【０２４６】
従って、請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることができる。
【０２４７】
一方、請求項４に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、スイッチング信号の出力履歴と偏差ベクトルの角度とに基づいて、六つの非ゼロベクトルのうちの１つを選択し、また非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトルあるいはそれに隣接した非ゼロベクトルである場合には、当該最も角度差の少ない非ゼロベクトルを選択し、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが上記のいずれでもない場合には、２つのゼロベクトルのうちのいずれかを履歴保持部により保持されている出力履歴から選択するベクトル選択部と、ベクトル選択部からの出力信号と履歴保持部により保持されている出力履歴と外部からの起動指令とベクトル長の増減検出結果とに基づいて、スイッチング信号をその時点でベクトル選択部が出力するベクトルに対応した信号に変更するか否かを制御する論理演算部とから成っている。
【０２４８】
従って、請求項４に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、さらにより均一でかつ小さくすることができる。
【０２４９】
また、請求項５に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、履歴保持部が出力する履歴信号と偏差ベクトルの角度とに基づいて、電圧ベクトルを選択するベクトル選択部と、ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルである場合には、直ちにあるいは電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、またベクトル選択部からの出力がゼロベクトルでない場合には、出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルで、出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なり、さらに電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、あるいは出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点でのベクトル選択部が出力するベクトルに対応したスイッチング信号を出力する論理演算部とから成っている。
【０２５０】
従って、請求項５に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、さらにより均一でかつ小さくすることができる。
【０２５１】
以上により、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を得ることができる。
【０２５２】
一方、請求項６に対応する発明では、上記請求項２に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチングシーケンス発生手段の出力がゼロベクトルで、出力履歴保持部が保持する前回値からゼロベクトルへの移行に際して、１相のスイッチングしか必要としなかった場合には、前回値の非ゼロベクトルおよびそれに隣接した２つの非ゼロベクトルの３つベクトルの中から、また２相のスイッチングを必要とした場合には、隣接した２つの非ゼロベクトルの中から、偏差ベクトルの角度に基づいてベクトルを選択するベクトル選択部を有するものとしている。
【０２５３】
従って、請求項６に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、逆パルスを従来よりも少なくすることができる。
【０２５４】
また、請求項７に対応する発明では、上記請求項４または請求項５に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、ベクトル選択部がゼロベクトルを出力している場合には、直ちにあるいは偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルでかつゼロベクトルから出力中のスイッチング信号に移行するに際して、１相のスイッチングしか必要としなかった場合には、ベクトル選択部が出力するベクトルが出力中のスイッチング信号によるベクトルと一致しなくなりかつ偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、またそれ以外の場合には、ベクトル選択部が出力するベクトルが出力中のスイッチング信号によるベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが一致しなくなりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点でのベクトル選択部からの出力に対応したスイッチング信号を出力する論理演算部を有するものとしている。
【０２５５】
従って、請求項７に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、逆パルスを従来よりもさらに少なくすることができる。
【０２５６】
さらに、請求項８に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、スイッチング信号の出力履歴と偏差ベクトルの角度とに基づいて、六つの非ゼロベクトルのうちの１つを選択し、また非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトルあるいはそれに隣接した非ゼロベクトルである場合には、当該最も角度差の少ない非ゼロベクトルを選択し、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが前記のいずれでもない場合には、２つのゼロベクトルのうちのいずれかを履歴保持部により保持されている出力履歴から選択するベクトル選択部と、ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルである場合には、直ちにあるいは電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、またベクトル選択部からの出力がゼロベクトルでない場合には、出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルで、出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なり、さらに電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、あるいは出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点でのベクトル選択部が出力するベクトルに対応したスイッチング信号を出力する論理演算部とから成っている。
【０２５７】
従って、請求項８に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、逆パルスを従来よりもさらに少なくすることができる。
【０２５８】
以上により、逆パルスを従来よりも少なくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を得ることができる。
【０２５９】
一方、請求項９に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、シーケンス起動手段としては、各相の電流偏差の所定量±Ｈ／２とスイッチング信号の符号とに基づく第１の許容誤差領域と、電流偏差ベクトルの長さの所定量Ｈに基づく第２の許容誤差領域との論理和で得られる領域に、電流偏差が含まれているか否かの比較結果に基づいて、第１の起動指令を出力する許容誤差比較判定部と、時間を測定して所定時間が経過する毎に信号を出力し、許容誤差比較判定部からの第１の起動指令により初期化されるタイマーと、タイマーからの出力信号によりセットされて第２の起動信号を保持し、スイッチングシーケンス発生手段がスイッチング信号を変更する度にリセットされるフリップフロップとから成り、第１の起動指令と第２の起動指令との論理和で、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を与えるようにしている。
【０２６０】
従って、請求項９に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することができる。
【０２６１】
また、請求項１０に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、シーケンス起動手段としては、各相の電流偏差の所定量±Ｈ／２とスイッチング信号の符号とに基づく第１の許容誤差領域と、電流偏差ベクトルの長さの所定量Ｈに基づく第２の許容誤差領域との論理和で得られる領域に、電流偏差が含まれているか否かの比較結果に基づいて、第１の起動指令を出力する許容誤差比較判定部と、時間を測定して所定時間が経過する毎に信号を出力し、許容誤差比較判定部からの第１の起動指令、および第２の起動指令の立ち下がりタイミング検出信号で初期化されるタイマーと、タイマーからの出力信号によりセットされて前記第２の起動信号を保持し、スイッチングシーケンス発生手段がスイッチング信号を変更する度にリセットされるフリップフロップおよび第２の起動指令の立ち下がりタイミングを検出する立ち下がり検出部とから成り、第１の起動指令と第２の起動指令との論理和で、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を与えるようにしている。
【０２６２】
従って、請求項１０に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することができる。
【０２６３】
以上により、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することが可能な電圧形インバータの制御装置を得ることができる。
【０２６４】
【発明の実施の形態】
最初に、本発明の実施の形態を説明するに先立って、本発明の考え方について説明する。
【０２６５】
まず、第１の発明の考え方について述べる。
【０２６６】
前記図３０の時刻ｔ２でＳ５を出力し続けていれば、しばらくの間は電流偏差は減少し続けたのに、時刻ｔ２でＳ４に切り替えたために、電流変化が望ましい方向からそれている。
【０２６７】
その後の時刻ｔ２〜ｔ３間では、Ｓ４からゼロベクトルへ移行するタイミングを変えても、電流偏差をあまり小さくすることはできない。
【０２６８】
この電流偏差を効果的に小さくするためには、第１の非ゼロベクトル（Ｓ５）から第２の非ゼロベクトル（Ｓ４）への移行タイミングを変えなければならない。
【０２６９】
そして、この第１の非ゼロベクトルから第２の非ゼロベクトルへの移行タイミング決定の判定基準として、「電流偏差ベクトルの長さの変化」に着目する。
【０２７０】
すなわち、時刻ｔ２では、第１の非ゼロベクトルによって偏差ベクトルが短くなっているので、第２の非ゼロベクトルに移行する必要はない。
【０２７１】
偏差ベクトルの最短点を電流が行きすぎて、偏差ベクトルが長くなり始めた時点で、第２の非ゼロベクトルに切り替えればよい。
【０２７２】
このために、Ｓk （ｎ＋１）の選択は、従来と同様にθΔｉによって行なうが、Ｓk （ｎ＋１）の値でＳk （ｎ）を書き換えるタイミングは、電流偏差ベクトルの長さの増減によって決定することにする。
【０２７３】
図３４は、これによって電流基準座標における電流の軌跡がどのように変わるかを説明するための図であり、時刻ｔ０から時刻ｔ１までは、前記図３０と同じである。
【０２７４】
Ｓ５からＳ４に切り替わる時点ｔ２を、電流偏差ベクトルの最短点に変更している。
【０２７５】
この時点は、時刻ｔ１以降の電流の軌跡の直線に、座標の原点から垂線を落とすことにより、作図で求められる。
【０２７６】
最短点ｔ２での偏差ベクトルの角度は、０＜θΔｉ＜π／６であるから、表３よりＳ４に移行し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝５となる。
【０２７７】
第２の非ゼロベクトルＳ４は、出力中の電圧ベクトルと電流偏差ベクトルとのなす角度が±９０度以上離れるまで、出力され続ける。
【０２７８】
ｖ４の角度は０度であるので、図３４ではθΔｉが３π／２となる時刻ｔ３にて角度差が９０度となり、ゼロベクトルｖ０に移行する。
【０２７９】
許容誤差領域の境界に達する時刻ｔ４まで、−ｅによって電流変化する。
【０２８０】
時刻ｔ４における偏差ベクトルの角度は、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６であり、表２から、第１の非ゼロベクトルとしてＳ４が選ばれる。
【０２８１】
Ｓ４も、電流偏差ベクトルが最短となる時刻ｔ５まで出力された後、第２の非ゼロベクトルＳ５に切り替えられる。
【０２８２】
時刻ｔ６にて、ゼロベクトルに移行して、１パルス分（三角波１周期相当分）のスイッチングを終了する。
【０２８３】
図３４に示すようなスイッチングシーケンスを実現するための移行タイミングを得る最も直接的な手段としては、制御サンプリング毎に、電流偏差ベクトルの長さを求め、記憶し、前回記憶した電流偏差ベクトルの長さと比較することである。
【０２８４】
同じ移行タイミングは、電流の軌跡と電流偏差ベクトルとのなす角に基づいても検出することができる。
【０２８５】
電流が基準に近づく過程では、電流の軌跡と電流偏差ベクトルとのなす角は９０度以下であり、最短ポイントで９０度となり、電流が遠ざかり始めると９０度以上となる。
【０２８６】
電流偏差ベクトルの角度は既に求めて使用しているので、電流の軌跡の角度、すなわち電流ベクトルの前回値と今回値との差分を求め、その角度を検出して電流偏差ベクトルとの差をとればよい。
【０２８７】
電流ベクトルも検出しているから、演算のみの問題である。
【０２８８】
同じ移行タイミングは、電流偏差ベクトルの角度変化量からも検出できる。
【０２８９】
図３４において、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、電流は直線上を一定速度で移動している。
【０２９０】
その時の電流偏差ベクトルの角度変化は、電流偏差ベクトルの長さが短いほど大きくなる。
【０２９１】
従って、制御サンプリング毎に検出する電流偏差ベクトルの角度θΔｉの前回値との差分Δθをも求めて記憶しておき、この差分Δθが前回値よりも小さくなったら、移行タイミングとすればよい。
【０２９２】
次に、第２の発明の考え方について述べる。
【０２９３】
前記図２２の電圧ベクトルで見ると、Ｖ４とＶ１とは１２０度角度が離れている。
【０２９４】
従来例では、（ゼロベクトル）→第１の非ゼロベクトル→第２の非ゼロベクトル→ゼロベクトルというスイッチングシーケンスの中では、図２２で隣り合った２つの非ゼロ電圧ベクトルとゼロ電圧ベクトルとのみを用いるという制約を設けているが、１つのスイッチングシーケンスと次のスイッチングシーケンスとの間には制約を設けていない。
【０２９５】
このために、１２０度離れたベクトルが出現していたのである。
【０２９６】
そこで、継続するＰＷＭシーケンス間でも、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへ移行するスイッチングシーケンスの開始時点において、前回のシーケンスの第２の非ゼロベクトル、あるいはそれに隣接した非ゼロベクトルの中からしかベクトルを選択できないという制約を設ける。
【０２９７】
ただし、前回出力していた非ゼロベクトルに隣接した非ゼロベクトルに移行する場合には、２相のスイッチングが必要になる。
【０２９８】
例えば、Ｓ４からＳ０に移行してシーケンスを終了している場合に、次のシーケンスをＳ６で開始する場合には、Ｕ相、Ｖ相の２相が同時スイッチングする。
【０２９９】
この時、前記図２３の回路では、Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルであるかどうかのみで、第１、第２いずれの非ゼロベクトルであるかを識別しているため、Ｓ６が第１の非ゼロベクトルとして扱われてしまう。
【０３００】
このままでは、Ｓ６に隣接するＳ４、Ｓ２のいずれかのベクトルに、さらに移行してしまう可能性がある。
【０３０１】
従来例では、シーケンス開始時は、必ず１相スイッチングで移行できるベクトルしか選択しないので、図２３に示すような回路でよかったが、２相の同時スイッチングを行なう場合には、ゼロベクトルから直ぐに第２の非ゼロベクトルへ移行したものとして扱うべきである。
【０３０２】
このために、前記ゼロベクトル検出器６９の代わりに、Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルであり、かつＳk （ｎ）が、Ｓk （ｎ−１）から１相のスイッチングで移行できるベクトルである時にのみ、第１の非ゼロベクトルとする識別回路を設ける。
【０３０３】
次に、第３の発明の考え方について述べる。
【０３０４】
本発明では、パルスの位置を電圧の基本波成分への影響が少ない端部へ移動すること、併せて、狭幅のパルスを出力可能とすることを合わせて行なう。
【０３０５】
このために、許容誤差幅のみでなく、タイマーを併用して起動指令を出力させる。
【０３０６】
許容誤差領域によるＰＷＭでは、電流偏差の変化速度が変わると、それに合わせてパルス幅を変化させて、電流偏差を同一の領域に収める。
【０３０７】
電流変化速度の遅い非ゼロベクトルは長時間出力され、電流変化速度の速い非ゼロベクトルは短時間しか出力されない。
【０３０８】
図３３を見ると、時刻ｔ１〜時刻ｔ２間、時刻ｔ３〜時刻ｔ４間は広く、時刻ｔ２〜時刻ｔ３間、時刻ｔ４〜時刻ｔ５間は狭い。
【０３０９】
また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２間と時刻ｔ３〜時刻ｔ４間とを見比べると、時刻ｔ３〜時刻ｔ４間の方が広い。
【０３１０】
一方、時刻ｔ１〜時刻ｔ３間と時刻ｔ３〜時刻ｔ５間とを比べると、広さは余り変わらない。
【０３１１】
この間、電流偏差は、図３２に示すように、一定の許容誤差幅の間を行き来している。
【０３１２】
上記のパルス幅の関係は、許容誤差幅の行きと帰りとで費やす時間は違うが、往復の時間はそれほど変わらないということを示している。
【０３１３】
そこで、タイマーで、スイッチングしてからの時間を測定し、所定時間が経過したら起動指令を出力させることにする。
【０３１４】
タイマーの所定時間を、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の時間よりも長く、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の時間よりも短く設定してあれば、時刻ｔ１から時刻ｔ３までのスイッチングはそのままで、時刻ｔ４のみが時刻ｔ３に近づき、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の時間が短縮される。
【０３１５】
時刻ｔ４のスイッチングは、電流偏差が許容誤差のみ変化する前に行なわれることになるので、反対側に戻るまでの時間ｔ４〜ｔ５も短縮される。
【０３１６】
これによって、時刻ｔ４〜時刻ｔ５間のパルスを前方に移動して時刻ｔ３に近づけ、かつ時刻ｔ４〜時刻ｔ５の時間を短くすることができる。
【０３１７】
パルスが前方に移動すると、電圧の基本波成分への影響が小さくなる。
【０３１８】
パルス幅も狭くなるので、時刻ｔ４〜時刻ｔ５のパルスが消失した時の電圧への影響は、双方の効果により軽減される。
【０３１９】
許容誤差幅Ｈを狭くすると、スイッチング回数が一挙に増加してしまうが、この方法によれば、消失に近づいているパルスの幅のみを選択的に狭くすることができるので、スイッチング回数の増加は僅かである。
【０３２０】
このタイマーは、新たに追加しても構わないが、変調周波数制御回路のタイマーで兼ねることができる。
【０３２１】
変調周波数制御回路は、電動機の制御で言えば、低回転数領域で動作し、ある程度回転数が高くなると動作しなくなり、代わりに許容誤差コンパレータ側が動作するようになる。
【０３２２】
さらに回転数が高くなって、パルス数が少なくなる領域で、新しいタイマーは用いられる。
【０３２３】
２つのタイマーが同時に動作する必要はない。
【０３２４】
ただし、１つのタイマーで兼ねる場合には、高回転でも変調周波数制御回路側からの起動信号が出力できるようにするために、アンド回路５６を省略しなければならない。
【０３２５】
アンド回路５６は、変調周波数一定の制御時の高回転における電流波形の悪化を避けるために設けられているので、高回転では許容誤差一定の制御に切り替えてしまうようにすれば、省略することができる。
【０３２６】
今回同時に提案している第１の発明によって、電流波形が著しく改善されるので、アンド回路５６を省いても、前述した従来例よりも高い回転数まで、変調周波数一定の制御で電流制御を行なうことが可能となる。
【０３２７】
また、スイッチング信号の変化毎にタイマーをクリアすると、変調周波数一定のＰＷＭができなくなるので、タイマー出力を従来のレベルからパルスに変更し、当該パルスでフリップフロップをセットさせることにし、フリップフロップ出力をタイマー側からの起動指令とする。
【０３２８】
スイッチング信号の変化毎には、タイマーをクリアする代わりに、フリップフロップをリセットさせる。
【０３２９】
前述した従来例では、変調周波数制御回路のカウンタを、スイッチングシーケンスの開始タイミング（ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの変化タイミング）でクリアしているが、この方法では高回転でクリア信号が出ない。
【０３３０】
前述した従来例では、低回転域でしか変調周波数制御を使用しなかったので、これでよかったのであるが、本発明では、高回転でもタイマーをクリアする必要がある。
【０３３１】
このため、許容誤差コンパレータ側の起動指令によるタイマークリア、または許容誤差コンパレータ側の起動指令とタイマー側の起動指令（フリップフロップ出力）との論理和によるクリアに変更する。
【０３３２】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【０３３３】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態による電圧形インバータの制御装置を適用した誘導電動機の電流制御装置の構成例を示すブロック図であり、前述した従来例と同一構成要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０３３４】
図１において、ベクトル角検出器８は、前述した従来例のように、電流偏差成分から演算で求めてもよいのであるが、正弦波関数の演算は、マイコンの負担が大きく、他の処理を行なう時間が犠牲になる。
【０３３５】
図２は、高速に角度を検出するためのベクトル角検出器８の構成例を示すブロック図である。
【０３３６】
図２に示すように、コンパレータ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ，２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕと、減算器２１ｕｗ，２１ｖｕ，２１ｗｕと、論理回路２２とから構成されている。
【０３３７】
コンパレータ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗは、それぞれ相電流の偏差Δｉu ，Δｉv ，Δｉw をゼロレベルと比較して、ゼロよりも大きければ論理値“１”を出力する。
【０３３８】
一方、コンパレータ２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕは、それぞれ減算器２１ｕｗ，２１ｖｕ，２１ｗｖで相電流の差を取った結果Δｉu −Δｉw 、Δｉv −Δｉu 、Δｉw −Δｉv をゼロと比較して、ゼロよりも大きければ、論理値“１”を出力する。
【０３３９】
これにより、コンパレータ２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕは、それぞれΔｉu ＞Δｉw 、Δｉv ＞Δｉu 、Δｉw ＞Δｉv の時に、論理値“１”を出力する。
【０３４０】
このコンパレータ出力と電流偏差ベクトルの角度との関係を、図３に示す。
【０３４１】
電流偏差ベクトルの３相成分が最上段の波形である時、その角度θΔｉは、コンパレータ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ，２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕからの出力の組合せから、図３の関係に基づいて求めることができる。
【０３４２】
図２の論理回路２２は、当該演算を行なうものであり、下記の式に基づいて、ＱＮ＝Ｑ０〜Ｑ１１の１２ｂｉｔ信号を出力する。
【０３４３】
ＱＮのＮは、図３において角度範囲の上に記した０〜１１の値である。
【０３４４】
下記の式のＵＧＯは、Δｉu ＞０の時に“１”となるコンパレータ２０ｕからの出力信号で、ＶＧＯ、ＷＧＯも同様に、コンパレータ２０ｖ，２０ｗからの出力信号、ＵＧＷはΔｉu ＞Δｉw の時に“１”となるコンパレータ２０ｕｗからの出力信号で、ＶＧＵ、ＷＧＶも同様に、コンパレータ２０ｖｕ，２０ｗｖからの出力信号である。
【０３４５】
Ｑ０＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ／ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ１＝ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ２＝ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ３＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ４＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ５＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ６＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ７＝／ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ８＝／ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ９＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ１０＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ１１＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
また、論理回路２２は、下記の式のＬＥ信号も出力する。
【０３４６】
ＬＥ＝Ｑ０＋Ｑ１＋Ｑ２＋Ｑ３＋Ｑ４＋Ｑ５＋Ｑ６＋Ｑ７＋Ｑ８＋Ｑ９＋Ｑ１０＋Ｑ１１
上記の式から、電気角θΔｉが０〜π／６の時には、Ｑ０のみが“１”となる。
【０３４７】
また、他も同様であり、１２個の出力信号のうち１個のみが論理値“１”を出力する。
【０３４８】
ここで、論理回路２２には、６個の信号が入力されているので、その組合せによる状態数は６４である。
【０３４９】
これに対して、電気角検出として有効なのは、１２状態でしかない。
【０３５０】
ＬＥ信号は、論理回路２２からの出力信号が有効なデータである時にのみ“１”を出力して、電流検出の誤差、電流検出信号に乗ったノイズ等により、論理回路２２が不正なデータを出力した時に、そのデータを捨てるために用いられる。
【０３５１】
エンコーダ２３は、１２ビットの信号Ｑ０〜Ｑ１１から電気角に応じた４ビットの電気角信号θΔｉ＝０〜１１を出力する。
【０３５２】
ラッチ回路２４は、エンコーダ２３からの出力を、クロックパルスによってラッチする。
【０３５３】
アンド回路２５は、論理回路２２から出力されるＬＥ信号と、図示しないクロックパルス発生器から与えられるクロックとのアンドをとり、ラッチ回路２４にクロックを与える。
【０３５４】
ベクトル角検出器８として、図２の方式をソフト化すれば、高速に検出できるので、マイコンの負担を軽くすることができる。
【０３５５】
ハード化してしまえば、さらに高速に検出できるので、制御サンプリングを速くして、パルス幅制御の分解能を高くすることができる。
【０３５６】
増減検出回路９の構成例を、図４に示す。
【０３５７】
図４において、乗算器３０ｕ，３０ｖ，３０ｗで電流偏差の各相成分Δｉu ，Δｉv ，Δｉw の二乗を求め、加算器３１にて３相分を加算すると、電流偏差ベクトルの長さの二乗が求められる。
【０３５８】
ラッチ回路３２にて、加算器３１からの出力をラッチし、コンパレータ３３に与える。
【０３５９】
コンパレータ３３への他方の入力としては、加算器３１からの出力が与えられているので、コンパレータ３３は、電流偏差ベクトルの長さの二乗を前回値と比較して、増減検出信号ＩＮＣを出力する。
【０３６０】
この増減検出信号ＩＮＣは、ベクトル長が増加していれば、“１”の論理値信号である。
【０３６１】
【表４】
【０３６２】
偏差ベクトル角θΔ i とベクトル長増加信号Ｉｎｃは、スイッチングシーケンス回路１０ａに入力される。
【０３６３】
スイッチングシーケンス回路１０ａは、電流偏差ベクトル角θΔ i に基づいて、電圧ベクトルを選択するという点では、前述した従来例と同様であるが、選択した電圧ベクトルへの移行タイミングの決定にベクトル長増加信号Ｉｎｃを用いる点（第１の発明に相当）が大きく異なっている。
【０３６４】
また、逆パルスが出現し難くなるように、ベクトル選択テーブルも改められている（第２の発明に相当）。
【０３６５】
なお、スイッチングシーケンス回路１０ａの詳細な動作は、全体の構成要素について説明した後に述べる。
【０３６６】
電流偏差ベクトルは、シーケンス起動回路１１ａにも入力される。
【０３６７】
シーケンス起動回路１１ａの詳細な構成例を、図５に示す。
【０３６８】
図５において、許容誤差コンパレータ４０の構成は、前述した従来例と全く同じである。
【０３６９】
変調周波数制御回路５２ａは、タイマーカウンタ５３ａと、周期設定値５５と、ＲＳフリップフロップ６３とから構成されている。
【０３７０】
タイマーカウンタ５３ａは、図示しないクロック発生器から与えられるクロックパルスで動作して、ゼロから周期設定値５５まで繰り返しカウントを行ない、周期設定値に達した時点でパルスを出力する。
【０３７１】
許容誤差コンパレータ４０からの出力“１”で、タイマーカウンタ５３ａはクリアされ、ゼロからカウントし始める。
【０３７２】
ＲＳフリップフロップ６３は、タイマーカウンタ５３ａからの出力パルスでセットされ、スイッチングシーケンス回路１０ａからフィードバックされるスイッチング動作信号によってリセットされる。
【０３７３】
許容誤差コンパレータ４０からの出力信号ＥＲと、変調周波数制御回路５２ａからの出力ＴＲとは、オア回路５９にて論理和をとられ、起動指令として、スイッチングシーケンス回路１０ａに与えられる。
【０３７４】
スイッチングシーケンス回路１０ａの詳細な構成例を、図６に示す。
【０３７５】
図６において、６１，６２、６５〜６７、７０，７１は、前述した従来例と同一構成要素であるので、ここではその説明を省略する。
【０３７６】
６０ａは、ベクトル選択テーブルであるが、テーブルの内容が、前述した従来例とは異なる。
【０３７７】
前述した従来例の図２４に相当するゼロベクトルからの選択論理の一例を、図７に示す。
【０３７８】
図７（ａ）は前回のシーケンスがｖ４→ｖ０で終了していた場合に用い、図７（ｂ）は前回のシーケンスがｖ４→ｖ７で終了していた場合に用いる。
【０３７９】
ゼロベクトル移行前に出力していた非ゼロベクトル、およびその両側に隣接する２つの非ゼロベクトルの、合計３つのベクトルが選択候補である。
【０３８０】
（１）前回のシーケンスで、第２の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち１相のスイッチングでゼロベクトルへ移行していた時には、電流偏差ベクトルと元の非ゼロベクトルとの角度差が±６０度以内なら、元の非ゼロベクトルを選択し、それ以外の時には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する。
【０３８１】
図７（ａ）に、この関係を図示する。
【０３８２】
（２）前回のシーケンスで、第１の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち２相の同時スイッチングでゼロベクトルへ移行していた場合には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する。
【０３８３】
図７（ｂ）に、この関係を図示する。
【０３８４】
上記のうち、（１）のｖ０→ｖ５、ｖ０→ｖ６のベクトル移行では、２相の同時スイッチングが行なわれる。
【０３８５】
上記（２）は、あるスイッチングシーケンスで２相の同時スイッチングが行なわれた場合、直後のスイッチングシーケンスでは２相の同時スイッチングを許可しないという制約を持たせるための論理である。
【０３８６】
前述した第２の発明の考え方では、単に、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへ移行する時には、前回のシーケンスでゼロベクトルへ移行する前に使用していた非ゼロベクトルと、その両隣の非ゼロベクトルの中から選択する、と説明した。
【０３８７】
しかしながら、これのみでは、２相の同時スイッチングが頻繁に生じ易くなり、前述した従来例にはない新たな問題を生じる可能性がある。
【０３８８】
このため、上記のように、元の非ゼロベクトルに戻ることを許可する場合と、禁止する場合とに分けている。
【０３８９】
これらの詳細については、作用のところで説明する。
【０３９０】
非ゼロベクトルからの移行に関しては、前述した従来例と同じである。
【０３９１】
以上を一括して、表４に示す。
【０３９２】
ベクトル選択テーブル６０ａは、Ｓk （ｎ）、Ｓk （ｎ−１）、θΔｉでアドレスされ、該当するＳk （ｎ＋１）の値を出力する。
【０３９３】
本実施の形態のベクトル角検出器８は、０〜１１でθΔｉの領域信号を出力するので、表４もそれに対応させて、電流偏差の角度範囲毎に１２列で示している。
【０３９４】
６８ａは、前述した従来例の６８では２入力であったアンド回路を３入力とし、電流増減検出信号ＩＮＣを入力信号として追加している。
【０３９５】
６９ａは、従来例のゼロベクトル検出器６９に代わるもので、出力中のスイッチング信号Ｓk （ｎ）が、第１の非ゼロベクトルであるか否かを検出するための論理回路である。
【０３９６】
この第１の非ゼロベクトル検出の論理回路の詳細な構成例を、図８に示す。
【０３９７】
図８において、８０〜８３、８５〜８９、９１はアンド回路、８４，９０，９２はオア回路である。
【０３９８】
アンド回路８０〜８３、８５〜８９、９１の入力端子の円は、ローレベルアクティブであることを示す。
【０３９９】
アンド回路８０は、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７の時にのみ、“１”を出力する。
【０４００】
アンド回路８１，８２，８３は、それぞれＳk （ｎ）がＳ６，Ｓ５，Ｓ３の時に、“１”を出力する。
【０４０１】
オア回路８４にて、アンド回路８１，８２，８３からの出力のアンドをとり、オア回路８４からの出力とアンド回路８０からの出力とのアンドを、アンド回路８５にてとる。
【０４０２】
これにより、アンド回路８５は、現在、スイッチングシーケンス回路１０ａが非ゼロベクトルＳ６，Ｓ５，Ｓ３のいずれかを出力しており、それ以前にはゼロベクトルＳ７を出力していた場合にのみ、“１”を出力する。
【０４０３】
すなわち、ゼロベクトルＳ７から１相のみのスイッチングで移行できる非ゼロベクトルＳ６，Ｓ５，Ｓ３のいずれかへ移行した時にのみ、論理値“１”を出力する。
【０４０４】
同様に、アンド回路９１は、ゼロベクトルＳ０から１相のみのスイッチングで移行できる非ゼロベクトルＳ４，Ｓ２，Ｓ１のいずれかへ移行した時にのみ、論理値“１”を出力する。
【０４０５】
アンド回路８５，９１からの出力は、オア回路９２にて論理和をとって、論理回路６９ａからの出力信号とする。
【０４０６】
なお、本発明のＰＷＭ制御回路には、さまざまな用途に対応するための変更可能な設定として、変調周波数制御回路の周期設定値と、許容誤差の設定値とがあるが、これらは図示しない上位制御回路から設定されるものとする。
【０４０７】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電圧形インバータの制御装置の作用について説明する。
【０４０８】
（第１の発明に対応する実施の形態の作用）
前記第１の発明の考え方の箇所で説明したのと同様に、電流が図９の電流基準座標の原点にある時刻ｔ０で、スイッチングシーケンス回路がゼロベクトルＳk （ｎ）＝Ｓ７を出力したところから、電流軌跡を追いながらスイッチングシーケンスの作用を説明する。
【０４０９】
電圧ベクトルの関係も、図２９に示す通りであるとする。
【０４１０】
時刻ｔ０からｔ１までは、図３０と同じで、電流は（ｖ７−ｅ）＝−ｅによって変化する。
【０４１１】
偏差ベクトル角は、図９からその間５π／３＜θΔｉ＜１１π／６である。
【０４１２】
Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５であるとすると、ベクトル選択テーブル６０ａは、表４に基づいて、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力している。
【０４１３】
Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルでないので、ゼロベクトル検出器７０からの出力は０、Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルでないので、論理回路６９ａからの出力もゼロである。
【０４１４】
このため、オア回路６７の残る入力信号、アンド回路６５からの出力が“１”にならないと、ラッチ回路６１，６２は動作しない。
【０４１５】
アンド回路６５への一方の入力である不一致検出回路６６からの出力は、Ｓk （ｎ）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５から“１”であるので、他方の入力である起動指令が“１”となればよい。
【０４１６】
時刻ｔ１にて、シーケンス起動回路１１ａの許容誤差コンパレータ側が起動指令を出力すると、オア回路６４、アンド回路６５、オア回路６７、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７となって、スイッチングシーケンスが開始される。
【０４１７】
スイッチングシーケンス回路１０ａは、第１の非ゼロベクトルとしてＳ５を出力する。
【０４１８】
この時点ｔ１で、偏差ベクトル角は急には変化できないので、π／３＜θΔｉ＜１１π／６の範囲にあり、ベクトル選択テーブル６０ａは、表４よりＳk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力している。
【０４１９】
Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓk （ｎ）であるので、不一致検出回路６６からの出力は“０”となり、アンド回路６５によって外部からの起動指令は受付けられなくなる。
【０４２０】
一方、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５であるので、論理回路６９ａは、第１の非ゼロベクトルの識別信号として、論理値“１”を出力する。
【０４２１】
電流は、第１の非ゼロベクトルによって決まる電圧（ｖ５−ｅ）によって、図９の時刻ｔ１〜時刻ｔ２間の軌跡に従って変化する。
【０４２２】
途中で点線を超え、偏差ベクトル角が１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域に入ると、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力がＳ５からＳ４に変化し、不一致検出回路６６は、“１”を出力する。
【０４２３】
この時点で、アンド回路６８ａの３入力のうち、２つは既に“１”となっているが、残る１入力は、増減検出信号ＩＮＣで電流偏差がまだ短くなっているため、ゼロである。
【０４２４】
時刻ｔ２で、電流偏差が増加に転じてＩＮＣが“１”になると、アンド回路６８ａが“１”を出力して、ラッチ回路６１，６２が動作する。
【０４２５】
この時点で、偏差ベクトル角は０＜θΔｉ＜π／６の領域にあり、表４よりベクトル選択テーブル６０ａが出力するＳk （ｎ＋１）はＳ４であるので、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０４２６】
スイッチングシーケンス回路は、第２の非ゼロベクトルＳ４を出力する。
【０４２７】
偏差ベクトル角は、０＜θΔｉ＜π／６の範囲にあるので、表４よりＳk （ｎ＋１）＝Ｓ４で不変である。
【０４２８】
電流は、非ゼロベクトルＳ４によって決まる電圧（Ｖ４−ｅ）によって、図９の時刻ｔ２〜時刻ｔ３間の軌跡に従って変化する。
【０４２９】
時刻ｔ２において、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓk （ｎ）であるので、不一致検出回路６６からの出力は“０”、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５であるので、論理回路６９ａからの出力も“０”、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ４であるので、ゼロベクトル検出回路７０からの出力も“０”である。
【０４３０】
論理回路６９ａからの出力が“０”となると、外部からシーケンス起動指令が与えられない限り、ゼロベクトル検出回路７０が“１”を出力するまでの間、スイッチングシーケンス回路１０ａは、第２の非ゼロベクトルを出力し続ける。
【０４３１】
（Ｖ４−ｅ）による電流変化で、電流偏差ベクトルの角度は、０＜θΔｉ＜π／６の領域から１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域、３π／２＜θΔｉ＜５π／３の領域へと移っていく。
【０４３２】
この途中で、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力は、Ｓ４からＳ５に変化する。
【０４３３】
これにより、不一致検出回路６６からの出力は“１”となるが、電流偏差が許容誤差円の中に入っており、起動指令が与えられないので、ラッチ回路６１，６２が動作することはない。
【０４３４】
時刻ｔ３にて、偏差ベクトル角が３π／２よりも小さくなると、ベクトル選択テーブル６０ａは、表４よりＳ０を出力する。
【０４３５】
これにより、ゼロベクトル検出器７０が“１”を出力して、オア回路６７、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ０、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４となる。
【０４３６】
ベクトル選択テーブル６０ａは、表４よりＳ５を出力する。
【０４３７】
Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５であるので、ゼロベクトル検出器７０からの出力は“０”、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４であるので、論理回路６９ａからの出力もゼロである。
【０４３８】
不一致検出回路６６のみが、“１”を出力する。
【０４３９】
スイッチングシーケンス回路１０ａは、ゼロベクトルＳ０を出力してシーケンスを終了する。
【０４４０】
この後、スイッチングシーケンスが開始されるのは、電流偏差の大きさが許容誤差円に達する時刻ｔ４においてである。
【０４４１】
時刻ｔ４において、電流偏差ベクトルの角度が５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域に入っており、表４よりベクトル選択テーブル６０ａがＳ４を出力しているので、スイッチングシーケンスは、第１の非ゼロベクトルとしてＳ４を出力して開始される。
【０４４２】
Ｓ４も、電流偏差ベクトルが最短となる時刻ｔ５まで出力された後、第２の非ゼロベクトルＳ５に切り替えられる。
【０４４３】
時刻ｔ６にて、ゼロベクトルに移行して、三角波１周期相当分のスイッチングを終了する。
【０４４４】
以上、本実施の形態によって得られた図９の電流軌跡を、従来の図３０と比較する。
【０４４５】
いずれも、許容誤差一定の制御であるので、電流リップルの大きさは同じのはずである。
【０４４６】
しかしながら、図９では、三角波半周期相当のスイッチング毎に電流が原点付近に戻っている。
【０４４７】
時刻ｔ１〜時刻ｔ３間の非ゼロ電圧ベクトルで、電流偏差を効果的に小さくできるようになるので、時刻ｔ３での電流偏差が、図３０よりも小さくなっているのである。
【０４４８】
この結果、ゼロベクトルＳ０を出力しているｔ３〜ｔ４の電流軌跡は、図９の方が長くなっている。
【０４４９】
最初の時刻ｔ０〜ｔ１間の長さは同じであるので、三角波一周期相当のスイッチングを行なう期間において、ゼロベクトルを出力している期間が長くなったことになる。
【０４５０】
すなわち、電流リップルを同じ大きさに制御する時のスイッチングの周期が長くなっている。
【０４５１】
従って、同一スイッチング周波数であれば、図９の方が電流リップルは小さくなる。
【０４５２】
また、各スイッチングシーケンスの最後で、ほぼ原点近くまで戻ることから、時刻ｔ６以降の次のサイクルでも、ほぼ同様な軌跡を描くことが期待でき、電流リップルの均一度を高めることができる。
【０４５３】
（変形例１）
電流偏差ベクトルの最短ポイントのタイミングは、電流基準座標における電流の変化方向と電流偏差ベクトルとのなす角からも検出することができる。
【０４５４】
図９から、電流の変化方向と偏差ベクトルのなす角は、最短ポイントでは９０度となり、電流が基準に近づく過程では９０度よりも小さく、遠ざかり始めると９０度よりも大きい。
【０４５５】
電流基準座標における電流の変化方向は、電流偏差の逆方向ベクトルの今回値−Δｉｎ＝−（ｉｎ* −ｉｎ）から、前回値−Δｉｎ−１＝−（ｉｎ−１* −ｉｎ−１）を減じて得られるベクトル、Δｉｎ−１−Δｉｎの角度を求めればよい。
【０４５６】
本実施の形態では、電流偏差ベクトルの角度を電気角３０度毎の領域信号として求めているが、本変形例では、電気角をより細かく検出できることが必要になる。
【０４５７】
このため、電流の変化方向、電流偏差ベクトルの角度とも、前述した従来例の角度検出方式に従って、ベクトルの成分の符号と（２）式とから演算で求める。
【０４５８】
本変形例では、電流変化方向を求める演算が必要となる代わりに、電流偏差ベクトルの長さを求める演算が不要となる。
【０４５９】
得られるタイミングは、本実施の形態と同じである。
【０４６０】
（変形例２）
同じ移行タイミングは、電流偏差ベクトルの角度変化量からも検出することができる。
【０４６１】
図９において、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、電流は直線上を一定速度で移動している。
【０４６２】
その時の電流偏差ベクトルの角度変化は、電流偏差ベクトルの長さが短いほど大きくなる。
【０４６３】
従って、制御サンプリング毎に検出する電流偏差ベクトルの角度θΔｉの前回値との差分Δθをも求めて記憶しておき、Δθが前回値よりも小さくなったら、移行タイミングとすればよい。
【０４６４】
本変形例も、電流偏差ベクトルの長さに関連した演算なしで、本実施の形態と同一のタイミングを得ることができる。
【０４６５】
代わりに、電流偏差ベクトルの角度変化量の演算が必要となるが、前述した従来例のように、（２）式に基づいて偏差ベクトル角を高い分解能で検出している場合、その検出結果を保存しておき、次の制御タイミングでの検出結果と比較するのみで、移行タイミングを検出することができる。
【０４６６】
（変形例３）
本実施の形態では、第１の非ゼロベクトルから第２の非ゼロベクトルへの移行時のみ、ベクトルの長さの増減からタイミングを決めているが、第２の非ゼロベクトルからゼロベクトルへの移行時も、ベクトルの長さの増減でタイミングを決めてよい。
【０４６７】
このためには、図６におけるゼロベクトル検出器７０とオア回路６７との間にアンド回路を追加し、増減検出信号ＩＮＣによってゼロベクトル検出器７０からの出力信号をゲートすればよい。
【０４６８】
第２の非ゼロベクトルと偏差ベクトルとの角度差でゼロベクトルに移行させる実施の形態の方法は、電流偏差の最短点よりも若干早めにゼロベクトルへ移行する傾向があるので、理論的には本変形例の方が、より電流偏差を小さくすることができる。
【０４６９】
（第２の発明に対応する実施の形態の作用）
図３０の場合について、スイッチングシーケンスを最初から行なうと、前記第１の発明の考え方の箇所で説明したように図９となり、逆パルスが出現しなくなってしまうので、何らかの原因で、電流が図３０における時刻ｔ３の位置まで変化して、ゼロベクトルに移行したとして、その後の作用を図１０に基づいて説明する。
【０４７０】
図１０の軌跡において、時刻ｔ０を付した位置は、図３０では時刻ｔ３を付した位置に相当する。
【０４７１】
図１０の時刻ｔ０において、第２の非ゼロベクトルＳ４からゼロベクトルＳ０へ移行すると、電流はｖ０−ｅ＝−ｅにて変化し、時刻ｔ１にて許容誤差円の境界に達する。
【０４７２】
表４で、Ｓk （ｎ）＝Ｓ０、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４の行を見ると、ベクトル選択テーブル６０ａは、電気角に応じて元の非ゼロベクトルＳ４あるいは当該元の非ゼロベクトルＳ４に隣接する非ゼロベクトルＳ５，Ｓ６を出力する。
【０４７３】
時刻ｔ１での電流偏差ベクトルの角度は、３π／２＜θΔｉ＜５π／３の領域にあるので、表４よりベクトル選択テーブル６０ａは、Ｓk （ｎ＋１）としてＳ５を出力している。
【０４７４】
従って、時刻ｔ１にて直ぐにＳk （ｎ）＝Ｓ５に移行する。
【０４７５】
Ｓk （ｎ−１）はＳ０になるが、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力は、表４よりＳk （ｎ＋１）＝Ｓ５のままである。
【０４７６】
従って、不一致検出回路６６からの出力は“０”、ゼロベクトル検出器７０からの出力は“０”である。
【０４７７】
また、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ０であるので、図８のアンド回路８６は“１”を出力するが、Ｓk （ｎ）＝５であるので、アンド回路８７〜８９は全て“０”を出力している。
【０４７８】
従って、論理回路６９ａからの出力もゼロである。
【０４７９】
すなわち、出力中のＳk （ｎ）＝Ｓ５は、第１の非ゼロベクトルではないという信号を出力している。
【０４８０】
これらにより、オア回路６７への入力は全てゼロである。
【０４８１】
電流は、ｖ５−ｅで図１０の時刻ｔ２の位置まで変化してゆく。
【０４８２】
途中、図１０で点線を付したベクトル選択の境界を超え、３π／２＜θΔｉ＜５π／３の領域から、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域、１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域、０＜θΔｉ＜π／６の領域へと移ってゆく。
【０４８３】
５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域から１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域へ移った時に、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力がＳ４に変化する。
【０４８４】
これにより、不一致検出回路６６は“１”を出力するが、電流偏差が許容誤差円の中にあり、シーケンス起動指令が与えられないので、ラッチ回路６１，６２は動作せず、電流はそのまま変化を続ける。
【０４８５】
時刻ｔ２にて、π／６＜θΔｉ＜π／３の領域まで移ると、ベクトル選択テーブル６０ａがＳ７を出力し、ゼロベクトル検出器７０が“１”を出力する。
【０４８６】
これにより、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０４８７】
電流は、Ｖ７−ｅ＝−ｅにて変化し、時刻ｔ３にて許容誤差円の境界に達する。
【０４８８】
以後、第１の発明に対応する実施の形態の作用の箇所で既に説明したように、スイッチングシーケンスが動作し、電流は、図１０の時刻ｔ８における位置まで変化してゆく。
【０４８９】
何らかの原因で、電流偏差が図１０の時刻ｔ０のように、比較的誤差の大きいところでスイッチングシーケンスが終了した場合、前述した従来例では、スイッチング回数の少ないベクトル移行を優先するという余計な制限を加えていたために、必要のない逆パルスを出力していたが、本第２の発明に対応する作用によれば、２相の同時スイッチングによって、逆パルスを出力することなく、電流偏差を座標の原点（基準）の近くまで引き戻し、次のスイッチングシーケンスでは、正常な動作に復することができる。
【０４９０】
図１０では、前記第２の発明の考え方の箇所で説明した第１の非ゼロベクトルの選択方法のうち、図７の（ａ）で示した方法しか使用されていない。
【０４９１】
ここで、図７（ｂ）の選択方法の必要性について、図１１および図１２を用いて説明する。
【０４９２】
図１１は、負荷の誘起電圧ベクトルｅとインバータの電圧ベクトルｖ４との角度が近接している場合の電圧の関係図である。
【０４９３】
図１１に示すように、誘起電圧がインバータの出力可能な非ゼロ電圧ベクトルのいずれかと近い角度を持っている時には、インバータの３相出力のうちの２相のパルスがほとんど同じ幅となる。
【０４９４】
第１の非ゼロベクトルによって、電流が電流基準へ向かってほとんど直進し、僅かにそばを通り抜けた場合、電流偏差ベクトルの長さが非常に短いために、偏差ベクトルは短時間に急回転する。
【０４９５】
もしも、制御サンプリングの１サイクルの間に、出力電圧ベクトルと偏差ベクトルとの角度差が±３０度以内から±９０度以上に急変すると、第２の非ゼロベクトルを介さず、直接ゼロベクトルへ移行することになる。
【０４９６】
このような場合の現象について、図１１に示す電圧関係を用いて、図１２に示す電流軌跡（電流基準座標における電流軌跡）を追いながら説明する。
【０４９７】
まず、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへ移行する時、「前回のシーケンスでゼロベクトルへ移行する前に出力していた非ゼロベクトルとその両隣の非ゼロベクトルの中から、単に電流偏差ベクトルと最も近い角度をもつベクトルを選択する」という論理を用いてみる。
【０４９８】
図１２の時刻ｔ０において、ゼロベクトルＳ０を出力し、電圧Ｖ０−ｅによって時刻ｔ１まで電流偏差が増加し、時刻ｔ１にてＳk （ｎ）＝Ｓ０から非ゼロベクトルＳ４に変化したとする。
【０４９９】
この後、ｖ４−ｅで電流は変化するが、サンプリング時間との関係で時刻ｔ２では、電流偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも小さくなり、非ゼロベクトルｖ４との角度差が９０度以上になるものとする。
【０５００】
偏差ベクトルの角度から、第２の非ゼロベクトルには移行せず、直接ゼロベクトルへ移行する。
【０５０１】
Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ０であることから、時刻ｔ２ではＳ７に変わる。
【０５０２】
ここで、２相の同時スイッチングが行なわれる。
【０５０３】
その後、ｖ７−ｅにより電流が変化して、時刻ｔ３で許容誤差円に達する。
【０５０４】
ここで、電流偏差ベクトルの角度θΔｉは、１１π／６＜θΔｉ＜２πであるので、先の電流偏差の角度のみから非ゼロベクトルを決定するという論理によれば、ｖ４が選ばれる。
【０５０５】
ここでも、２相の同時スイッチングが行なわれる。
【０５０６】
２相の同時スイッチングを行なった非ゼロベクトルは、第２の非ゼロベクトルとして扱うことにするので、電流偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも小さくなる時刻ｔ４まで、電流はｖ４−ｅで変化する。
【０５０７】
Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４であるので、時刻ｔ４にてＳk （ｎ）はＳ０に変化する。
【０５０８】
ここでは、１相のみのスイッチングが行なわれる。
【０５０９】
時刻ｔ５までｖ０−ｅにて電流変化し、再び非ゼロベクトルに移行するが、この時も、電流偏差ベクトルの角度のみから、元の非ゼロベクトルＳ４が選ばれる。
【０５１０】
この後、ｖ４−ｅで電流変化する。
【０５１１】
時刻ｔ６において、電流偏差の最短点を行きすぎたことを検出できたとすると、図１２に示すように第２の非ゼロベクトルｖ５に変化し、ｖ５−ｅにて時刻ｔ７まで変化した後にゼロベクトルへ移行する。
【０５１２】
しかしながら、サンプリングの関係で、時刻ｔ６においてｖ５に変化することができないままに、電流偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも小さくなってしまった場合には、また２相の同時スイッチングが行なわれてしまうことになり、図１２よりも電流偏差はさらに増加する。
【０５１３】
図１２では、非ゼロベクトルとしてｖ４のみしか用いないスイッチングシーケンスが何度も繰り返され、スイッチングシーケンスの終了時点ｔ２、ｔ４、ｔ６における電流偏差が少しずつ大きくなっている。
【０５１４】
しかも、２相の同時スイッチングが繰り返し行われて、スイッチング周波数は高くなっている。
【０５１５】
以上のような問題点を回避するために、第２の発明に対応する実施の形態の作用では、
（１）前回のシーケンスで、第２の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち１相のスイッチングでゼロベクトルへ移行していた時には、電流偏差ベクトルと元の非ゼロベクトルとの角度差が±６０度以内ならば元の非ゼロベクトルを選択し、それ以外の時には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する
（２）前回のシーケンスで、第１の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち２相の同時スイッチングでゼロベクトルへ移行していた場合には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する
ようにしている。
【０５１６】
本第２の発明に対応する実施の形態の作用における非ゼロベクトルからのスイッチングでは、本来、１相ずつ順番にスイッチングしてベクトル移行することを意図しており、２相の同時スイッチングが行なわれるのは、制御サンプリング間の電流偏差の角度変化が大きすぎた場合のみである。
【０５１７】
上記（２）は、本来、前回の第２の非ゼロベクトルを基に、次のスイッチングシーケンスの第１の非ゼロベクトルを選択すべきであるが、意図しない２相同時スイッチングが生じたためにそれができない場合には、前回の第１の非ゼロベクトルに隣接する２つのベクトルのうちのいずれかを選択する。
【０５１８】
この２つのベクトルのいずれかが、本来第２の非ゼロベクトルとして出力するはずのベクトルだからであり、そのいずれであるかを電流偏差ベクトルの角度で判定する。
【０５１９】
すなわち、図１２の時刻ｔ２では、第１の非ゼロベクトルＳ４からゼロベクトルＳ７で移行しているので、上記（２）に相当する。
【０５２０】
従って、時刻ｔ３では、Ｓ４ではなくＳ５が選択され、時刻ｔ′４の位置まで変化したところで、電流偏差が増加に転じることから第２の非ゼロベクトルＳ４に変化し、時刻ｔ′５までｖ４−ｅによって電流は変化していく。
【０５２１】
時刻ｔ′５の時点での電流偏差は、既に時刻ｔ４、ｔ６時点での電流偏差よりも小さく、しかもスイッチング回数は２回でしかない。
【０５２２】
ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの移行時の選択を、上記（１）、（２）のように場合分けすることによって、少ないスイッチング回数で電流偏差を効果的に小さくすることができる。
【０５２３】
第１の非ゼロベクトルからゼロベクトルへの２相同時スイッチングは、許容誤差円を非常に小さく設定した場合や、負荷電動機の運転周波数が低いところで変調周波数一定の制御を行なっている場合等、非常に狭い幅のパルス幅制御が要求されているのに対し、それのみの制御分解能を制御回路が持たない場合に多く生じる。
【０５２４】
このような場合にも、本第２の発明に対応する実施の形態の作用によれば、図１２の時刻ｔ３〜時刻ｔ６間のような異常なパルスを発生してスイッチング周波数が高くなり、しかも電流偏差を小さく制御できない、という不都合を避けることができる。
【０５２５】
従って、本第２の発明に対応する実施の形態の作用により、同一制御サンプリングでより小さな許容誤差円まで逆パルスを出さない、あるいは電動機のより低回転数まで逆パルスを出さないＰＷＭ制御を行なうことが可能となる。
【０５２６】
（第３の発明に対応する実施の形態の作用）
第３の発明に対応する実施の形態の作用について、図５および図６の回路構成図、図１３のベクトル軌跡と、それに対応する図１４の時間波形を参照しながら説明する。
【０５２７】
図１４では、電流基準ｉu *、電流ｉu 、タイマーカウンタ５３ａのカウント値、変調周波数制御回路からの出力ＴＲ、許容誤差コンパレータからの出力ＥＲ、フリップフロップ６３のリセット入力ＲＥＳ、スイッチング信号ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ、線間電圧波形Ｖｕｖの波形を示している。
【０５２８】
ＲＥＳは、スイッチングシーケンスからの出力Ｓk （ｎ）が変化する毎に、“１”となる信号である。
【０５２９】
高回転・少パルス数領域では、図１３に示すように、電流偏差ベクトルの長さが、常に許容誤差円の半径よりも大きいという状態になっている。
【０５３０】
このため、図５のコンパレータ５０が常に“１”を出力しているので、帯状領域の判定を行なうオア回路４６が“１”を出力しさえすれば、許容誤差コンパレータ側の起動指令ＥＲが出力される。
【０５３１】
タイマーカウンタ５３ａは、ゼロから周期設定値５５まで繰り返しカウントを行ない、周期設定値に達する度に“１”のパルスを出力する。
【０５３２】
タイマーカウンタ５３ａからの出力によりセットされるフリップフロップ６３からの出力（変調周波数一定の起動指令）ＴＲは、オア回路５９で許容誤差コンパレータ側の起動指令ＥＲとの論理和をとられ、起動指令としてスイッチングシーケンス回路１０ａへ出力される。
【０５３３】
タイマーカウンタ５３ａは、アンド回路４７からの出力によりゼロクリアされる。
【０５３４】
図１４において、時刻ｔ１では、ＰＷＭ信号がｓｗｕ＝０，ｓｗｖ＝０，ｓｗｗ＝１（Ｓk （ｎ）＝Ｓ１）である時に、Ｕ相電流が電流基準に達している。
【０５３５】
この時、図１３から、偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも大きくなるので、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力がＳ１からＳ５に変わる。
【０５３６】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ１、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５となるので、不一致検出回路６６が“１”を出力する。
【０５３７】
図１４に示すように、時刻ｔ１では、タイマー側からの起動指令ＴＲが既に“１”になっているので、不一致検出回路６６が“１”を出力すると、オア回路６７ａ、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ１となる。
【０５３８】
これにより、フリップフロップ６３がリセットされて、ＴＲはゼロとなる。
【０５３９】
この時、タイマー５３ａはクリアされない。
【０５４０】
表４から、Ｓk （ｎ）の値がＳ１からＳ５に変わった時点では、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力Ｓk （ｎ＋１）はＳ５のままであるので、不一致検出回路６６からの出力はいったん“０”に変わる。
【０５４１】
しかしながら、電流変化方向が変わるために、偏差ベクトルの角度は直ぐに３π／２よりも小さくなる。
【０５４２】
Ｓk （ｎ＋１）はＳ１となって、不一致検出回路６６からの出力は“１”に戻る。
【０５４３】
時刻ｔ２にて、電流ｉu が許容誤差幅に達して（ｉu ＞ｉu *＋Ｈ／２）となると、許容誤差コンパレータ側のオア回路４６からの出力が“１”となり、許容誤差コンパレータ側からの起動指令ＥＲが出力される。
【０５４４】
これにより、Ｓk （ｎ）＝Ｓ１、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０５４５】
この時には、フリップフロップ６３がリセットされると同時に、タイマーカウンタ５３ａがクリアされる。
【０５４６】
以下、時刻ｔ５までは、タイマーカウンタ５３ａが設定周期までカウントしないうちに、電流偏差が許容誤差幅に達して起動指令ＥＲが出力され、Ｓ１とＳ５とが交互に出力され、その都度タイマーカウンタ５３ａがクリアされている。
【０５４７】
しかしながら、ｓｗｕ＝１の期間の電流変化は、徐々にゆるやかになっており、時刻ｔ６で、電流偏差が許容誤差の境界に達しないうちに、タイマーカウンタ５３ａが設定周期までのカウントを終了する。
【０５４８】
これにより、タイマー側からの起動指令ＴＲが出力される。
【０５４９】
時刻ｔ７で、電流偏差が許容誤差領域の反対側の境界に戻り、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５となる。
【０５５０】
時刻ｔ７以後、しばらくすると電流変化方向が変わる。
【０５５１】
Ｕ相電流が帯状領域から出てしまっても、電流偏差の符号がこれまでと逆であるので、起動指令ＥＲは出力されない。
【０５５２】
こうなると、タイマーカウンタ５３ａがクリアされない期間が長く続くので、タイマーカウンタ５３ａは確実に周期設定値までカウントを続けることになる。
【０５５３】
時刻ｔ８にて、タイマー側からの起動指令ＴＲが出力されるが、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５で、不一致検出回路６６からの出力がゼロであるので、ラッチ回路６１，６２は動作しない。
【０５５４】
偏差ベクトルの角度が、１１π／６よりも大きくなった時刻ｔ９で、時刻ｔ１と同様に、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０５５５】
以後、同様にしてＰＷＭが行なわれる。
【０５５６】
以上のように、本第３の発明に対応する実施の形態の作用により、時刻ｔ２から時刻ｔ５までは、前述した従来例と同様に、許容誤差に基づいてスイッチングされるが、時刻ｔ６では、タイマーによるスイッチングが行なわれる。
【０５５７】
時刻ｔ６では、電流偏差は許容誤差の境界に達していない。
【０５５８】
このため、電流が許容誤差領域の反対側の境界に戻るまでの時間ｔ６〜時刻ｔ７も短くなり、許容誤差による場合よりもパルス幅が狭くなる。
【０５５９】
線間電圧波形で見ると、時刻ｔ６〜時刻ｔ７のパルスは最内に位置し、パルス数が減少する時に消失するパルスである。
【０５６０】
当該パルスを前方に移動することによって、このパルスの線間電圧の基本波成分への影響を小さくし、パルス幅を狭くすることによってパルスが消失する時の電圧変化量を小さくしている。
【０５６１】
このシミュレーション波形を、図１５に示す。
【０５６２】
図１５では、図１４に示す信号の他に、電流偏差ベクトルの角度θΔｉの波形も示している。
【０５６３】
ベクトル選択テーブル６０ａからの出力変化を待つ時間が長いため、変調制御回路からの出力（フリップフロップ６３からの出力）ＴＲには、“１”の期間が多い。
【０５６４】
この方式では、時刻ｔ１でのような電気角６０度毎の一連のスイッチングの最初のタイミングでは、タイマーをクリアしない。
【０５６５】
このため、変調制御回路からの出力ＴＲがリセットされてゼロに戻った直後に、タイマーカウンタ５３ａが設定周期に達して、変調制御回路からの出力ＴＲが再度“１”になる場合がある。
【０５６６】
このため、電気角６０度毎の最初のパルスは、必ずしもＨ／２で決まる幅ではなく、非常に幅の狭いパルスが出力され得る。
【０５６７】
この狭幅パルスは、電気角６０度毎の最初のタイミングで、タイマーをクリアしていないことで生じるものである。
【０５６８】
狭幅パルスの前端は偏差ベクトルの角度で、後端はタイマーで、いずれも許容誤差と関係なくタイミングが定まることから、パルス数のヒステリシスの軽減に役立つ。
【０５６９】
この方式では、タイマーカウンタ５３ａが設定周期に達して、変調制御回路からの出力ＴＲを出力する場合にも、非ゼロベクトルの移行（スイッチング）が無条件に行なわれるわけではない。
【０５７０】
電流偏差ベクトルの角度により、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力変化が生じたこと、すなわち電流偏差を小さくするのに最も有効なベクトルが変化したことを確認し、必要な場合には変化を待ってから、移行が行なわれる。
【０５７１】
従って、このような高回転少パルス数領域で、タイマーによりパルス幅が変化する場合にも、電流波形は極めて安定である。
【０５７２】
前述した従来例では、許容誤差の設定Ｈでパルスの最小幅が決まるので、本第３の発明に対応する実施の形態の作用のようには、電流の微調整を行なうことができない。
【０５７３】
また、パルスを電圧波形の端部に位置させる限界も、許容誤差の設定で決まっていたことから、パルス数による電圧の基本波成分の変化も、本第３の発明に対応する実施の形態の作用の場合よりは大きい。
【０５７４】
本第３の発明に対応する実施の形態の作用により、スイッチング回数の異常な増加をさけながら、非常に幅の狭いパルスを出力することが可能となる。
【０５７５】
同時に、電圧波形の端部でスイッチングを集中して行なうことで、低次高調波の低減に効果的で、基本波成分への影響が軽微なＰＷＭ波形を得ることができ、パルス数変化時の電圧変化を軽減することが可能となる。
【０５７６】
（変形例）
図１６に、シーケンス起動回路の変形例を示す。
【０５７７】
すなわち、前記図５の回路に、立ち下がり検出回路８０を付加した構成としている。
【０５７８】
図５の回路では、変調制御回路からの出力ＴＲがゼロに戻った直後に、タイマーカウンタ５３ａが設定周期に達して後、再び変調制御回路からの出力ＴＲを“１”にする場合があったが、図１６に示す回路では、フリップフロップ６３がリセットされると同時に、立ち下がり検出回路がパルスを出力して、タイマーカウンタ５３ａをクリアする。
【０５７９】
変調制御回路からの出力ＴＲＴＲがゼロになった直後に、再度“１”になるということがなくなり、設定周期の時間が確保される。
【０５８０】
実際の動作としては、電気角６０度毎の最初のパルスの幅がＨ／２に等しくなることが多い。
【０５８１】
このシミュレーション波形を、図１７に示す。
【０５８２】
図１５より、パルス幅の揃ったほぼ同一の繰り返し波形が得られる。
【０５８３】
図１６の回路でも、前述した従来例よりは、狭い幅のパルスを出力することができ、しかも図１５の回路よりも安定なＰＷＭ波形を得ることができる。
【０５８４】
（変形例）
前記第３の発明の考え方の箇所で説明したように、変調周波数制御用と高回転・少パルス時用とに、それぞれタイマーを持っても構わない。
【０５８５】
この場合には、異なる周期設定値を持ったもう１個のタイマーカウンタからの出力と、２つのタイマーカウンタからの出力とを切り替える切替器を設ければよい。
【０５８６】
この切替器への切り換え信号は、上位制御回路から与える。
【０５８７】
通常は、変調周波数制御用のタイマーカウンタを用い、高回転・少パルス時のみ専用のタイマーカウンタに切り替える。
【０５８８】
タイマーカウンタのクリア信号も、変調周波数制御用の場合と同様に、ＥＲを用いればよい。
【０５８９】
上述したように、第１乃至第３の発明に対応する実施の形態による電圧形インバータの制御装置では、以下のような効果を得ることができる。
【０５９０】
（第１の発明に対応する実施の形態の効果）
本第１の発明に対応する実施の形態によるシミュレーション結果を、図１８〜図２０に示す。
【０５９１】
図１８は、前述した従来例のシミュレーション結果（図２８）と同一条件で、許容誤差一定の制御を行なっている。
【０５９２】
前述した従来例の図２８では、パルスの配置が不均一で、パルス幅の変化の仕方も一様でないのに対して、本第１の発明に対応する実施の形態の図１８では、パルスが均等に配置されるようになり、パルス幅も位相に応じて連続的に変化させることができる。
【０５９３】
また、線間電圧波形で対になるパルスの幅も、図１８の方が揃っている。
【０５９４】
この結果、電流基準の一周期当たりのスイッチング信号のパルス数が、図２８では７０パルス弱であったのに対して、図１８では４５パルス程度と格段に少ないパルス数で済むようになる。
【０５９５】
さらに、パルス幅が揃ったことにより、従来よりも高い運転周波数まで変調周波数一定の制御を行なうことができる。
【０５９６】
これらは、前述した従来例では、２度のスイッチングシーケンスの最初と２度目とで、ゼロベクトル移行時のベクトル空間における電流偏差の位置がばらばらであったのに対して、本第１の発明に対応する実施の形態によって、それぞれのスイッチングシーケンスにおいて、電流偏差がベクトル空間でほぼ同じ位置を占めてからゼロベクトルに移行するようになることの効果である。
【０５９７】
本第１の発明に対応する実施の形態のスイッチングシーケンス回路は、偏差ベクトルの角度に基づいて次に移行すべきスイッチング信号を選択し、偏差ベクトルが出力中のスイッチング信号による極小値を過ぎたことを検出して、先に選択したスイッチング信号に出力を切り替える。
【０５９８】
電流偏差ベクトルの角度、ベクトル長の極小値は、いずれも電流偏差の相対量であり、電流偏差の大きさそのものではない。
【０５９９】
この２つの量に基づいて、非ゼロベクトルを選択し、スイッチングして、必ず電流偏差が減少する方向に電流を変化させる、というのみである。
【０６００】
従って、ＰＷＭ制御動作の態様は、外部からの起動指令の与え方次第でどうにでもなる。
【０６０１】
電流偏差を許容誤差範囲に収めたければ、電流偏差が許容誤差よりも大きくなった時点で起動指令を与えればよいし、スイッチング周波数を所定周波数としたい場合には、一定周期で起動指令を与えればよい。
【０６０２】
スイッチングシーケンスが終了しないうち、すなわち非ゼロベクトル出力中に起動指令が与えられた場合には、その時点での電流偏差ベクトルの角度から、隣合った非ゼロベクトル間でのＰＷＭや、次々に隣の非ゼロベクトルに移行させるので、
（ａ）電流基準や負荷の急変により、電流偏差が許容誤差に収まらなくなる過渡状態時には、許容誤差による起動指令が出力されている間、電流偏差ベクトルの角度に基づいて必要な非ゼロベクトルを出力し続けるので、電流を急速に基準に追従させることが可能となる。
【０６０３】
（ｂ）電動機の高回転時のように、負荷の誘起電圧が高く、電流偏差が許容誤差に収まらなくなる場合には、隣り合った非ゼロベクトル間のスイッチングで、少パルスのＰＷＭや１パルス方形波を実現することが可能となる。
【０６０４】
ｄｐ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭとの組合せでは、正弦波電流の制御しか行なえないのに対して、本第１の発明に対応する実施の形態によれば、１２０度方形波の電流制御も、上記（ａ）から可能となる。
【０６０５】
（第２の発明に対応する実施の形態の効果）
線間電圧の基本波の符号が変わるゼロボルト付近では、低電圧を出力するために、線間電圧に非常に幅の狭いパルスを出力しなければならない。
【０６０６】
この時、必要なパルス幅の相による違いは非常にわずかでしかなく、制御が難しい。
【０６０７】
このため、図２８では、線間電圧波形に逆パルスが多数出現している。
【０６０８】
これに対して、図１８では、線間電圧ゼロボルト付近でも、逆パルスが出ていない。
【０６０９】
これは、２つの相のスイッチング信号が全く同じ幅となり、線間電圧にパルスとして現われなくなったためで、本第２の発明に対応する実施の形態により、ゼロベクトルから第２の非ゼロベクトルへ直接移行したことの効果である。
【０６１０】
図１９は許容誤差一定の起動指令と変調周波数一定の起動指令とが混在する周波数、図２０は変調周波数一定の起動指令のみによって動作する周波数まで、電流基準の周波数を下げた場合のシミュレーション結果である。
【０６１１】
本第２の発明に対応する実施の形態により、このような低周波数でも逆パルスが出なくなっている。
【０６１２】
（第３の発明に対応する実施の形態の効果）
高回転少パルス時において、前述した従来例（図３２、図３３）では、許容誤差で決まる幅よりも狭い幅のパルスは出力できないため、パルス数による電圧の基本波成分の変化が大きい。
【０６１３】
また、同じ原因で、パルス数にヒステリシスを持ってしまっている。
【０６１４】
このため、負荷の状態が同じであり、電流基準も同じであるのに、パルス数によって電流波形が異なるという結果を生じている。
【０６１５】
これに対して、本第３の発明に対応する実施の形態では、図１３乃至図１７を用いて説明したように、パルス数の減少時に消失するであろう電圧波形の内側のパルスのみについて、選択的にその幅を狭め、かつその位置を前方にずらして、スイッチング回数の大幅な増加なしに、パルス数切り替わり時の電圧変化を小さくすることができる。
【０６１６】
従って、パルス数切り替わり時の電流波形の相違が小さく、パルス数のヒステリシスも小さい。
【０６１７】
電流瞬時値比較に基づくので、このような少パルス時にも、電流波形は極めて安定している。
【０６１８】
図１８乃至図２０から、許容誤差一定の制御と変調周波数一定の制御とが自動的に切り替わることがわかる。
【０６１９】
特に、図１９では、２つの制御モードがランダムに切り替わっているにもかかわらず、パルス幅の急峻な変化がなく、電流も一様に制御される。
【０６２０】
本第１の発明に対応する実施の形態（図５）のシーケンス起動回路によって、変調周波数一定から許容誤差一定の制御へと自動的に切り替わり、かつ許容誤差一定の制御内でも、通常のＰＷＭ波形から高回転少パルス時の７パルス、５パルス、３パルス等の波形、さらには方形波と、自動的にパルス数を変化させ、しかもパルス数変化時の電圧変化の少ないＰＷＭ制御を行なうことができる。
【０６２１】
（その他の実施の形態）
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
上記各実施の形態では、電動機の電流制御を例にとって説明してきたが、本発明は電動機制御用のインバータに限定されるものではない。
【０６２２】
すなわち、誘起電圧検出を必要としないことから、電流瞬時値制御を行なう電圧形インバータ全般に適用することができるＰＷＭ制御である。
【０６２３】
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも１つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも１つ）が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【０６２４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電圧形インバータの制御装置によれば、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることが可能となる。
【０６２５】
また、本発明の電圧形インバータの制御装置によれば、逆パルスを従来よりも少なくすることが可能となる。
【０６２６】
さらに、本発明の電圧形インバータの制御装置によれば、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することが可能となる。
【０６２７】
以上により、以下のような種々の波及効果を得ることができる。
【０６２８】
（ａ）パルスモードが、自動的かつ連続的に変化して、インバータの運転周波数範囲の全てをカバーすることができる。
【０６２９】
（ｂ）電流応答を速くすることができる。
【０６３０】
定常状態では、変調周波数一定の制御を行なっている場合にも、電流偏差が大きくなると、許容誤差一定の制御に移行して、高速に電流を追従させることができる。
【０６３１】
従って、ＧＴＯインバータ等で、スイッチング素子が低速なため、数百Ｈｚの変調周波数で使用している場合にも、高速な電流制御を行なうことが可能となる。
【０６３２】
（ｃ）直流電圧変動・負荷の定数変化に強い。
【０６３３】
電気自動車等のような、電圧変動の大きなバッテリを電源として用いる制御装置に適する。
【０６３４】
（ｄ）ＰＩ制御、デッドタイム補償、誘起電圧補償等の調整の必要な補償制御を不要とすることができる。
【０６３５】
よって、調整レスにより、装置を安価に実現することができる。
【０６３６】
（ｅ）非正弦波電流制御を行なうことが可能となる。
【０６３７】
方形波電流制御による高トルク出力が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電圧形インバータの制御装置を適用した誘導電動機の電流制御装置の一実施の形態を示すブロック図。
【図２】同一実施の形態におけるベクトル角検出器８の構成例を示すブロック図。
【図３】同一実施の形態におけるコンパレータ出力と電流偏差ベクトルの角度との関係を示す図。
【図４】同一実施の形態における増減検出回路９の構成例を示すブロック図。
【図５】同一実施の形態におけるシーケンス起動回路１１ａの詳細な構成例を示すブロック図。
【図６】同一実施の形態におけるスイッチングシーケンス回路１０ａの詳細な構成例を示すブロック図。
【図７】同一実施の形態におけるゼロベクトルからの選択論理の一例を示す図。
【図８】同一実施の形態における第１の非ゼロベクトル検出の論理回路の詳細な構成例を示すブロック図。
【図９】第１の発明に対応する実施の形態の作用を説明するための図。
【図１０】第２の発明に対応する実施の形態の作用を説明するための図。
【図１１】図１２の電流基準座標における電流軌跡を描くための電圧ベクトルの関係を示す図。
【図１２】第２の発明に対応する実施の形態の非ゼロベクトルの選択方法の必要性を示すための補足説明図。
【図１３】第３の発明に対応する実施の形態の作用を説明するための電流基準座標における電流軌跡図。
【図１４】図１３に対応する時間波形を示す図。
【図１５】第３の発明に対応する実施の形態の作用と効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図１６】シーケンス起動回路の変形例を示す構成図。
【図１７】第３の発明に対応する実施の形態の変形例の作用と効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図１８】第１および第２の発明に対応する実施の形態の効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図１９】第１および第２の発明に対応する実施の形態の効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図２０】第１および第２の発明に対応する実施の形態の効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図２１】従来のＰＷＭ制御装置による誘導電動機の電流制御装置の構成例を示すブロック図。
【図２２】インバータの出力可能な電圧ベクトルの説明図。
【図２３】従来のスイッチングシーケンス回路１０の詳細な構成例を示すブロック図。
【図２４】従来のゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法の一例を説明するための図。
【図２５】従来の非ゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法の一例を説明するための図。
【図２６】従来のシーケンス起動回路１１の詳細な構成例を示すブロック図。
【図２７】許容誤差コンパレータ４０の許容誤差領域を説明するための図。
【図２８】第１、第２の課題を説明するための従来例によるシミュレーション波形を示す図。
【図２９】図３０の動作説明に用いる電圧ベクトルの関係を示す図。
【図３０】第１の課題を説明するための従来例による電流軌跡（電流基準座標）を示す図。
【図３１】第２の課題の逆パルスを説明するためのパルス波形図。
【図３２】第３の課題を説明するための従来例による電流軌跡（電流基準座標）を示す図。
【図３３】図３２に対応する時間波形を示す図。
【図３４】第１の発明の考え方を説明するための電流軌跡（電流基準座標）を示す図。
【符号の説明】
１…直流電源、
２…平滑コンデンサ、
３…インバータ、
４…誘導電動機、
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…ホールＣＴ、
６…電流検出器、
７…ベクトル減算器、
８…ベクトル角検出器、
９…ベクトル長増減検出回路、
１０…スイッチングシーケンス回路、
１０ａ…スイッチングシーケンス回路、
１１…シーケンス起動回路、
１１ａ…シーケンス起動回路、
１２…論理回路、
１３…ゲート回路、
２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ，２０ｕｗ、２０ｖｕ、２０ｗｖ…コンパレータ、
２１ｕｗ、２１ｖｕ、２１ｗｖ…減算器、
２２…論理回路、
２３…エンコーダ、
２４…ラッチ回路、
２５…アンド回路、
４０…許容誤差コンパレータ、
４１ｕ，４１ｖ，４１ｗ，４１ｘ，４１ｙ，４１ｗ…コンパレータ、
４２…許容誤差設定値、
４３…倍率器、
４４ｕ，４４ｖ，４４ｗ，４４ｘ，４４ｙ，４４ｗ…アンド回路、
４５ｕ，４５ｖ，４５ｗ…ＮＯＴ回路、
４６…オア回路、
４７…アンド回路、
４８ｕ，４８ｖ，４８ｗ…乗算器、
４９…加算器、
５０…コンパレータ、
５１…乗算器、
５２…変調周波数制御回路、
５３…カウンタ、
５４…コンパレータ、
５５…周期設定値、
５６…アンド回路、
５７…ゼロベクトル検出器、
５８…立ち下がり検出回路、
５９…オア回路、
６０…ベクトル選択テーブル、
６１…ラッチ回路、
６２…ラッチ回路、
６５…アンド回路、
６６…不一致検出器、
６７…オア回路、
６８…アンド回路、
６９…ゼロベクトル検出器、
７０…ゼロベクトル検出器、
７１…アンド回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形インバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式で制御する制御装置に係り、特に電流の瞬時値の基準値への追従制御動作に基づいてＰＷＭ信号を生成する電流瞬時値制御型ＰＷＭ制御方式を用いた電圧形インバータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来例として、“特開平１０−１７４４５３号”を基本とし、一部に“特開２００１−０７８４６５号”を用いたＰＷＭ制御装置による誘導電動機の電流制御装置の構成例を、図２１に示す。
【０００３】
図２１において、１は直流電源、２は直流電源の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、３は直流電源１の出力する直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータである。
【０００４】
インバータ３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の上側の自己消弧型スイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ、下側の自己消弧型スイッチング素子ＳＸ，ＳＹ，ＳＺと、自己消弧型スイッチング素子ＳＸ，ＳＹ，ＳＺのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードとから構成されている。
【０００５】
４は誘導電動機、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗはインバータ３の出力電流を検出するホールＣＴ、６はホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗからの出力信号を、制御回路で用いるレベルにスケーリングしてアナログまたはデジタルの電流検出値ｉu ，ｉv ，ｉw を出力する電流検出器である。
【０００６】
図２１では、三相電流検出値ｉu ，ｉv ，ｉw を、まとめてベクトルｉと表記している。
【０００７】
７は、誘導電動機４に流すべき電流基準ベクトルｉ* から、電流検出器６から出力される電流検出ベクトルｉを減算し、電流偏差ベクトルΔｉを出力するベクトル減算器であり、下記の（１）式の演算を行なう。
【０００８】
このベクトル減算器７は、相電流基準から相電流検出を減算する減算器を、３個セットしたものである。
【０００９】
Δｉu ＝ｉu *−ｉu
Δｉv ＝ｉv *−ｉv ………………………………………………（１）
Δｉw ＝ｉw *−ｉw
８は、偏差ベクトルΔｉから、その角度θΔ i を求めるベクトル角検出器である。
【００１０】
このベクトル角検出器８は、偏差ベクトルのＵ，Ｖ，Ｗ座標成分Δｉu ，Δｉv ，Δｉw を下記の（２）式に従い、３相２相変換して直交２相のｘｙ座標の成分Δｉx ，Δｉy に変換する。
【００１１】
【数１】
さらに、ベクトルにおける直交座標と極座標との関係式
【数２】
【００１３】
上記の（１）式の変換によれば、偏差ベクトルがＵ軸の正方向を向いている時、θΔ i ＝０である。
【００１４】
１０はスイッチングシーケンス回路、１１はシーケンス起動回路である。
【００１５】
スイッチングシーケンス回路１０は、電流偏差ベクトルの角度θΔ i と、シーケンス起動回路１１が出力するシーケンス起動信号とに基づいて動作し、スイッチング指令ベクトルＳk を出力する。
【００１６】
スイッチング指令ベクトルＳk は、３相のスイッチング指令ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗを成分とするベクトルでＳk ＝（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）である。
【００１７】
スイッチング指令ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗは、“１”または“ゼロ”の値をとり、“１”はインバータ３の正側素子をオン（インバータ３の負側素子はオフ）、“ゼロ”はインバータ３の正側素子をオフ（インバータ３の負側素子をオン）させるという意味である。
【００１８】
また、Ｓk のｋは、（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）の値をそのまま書き並べて得られる二進数を、１０進数に変換した値である。
【００１９】
（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）の時、そのまま書き並べると二進数“１００”であり、１０進数に変換すると“４”であるから、Ｓ４は（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）を意味する。
【００２０】
ｋの値としては、０〜７を取り得、スイッチング指令ベクトルＳ０〜Ｓ７が存在する。
【００２１】
スイッチング指令Ｓk でインバータ３を運転した時の出力電圧ベクトルを、Ｖk で表わす。
【００２２】
インバータ３の直流電圧がＥｄの時の電圧ベクトルＶk は、表１の値をとり、図示すると図２２のようになる。
【００２３】
電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、３相全てが同電位で、どの線間をとっても電圧がゼロであるので、「ゼロ電圧ベクトル」と称し、それ以外の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は大きさを持つので、「非ゼロ電圧ベクトル」と称する。
【００２４】
また、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７、スイッチングベクトルＳ０，Ｓ７を引っくるめて「ゼロベクトル」、その他のＶ１〜Ｖ６、Ｓ１〜Ｓ６を「非ゼロベクトル」と称することがある。
【００２５】
また、Ｓ０〜Ｓ７とＶ０〜Ｖ７とは一対一で対応するので、Ｓ０〜Ｓ７について、電圧ベクトルであるかのような言い方をする場合がある。
【００２６】
【表１】
１２は、スイッチングシーケンス回路１０から出力されるＰＷＭ信号Ｓk （ｎ）から、インバータ３を構成する６個のスイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ、ＳＸ，ＳＹ，ＳＺに与える信号を得るために、適宜、信号反転、デッドタイム処理等を行なう論理回路である。
【００２８】
１３は、論理回路１２から与えられた信号を絶縁増幅して、スイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ、ＳＸ，ＳＹ，ＳＺに供給するゲート回路である。
【００２９】
【表２】
【表３】
電流瞬時値制御型のＰＷＭ方式では、交流の電流と電流基準とを瞬時値レベルで比較し、交流の電流が電流基準の値に従うように、インバータ３の出力電圧を制御する。
【００３２】
非ゼロベクトルを出力している時の電流変化方向は、非ゼロベクトルの角度から所定の角度範囲内に収まるので、所望の電流変化を引き起こす非ゼロベクトルを選択することは容易である。
【００３３】
しかしながら、ゼロベクトル出力中の電流変化方向は、負荷の誘起電圧に依存するため確定しない。
【００３４】
従来例以前の電流制御型のＰＷＭ制御方式では、誘起電圧を直接・間接に検出する等により、所望の電流変化を生じさせるために、ゼロベクトルを利用しようとしている。
【００３５】
従来例の“特開平１０−１７４４５３号”の原理的特徴は、このゼロベクトルの取り扱いにある。
【００３６】
この“特開平１０−１７４４５３号”では、電流偏差を小さくするためには、非ゼロベクトルのみを用いる。
【００３７】
電流偏差が十分に小さくなったら、ゼロベクトルへ移行して放置するのみである。
【００３８】
電流がゼロベクトルで、どの方向へ変化しようが構わない。
【００３９】
電流偏差の大きさを監視して、所定の大きさまで電流偏差が増加したら、再び非ゼロベクトルのみで、電流偏差が小さくなるように制御する。
【００４０】
このような制御を繰り返し行なうと、ゼロベクトル出力中には電流偏差が増加し、非ゼロベクトル出力中に電流偏差が小さくなるという形で、定常状態が成立する。
【００４１】
ゼロベクトル出力期間を、電流偏差の大きさで決める代わりに、非ゼロベクトル出力期間・ゼロベクトル出力期間を含めた周期が一定となるように制御すれば、変調周波数一定の制御を行なうことが可能となる。
【００４２】
電流偏差を小さくするための制御は、第１の非ゼロベクトル→第２の非ゼロベクトル→ゼロベクトルという一連のシーケンスで行ない、これをスイッチングシーケンス回路１０で行なう。
【００４３】
ゼロベクトル出力期間の制御は、シーケンス起動回路１１で行なう。
【００４４】
スイッチングシーケンス回路１０の詳細な構成例を、図２３に示す。
【００４５】
図２３において、６０は電流偏差ベクトル角θΔi 、ＰＷＭ信号として出力中のスイッチング指令ベクトルＳk （ｎ）、およびＳk （ｎ）の前にＰＷＭ信号として用いていたベクトルＳk （ｎ−１）を入力し、次回出力変更時に選択すべきベクトルＳk （ｎ＋１）を出力するベクトル選択テーブルである。
【００４６】
ベクトル選択テーブル６０の内容を、表２および表３に示す。
【００４７】
表２はスイッチング指令Ｓk （ｎ）がゼロベクトルの時に、表３はスイッチング指令Ｓk （ｎ）が非ゼロベクトルの時に用いられるテーブルである。
【００４８】
ゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法の一例を、図２４に示す。
【００４９】
出力中のゼロベクトルが、ｖ０である場合は図２４の（ａ）にしたがい、ｖ７である場合は図２４の（ｂ）にしたがう。
【００５０】
出力中のゼロベクトルがｖ０で、偏差ベクトルの角度θΔi ＝π／６であれば、１相のみのスイッチングで移行できる非ゼロベクトルＶ４，Ｖ２，Ｖ１の中から、偏差ベクトルと最も近い角度を持つ非ゼロベクトルＶ４が選択される。
【００５１】
以上を、スイッチング指令についてテーブル化したのが、表２である。
【００５２】
非ゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法としては、
（１）偏差ベクトルΔｉとの角度差が最も少ない電圧ベクトルが出力中の電圧ベクトルであれば、出力中のベクトルと同じベクトルを選択する
（２）偏差ベクトルΔｉとの角度差が最も少ない電圧ベクトルが出力中の電圧ベクトルのどちらか隣のベクトルに移っていれば、そのベクトルへ移行する
（３）出力中のベクトルと偏差ベクトルΔｉとの角度差が±９０度以上であれば、ゼロベクトルを選択する
である。
【００５３】
Ｖ４からの移行の場合の選択方法の一例を、図２５に示す。
【００５４】
上記（３）の場合に、ゼロベクトルＶ０，ｖ７のいずれを選択すべきかは、Ｓk （ｎ−１）からＳk （ｎ）への移行に際して行なったスイッチングにより決定する。
【００５５】
例えば、Ｓk （ｎ）が同じＳ４であっても、Ｓk （ｎ−１）がＳ５、Ｓ６等であれば、正側をオフしてＳ４へ移行しているから、Ｓk （ｎ＋１）としても同じく正側をオフするＳ０が選択される。
【００５６】
しかしながら、Ｓk （ｎ−１）がＳ０であれば、Ｓk （ｎ＋１）としてはＳ７が選択される。
【００５７】
この場合には、Ｓ４からＳ７への移行によって、２相が同時にスイッチングすることになる。
【００５８】
以上が、表３のベクトル選択論理である。
【００５９】
上記（２）の通り、非ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの移行は、隣のベクトルにしか行なわれないから、Ｓk （ｎ）が非ゼロベクトルＳ４である時にＳk （ｎ−１）として用いられていた可能性のある非ゼロベクトルは、Ｓ５、Ｓ６のみである。
【００６０】
また、表２から同じく、Ｓk （ｎ−１）として用いられていた可能性のあるゼロベクトルは、Ｓ０のみである。
【００６１】
従って、ルックアップテーブルのアドレス信号として用いられていても、実際にはあり得ない組合せもある。
【００６２】
ルックアップテーブルには、そのようなアドレスにもデータが書き込まれている。
【００６３】
表３では、あり得ないＳk （ｎ−１）の値については、「他」として表記している。
【００６４】
ベクトル選択テーブル６０には、表２および表３に示す内容が、一括して収められている。
【００６５】
６１，６２は、ラッチ回路であり、クロックパルスの立ち上がりタイミングに、データ入力で出力を書き換える。
【００６６】
ラッチ回路６１のデータ入力には、ベクトル選択テーブル６０からの出力信号Ｓk （ｎ＋１）が、ラッチ回路６２のデータ入力には、ラッチ回路６１からの出力信号Ｓk （ｎ）が、それぞれ与えられる。
【００６７】
ラッチ回路６１からの出力Ｓk （ｎ）、ラッチ回路６２からの出力Ｓk （ｎ−１）は、表２および表３の選択を行なうためのアドレス信号として、ベクトル選択テーブル６０にフィードバックされる。
【００６８】
シーケンス起動回路１１からのシーケンス起動指令は、アンド回路６５に与えられる。
【００６９】
アンド回路６５への他方の入力信号としては、不一致検出器６６からの出力が与えられる。
【００７０】
不一致検出器６６は、ＰＷＭ信号として出力中のスイッチング指令Ｓk （ｎ）と、ベクトル選択テーブルの出力Ｓk （ｎ＋１）とが同じであるか否かをチェックし、異なる信号である場合に論理値“１”を出力する。
【００７１】
アンド回路６５からの出力信号は、オア回路６７に与えられる。
【００７２】
オア回路６７には、アンド回路６８からの出力信号も与えられている。
【００７３】
アンド回路６８は、ゼロベクトル検出器６９からの出力信号と、上記不一致検出回路６６からの出力信号とのアンドをとる。
【００７４】
ゼロベクトル検出器６９は、ラッチ回路６２からの出力がＳ０、Ｓ７のいずれかであれば、論理値“１”を出力する。
【００７５】
ゼロベクトル検出器７０は、ベクトル選択テーブル６０からの出力信号Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルである場合に、論理値“１”を出力する。
【００７６】
アンド回路６５、アンド回路６８、ゼロベクトル検出器７０からの出力信号は、オア回路６７にて論理和をとられ、その結果がアンド回路７１の一方の入力信号として与えられる。
【００７７】
アンド回路７１への他方の入力端子には、図示しないクロック発生器からクロックパルスが与えられている。
【００７８】
アンド回路７１からの出力は、ラッチ回路６１，６２のクロック入力端子に与えられる。
【００７９】
以上により、アンド回路７１がラッチ回路６１，６２に対してラッチタイミング信号を出力するのは、
１）ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）と、ＰＷＭ信号として出力中のＳk （ｎ）とが異なる信号であり、かつシーケンス起動指令が与えられた時
２）ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルである時
３）ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）と、ＰＷＭ信号として出力中のＳk （ｎ）とが異なる信号であり、かつラッチ回路６２からの出力Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルである時
である。
【００８０】
シーケンス起動回路１１の詳細な構成例を、図２６に示す。
【００８１】
シーケンス起動回路１１は、電流偏差が所定許容誤差範囲に入っているか否か値を検出し、入っていなければスイッチングシーケンス回路１０への起動信号を出力する許容誤差コンパレータと、スイッチング素子のスイッチング周波数が所定変調周波数となるように、スイッチングシーケンス回路１０への起動信号を出力する変調周波数制御回路とから成っている。
【００８２】
許容誤差コンパレータ４０は、“特開２００１−０７８４６５号”に基づいており、コンパレータ４１ｕ〜４１ｗと、コンパレータ４１ｘ〜４１ｚのそれぞれの一方の入力として与える許容誤差設定値４２、倍率器４３、アンド回路４４ｕ〜４４ｚ、ＮＯＴ回路４５ｕ，４５ｖ，４５ｗ、オア回路４６、アンド回路４７、乗算器４８ｕ，４８ｖ，４８ｗ、加算器４９、コンパレータ５０、乗算器５１から構成されている。
【００８３】
コンパレータ４１ｕ〜４１ｗは、許容誤差設定値４２、倍率器４３で与えられる比較レベルＨ／２と入力とを比較し、その結果、入力が比較レベルを上回っていたら、“１”を出力する。
【００８４】
コンパレータ４１ｘ〜４１ｚは、入力が比較レベル−Ｈ／２を下回っていたら“１”を出力する。
【００８５】
図２７は、許容誤差コンパレータ４０の許容誤差領域を説明するための図である。
【００８６】
図２７のＵＶＷ座標は、電流基準を座標の原点としている。
【００８７】
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの点線は、電流偏差の成分ゼロの座標を示し、その両側のハッチング付きの線は、各相毎に持つ幅Ｈの帯状の許容誤差領域を示す。
【００８８】
インバータ出力電圧が非ゼロベクトルの場合、電流ｉu はｓｗｕ＝０で減少し、ｓｗｕ＝１で増加する。
【００８９】
図２７において、ｓｗｕ＝０で電流ｉu が減少して、電流ｉu がＵ相の帯状領域より下側になると、ｉu ＜ｉu * −Ｈ／２、すなわちＨ／２＜Δｉu （＝ｉu * −ｉu ）であるので、コンパレータ４１ｕからの出力が“１”となる。
【００９０】
ｓｗｕ＝０から、ＮＯＴ回路４５Ｕからの出力も“１”であるので、アンド回路４４Ｕからの出力が“１”となって、電流偏差が許容誤差領域に収まらなくなったことを示す。
【００９１】
しかしながら、ｓｗｕ＝０の時に、ｓｗｖ，ｓｗｗもゼロであると、全ての線間電圧がゼロであるので、電流変化方向は誘起電圧の位相で決まる。
【００９２】
従って、誘起電圧の位相によっては、ｓｗｕ＝０でも、電流ｉu は増加する。
【００９３】
この時に、Δｉu ＜−Ｈ／２となって、コンパレータ４１ｘが“１”を出力しても、アンド回路４４ｘからの出力は“１”とはならない。
【００９４】
一方のコンパレータ４１ｕからの出力は、ゼロであるので、アンド回路４４ｕからの出力も“１”とはならない。
【００９５】
こうなると、電流ｉu がどれのみ増加しても、Ｕ相のアンド回路４４ｕ，４４ｘは反応しない。
【００９６】
ただし、この時、ｉv ，ｉw のいずれかの電流は減少しているので、その相の電流偏差がＨ／２よりも大きくなって、その相のアンド回路（４４ｖ，４４ｗのいずれか）が“１”を出力して、許容誤差領域に収まらなくなったことを示す。
【００９７】
このように、３相の帯状領域が交差してできる六角形の内部が許容誤差領域となる場合と、六角形の外部の小三角形まで含んだ星型領域が許容誤差領域となる場合とがある。
【００９８】
すなわち、オア回路４６からの出力信号が示す許容誤差領域の広さは変化する。
【００９９】
基準となる許容誤差領域の広さが変化するのでは、電流偏差の大きさを一定に制御することができない。
【０１００】
そこで、許容誤差領域の大きさを一定とするために、半径Ｈの円形領域を用いる。
【０１０１】
乗算器４８ｕ，４８ｖ，４８ｗで各相電流偏差を二乗し、加算器４９で加算して、電流偏差ベクトルの長さの二乗を求め、乗算器５１から出力される許容誤差Ｈの二乗とコンパレータ５０で比較して、電流偏差が円形領域に含まれているか否かを判定する。
【０１０２】
円形領域の内部に含まれていれば、オア回路４６が“１”を出力していても、許容するためにアンド回路４７を用いる。
【０１０３】
電流偏差が円形領域に収まらず、かつ３相のうちのいずれかの相において電流偏差が帯状領域に収まらず、スイッチング条件も合致している時に、許容誤差コンパレータによるシーケンス起動指令が、アンド回路４７から出力される。
【０１０４】
ここで、許容誤差領域を円形領域のみとすると、特定相のスイッチング信号のみが高速に変化し、スイッチング損失で素子を破壊する可能性がある。
【０１０５】
３相の帯状領域が交差してできる六角形や星型の領域は、円形領域に含まれてしまい、許容誤差領域としては機能しないが、円形領域の外に延びた帯状領域の幅Ｈは、スイッチング周波数の上限を制限するために機能している。
【０１０６】
これにより、スイッチング素子を、スイッチング損失による破壊から保護することができる。
【０１０７】
変調周波数制御回路５２は、カウンタ５３、コンパレータ５４、周期設定値５５、アンド回路５６、ゼロベクトル検出器５７、立ち下がり検出器５８から構成されている。
【０１０８】
カウンタ５３は、図示しないクロック発生器から与えられるクロックパルスをカウントし、カウント値をコンパレータ５４に対して出力する。
【０１０９】
コンパレータ５４は、カウント値と周期設定値５５とを比較し、その結果、カウント値が周期設定値を上回ると、論理値“１”を出力する。
【０１１０】
コンパレータ５４からの出力は、アンド回路５６に入力される。
【０１１１】
ゼロベクトル検出器５７は、ＰＷＭ信号として出力中のＳk （ｎ）の成分ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗをチェックし、３相とも“０”であるか、あるいは３相とも“１”である時に、論理値“１”を出力する。
【０１１２】
ゼロベクトル検出器５７からの出力は、アンド回路５６にてコンパレータ５４からの出力とアンドをとられ、変調周波数によるシーケンス起動指令として、オア回路５９に出力される。
【０１１３】
また、ゼロベクトル検出器５７からの出力は、立ち下がり検出器５８に与えられる。
【０１１４】
立ち下がり検出器５８は、Ｓk （ｎ）のゼロベクトルから非ゼロベクトルへの変化タイミングで、カウンタ５３に対してカウント値のクリア信号を出力する。
【０１１５】
これにより、コンパレータ５４、アンド回路５６からの出力もゼロに戻る。
【０１１６】
アンド回路５６は、前回のスイッチングシーケンスが終了するまで、シーケンス起動指令を待つために設けられている。
【０１１７】
変調周波数制御回路からの出力のみでスイッチングシーケンスを動かすと、電動機の回転数上昇と共に電流偏差が大きくなる。
【０１１８】
これは、スイッチングシーケンスが終了して、次回のスイッチングシーケンスを開始するまでの期間、すなわちゼロベクトルを出力している期間が、短くなることを意味する。
【０１１９】
従来例の場合、後述するように、スイッチングシーケンスに問題点があり、生成されるスイッチング信号のパルス間隔がまちまちで、高回転数ではスイッチングシーケンスが終了しないうちに、次のシーケンス起動指令が与えられることがある。
【０１２０】
スイッチングシーケンス回路１０は、シーケンス起動指令が与えられた場合には、ベクトル選択テーブル６０からの出力Ｓk （ｎ＋１）が、スイッチング信号Ｓk （ｎ）と異なっていさえすれば、スイッチング信号をＳk （ｎ＋１）の値に書き換えてしまう。
【０１２１】
スイッチングシーケンスが終了しないうちに、次のシーケンス起動指令が与えられると、スイッチングシーケンスが乱れ、電流波形が悪化してしまう。
【０１２２】
アンド回路５６は、前回のスイッチングシーケンス終了まで、シーケンス起動指令の出力を遅延するもので、これにより、変調周波数制御回路からの出力のみでの動作周波数範囲を広げることができる。
【０１２３】
アンド回路５６からの出力は、オア回路５９で許容誤差コンパレータ４０出力との論理和をとった後に、最終の起動指令としてスイッチングシーケンス回路１０に与えられる。
【０１２４】
並列動作で、電流偏差が小さく許容誤差コンパレータ４０の比較レベルに達しない場合には、変調周波数制御回路５２のみがスイッチングシーケンス回路１０に起動指令を与え、変調周波数が一定に制御される。
【０１２５】
許容誤差コンパレータ４０の比較レベルよりも電流偏差が大きい場合には、許容誤差コンパレータ側から起動指令が出される毎に、変調周波数制御回路のカウンタ５３がクリアされる。
【０１２６】
従って、周期設定値５５よりも短い周期で、許容誤差コンパレータ側から起動指令が出力され続けると、変調周波数制御回路側からの起動指令は出力されなくなる。
【０１２７】
すなわち、並列動作時、変調周波数制御回路は、スイッチング周波数の下限リミットの機能を果たす。
【０１２８】
“特開平１０−１７４４５３号”では、運転周波数の変化に応じて、パルス波形が自動的かつ安定に変化してゆくので、電動機の静止状態における変調周波数一定のＰＷＭ制御による運転から、定出力範囲の方形波１パルス運転まで、可変速駆動の広い運転周波数範囲を、本ＰＷＭ方式のみでカバーすることができる、ＰＩ制御・デッドタイム補償・誘起電圧補償等の調整の必要な制御が不要、直流電圧変動・負荷電動機の定数変化に強い、非正弦波電流駆動が可能、電動機負荷のみにとどまらず、電圧形インバータ全般に適用可能である、等の特徴を有している。
【０１２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述したような従来の電圧形インバータの制御装置においては、以下のような課題がある。
【０１３０】
［第１の課題］
図２８に、従来例によるシミュレーション波形の一例を示す。
【０１３１】
電流基準ｉu *、電流ｉu 、変調周波数制御回路からの出力ＴＲ、許容誤差コンパレータからの出力ＥＲ、アンド回路７１からの出力（ラッチ回路６１，６２の動作クロック）ＲＥＳ、スイッチング信号ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ、線間電圧波形Ｖｕｖを示している。
【０１３２】
図２８の電流波形は、電流リップルの大きさが不均一で、スイッチング信号のパルス幅もまちまちである。
【０１３３】
これらの原因について、図２９および図３０に基づいて説明する。
【０１３４】
図２９は、図３０の動作説明に用いるベクトルの関係を示す図である。
【０１３５】
ｅで示したベクトルは誘起電圧、ｖ４、ｖ５は既に説明した非ゼロ電圧ベクトル、ｖ０，ｖ７はゼロ電圧ベクトルである。
【０１３６】
インバータ３が、電圧Ｖk を出力している時、インバータ３の負荷である誘起電動機４の電圧方程式は、
【数３】
【０１３７】
【数４】
【０１３８】
この式から、電流はベクトル（Ｖk −ｅ）と同一方向に変化し、｜Ｖk −ｅ｜／Ｌの速度で変化する。
【０１３９】
すなわち、インバータ３が電圧ｖ４，ｖ５を出力している時、電流は、図２９に示すそれぞれ（ｖ４−ｅ），（ｖ５−ｅ）の方向に変化する。
【０１４０】
ゼロ電圧ベクトルｖ０、ｖ７の出力中の電流は、−ｅ方向に変化する。
【０１４１】
図３０は、電流偏差の符号を逆にしたベクトル−Δｉの軌跡を示す図である。
【０１４２】
電流偏差ベクトルの後端が図３０の太線上を動き、電流偏差ベクトルの先端は常に座標の原点にある。
【０１４３】
言い換えれば、電流基準を原点とする座標空間（以後、電流基準座標と呼ぶ）における電流の軌跡である。
【０１４４】
本発明の説明で、電流の軌跡という言葉は、全て電流基準座標上における軌跡を指すものとする。
【０１４５】
図３０では、説明の簡単のために、電流基準、誘起電圧は一定として、図２９に示す電流変化方向を用いて電流軌跡を描いている。
【０１４６】
円は、許容誤差領域の境界である。
【０１４７】
また、ベクトル選択テーブル６０が出力する信号を切り替える境界の電流偏差ベクトルの角度を点線で示しており、その角度の値０〜１１π／６を付している。
【０１４８】
以下、許容誤差一定の起動指令により、スイッチングシーケンスが動いており、電流が座標の原点にある「電流偏差が０」の時刻ｔ０で、スイッチングシーケンス回路がゼロベクトルＳk （ｎ）＝Ｓ７を出力したところから、電流軌跡を追いながらスイッチングシーケンスの動作について説明する。
【０１４９】
電流ベクトルは、電圧（ｖ７−ｅ）＝−ｅによって、図３０のｔ１方向に変化する。
【０１５０】
電流偏差ベクトルΔｉ（＝ｉ* −ｉ）は、電流ベクトルの先端から座標の原点（電流基準ベクトルの先端）へと伸びているから、時刻ｔ０からｔ１の間、その角度θΔｉは、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６である。
【０１５１】
この角度と、Ｓk （ｎ）＝Ｓ７であることから、ベクトル選択テーブル６０は、表２に基づいて、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力している。
【０１５２】
時刻ｔ１で、許容誤差領域の境界に達して、シーケンス起動回路１１から起動信号が与えられる。
【０１５３】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ７，Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５で、不一致検出回路６６が論理値“１”を出力しているので、アンド回路６５、オア回路６７を介して、アンド回路７１に論理値“１”が与えられ、クロックパルスによってラッチ回路６１，６２が動作して、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７となる。
【０１５４】
ゼロベクトルから、第１の非ゼロベクトルＳ５に変化したことにより、電流は（ｖ５−ｅ）で変化するようになり、ｔ２における位置まで変化していく。
【０１５５】
この間、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６であるので、ベクトル選択テーブル６０は、表３からＳ５を出力している。
【０１５６】
Ｓk （ｎ）＝Ｓk （ｎ＋１）で、Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルでもないことから、オア回路６７からの出力が“ゼロ”であり、ラッチ回路６１，６２にはクロックパルスが与えられない。
【０１５７】
時刻ｔ２にて、電流ベクトルが点線に達して、１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域に入ると、Ｓk （ｎ＋１）はＳ４となり、不一致検出回路６６からの出力が“１”に変わる。
【０１５８】
Ｓk （ｎ−１）がＳ７で、ゼロベクトル検出器６９からの出力も“１”であるので、アンド回路６８を介してオア回路６７からの出力が“１”となり、ラッチ回路６１，６２に動作クロックが与えられる。
【０１５９】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５と変わる。
【０１６０】
時刻ｔ２以降、第２の非ゼロベクトルＳ４により、電流は（ｖ４−ｅ）でｔ３の位置まで変化してゆく。
【０１６１】
θΔｉが、１１π／６よりも小さい領域に戻ると、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５となる。
【０１６２】
さらに、途中で点線を超えて、θΔｉは５π／３よりも小さくなるが、表３より、Ｓk （ｎ＋１）はＳ５のままである。
【０１６３】
この間、不一致検出回路６６は“１”を出力しているが、Ｓk （ｎ−１）、Ｓk （ｎ＋１）が共に非ゼロベクトルであるので、シーケンス起動指令が与えられない限り、ラッチ回路６１，６２にはクロックが与えられない。
【０１６４】
時刻ｔ３にて、θΔｉが３π／２よりも小さい領域に入って、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ０となると、ゼロベクトル検出回路７０からの出力が“１”となり、オア回路６７、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２に動作クロックが与えられる。
【０１６５】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ０、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４に変わる。
【０１６６】
時刻ｔ３以降、電流は、時刻ｔ０〜ｔ１間と同様に、ベクトル−ｅで変化する。
【０１６７】
θΔｉは、直ぐに３π／２よりも大きい領域に戻る。
【０１６８】
ベクトル選択テーブル６０は、表２に基づいて、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ１を出力する。
【０１６９】
これで、不一致検出回路６６は“１”を出力するが、Ｓk （ｎ−１）、Ｓk （ｎ＋１）が共に非ゼロベクトルであるので、シーケンス起動指令が与えられない限り、ラッチ回路６１，６２にはクロックが与えられない。
【０１７０】
時刻ｔ４にて、電流ベクトルが許容誤差領域から出ると、シーケンス起動回路１０から起動指令が与えられ、ラッチ回路６１，６２が動作する。
【０１７１】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ１、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ０となり、ベクトル選択テーブル６０は、表３により、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力する。
【０１７２】
不一致検出回路６６、ゼロベクトル検出器６９が共に“１”を出力するので、アンド回路６８からの出力が“１”となり、次のクロックｔ５にてラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ１となる。
【０１７３】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ１は、１クロックの間のみで直ぐにＳk （ｎ）＝Ｓ５に変化する。
【０１７４】
以後、電流は（ｖ５−ｅ）で変化する。
【０１７５】
Ｓk （ｎ−１）が非ゼロベクトルであるので、起動指令が与えられるか、あるいはＳk （ｎ＋１）がゼロベクトルを出力するまで、ラッチ回路６１，６２は動作しない。
【０１７６】
時刻ｔ６にて、θΔｉがπ／６のラインを超えると、表３から、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ７を出力する。
【０１７７】
以上、ｔ０〜ｔ６の２回のスイッチングシーケンスで、スイッチングシーケンス回路からの出力Ｓk （ｎ）は、
Ｓ７→Ｓ５→Ｓ４→Ｓ０→Ｓ１→Ｓ５→Ｓ７
と、インバータ３の３相とも正側素子をオンしている状態（Ｓ７）から、１相ずつ順に負側素子をオンしてＳ０まで移行し、次に１相ずつ正側素子をオンしてＳ７の状態まで戻って、３相全てについて１つのパルスを出力して元の状態に戻った。
【０１７８】
これは、三角波比較ＰＷＭの三角波一周期分に相当する。
【０１７９】
図３０の電流軌跡には、シーケンス終了時点での軌跡がｔ３とｔ６とで２度現われているが、時刻ｔ６よりも時刻ｔ３における電流偏差の方がかなり大きい。
【０１８０】
すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの非ゼロ電圧ベクトルは、時刻ｔ４から時刻ｔ６までの非ゼロ電圧ベクトルほどには、電流偏差を小さくすることに役立っていない。
【０１８１】
スイッチング回数の割に電流リップルが大きいのは、このためである。
【０１８２】
また、電流リップルが均一でないのも、時刻ｔ３時点での電流の位置のばらつきが大きいためである。
【０１８３】
［第２の課題］
従来例のＰＷＭ制御論理には、逆パルスが出易い部分がある。
【０１８４】
図３０のｔ０〜ｔ６におけるＰＷＭ信号k （ｎ）は、
Ｓ７→Ｓ５→Ｓ４→Ｓ０→Ｓ１→Ｓ５→Ｓ７
と、変化している。
【０１８５】
このスイッチング順序を、各相毎ＰＷＭ信号に直した波形、および各相ＰＷＭ信号の差をとって描いた線間電圧波形の一例を、図３１に示す。
【０１８６】
各相信号は、どれも１パルスであるが、線間電圧波形では２つのパルスが現われる。
【０１８７】
ここで、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗでは、２つのパルスが同じ極性なのに、線間電圧波形Ｖｗｕのみは違った極性となっている。
【０１８８】
線間電圧の基本波の符号が変化するところでは、このようなパルスが出現して当然であるが、基本波の符号が変わらないのに出現するのは、高調波を増加させるのみである。
【０１８９】
この逆方向に出現するパルスを、以降逆パルスと称する。
【０１９０】
図２８に示す従来例によるシミュレーション波形にも、逆パルスが現われている。
【０１９１】
ＰＷＭ制御回路からの出力では、逆パルスの幅が狭くても、スイッチング素子に与える前に最小幅回路等でパルス幅を広げられることがあるので、たとえ幅が狭くても、逆パルスは極力出現しないようにしなければならない。
【０１９２】
逆パルスの原因は、従来例のスイッチングシーケンスで、第１の非ゼロベクトルを選択する時、ゼロベクトルから１相のスイッチングで移行できる非ゼロベクトルの中からしか選べないという制約を設けていることにある。
【０１９３】
Ｓ１を出力する必要はなかったのに、スイッチングシーケンスの制約から、１サンプリングの間のみ出力されてしまうのである。
【０１９４】
［第３の課題］
シーケンス起動回路１１は、許容誤差一定コンパレータ４０が出力するシーケンス起動指令と、変調周波数制御回路５２が出力するシーケンス起動指令とを、オア回路５９にて論理加算して出力している。
【０１９５】
まず、このシーケンス起動回路１１によるパルスモードの変化について説明する。
【０１９６】
負荷電動機の回転数が低ければ、変調周波数一定の制御で電流偏差が許容誤差円の中に制御できるので、許容誤差コンパレータ側からシーケンス起動指令が出力されることはない。
【０１９７】
回転数が上昇すると、誘起電圧が高くなり、電流変化が速くなるので、電流偏差が大きくなる。
【０１９８】
この電流偏差が、許容誤差円に達する回転数以上では、許容誤差コンパレータ４０側からシーケンス起動指令が出力されるようになり、電流偏差が許容誤差円内に収まるように制御される。
【０１９９】
この時、変調周波数制御回路５２からのシーケンス起動指令が出力され続けていると、スイッチングシーケンス回路１０は、両者からシーケンス起動指令を与えられ、許容誤差コンパレータ４０単独で動作している時よりもパルス数が増加する。
【０２００】
そこで、これを避けるために、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの変化タイミング（スイッチングシーケンスの開始タイミング）で、変調周波数制御回路のカウンタ５３をクリアする。
【０２０１】
これにより、許容誤差コンパレータ側からの起動指令の周波数が、変調周波数制御回路４１側の起動指令の周波数よりも高い場合には、変調周波数側からの起動指令は出力されなくなる。
【０２０２】
以上によって、回転数が高くなると、許容誤差コンパレータ４０のみが起動指令を出力するようになる。
【０２０３】
許容誤差コンパレータ側の起動指令によるＰＷＭでは、電流偏差を許容誤差範囲に収めようとしてＰＷＭ制御がなされる。
【０２０４】
回転数が上昇し、誘起電圧による電流変化が速くなると、スイッチング周波数も高くなる。
【０２０５】
ところが、さらに回転数が高くなると、電動機端子電圧と誘起電圧との差が少なくなるので、端子電圧による電流変化が遅くなって、電流が電流基準の変化に追従できなくなる。
【０２０６】
このため、電流偏差は非常に長く、ベクトルとなって許容誤差円の中に収まることがなくなる。
【０２０７】
電流偏差の角度変化は、ゆるやかになる。
【０２０８】
ゼロベクトルには移行しなくなり、隣の非ゼロベクトルとの間でスイッチングするのみとなる。
【０２０９】
スイッチング周波数は、ますます下がり、パルス数が少なくなる。
【０２１０】
ここで、変調周波数制御回路で、変調周波数が２ｋＨｚとなるように周期を設定している時、電動機の運転周波数が５０Ｈｚで、ＰＷＭのパルス数が５パルスであるとする。
【０２１１】
これならば、変調周波数制御回路側の周波数が高いのであるが、変調周波数制御回路側からの起動指令が出力されることはない。
【０２１２】
変調周波数制御回路のコンパレータ５４からの出力が“１”となっても、ゼロベクトルが出力されないと、アンド回路５６からの出力が“１”にならないからである。
【０２１３】
このため、高回転、少パルス時には、許容誤差コンパレータ側からの起動指令のみで、スイッチングシーケンスが動くことになる。
【０２１４】
このように、許容誤差コンパレータに基づくＰＷＭでは、電流指令の大きさ、周波数によって、自動的にパルス数が変化する。
【０２１５】
特に、パルス数が少ない領域では、５パルス、７パルスのように、電流指令の周波数に同期したパルス波形が得られる。
【０２１６】
線間５パルスの場合の、電流基準座標における電流の軌跡を図３２、Ｕ相電流と各相ＰＷＭ信号、線間電圧の時間波形を図３３にそれぞれ示す。
【０２１７】
負荷電動機の誘起電圧が高い高回転では、図３２に示すように、電流を円形の許容誤差領域に収めることができなくなる。
【０２１８】
そのために、ＰＷＭは、スイッチング条件を加味した帯状領域に基づいて行なわれる。
【０２１９】
図３２および図３３に示すように、いずれかの相の電流偏差がゼロ近くになっている短期間に、許容誤差コンパレータ側からの起動による数回のスイッチングが集中して行なわれ、その後電流の変化方向が変わって、スイッチングしていた相の電流偏差は、それまでとは逆の方向に変化するようになる。
【０２２０】
図３３の時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５では、ｓｗｕ＝０であることによって、電流ｉu が許容誤差幅の負側の境界に達して、Δｉu （ｉu *−ｉu ）＞Ｈ／２となる。
【０２２１】
この時には、ＡＮＤ回路４４ｕが“１”を出力するので、起動指令でスイッチングシーケンス回路を動作させる。
【０２２２】
これにより、ｓｗｕ＝１に変わる。
【０２２３】
同様に、時刻ｔ２、ｔ４では、ｓｗｕ＝１であることによって、電流ｉu が正側境界に達して、アンド回路４４ｘが“１”を出力して、スイッチングシーケンス回路を動作させ、これによりｓｗｕ＝０に変わる。
【０２２４】
ところが、ｔ５後しばらくすると、電流変化方向が変わり、ｓｗｕ＝１であるのに電流ｉu が減少し始める。
【０２２５】
電流ｉu が、負側境界に達してΔｉu ＞Ｈ／２となり、コンパレータ４１ｕからの出力が“１”に変わっても、ｓｗｕ＝１であるため、ＡＮＤ回路４４ｕからの出力は“１”とはならない。
【０２２６】
他の相についても、同様な状態になっており、電流偏差のどの相の成分も帯状領域に入ってもいないのに、許容誤差コンパレータは起動指令を出力しなくなる。
【０２２７】
そして、この起動指令を出力しない期間は、偏差ベクトルの角度で６０度弱つづく。
【０２２８】
その後は、前記と同様の一連のスイッチングが、他の相で行なわれる。
【０２２９】
このように、全てのスイッチングが、帯状領域の幅Ｈに基づいて行なわれるので、パルスの最小幅も幅Ｈで決まる。
【０２３０】
７パルスから５パルスへとか、５パルスから３パルスへとかのように、パルス数が減少する時には、２つのパルスが消失するが、そのいずれのパルスも、幅Ｈによって決まる最小幅を持っている。
【０２３１】
この幅が広ければ、パルス数変化時の電圧の低次高調波成分の変化が大きく、電流波形がパルス数の影響を強く受ける。
【０２３２】
また、消失した２つのパルスによる電圧変化を補なうため、他の全てのパルスの幅が変化するために、パルス数にヒステリシスを持ってしまう。
【０２３３】
このパルス数変化時の電圧変化、パルス数のヒステリシスのいずれも問題である。
【０２３４】
パルスの幅が充分に狭くなった後に消失すれば、消失による電圧変化は小さくなり、他のパルスの幅の変化も小さくて済む。
【０２３５】
その結果として、パルス数のヒステリシスも小さくなる。
【０２３６】
従って、許容誤差領域の幅Ｈを小さくすれば、パルス幅を狭くすることはできる。
【０２３７】
しかしながら、これでは、全てのパルスの幅が狭くなり、パルス数が一挙に増加してしまうので好ましくない。
【０２３８】
本発明の目的は、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を提供することにある。
【０２３９】
また、本発明の目的は、逆パルスを従来よりも少なくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を提供することにある。
【０２４０】
さらに、本発明の目的は、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することが可能な電圧形インバータの制御装置を提供することにある。
【０２４１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、複数の自己消弧形スイッチング素子を用いて構成される電圧形インバータの制御装置において、
請求項１に対応する発明では、インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの角度に基づいて、電圧ベクトルを選択する電圧ベクトル選択手段と、偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、電圧ベクトル選択手段により選択された電圧ベクトルに対応したスイッチング信号の出力タイミングを制御するタイミング制御手段とを備え、スイッチング信号に基づいて自己消弧素子を制御するようにしている。
【０２４２】
従って、請求項１に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることができる。
【０２４３】
また、請求項２に対応する発明では、インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの、角度を検出する角度検出手段およびベクトル長の増減を検出する増減検出手段と、起動指令により起動され、角度検出手段と増減検出手段とにより検出された偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力、および切り替え制御し、かつ所定の終了条件が成立するとゼロベクトルのスイッチング信号を出力して一連のシーケンスを終了するスイッチングシーケンス発生手段と、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を出力するシーケンス起動手段とを備え、シーケンス起動手段からの起動指令の与え方に応じて、ＰＷＭ制御としての動作モードを制御するようにしている。
【０２４４】
従って、請求項２に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることができる。
【０２４５】
さらに、請求項３に対応する発明では、インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの、角度を検出する角度検出手段およびベクトル長の増減を検出する増減検出手段と、起動指令により起動され、角度検出手段と増減検出手段とにより検出された偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力、および切り替え制御し、かつ所定の終了条件が成立するとゼロベクトルのスイッチング信号を出力して一連のシーケンスを終了するスイッチングシーケンス発生手段と、電流偏差の状態とスイッチング信号との組合せ、あるいは所定周期に基づいて、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を出力するシーケンス起動手段とを備え、スイッチング信号に基づいて、自己消弧形スイッチング素子を制御するようにしている。
【０２４６】
従って、請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることができる。
【０２４７】
一方、請求項４に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、スイッチング信号の出力履歴と偏差ベクトルの角度とに基づいて、六つの非ゼロベクトルのうちの１つを選択し、また非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトルあるいはそれに隣接した非ゼロベクトルである場合には、当該最も角度差の少ない非ゼロベクトルを選択し、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが上記のいずれでもない場合には、２つのゼロベクトルのうちのいずれかを履歴保持部により保持されている出力履歴から選択するベクトル選択部と、ベクトル選択部からの出力信号と履歴保持部により保持されている出力履歴と外部からの起動指令とベクトル長の増減検出結果とに基づいて、スイッチング信号をその時点でベクトル選択部が出力するベクトルに対応した信号に変更するか否かを制御する論理演算部とから成っている。
【０２４８】
従って、請求項４に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、さらにより均一でかつ小さくすることができる。
【０２４９】
また、請求項５に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、履歴保持部が出力する履歴信号と偏差ベクトルの角度とに基づいて、電圧ベクトルを選択するベクトル選択部と、ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルである場合には、直ちにあるいは電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、またベクトル選択部からの出力がゼロベクトルでない場合には、出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルで、出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なり、さらに電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、あるいは出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点でのベクトル選択部が出力するベクトルに対応したスイッチング信号を出力する論理演算部とから成っている。
【０２５０】
従って、請求項５に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、電流リップルの大きさを、さらにより均一でかつ小さくすることができる。
【０２５１】
以上により、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を得ることができる。
【０２５２】
一方、請求項６に対応する発明では、上記請求項２に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチングシーケンス発生手段の出力がゼロベクトルで、出力履歴保持部が保持する前回値からゼロベクトルへの移行に際して、１相のスイッチングしか必要としなかった場合には、前回値の非ゼロベクトルおよびそれに隣接した２つの非ゼロベクトルの３つベクトルの中から、また２相のスイッチングを必要とした場合には、隣接した２つの非ゼロベクトルの中から、偏差ベクトルの角度に基づいてベクトルを選択するベクトル選択部を有するものとしている。
【０２５３】
従って、請求項６に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、逆パルスを従来よりも少なくすることができる。
【０２５４】
また、請求項７に対応する発明では、上記請求項４または請求項５に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、ベクトル選択部がゼロベクトルを出力している場合には、直ちにあるいは偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルでかつゼロベクトルから出力中のスイッチング信号に移行するに際して、１相のスイッチングしか必要としなかった場合には、ベクトル選択部が出力するベクトルが出力中のスイッチング信号によるベクトルと一致しなくなりかつ偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、またそれ以外の場合には、ベクトル選択部が出力するベクトルが出力中のスイッチング信号によるベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが一致しなくなりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点でのベクトル選択部からの出力に対応したスイッチング信号を出力する論理演算部を有するものとしている。
【０２５５】
従って、請求項７に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、逆パルスを従来よりもさらに少なくすることができる。
【０２５６】
さらに、請求項８に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、スイッチングシーケンス発生手段としては、スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、スイッチング信号の出力履歴と偏差ベクトルの角度とに基づいて、六つの非ゼロベクトルのうちの１つを選択し、また非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトルあるいはそれに隣接した非ゼロベクトルである場合には、当該最も角度差の少ない非ゼロベクトルを選択し、偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが前記のいずれでもない場合には、２つのゼロベクトルのうちのいずれかを履歴保持部により保持されている出力履歴から選択するベクトル選択部と、ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルである場合には、直ちにあるいは電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、またベクトル選択部からの出力がゼロベクトルでない場合には、出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルで、出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なり、さらに電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、あるいは出力中のスイッチング信号のベクトルとベクトル選択部が出力するベクトルとが異なりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点でのベクトル選択部が出力するベクトルに対応したスイッチング信号を出力する論理演算部とから成っている。
【０２５７】
従って、請求項８に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、逆パルスを従来よりもさらに少なくすることができる。
【０２５８】
以上により、逆パルスを従来よりも少なくすることが可能な電圧形インバータの制御装置を得ることができる。
【０２５９】
一方、請求項９に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、シーケンス起動手段としては、各相の電流偏差の所定量±Ｈ／２とスイッチング信号の符号とに基づく第１の許容誤差領域と、電流偏差ベクトルの長さの所定量Ｈに基づく第２の許容誤差領域との論理和で得られる領域に、電流偏差が含まれているか否かの比較結果に基づいて、第１の起動指令を出力する許容誤差比較判定部と、時間を測定して所定時間が経過する毎に信号を出力し、許容誤差比較判定部からの第１の起動指令により初期化されるタイマーと、タイマーからの出力信号によりセットされて第２の起動信号を保持し、スイッチングシーケンス発生手段がスイッチング信号を変更する度にリセットされるフリップフロップとから成り、第１の起動指令と第２の起動指令との論理和で、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を与えるようにしている。
【０２６０】
従って、請求項９に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することができる。
【０２６１】
また、請求項１０に対応する発明では、上記請求項２または請求項３に対応する発明の電圧形インバータの制御装置において、シーケンス起動手段としては、各相の電流偏差の所定量±Ｈ／２とスイッチング信号の符号とに基づく第１の許容誤差領域と、電流偏差ベクトルの長さの所定量Ｈに基づく第２の許容誤差領域との論理和で得られる領域に、電流偏差が含まれているか否かの比較結果に基づいて、第１の起動指令を出力する許容誤差比較判定部と、時間を測定して所定時間が経過する毎に信号を出力し、許容誤差比較判定部からの第１の起動指令、および第２の起動指令の立ち下がりタイミング検出信号で初期化されるタイマーと、タイマーからの出力信号によりセットされて前記第２の起動信号を保持し、スイッチングシーケンス発生手段がスイッチング信号を変更する度にリセットされるフリップフロップおよび第２の起動指令の立ち下がりタイミングを検出する立ち下がり検出部とから成り、第１の起動指令と第２の起動指令との論理和で、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を与えるようにしている。
【０２６２】
従って、請求項１０に対応する発明の電圧形インバータの制御装置においては、以上のような手段を講じることにより、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することができる。
【０２６３】
以上により、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することが可能な電圧形インバータの制御装置を得ることができる。
【０２６４】
【発明の実施の形態】
最初に、本発明の実施の形態を説明するに先立って、本発明の考え方について説明する。
【０２６５】
まず、第１の発明の考え方について述べる。
【０２６６】
前記図３０の時刻ｔ２でＳ５を出力し続けていれば、しばらくの間は電流偏差は減少し続けたのに、時刻ｔ２でＳ４に切り替えたために、電流変化が望ましい方向からそれている。
【０２６７】
その後の時刻ｔ２〜ｔ３間では、Ｓ４からゼロベクトルへ移行するタイミングを変えても、電流偏差をあまり小さくすることはできない。
【０２６８】
この電流偏差を効果的に小さくするためには、第１の非ゼロベクトル（Ｓ５）から第２の非ゼロベクトル（Ｓ４）への移行タイミングを変えなければならない。
【０２６９】
そして、この第１の非ゼロベクトルから第２の非ゼロベクトルへの移行タイミング決定の判定基準として、「電流偏差ベクトルの長さの変化」に着目する。
【０２７０】
すなわち、時刻ｔ２では、第１の非ゼロベクトルによって偏差ベクトルが短くなっているので、第２の非ゼロベクトルに移行する必要はない。
【０２７１】
偏差ベクトルの最短点を電流が行きすぎて、偏差ベクトルが長くなり始めた時点で、第２の非ゼロベクトルに切り替えればよい。
【０２７２】
このために、Ｓk （ｎ＋１）の選択は、従来と同様にθΔｉによって行なうが、Ｓk （ｎ＋１）の値でＳk （ｎ）を書き換えるタイミングは、電流偏差ベクトルの長さの増減によって決定することにする。
【０２７３】
図３４は、これによって電流基準座標における電流の軌跡がどのように変わるかを説明するための図であり、時刻ｔ０から時刻ｔ１までは、前記図３０と同じである。
【０２７４】
Ｓ５からＳ４に切り替わる時点ｔ２を、電流偏差ベクトルの最短点に変更している。
【０２７５】
この時点は、時刻ｔ１以降の電流の軌跡の直線に、座標の原点から垂線を落とすことにより、作図で求められる。
【０２７６】
最短点ｔ２での偏差ベクトルの角度は、０＜θΔｉ＜π／６であるから、表３よりＳ４に移行し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝５となる。
【０２７７】
第２の非ゼロベクトルＳ４は、出力中の電圧ベクトルと電流偏差ベクトルとのなす角度が±９０度以上離れるまで、出力され続ける。
【０２７８】
ｖ４の角度は０度であるので、図３４ではθΔｉが３π／２となる時刻ｔ３にて角度差が９０度となり、ゼロベクトルｖ０に移行する。
【０２７９】
許容誤差領域の境界に達する時刻ｔ４まで、−ｅによって電流変化する。
【０２８０】
時刻ｔ４における偏差ベクトルの角度は、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６であり、表２から、第１の非ゼロベクトルとしてＳ４が選ばれる。
【０２８１】
Ｓ４も、電流偏差ベクトルが最短となる時刻ｔ５まで出力された後、第２の非ゼロベクトルＳ５に切り替えられる。
【０２８２】
時刻ｔ６にて、ゼロベクトルに移行して、１パルス分（三角波１周期相当分）のスイッチングを終了する。
【０２８３】
図３４に示すようなスイッチングシーケンスを実現するための移行タイミングを得る最も直接的な手段としては、制御サンプリング毎に、電流偏差ベクトルの長さを求め、記憶し、前回記憶した電流偏差ベクトルの長さと比較することである。
【０２８４】
同じ移行タイミングは、電流の軌跡と電流偏差ベクトルとのなす角に基づいても検出することができる。
【０２８５】
電流が基準に近づく過程では、電流の軌跡と電流偏差ベクトルとのなす角は９０度以下であり、最短ポイントで９０度となり、電流が遠ざかり始めると９０度以上となる。
【０２８６】
電流偏差ベクトルの角度は既に求めて使用しているので、電流の軌跡の角度、すなわち電流ベクトルの前回値と今回値との差分を求め、その角度を検出して電流偏差ベクトルとの差をとればよい。
【０２８７】
電流ベクトルも検出しているから、演算のみの問題である。
【０２８８】
同じ移行タイミングは、電流偏差ベクトルの角度変化量からも検出できる。
【０２８９】
図３４において、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、電流は直線上を一定速度で移動している。
【０２９０】
その時の電流偏差ベクトルの角度変化は、電流偏差ベクトルの長さが短いほど大きくなる。
【０２９１】
従って、制御サンプリング毎に検出する電流偏差ベクトルの角度θΔｉの前回値との差分Δθをも求めて記憶しておき、この差分Δθが前回値よりも小さくなったら、移行タイミングとすればよい。
【０２９２】
次に、第２の発明の考え方について述べる。
【０２９３】
前記図２２の電圧ベクトルで見ると、Ｖ４とＶ１とは１２０度角度が離れている。
【０２９４】
従来例では、（ゼロベクトル）→第１の非ゼロベクトル→第２の非ゼロベクトル→ゼロベクトルというスイッチングシーケンスの中では、図２２で隣り合った２つの非ゼロ電圧ベクトルとゼロ電圧ベクトルとのみを用いるという制約を設けているが、１つのスイッチングシーケンスと次のスイッチングシーケンスとの間には制約を設けていない。
【０２９５】
このために、１２０度離れたベクトルが出現していたのである。
【０２９６】
そこで、継続するＰＷＭシーケンス間でも、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへ移行するスイッチングシーケンスの開始時点において、前回のシーケンスの第２の非ゼロベクトル、あるいはそれに隣接した非ゼロベクトルの中からしかベクトルを選択できないという制約を設ける。
【０２９７】
ただし、前回出力していた非ゼロベクトルに隣接した非ゼロベクトルに移行する場合には、２相のスイッチングが必要になる。
【０２９８】
例えば、Ｓ４からＳ０に移行してシーケンスを終了している場合に、次のシーケンスをＳ６で開始する場合には、Ｕ相、Ｖ相の２相が同時スイッチングする。
【０２９９】
この時、前記図２３の回路では、Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルであるかどうかのみで、第１、第２いずれの非ゼロベクトルであるかを識別しているため、Ｓ６が第１の非ゼロベクトルとして扱われてしまう。
【０３００】
このままでは、Ｓ６に隣接するＳ４、Ｓ２のいずれかのベクトルに、さらに移行してしまう可能性がある。
【０３０１】
従来例では、シーケンス開始時は、必ず１相スイッチングで移行できるベクトルしか選択しないので、図２３に示すような回路でよかったが、２相の同時スイッチングを行なう場合には、ゼロベクトルから直ぐに第２の非ゼロベクトルへ移行したものとして扱うべきである。
【０３０２】
このために、前記ゼロベクトル検出器６９の代わりに、Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルであり、かつＳk （ｎ）が、Ｓk （ｎ−１）から１相のスイッチングで移行できるベクトルである時にのみ、第１の非ゼロベクトルとする識別回路を設ける。
【０３０３】
次に、第３の発明の考え方について述べる。
【０３０４】
本発明では、パルスの位置を電圧の基本波成分への影響が少ない端部へ移動すること、併せて、狭幅のパルスを出力可能とすることを合わせて行なう。
【０３０５】
このために、許容誤差幅のみでなく、タイマーを併用して起動指令を出力させる。
【０３０６】
許容誤差領域によるＰＷＭでは、電流偏差の変化速度が変わると、それに合わせてパルス幅を変化させて、電流偏差を同一の領域に収める。
【０３０７】
電流変化速度の遅い非ゼロベクトルは長時間出力され、電流変化速度の速い非ゼロベクトルは短時間しか出力されない。
【０３０８】
図３３を見ると、時刻ｔ１〜時刻ｔ２間、時刻ｔ３〜時刻ｔ４間は広く、時刻ｔ２〜時刻ｔ３間、時刻ｔ４〜時刻ｔ５間は狭い。
【０３０９】
また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２間と時刻ｔ３〜時刻ｔ４間とを見比べると、時刻ｔ３〜時刻ｔ４間の方が広い。
【０３１０】
一方、時刻ｔ１〜時刻ｔ３間と時刻ｔ３〜時刻ｔ５間とを比べると、広さは余り変わらない。
【０３１１】
この間、電流偏差は、図３２に示すように、一定の許容誤差幅の間を行き来している。
【０３１２】
上記のパルス幅の関係は、許容誤差幅の行きと帰りとで費やす時間は違うが、往復の時間はそれほど変わらないということを示している。
【０３１３】
そこで、タイマーで、スイッチングしてからの時間を測定し、所定時間が経過したら起動指令を出力させることにする。
【０３１４】
タイマーの所定時間を、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の時間よりも長く、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の時間よりも短く設定してあれば、時刻ｔ１から時刻ｔ３までのスイッチングはそのままで、時刻ｔ４のみが時刻ｔ３に近づき、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の時間が短縮される。
【０３１５】
時刻ｔ４のスイッチングは、電流偏差が許容誤差のみ変化する前に行なわれることになるので、反対側に戻るまでの時間ｔ４〜ｔ５も短縮される。
【０３１６】
これによって、時刻ｔ４〜時刻ｔ５間のパルスを前方に移動して時刻ｔ３に近づけ、かつ時刻ｔ４〜時刻ｔ５の時間を短くすることができる。
【０３１７】
パルスが前方に移動すると、電圧の基本波成分への影響が小さくなる。
【０３１８】
パルス幅も狭くなるので、時刻ｔ４〜時刻ｔ５のパルスが消失した時の電圧への影響は、双方の効果により軽減される。
【０３１９】
許容誤差幅Ｈを狭くすると、スイッチング回数が一挙に増加してしまうが、この方法によれば、消失に近づいているパルスの幅のみを選択的に狭くすることができるので、スイッチング回数の増加は僅かである。
【０３２０】
このタイマーは、新たに追加しても構わないが、変調周波数制御回路のタイマーで兼ねることができる。
【０３２１】
変調周波数制御回路は、電動機の制御で言えば、低回転数領域で動作し、ある程度回転数が高くなると動作しなくなり、代わりに許容誤差コンパレータ側が動作するようになる。
【０３２２】
さらに回転数が高くなって、パルス数が少なくなる領域で、新しいタイマーは用いられる。
【０３２３】
２つのタイマーが同時に動作する必要はない。
【０３２４】
ただし、１つのタイマーで兼ねる場合には、高回転でも変調周波数制御回路側からの起動信号が出力できるようにするために、アンド回路５６を省略しなければならない。
【０３２５】
アンド回路５６は、変調周波数一定の制御時の高回転における電流波形の悪化を避けるために設けられているので、高回転では許容誤差一定の制御に切り替えてしまうようにすれば、省略することができる。
【０３２６】
今回同時に提案している第１の発明によって、電流波形が著しく改善されるので、アンド回路５６を省いても、前述した従来例よりも高い回転数まで、変調周波数一定の制御で電流制御を行なうことが可能となる。
【０３２７】
また、スイッチング信号の変化毎にタイマーをクリアすると、変調周波数一定のＰＷＭができなくなるので、タイマー出力を従来のレベルからパルスに変更し、当該パルスでフリップフロップをセットさせることにし、フリップフロップ出力をタイマー側からの起動指令とする。
【０３２８】
スイッチング信号の変化毎には、タイマーをクリアする代わりに、フリップフロップをリセットさせる。
【０３２９】
前述した従来例では、変調周波数制御回路のカウンタを、スイッチングシーケンスの開始タイミング（ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの変化タイミング）でクリアしているが、この方法では高回転でクリア信号が出ない。
【０３３０】
前述した従来例では、低回転域でしか変調周波数制御を使用しなかったので、これでよかったのであるが、本発明では、高回転でもタイマーをクリアする必要がある。
【０３３１】
このため、許容誤差コンパレータ側の起動指令によるタイマークリア、または許容誤差コンパレータ側の起動指令とタイマー側の起動指令（フリップフロップ出力）との論理和によるクリアに変更する。
【０３３２】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【０３３３】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態による電圧形インバータの制御装置を適用した誘導電動機の電流制御装置の構成例を示すブロック図であり、前述した従来例と同一構成要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０３３４】
図１において、ベクトル角検出器８は、前述した従来例のように、電流偏差成分から演算で求めてもよいのであるが、正弦波関数の演算は、マイコンの負担が大きく、他の処理を行なう時間が犠牲になる。
【０３３５】
図２は、高速に角度を検出するためのベクトル角検出器８の構成例を示すブロック図である。
【０３３６】
図２に示すように、コンパレータ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ，２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕと、減算器２１ｕｗ，２１ｖｕ，２１ｗｕと、論理回路２２とから構成されている。
【０３３７】
コンパレータ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗは、それぞれ相電流の偏差Δｉu ，Δｉv ，Δｉw をゼロレベルと比較して、ゼロよりも大きければ論理値“１”を出力する。
【０３３８】
一方、コンパレータ２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕは、それぞれ減算器２１ｕｗ，２１ｖｕ，２１ｗｖで相電流の差を取った結果Δｉu −Δｉw 、Δｉv −Δｉu 、Δｉw −Δｉv をゼロと比較して、ゼロよりも大きければ、論理値“１”を出力する。
【０３３９】
これにより、コンパレータ２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕは、それぞれΔｉu ＞Δｉw 、Δｉv ＞Δｉu 、Δｉw ＞Δｉv の時に、論理値“１”を出力する。
【０３４０】
このコンパレータ出力と電流偏差ベクトルの角度との関係を、図３に示す。
【０３４１】
電流偏差ベクトルの３相成分が最上段の波形である時、その角度θΔｉは、コンパレータ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ，２０ｕｗ，２０ｖｕ，２０ｗｕからの出力の組合せから、図３の関係に基づいて求めることができる。
【０３４２】
図２の論理回路２２は、当該演算を行なうものであり、下記の式に基づいて、ＱＮ＝Ｑ０〜Ｑ１１の１２ｂｉｔ信号を出力する。
【０３４３】
ＱＮのＮは、図３において角度範囲の上に記した０〜１１の値である。
【０３４４】
下記の式のＵＧＯは、Δｉu ＞０の時に“１”となるコンパレータ２０ｕからの出力信号で、ＶＧＯ、ＷＧＯも同様に、コンパレータ２０ｖ，２０ｗからの出力信号、ＵＧＷはΔｉu ＞Δｉw の時に“１”となるコンパレータ２０ｕｗからの出力信号で、ＶＧＵ、ＷＧＶも同様に、コンパレータ２０ｖｕ，２０ｗｖからの出力信号である。
【０３４５】
Ｑ０＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ／ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ１＝ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ２＝ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ３＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ４＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ５＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ／ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ／ＷＧＶ
Ｑ６＝／ＵＧ０* ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ７＝／ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ８＝／ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ９＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ／ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ１０＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
Ｑ１１＝ＵＧ０* ／ＶＧ０* ＷＧ０* ＵＧＷ* ／ＶＧＵ* ＷＧＶ
また、論理回路２２は、下記の式のＬＥ信号も出力する。
【０３４６】
ＬＥ＝Ｑ０＋Ｑ１＋Ｑ２＋Ｑ３＋Ｑ４＋Ｑ５＋Ｑ６＋Ｑ７＋Ｑ８＋Ｑ９＋Ｑ１０＋Ｑ１１
上記の式から、電気角θΔｉが０〜π／６の時には、Ｑ０のみが“１”となる。
【０３４７】
また、他も同様であり、１２個の出力信号のうち１個のみが論理値“１”を出力する。
【０３４８】
ここで、論理回路２２には、６個の信号が入力されているので、その組合せによる状態数は６４である。
【０３４９】
これに対して、電気角検出として有効なのは、１２状態でしかない。
【０３５０】
ＬＥ信号は、論理回路２２からの出力信号が有効なデータである時にのみ“１”を出力して、電流検出の誤差、電流検出信号に乗ったノイズ等により、論理回路２２が不正なデータを出力した時に、そのデータを捨てるために用いられる。
【０３５１】
エンコーダ２３は、１２ビットの信号Ｑ０〜Ｑ１１から電気角に応じた４ビットの電気角信号θΔｉ＝０〜１１を出力する。
【０３５２】
ラッチ回路２４は、エンコーダ２３からの出力を、クロックパルスによってラッチする。
【０３５３】
アンド回路２５は、論理回路２２から出力されるＬＥ信号と、図示しないクロックパルス発生器から与えられるクロックとのアンドをとり、ラッチ回路２４にクロックを与える。
【０３５４】
ベクトル角検出器８として、図２の方式をソフト化すれば、高速に検出できるので、マイコンの負担を軽くすることができる。
【０３５５】
ハード化してしまえば、さらに高速に検出できるので、制御サンプリングを速くして、パルス幅制御の分解能を高くすることができる。
【０３５６】
増減検出回路９の構成例を、図４に示す。
【０３５７】
図４において、乗算器３０ｕ，３０ｖ，３０ｗで電流偏差の各相成分Δｉu ，Δｉv ，Δｉw の二乗を求め、加算器３１にて３相分を加算すると、電流偏差ベクトルの長さの二乗が求められる。
【０３５８】
ラッチ回路３２にて、加算器３１からの出力をラッチし、コンパレータ３３に与える。
【０３５９】
コンパレータ３３への他方の入力としては、加算器３１からの出力が与えられているので、コンパレータ３３は、電流偏差ベクトルの長さの二乗を前回値と比較して、増減検出信号ＩＮＣを出力する。
【０３６０】
この増減検出信号ＩＮＣは、ベクトル長が増加していれば、“１”の論理値信号である。
【０３６１】
【表４】
偏差ベクトル角θΔ i とベクトル長増加信号Ｉｎｃは、スイッチングシーケンス回路１０ａに入力される。
【０３６３】
スイッチングシーケンス回路１０ａは、電流偏差ベクトル角θΔ i に基づいて、電圧ベクトルを選択するという点では、前述した従来例と同様であるが、選択した電圧ベクトルへの移行タイミングの決定にベクトル長増加信号Ｉｎｃを用いる点（第１の発明に相当）が大きく異なっている。
【０３６４】
また、逆パルスが出現し難くなるように、ベクトル選択テーブルも改められている（第２の発明に相当）。
【０３６５】
なお、スイッチングシーケンス回路１０ａの詳細な動作は、全体の構成要素について説明した後に述べる。
【０３６６】
電流偏差ベクトルは、シーケンス起動回路１１ａにも入力される。
【０３６７】
シーケンス起動回路１１ａの詳細な構成例を、図５に示す。
【０３６８】
図５において、許容誤差コンパレータ４０の構成は、前述した従来例と全く同じである。
【０３６９】
変調周波数制御回路５２ａは、タイマーカウンタ５３ａと、周期設定値５５と、ＲＳフリップフロップ６３とから構成されている。
【０３７０】
タイマーカウンタ５３ａは、図示しないクロック発生器から与えられるクロックパルスで動作して、ゼロから周期設定値５５まで繰り返しカウントを行ない、周期設定値に達した時点でパルスを出力する。
【０３７１】
許容誤差コンパレータ４０からの出力“１”で、タイマーカウンタ５３ａはクリアされ、ゼロからカウントし始める。
【０３７２】
ＲＳフリップフロップ６３は、タイマーカウンタ５３ａからの出力パルスでセットされ、スイッチングシーケンス回路１０ａからフィードバックされるスイッチング動作信号によってリセットされる。
【０３７３】
許容誤差コンパレータ４０からの出力信号ＥＲと、変調周波数制御回路５２ａからの出力ＴＲとは、オア回路５９にて論理和をとられ、起動指令として、スイッチングシーケンス回路１０ａに与えられる。
【０３７４】
スイッチングシーケンス回路１０ａの詳細な構成例を、図６に示す。
【０３７５】
図６において、６１，６２、６５〜６７、７０，７１は、前述した従来例と同一構成要素であるので、ここではその説明を省略する。
【０３７６】
６０ａは、ベクトル選択テーブルであるが、テーブルの内容が、前述した従来例とは異なる。
【０３７７】
前述した従来例の図２４に相当するゼロベクトルからの選択論理の一例を、図７に示す。
【０３７８】
図７（ａ）は前回のシーケンスがｖ４→ｖ０で終了していた場合に用い、図７（ｂ）は前回のシーケンスがｖ４→ｖ７で終了していた場合に用いる。
【０３７９】
ゼロベクトル移行前に出力していた非ゼロベクトル、およびその両側に隣接する２つの非ゼロベクトルの、合計３つのベクトルが選択候補である。
【０３８０】
（１）前回のシーケンスで、第２の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち１相のスイッチングでゼロベクトルへ移行していた時には、電流偏差ベクトルと元の非ゼロベクトルとの角度差が±６０度以内なら、元の非ゼロベクトルを選択し、それ以外の時には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する。
【０３８１】
図７（ａ）に、この関係を図示する。
【０３８２】
（２）前回のシーケンスで、第１の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち２相の同時スイッチングでゼロベクトルへ移行していた場合には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する。
【０３８３】
図７（ｂ）に、この関係を図示する。
【０３８４】
上記のうち、（１）のｖ０→ｖ５、ｖ０→ｖ６のベクトル移行では、２相の同時スイッチングが行なわれる。
【０３８５】
上記（２）は、あるスイッチングシーケンスで２相の同時スイッチングが行なわれた場合、直後のスイッチングシーケンスでは２相の同時スイッチングを許可しないという制約を持たせるための論理である。
【０３８６】
前述した第２の発明の考え方では、単に、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへ移行する時には、前回のシーケンスでゼロベクトルへ移行する前に使用していた非ゼロベクトルと、その両隣の非ゼロベクトルの中から選択する、と説明した。
【０３８７】
しかしながら、これのみでは、２相の同時スイッチングが頻繁に生じ易くなり、前述した従来例にはない新たな問題を生じる可能性がある。
【０３８８】
このため、上記のように、元の非ゼロベクトルに戻ることを許可する場合と、禁止する場合とに分けている。
【０３８９】
これらの詳細については、作用のところで説明する。
【０３９０】
非ゼロベクトルからの移行に関しては、前述した従来例と同じである。
【０３９１】
以上を一括して、表４に示す。
【０３９２】
ベクトル選択テーブル６０ａは、Ｓk （ｎ）、Ｓk （ｎ−１）、θΔｉでアドレスされ、該当するＳk （ｎ＋１）の値を出力する。
【０３９３】
本実施の形態のベクトル角検出器８は、０〜１１でθΔｉの領域信号を出力するので、表４もそれに対応させて、電流偏差の角度範囲毎に１２列で示している。
【０３９４】
６８ａは、前述した従来例の６８では２入力であったアンド回路を３入力とし、電流増減検出信号ＩＮＣを入力信号として追加している。
【０３９５】
６９ａは、従来例のゼロベクトル検出器６９に代わるもので、出力中のスイッチング信号Ｓk （ｎ）が、第１の非ゼロベクトルであるか否かを検出するための論理回路である。
【０３９６】
この第１の非ゼロベクトル検出の論理回路の詳細な構成例を、図８に示す。
【０３９７】
図８において、８０〜８３、８５〜８９、９１はアンド回路、８４，９０，９２はオア回路である。
【０３９８】
アンド回路８０〜８３、８５〜８９、９１の入力端子の円は、ローレベルアクティブであることを示す。
【０３９９】
アンド回路８０は、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７の時にのみ、“１”を出力する。
【０４００】
アンド回路８１，８２，８３は、それぞれＳk （ｎ）がＳ６，Ｓ５，Ｓ３の時に、“１”を出力する。
【０４０１】
オア回路８４にて、アンド回路８１，８２，８３からの出力のアンドをとり、オア回路８４からの出力とアンド回路８０からの出力とのアンドを、アンド回路８５にてとる。
【０４０２】
これにより、アンド回路８５は、現在、スイッチングシーケンス回路１０ａが非ゼロベクトルＳ６，Ｓ５，Ｓ３のいずれかを出力しており、それ以前にはゼロベクトルＳ７を出力していた場合にのみ、“１”を出力する。
【０４０３】
すなわち、ゼロベクトルＳ７から１相のみのスイッチングで移行できる非ゼロベクトルＳ６，Ｓ５，Ｓ３のいずれかへ移行した時にのみ、論理値“１”を出力する。
【０４０４】
同様に、アンド回路９１は、ゼロベクトルＳ０から１相のみのスイッチングで移行できる非ゼロベクトルＳ４，Ｓ２，Ｓ１のいずれかへ移行した時にのみ、論理値“１”を出力する。
【０４０５】
アンド回路８５，９１からの出力は、オア回路９２にて論理和をとって、論理回路６９ａからの出力信号とする。
【０４０６】
なお、本発明のＰＷＭ制御回路には、さまざまな用途に対応するための変更可能な設定として、変調周波数制御回路の周期設定値と、許容誤差の設定値とがあるが、これらは図示しない上位制御回路から設定されるものとする。
【０４０７】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電圧形インバータの制御装置の作用について説明する。
【０４０８】
（第１の発明に対応する実施の形態の作用）
前記第１の発明の考え方の箇所で説明したのと同様に、電流が図９の電流基準座標の原点にある時刻ｔ０で、スイッチングシーケンス回路がゼロベクトルＳk （ｎ）＝Ｓ７を出力したところから、電流軌跡を追いながらスイッチングシーケンスの作用を説明する。
【０４０９】
電圧ベクトルの関係も、図２９に示す通りであるとする。
【０４１０】
時刻ｔ０からｔ１までは、図３０と同じで、電流は（ｖ７−ｅ）＝−ｅによって変化する。
【０４１１】
偏差ベクトル角は、図９からその間５π／３＜θΔｉ＜１１π／６である。
【０４１２】
Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５であるとすると、ベクトル選択テーブル６０ａは、表４に基づいて、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力している。
【０４１３】
Ｓk （ｎ＋１）がゼロベクトルでないので、ゼロベクトル検出器７０からの出力は０、Ｓk （ｎ−１）がゼロベクトルでないので、論理回路６９ａからの出力もゼロである。
【０４１４】
このため、オア回路６７の残る入力信号、アンド回路６５からの出力が“１”にならないと、ラッチ回路６１，６２は動作しない。
【０４１５】
アンド回路６５への一方の入力である不一致検出回路６６からの出力は、Ｓk （ｎ）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５から“１”であるので、他方の入力である起動指令が“１”となればよい。
【０４１６】
時刻ｔ１にて、シーケンス起動回路１１ａの許容誤差コンパレータ側が起動指令を出力すると、オア回路６４、アンド回路６５、オア回路６７、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７となって、スイッチングシーケンスが開始される。
【０４１７】
スイッチングシーケンス回路１０ａは、第１の非ゼロベクトルとしてＳ５を出力する。
【０４１８】
この時点ｔ１で、偏差ベクトル角は急には変化できないので、π／３＜θΔｉ＜１１π／６の範囲にあり、ベクトル選択テーブル６０ａは、表４よりＳk （ｎ＋１）＝Ｓ５を出力している。
【０４１９】
Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓk （ｎ）であるので、不一致検出回路６６からの出力は“０”となり、アンド回路６５によって外部からの起動指令は受付けられなくなる。
【０４２０】
一方、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５であるので、論理回路６９ａは、第１の非ゼロベクトルの識別信号として、論理値“１”を出力する。
【０４２１】
電流は、第１の非ゼロベクトルによって決まる電圧（ｖ５−ｅ）によって、図９の時刻ｔ１〜時刻ｔ２間の軌跡に従って変化する。
【０４２２】
途中で点線を超え、偏差ベクトル角が１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域に入ると、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力がＳ５からＳ４に変化し、不一致検出回路６６は、“１”を出力する。
【０４２３】
この時点で、アンド回路６８ａの３入力のうち、２つは既に“１”となっているが、残る１入力は、増減検出信号ＩＮＣで電流偏差がまだ短くなっているため、ゼロである。
【０４２４】
時刻ｔ２で、電流偏差が増加に転じてＩＮＣが“１”になると、アンド回路６８ａが“１”を出力して、ラッチ回路６１，６２が動作する。
【０４２５】
この時点で、偏差ベクトル角は０＜θΔｉ＜π／６の領域にあり、表４よりベクトル選択テーブル６０ａが出力するＳk （ｎ＋１）はＳ４であるので、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０４２６】
スイッチングシーケンス回路は、第２の非ゼロベクトルＳ４を出力する。
【０４２７】
偏差ベクトル角は、０＜θΔｉ＜π／６の範囲にあるので、表４よりＳk （ｎ＋１）＝Ｓ４で不変である。
【０４２８】
電流は、非ゼロベクトルＳ４によって決まる電圧（Ｖ４−ｅ）によって、図９の時刻ｔ２〜時刻ｔ３間の軌跡に従って変化する。
【０４２９】
時刻ｔ２において、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓk （ｎ）であるので、不一致検出回路６６からの出力は“０”、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５であるので、論理回路６９ａからの出力も“０”、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ４であるので、ゼロベクトル検出回路７０からの出力も“０”である。
【０４３０】
論理回路６９ａからの出力が“０”となると、外部からシーケンス起動指令が与えられない限り、ゼロベクトル検出回路７０が“１”を出力するまでの間、スイッチングシーケンス回路１０ａは、第２の非ゼロベクトルを出力し続ける。
【０４３１】
（Ｖ４−ｅ）による電流変化で、電流偏差ベクトルの角度は、０＜θΔｉ＜π／６の領域から１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域、３π／２＜θΔｉ＜５π／３の領域へと移っていく。
【０４３２】
この途中で、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力は、Ｓ４からＳ５に変化する。
【０４３３】
これにより、不一致検出回路６６からの出力は“１”となるが、電流偏差が許容誤差円の中に入っており、起動指令が与えられないので、ラッチ回路６１，６２が動作することはない。
【０４３４】
時刻ｔ３にて、偏差ベクトル角が３π／２よりも小さくなると、ベクトル選択テーブル６０ａは、表４よりＳ０を出力する。
【０４３５】
これにより、ゼロベクトル検出器７０が“１”を出力して、オア回路６７、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ０、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４となる。
【０４３６】
ベクトル選択テーブル６０ａは、表４よりＳ５を出力する。
【０４３７】
Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５であるので、ゼロベクトル検出器７０からの出力は“０”、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４であるので、論理回路６９ａからの出力もゼロである。
【０４３８】
不一致検出回路６６のみが、“１”を出力する。
【０４３９】
スイッチングシーケンス回路１０ａは、ゼロベクトルＳ０を出力してシーケンスを終了する。
【０４４０】
この後、スイッチングシーケンスが開始されるのは、電流偏差の大きさが許容誤差円に達する時刻ｔ４においてである。
【０４４１】
時刻ｔ４において、電流偏差ベクトルの角度が５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域に入っており、表４よりベクトル選択テーブル６０ａがＳ４を出力しているので、スイッチングシーケンスは、第１の非ゼロベクトルとしてＳ４を出力して開始される。
【０４４２】
Ｓ４も、電流偏差ベクトルが最短となる時刻ｔ５まで出力された後、第２の非ゼロベクトルＳ５に切り替えられる。
【０４４３】
時刻ｔ６にて、ゼロベクトルに移行して、三角波１周期相当分のスイッチングを終了する。
【０４４４】
以上、本実施の形態によって得られた図９の電流軌跡を、従来の図３０と比較する。
【０４４５】
いずれも、許容誤差一定の制御であるので、電流リップルの大きさは同じのはずである。
【０４４６】
しかしながら、図９では、三角波半周期相当のスイッチング毎に電流が原点付近に戻っている。
【０４４７】
時刻ｔ１〜時刻ｔ３間の非ゼロ電圧ベクトルで、電流偏差を効果的に小さくできるようになるので、時刻ｔ３での電流偏差が、図３０よりも小さくなっているのである。
【０４４８】
この結果、ゼロベクトルＳ０を出力しているｔ３〜ｔ４の電流軌跡は、図９の方が長くなっている。
【０４４９】
最初の時刻ｔ０〜ｔ１間の長さは同じであるので、三角波一周期相当のスイッチングを行なう期間において、ゼロベクトルを出力している期間が長くなったことになる。
【０４５０】
すなわち、電流リップルを同じ大きさに制御する時のスイッチングの周期が長くなっている。
【０４５１】
従って、同一スイッチング周波数であれば、図９の方が電流リップルは小さくなる。
【０４５２】
また、各スイッチングシーケンスの最後で、ほぼ原点近くまで戻ることから、時刻ｔ６以降の次のサイクルでも、ほぼ同様な軌跡を描くことが期待でき、電流リップルの均一度を高めることができる。
【０４５３】
（変形例１）
電流偏差ベクトルの最短ポイントのタイミングは、電流基準座標における電流の変化方向と電流偏差ベクトルとのなす角からも検出することができる。
【０４５４】
図９から、電流の変化方向と偏差ベクトルのなす角は、最短ポイントでは９０度となり、電流が基準に近づく過程では９０度よりも小さく、遠ざかり始めると９０度よりも大きい。
【０４５５】
電流基準座標における電流の変化方向は、電流偏差の逆方向ベクトルの今回値−Δｉｎ＝−（ｉｎ* −ｉｎ）から、前回値−Δｉｎ−１＝−（ｉｎ−１* −ｉｎ−１）を減じて得られるベクトル、Δｉｎ−１−Δｉｎの角度を求めればよい。
【０４５６】
本実施の形態では、電流偏差ベクトルの角度を電気角３０度毎の領域信号として求めているが、本変形例では、電気角をより細かく検出できることが必要になる。
【０４５７】
このため、電流の変化方向、電流偏差ベクトルの角度とも、前述した従来例の角度検出方式に従って、ベクトルの成分の符号と（２）式とから演算で求める。
【０４５８】
本変形例では、電流変化方向を求める演算が必要となる代わりに、電流偏差ベクトルの長さを求める演算が不要となる。
【０４５９】
得られるタイミングは、本実施の形態と同じである。
【０４６０】
（変形例２）
同じ移行タイミングは、電流偏差ベクトルの角度変化量からも検出することができる。
【０４６１】
図９において、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、電流は直線上を一定速度で移動している。
【０４６２】
その時の電流偏差ベクトルの角度変化は、電流偏差ベクトルの長さが短いほど大きくなる。
【０４６３】
従って、制御サンプリング毎に検出する電流偏差ベクトルの角度θΔｉの前回値との差分Δθをも求めて記憶しておき、Δθが前回値よりも小さくなったら、移行タイミングとすればよい。
【０４６４】
本変形例も、電流偏差ベクトルの長さに関連した演算なしで、本実施の形態と同一のタイミングを得ることができる。
【０４６５】
代わりに、電流偏差ベクトルの角度変化量の演算が必要となるが、前述した従来例のように、（２）式に基づいて偏差ベクトル角を高い分解能で検出している場合、その検出結果を保存しておき、次の制御タイミングでの検出結果と比較するのみで、移行タイミングを検出することができる。
【０４６６】
（変形例３）
本実施の形態では、第１の非ゼロベクトルから第２の非ゼロベクトルへの移行時のみ、ベクトルの長さの増減からタイミングを決めているが、第２の非ゼロベクトルからゼロベクトルへの移行時も、ベクトルの長さの増減でタイミングを決めてよい。
【０４６７】
このためには、図６におけるゼロベクトル検出器７０とオア回路６７との間にアンド回路を追加し、増減検出信号ＩＮＣによってゼロベクトル検出器７０からの出力信号をゲートすればよい。
【０４６８】
第２の非ゼロベクトルと偏差ベクトルとの角度差でゼロベクトルに移行させる実施の形態の方法は、電流偏差の最短点よりも若干早めにゼロベクトルへ移行する傾向があるので、理論的には本変形例の方が、より電流偏差を小さくすることができる。
【０４６９】
（第２の発明に対応する実施の形態の作用）
図３０の場合について、スイッチングシーケンスを最初から行なうと、前記第１の発明の考え方の箇所で説明したように図９となり、逆パルスが出現しなくなってしまうので、何らかの原因で、電流が図３０における時刻ｔ３の位置まで変化して、ゼロベクトルに移行したとして、その後の作用を図１０に基づいて説明する。
【０４７０】
図１０の軌跡において、時刻ｔ０を付した位置は、図３０では時刻ｔ３を付した位置に相当する。
【０４７１】
図１０の時刻ｔ０において、第２の非ゼロベクトルＳ４からゼロベクトルＳ０へ移行すると、電流はｖ０−ｅ＝−ｅにて変化し、時刻ｔ１にて許容誤差円の境界に達する。
【０４７２】
表４で、Ｓk （ｎ）＝Ｓ０、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ４の行を見ると、ベクトル選択テーブル６０ａは、電気角に応じて元の非ゼロベクトルＳ４あるいは当該元の非ゼロベクトルＳ４に隣接する非ゼロベクトルＳ５，Ｓ６を出力する。
【０４７３】
時刻ｔ１での電流偏差ベクトルの角度は、３π／２＜θΔｉ＜５π／３の領域にあるので、表４よりベクトル選択テーブル６０ａは、Ｓk （ｎ＋１）としてＳ５を出力している。
【０４７４】
従って、時刻ｔ１にて直ぐにＳk （ｎ）＝Ｓ５に移行する。
【０４７５】
Ｓk （ｎ−１）はＳ０になるが、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力は、表４よりＳk （ｎ＋１）＝Ｓ５のままである。
【０４７６】
従って、不一致検出回路６６からの出力は“０”、ゼロベクトル検出器７０からの出力は“０”である。
【０４７７】
また、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ０であるので、図８のアンド回路８６は“１”を出力するが、Ｓk （ｎ）＝５であるので、アンド回路８７〜８９は全て“０”を出力している。
【０４７８】
従って、論理回路６９ａからの出力もゼロである。
【０４７９】
すなわち、出力中のＳk （ｎ）＝Ｓ５は、第１の非ゼロベクトルではないという信号を出力している。
【０４８０】
これらにより、オア回路６７への入力は全てゼロである。
【０４８１】
電流は、ｖ５−ｅで図１０の時刻ｔ２の位置まで変化してゆく。
【０４８２】
途中、図１０で点線を付したベクトル選択の境界を超え、３π／２＜θΔｉ＜５π／３の領域から、５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域、１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域、０＜θΔｉ＜π／６の領域へと移ってゆく。
【０４８３】
５π／３＜θΔｉ＜１１π／６の領域から１１π／６＜θΔｉ＜２πの領域へ移った時に、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力がＳ４に変化する。
【０４８４】
これにより、不一致検出回路６６は“１”を出力するが、電流偏差が許容誤差円の中にあり、シーケンス起動指令が与えられないので、ラッチ回路６１，６２は動作せず、電流はそのまま変化を続ける。
【０４８５】
時刻ｔ２にて、π／６＜θΔｉ＜π／３の領域まで移ると、ベクトル選択テーブル６０ａがＳ７を出力し、ゼロベクトル検出器７０が“１”を出力する。
【０４８６】
これにより、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０４８７】
電流は、Ｖ７−ｅ＝−ｅにて変化し、時刻ｔ３にて許容誤差円の境界に達する。
【０４８８】
以後、第１の発明に対応する実施の形態の作用の箇所で既に説明したように、スイッチングシーケンスが動作し、電流は、図１０の時刻ｔ８における位置まで変化してゆく。
【０４８９】
何らかの原因で、電流偏差が図１０の時刻ｔ０のように、比較的誤差の大きいところでスイッチングシーケンスが終了した場合、前述した従来例では、スイッチング回数の少ないベクトル移行を優先するという余計な制限を加えていたために、必要のない逆パルスを出力していたが、本第２の発明に対応する作用によれば、２相の同時スイッチングによって、逆パルスを出力することなく、電流偏差を座標の原点（基準）の近くまで引き戻し、次のスイッチングシーケンスでは、正常な動作に復することができる。
【０４９０】
図１０では、前記第２の発明の考え方の箇所で説明した第１の非ゼロベクトルの選択方法のうち、図７の（ａ）で示した方法しか使用されていない。
【０４９１】
ここで、図７（ｂ）の選択方法の必要性について、図１１および図１２を用いて説明する。
【０４９２】
図１１は、負荷の誘起電圧ベクトルｅとインバータの電圧ベクトルｖ４との角度が近接している場合の電圧の関係図である。
【０４９３】
図１１に示すように、誘起電圧がインバータの出力可能な非ゼロ電圧ベクトルのいずれかと近い角度を持っている時には、インバータの３相出力のうちの２相のパルスがほとんど同じ幅となる。
【０４９４】
第１の非ゼロベクトルによって、電流が電流基準へ向かってほとんど直進し、僅かにそばを通り抜けた場合、電流偏差ベクトルの長さが非常に短いために、偏差ベクトルは短時間に急回転する。
【０４９５】
もしも、制御サンプリングの１サイクルの間に、出力電圧ベクトルと偏差ベクトルとの角度差が±３０度以内から±９０度以上に急変すると、第２の非ゼロベクトルを介さず、直接ゼロベクトルへ移行することになる。
【０４９６】
このような場合の現象について、図１１に示す電圧関係を用いて、図１２に示す電流軌跡（電流基準座標における電流軌跡）を追いながら説明する。
【０４９７】
まず、ゼロベクトルから非ゼロベクトルへ移行する時、「前回のシーケンスでゼロベクトルへ移行する前に出力していた非ゼロベクトルとその両隣の非ゼロベクトルの中から、単に電流偏差ベクトルと最も近い角度をもつベクトルを選択する」という論理を用いてみる。
【０４９８】
図１２の時刻ｔ０において、ゼロベクトルＳ０を出力し、電圧Ｖ０−ｅによって時刻ｔ１まで電流偏差が増加し、時刻ｔ１にてＳk （ｎ）＝Ｓ０から非ゼロベクトルＳ４に変化したとする。
【０４９９】
この後、ｖ４−ｅで電流は変化するが、サンプリング時間との関係で時刻ｔ２では、電流偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも小さくなり、非ゼロベクトルｖ４との角度差が９０度以上になるものとする。
【０５００】
偏差ベクトルの角度から、第２の非ゼロベクトルには移行せず、直接ゼロベクトルへ移行する。
【０５０１】
Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ０であることから、時刻ｔ２ではＳ７に変わる。
【０５０２】
ここで、２相の同時スイッチングが行なわれる。
【０５０３】
その後、ｖ７−ｅにより電流が変化して、時刻ｔ３で許容誤差円に達する。
【０５０４】
ここで、電流偏差ベクトルの角度θΔｉは、１１π／６＜θΔｉ＜２πであるので、先の電流偏差の角度のみから非ゼロベクトルを決定するという論理によれば、ｖ４が選ばれる。
【０５０５】
ここでも、２相の同時スイッチングが行なわれる。
【０５０６】
２相の同時スイッチングを行なった非ゼロベクトルは、第２の非ゼロベクトルとして扱うことにするので、電流偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも小さくなる時刻ｔ４まで、電流はｖ４−ｅで変化する。
【０５０７】
Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ７、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４であるので、時刻ｔ４にてＳk （ｎ）はＳ０に変化する。
【０５０８】
ここでは、１相のみのスイッチングが行なわれる。
【０５０９】
時刻ｔ５までｖ０−ｅにて電流変化し、再び非ゼロベクトルに移行するが、この時も、電流偏差ベクトルの角度のみから、元の非ゼロベクトルＳ４が選ばれる。
【０５１０】
この後、ｖ４−ｅで電流変化する。
【０５１１】
時刻ｔ６において、電流偏差の最短点を行きすぎたことを検出できたとすると、図１２に示すように第２の非ゼロベクトルｖ５に変化し、ｖ５−ｅにて時刻ｔ７まで変化した後にゼロベクトルへ移行する。
【０５１２】
しかしながら、サンプリングの関係で、時刻ｔ６においてｖ５に変化することができないままに、電流偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも小さくなってしまった場合には、また２相の同時スイッチングが行なわれてしまうことになり、図１２よりも電流偏差はさらに増加する。
【０５１３】
図１２では、非ゼロベクトルとしてｖ４のみしか用いないスイッチングシーケンスが何度も繰り返され、スイッチングシーケンスの終了時点ｔ２、ｔ４、ｔ６における電流偏差が少しずつ大きくなっている。
【０５１４】
しかも、２相の同時スイッチングが繰り返し行われて、スイッチング周波数は高くなっている。
【０５１５】
以上のような問題点を回避するために、第２の発明に対応する実施の形態の作用では、
（１）前回のシーケンスで、第２の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち１相のスイッチングでゼロベクトルへ移行していた時には、電流偏差ベクトルと元の非ゼロベクトルとの角度差が±６０度以内ならば元の非ゼロベクトルを選択し、それ以外の時には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する
（２）前回のシーケンスで、第１の非ゼロベクトルからゼロベクトルへ移行していた時、すなわち２相の同時スイッチングでゼロベクトルへ移行していた場合には、元の非ゼロベクトルに隣接した２つの非ゼロベクトルのうち、電流偏差ベクトルとの角度差の少ない非ゼロベクトルを選択する
ようにしている。
【０５１６】
本第２の発明に対応する実施の形態の作用における非ゼロベクトルからのスイッチングでは、本来、１相ずつ順番にスイッチングしてベクトル移行することを意図しており、２相の同時スイッチングが行なわれるのは、制御サンプリング間の電流偏差の角度変化が大きすぎた場合のみである。
【０５１７】
上記（２）は、本来、前回の第２の非ゼロベクトルを基に、次のスイッチングシーケンスの第１の非ゼロベクトルを選択すべきであるが、意図しない２相同時スイッチングが生じたためにそれができない場合には、前回の第１の非ゼロベクトルに隣接する２つのベクトルのうちのいずれかを選択する。
【０５１８】
この２つのベクトルのいずれかが、本来第２の非ゼロベクトルとして出力するはずのベクトルだからであり、そのいずれであるかを電流偏差ベクトルの角度で判定する。
【０５１９】
すなわち、図１２の時刻ｔ２では、第１の非ゼロベクトルＳ４からゼロベクトルＳ７で移行しているので、上記（２）に相当する。
【０５２０】
従って、時刻ｔ３では、Ｓ４ではなくＳ５が選択され、時刻ｔ′４の位置まで変化したところで、電流偏差が増加に転じることから第２の非ゼロベクトルＳ４に変化し、時刻ｔ′５までｖ４−ｅによって電流は変化していく。
【０５２１】
時刻ｔ′５の時点での電流偏差は、既に時刻ｔ４、ｔ６時点での電流偏差よりも小さく、しかもスイッチング回数は２回でしかない。
【０５２２】
ゼロベクトルから非ゼロベクトルへの移行時の選択を、上記（１）、（２）のように場合分けすることによって、少ないスイッチング回数で電流偏差を効果的に小さくすることができる。
【０５２３】
第１の非ゼロベクトルからゼロベクトルへの２相同時スイッチングは、許容誤差円を非常に小さく設定した場合や、負荷電動機の運転周波数が低いところで変調周波数一定の制御を行なっている場合等、非常に狭い幅のパルス幅制御が要求されているのに対し、それのみの制御分解能を制御回路が持たない場合に多く生じる。
【０５２４】
このような場合にも、本第２の発明に対応する実施の形態の作用によれば、図１２の時刻ｔ３〜時刻ｔ６間のような異常なパルスを発生してスイッチング周波数が高くなり、しかも電流偏差を小さく制御できない、という不都合を避けることができる。
【０５２５】
従って、本第２の発明に対応する実施の形態の作用により、同一制御サンプリングでより小さな許容誤差円まで逆パルスを出さない、あるいは電動機のより低回転数まで逆パルスを出さないＰＷＭ制御を行なうことが可能となる。
【０５２６】
（第３の発明に対応する実施の形態の作用）
第３の発明に対応する実施の形態の作用について、図５および図６の回路構成図、図１３のベクトル軌跡と、それに対応する図１４の時間波形を参照しながら説明する。
【０５２７】
図１４では、電流基準ｉu *、電流ｉu 、タイマーカウンタ５３ａのカウント値、変調周波数制御回路からの出力ＴＲ、許容誤差コンパレータからの出力ＥＲ、フリップフロップ６３のリセット入力ＲＥＳ、スイッチング信号ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ、線間電圧波形Ｖｕｖの波形を示している。
【０５２８】
ＲＥＳは、スイッチングシーケンスからの出力Ｓk （ｎ）が変化する毎に、“１”となる信号である。
【０５２９】
高回転・少パルス数領域では、図１３に示すように、電流偏差ベクトルの長さが、常に許容誤差円の半径よりも大きいという状態になっている。
【０５３０】
このため、図５のコンパレータ５０が常に“１”を出力しているので、帯状領域の判定を行なうオア回路４６が“１”を出力しさえすれば、許容誤差コンパレータ側の起動指令ＥＲが出力される。
【０５３１】
タイマーカウンタ５３ａは、ゼロから周期設定値５５まで繰り返しカウントを行ない、周期設定値に達する度に“１”のパルスを出力する。
【０５３２】
タイマーカウンタ５３ａからの出力によりセットされるフリップフロップ６３からの出力（変調周波数一定の起動指令）ＴＲは、オア回路５９で許容誤差コンパレータ側の起動指令ＥＲとの論理和をとられ、起動指令としてスイッチングシーケンス回路１０ａへ出力される。
【０５３３】
タイマーカウンタ５３ａは、アンド回路４７からの出力によりゼロクリアされる。
【０５３４】
図１４において、時刻ｔ１では、ＰＷＭ信号がｓｗｕ＝０，ｓｗｖ＝０，ｓｗｗ＝１（Ｓk （ｎ）＝Ｓ１）である時に、Ｕ相電流が電流基準に達している。
【０５３５】
この時、図１３から、偏差ベクトルの角度θΔｉが３π／２よりも大きくなるので、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力がＳ１からＳ５に変わる。
【０５３６】
Ｓk （ｎ）＝Ｓ１、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５となるので、不一致検出回路６６が“１”を出力する。
【０５３７】
図１４に示すように、時刻ｔ１では、タイマー側からの起動指令ＴＲが既に“１”になっているので、不一致検出回路６６が“１”を出力すると、オア回路６７ａ、アンド回路７１を介して、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ１となる。
【０５３８】
これにより、フリップフロップ６３がリセットされて、ＴＲはゼロとなる。
【０５３９】
この時、タイマー５３ａはクリアされない。
【０５４０】
表４から、Ｓk （ｎ）の値がＳ１からＳ５に変わった時点では、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力Ｓk （ｎ＋１）はＳ５のままであるので、不一致検出回路６６からの出力はいったん“０”に変わる。
【０５４１】
しかしながら、電流変化方向が変わるために、偏差ベクトルの角度は直ぐに３π／２よりも小さくなる。
【０５４２】
Ｓk （ｎ＋１）はＳ１となって、不一致検出回路６６からの出力は“１”に戻る。
【０５４３】
時刻ｔ２にて、電流ｉu が許容誤差幅に達して（ｉu ＞ｉu *＋Ｈ／２）となると、許容誤差コンパレータ側のオア回路４６からの出力が“１”となり、許容誤差コンパレータ側からの起動指令ＥＲが出力される。
【０５４４】
これにより、Ｓk （ｎ）＝Ｓ１、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０５４５】
この時には、フリップフロップ６３がリセットされると同時に、タイマーカウンタ５３ａがクリアされる。
【０５４６】
以下、時刻ｔ５までは、タイマーカウンタ５３ａが設定周期までカウントしないうちに、電流偏差が許容誤差幅に達して起動指令ＥＲが出力され、Ｓ１とＳ５とが交互に出力され、その都度タイマーカウンタ５３ａがクリアされている。
【０５４７】
しかしながら、ｓｗｕ＝１の期間の電流変化は、徐々にゆるやかになっており、時刻ｔ６で、電流偏差が許容誤差の境界に達しないうちに、タイマーカウンタ５３ａが設定周期までのカウントを終了する。
【０５４８】
これにより、タイマー側からの起動指令ＴＲが出力される。
【０５４９】
時刻ｔ７で、電流偏差が許容誤差領域の反対側の境界に戻り、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５となる。
【０５５０】
時刻ｔ７以後、しばらくすると電流変化方向が変わる。
【０５５１】
Ｕ相電流が帯状領域から出てしまっても、電流偏差の符号がこれまでと逆であるので、起動指令ＥＲは出力されない。
【０５５２】
こうなると、タイマーカウンタ５３ａがクリアされない期間が長く続くので、タイマーカウンタ５３ａは確実に周期設定値までカウントを続けることになる。
【０５５３】
時刻ｔ８にて、タイマー側からの起動指令ＴＲが出力されるが、Ｓk （ｎ）＝Ｓ５、Ｓk （ｎ＋１）＝Ｓ５で、不一致検出回路６６からの出力がゼロであるので、ラッチ回路６１，６２は動作しない。
【０５５４】
偏差ベクトルの角度が、１１π／６よりも大きくなった時刻ｔ９で、時刻ｔ１と同様に、ラッチ回路６１，６２が動作し、Ｓk （ｎ）＝Ｓ４、Ｓk （ｎ−１）＝Ｓ５となる。
【０５５５】
以後、同様にしてＰＷＭが行なわれる。
【０５５６】
以上のように、本第３の発明に対応する実施の形態の作用により、時刻ｔ２から時刻ｔ５までは、前述した従来例と同様に、許容誤差に基づいてスイッチングされるが、時刻ｔ６では、タイマーによるスイッチングが行なわれる。
【０５５７】
時刻ｔ６では、電流偏差は許容誤差の境界に達していない。
【０５５８】
このため、電流が許容誤差領域の反対側の境界に戻るまでの時間ｔ６〜時刻ｔ７も短くなり、許容誤差による場合よりもパルス幅が狭くなる。
【０５５９】
線間電圧波形で見ると、時刻ｔ６〜時刻ｔ７のパルスは最内に位置し、パルス数が減少する時に消失するパルスである。
【０５６０】
当該パルスを前方に移動することによって、このパルスの線間電圧の基本波成分への影響を小さくし、パルス幅を狭くすることによってパルスが消失する時の電圧変化量を小さくしている。
【０５６１】
このシミュレーション波形を、図１５に示す。
【０５６２】
図１５では、図１４に示す信号の他に、電流偏差ベクトルの角度θΔｉの波形も示している。
【０５６３】
ベクトル選択テーブル６０ａからの出力変化を待つ時間が長いため、変調制御回路からの出力（フリップフロップ６３からの出力）ＴＲには、“１”の期間が多い。
【０５６４】
この方式では、時刻ｔ１でのような電気角６０度毎の一連のスイッチングの最初のタイミングでは、タイマーをクリアしない。
【０５６５】
このため、変調制御回路からの出力ＴＲがリセットされてゼロに戻った直後に、タイマーカウンタ５３ａが設定周期に達して、変調制御回路からの出力ＴＲが再度“１”になる場合がある。
【０５６６】
このため、電気角６０度毎の最初のパルスは、必ずしもＨ／２で決まる幅ではなく、非常に幅の狭いパルスが出力され得る。
【０５６７】
この狭幅パルスは、電気角６０度毎の最初のタイミングで、タイマーをクリアしていないことで生じるものである。
【０５６８】
狭幅パルスの前端は偏差ベクトルの角度で、後端はタイマーで、いずれも許容誤差と関係なくタイミングが定まることから、パルス数のヒステリシスの軽減に役立つ。
【０５６９】
この方式では、タイマーカウンタ５３ａが設定周期に達して、変調制御回路からの出力ＴＲを出力する場合にも、非ゼロベクトルの移行（スイッチング）が無条件に行なわれるわけではない。
【０５７０】
電流偏差ベクトルの角度により、ベクトル選択テーブル６０ａからの出力変化が生じたこと、すなわち電流偏差を小さくするのに最も有効なベクトルが変化したことを確認し、必要な場合には変化を待ってから、移行が行なわれる。
【０５７１】
従って、このような高回転少パルス数領域で、タイマーによりパルス幅が変化する場合にも、電流波形は極めて安定である。
【０５７２】
前述した従来例では、許容誤差の設定Ｈでパルスの最小幅が決まるので、本第３の発明に対応する実施の形態の作用のようには、電流の微調整を行なうことができない。
【０５７３】
また、パルスを電圧波形の端部に位置させる限界も、許容誤差の設定で決まっていたことから、パルス数による電圧の基本波成分の変化も、本第３の発明に対応する実施の形態の作用の場合よりは大きい。
【０５７４】
本第３の発明に対応する実施の形態の作用により、スイッチング回数の異常な増加をさけながら、非常に幅の狭いパルスを出力することが可能となる。
【０５７５】
同時に、電圧波形の端部でスイッチングを集中して行なうことで、低次高調波の低減に効果的で、基本波成分への影響が軽微なＰＷＭ波形を得ることができ、パルス数変化時の電圧変化を軽減することが可能となる。
【０５７６】
（変形例）
図１６に、シーケンス起動回路の変形例を示す。
【０５７７】
すなわち、前記図５の回路に、立ち下がり検出回路８０を付加した構成としている。
【０５７８】
図５の回路では、変調制御回路からの出力ＴＲがゼロに戻った直後に、タイマーカウンタ５３ａが設定周期に達して後、再び変調制御回路からの出力ＴＲを“１”にする場合があったが、図１６に示す回路では、フリップフロップ６３がリセットされると同時に、立ち下がり検出回路がパルスを出力して、タイマーカウンタ５３ａをクリアする。
【０５７９】
変調制御回路からの出力ＴＲＴＲがゼロになった直後に、再度“１”になるということがなくなり、設定周期の時間が確保される。
【０５８０】
実際の動作としては、電気角６０度毎の最初のパルスの幅がＨ／２に等しくなることが多い。
【０５８１】
このシミュレーション波形を、図１７に示す。
【０５８２】
図１５より、パルス幅の揃ったほぼ同一の繰り返し波形が得られる。
【０５８３】
図１６の回路でも、前述した従来例よりは、狭い幅のパルスを出力することができ、しかも図１５の回路よりも安定なＰＷＭ波形を得ることができる。
【０５８４】
（変形例）
前記第３の発明の考え方の箇所で説明したように、変調周波数制御用と高回転・少パルス時用とに、それぞれタイマーを持っても構わない。
【０５８５】
この場合には、異なる周期設定値を持ったもう１個のタイマーカウンタからの出力と、２つのタイマーカウンタからの出力とを切り替える切替器を設ければよい。
【０５８６】
この切替器への切り換え信号は、上位制御回路から与える。
【０５８７】
通常は、変調周波数制御用のタイマーカウンタを用い、高回転・少パルス時のみ専用のタイマーカウンタに切り替える。
【０５８８】
タイマーカウンタのクリア信号も、変調周波数制御用の場合と同様に、ＥＲを用いればよい。
【０５８９】
上述したように、第１乃至第３の発明に対応する実施の形態による電圧形インバータの制御装置では、以下のような効果を得ることができる。
【０５９０】
（第１の発明に対応する実施の形態の効果）
本第１の発明に対応する実施の形態によるシミュレーション結果を、図１８〜図２０に示す。
【０５９１】
図１８は、前述した従来例のシミュレーション結果（図２８）と同一条件で、許容誤差一定の制御を行なっている。
【０５９２】
前述した従来例の図２８では、パルスの配置が不均一で、パルス幅の変化の仕方も一様でないのに対して、本第１の発明に対応する実施の形態の図１８では、パルスが均等に配置されるようになり、パルス幅も位相に応じて連続的に変化させることができる。
【０５９３】
また、線間電圧波形で対になるパルスの幅も、図１８の方が揃っている。
【０５９４】
この結果、電流基準の一周期当たりのスイッチング信号のパルス数が、図２８では７０パルス弱であったのに対して、図１８では４５パルス程度と格段に少ないパルス数で済むようになる。
【０５９５】
さらに、パルス幅が揃ったことにより、従来よりも高い運転周波数まで変調周波数一定の制御を行なうことができる。
【０５９６】
これらは、前述した従来例では、２度のスイッチングシーケンスの最初と２度目とで、ゼロベクトル移行時のベクトル空間における電流偏差の位置がばらばらであったのに対して、本第１の発明に対応する実施の形態によって、それぞれのスイッチングシーケンスにおいて、電流偏差がベクトル空間でほぼ同じ位置を占めてからゼロベクトルに移行するようになることの効果である。
【０５９７】
本第１の発明に対応する実施の形態のスイッチングシーケンス回路は、偏差ベクトルの角度に基づいて次に移行すべきスイッチング信号を選択し、偏差ベクトルが出力中のスイッチング信号による極小値を過ぎたことを検出して、先に選択したスイッチング信号に出力を切り替える。
【０５９８】
電流偏差ベクトルの角度、ベクトル長の極小値は、いずれも電流偏差の相対量であり、電流偏差の大きさそのものではない。
【０５９９】
この２つの量に基づいて、非ゼロベクトルを選択し、スイッチングして、必ず電流偏差が減少する方向に電流を変化させる、というのみである。
【０６００】
従って、ＰＷＭ制御動作の態様は、外部からの起動指令の与え方次第でどうにでもなる。
【０６０１】
電流偏差を許容誤差範囲に収めたければ、電流偏差が許容誤差よりも大きくなった時点で起動指令を与えればよいし、スイッチング周波数を所定周波数としたい場合には、一定周期で起動指令を与えればよい。
【０６０２】
スイッチングシーケンスが終了しないうち、すなわち非ゼロベクトル出力中に起動指令が与えられた場合には、その時点での電流偏差ベクトルの角度から、隣合った非ゼロベクトル間でのＰＷＭや、次々に隣の非ゼロベクトルに移行させるので、
（ａ）電流基準や負荷の急変により、電流偏差が許容誤差に収まらなくなる過渡状態時には、許容誤差による起動指令が出力されている間、電流偏差ベクトルの角度に基づいて必要な非ゼロベクトルを出力し続けるので、電流を急速に基準に追従させることが可能となる。
【０６０３】
（ｂ）電動機の高回転時のように、負荷の誘起電圧が高く、電流偏差が許容誤差に収まらなくなる場合には、隣り合った非ゼロベクトル間のスイッチングで、少パルスのＰＷＭや１パルス方形波を実現することが可能となる。
【０６０４】
ｄｐ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭとの組合せでは、正弦波電流の制御しか行なえないのに対して、本第１の発明に対応する実施の形態によれば、１２０度方形波の電流制御も、上記（ａ）から可能となる。
【０６０５】
（第２の発明に対応する実施の形態の効果）
線間電圧の基本波の符号が変わるゼロボルト付近では、低電圧を出力するために、線間電圧に非常に幅の狭いパルスを出力しなければならない。
【０６０６】
この時、必要なパルス幅の相による違いは非常にわずかでしかなく、制御が難しい。
【０６０７】
このため、図２８では、線間電圧波形に逆パルスが多数出現している。
【０６０８】
これに対して、図１８では、線間電圧ゼロボルト付近でも、逆パルスが出ていない。
【０６０９】
これは、２つの相のスイッチング信号が全く同じ幅となり、線間電圧にパルスとして現われなくなったためで、本第２の発明に対応する実施の形態により、ゼロベクトルから第２の非ゼロベクトルへ直接移行したことの効果である。
【０６１０】
図１９は許容誤差一定の起動指令と変調周波数一定の起動指令とが混在する周波数、図２０は変調周波数一定の起動指令のみによって動作する周波数まで、電流基準の周波数を下げた場合のシミュレーション結果である。
【０６１１】
本第２の発明に対応する実施の形態により、このような低周波数でも逆パルスが出なくなっている。
【０６１２】
（第３の発明に対応する実施の形態の効果）
高回転少パルス時において、前述した従来例（図３２、図３３）では、許容誤差で決まる幅よりも狭い幅のパルスは出力できないため、パルス数による電圧の基本波成分の変化が大きい。
【０６１３】
また、同じ原因で、パルス数にヒステリシスを持ってしまっている。
【０６１４】
このため、負荷の状態が同じであり、電流基準も同じであるのに、パルス数によって電流波形が異なるという結果を生じている。
【０６１５】
これに対して、本第３の発明に対応する実施の形態では、図１３乃至図１７を用いて説明したように、パルス数の減少時に消失するであろう電圧波形の内側のパルスのみについて、選択的にその幅を狭め、かつその位置を前方にずらして、スイッチング回数の大幅な増加なしに、パルス数切り替わり時の電圧変化を小さくすることができる。
【０６１６】
従って、パルス数切り替わり時の電流波形の相違が小さく、パルス数のヒステリシスも小さい。
【０６１７】
電流瞬時値比較に基づくので、このような少パルス時にも、電流波形は極めて安定している。
【０６１８】
図１８乃至図２０から、許容誤差一定の制御と変調周波数一定の制御とが自動的に切り替わることがわかる。
【０６１９】
特に、図１９では、２つの制御モードがランダムに切り替わっているにもかかわらず、パルス幅の急峻な変化がなく、電流も一様に制御される。
【０６２０】
本第１の発明に対応する実施の形態（図５）のシーケンス起動回路によって、変調周波数一定から許容誤差一定の制御へと自動的に切り替わり、かつ許容誤差一定の制御内でも、通常のＰＷＭ波形から高回転少パルス時の７パルス、５パルス、３パルス等の波形、さらには方形波と、自動的にパルス数を変化させ、しかもパルス数変化時の電圧変化の少ないＰＷＭ制御を行なうことができる。
【０６２１】
（その他の実施の形態）
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
上記各実施の形態では、電動機の電流制御を例にとって説明してきたが、本発明は電動機制御用のインバータに限定されるものではない。
【０６２２】
すなわち、誘起電圧検出を必要としないことから、電流瞬時値制御を行なう電圧形インバータ全般に適用することができるＰＷＭ制御である。
【０６２３】
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも１つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも１つ）が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【０６２４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電圧形インバータの制御装置によれば、電流リップルの大きさを、より均一でかつ小さくすることが可能となる。
【０６２５】
また、本発明の電圧形インバータの制御装置によれば、逆パルスを従来よりも少なくすることが可能となる。
【０６２６】
さらに、本発明の電圧形インバータの制御装置によれば、高回転・少パルス時のパルス数切り替わり時の電圧変化を従来よりも低減することが可能となる。
【０６２７】
以上により、以下のような種々の波及効果を得ることができる。
【０６２８】
（ａ）パルスモードが、自動的かつ連続的に変化して、インバータの運転周波数範囲の全てをカバーすることができる。
【０６２９】
（ｂ）電流応答を速くすることができる。
【０６３０】
定常状態では、変調周波数一定の制御を行なっている場合にも、電流偏差が大きくなると、許容誤差一定の制御に移行して、高速に電流を追従させることができる。
【０６３１】
従って、ＧＴＯインバータ等で、スイッチング素子が低速なため、数百Ｈｚの変調周波数で使用している場合にも、高速な電流制御を行なうことが可能となる。
【０６３２】
（ｃ）直流電圧変動・負荷の定数変化に強い。
【０６３３】
電気自動車等のような、電圧変動の大きなバッテリを電源として用いる制御装置に適する。
【０６３４】
（ｄ）ＰＩ制御、デッドタイム補償、誘起電圧補償等の調整の必要な補償制御を不要とすることができる。
【０６３５】
よって、調整レスにより、装置を安価に実現することができる。
【０６３６】
（ｅ）非正弦波電流制御を行なうことが可能となる。
【０６３７】
方形波電流制御による高トルク出力が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電圧形インバータの制御装置を適用した誘導電動機の電流制御装置の一実施の形態を示すブロック図。
【図２】同一実施の形態におけるベクトル角検出器８の構成例を示すブロック図。
【図３】同一実施の形態におけるコンパレータ出力と電流偏差ベクトルの角度との関係を示す図。
【図４】同一実施の形態における増減検出回路９の構成例を示すブロック図。
【図５】同一実施の形態におけるシーケンス起動回路１１ａの詳細な構成例を示すブロック図。
【図６】同一実施の形態におけるスイッチングシーケンス回路１０ａの詳細な構成例を示すブロック図。
【図７】同一実施の形態におけるゼロベクトルからの選択論理の一例を示す図。
【図８】同一実施の形態における第１の非ゼロベクトル検出の論理回路の詳細な構成例を示すブロック図。
【図９】第１の発明に対応する実施の形態の作用を説明するための図。
【図１０】第２の発明に対応する実施の形態の作用を説明するための図。
【図１１】図１２の電流基準座標における電流軌跡を描くための電圧ベクトルの関係を示す図。
【図１２】第２の発明に対応する実施の形態の非ゼロベクトルの選択方法の必要性を示すための補足説明図。
【図１３】第３の発明に対応する実施の形態の作用を説明するための電流基準座標における電流軌跡図。
【図１４】図１３に対応する時間波形を示す図。
【図１５】第３の発明に対応する実施の形態の作用と効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図１６】シーケンス起動回路の変形例を示す構成図。
【図１７】第３の発明に対応する実施の形態の変形例の作用と効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図１８】第１および第２の発明に対応する実施の形態の効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図１９】第１および第２の発明に対応する実施の形態の効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図２０】第１および第２の発明に対応する実施の形態の効果を説明するためのシミュレーション結果を示す図。
【図２１】従来のＰＷＭ制御装置による誘導電動機の電流制御装置の構成例を示すブロック図。
【図２２】インバータの出力可能な電圧ベクトルの説明図。
【図２３】従来のスイッチングシーケンス回路１０の詳細な構成例を示すブロック図。
【図２４】従来のゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法の一例を説明するための図。
【図２５】従来の非ゼロベクトルからの電圧ベクトル選択方法の一例を説明するための図。
【図２６】従来のシーケンス起動回路１１の詳細な構成例を示すブロック図。
【図２７】許容誤差コンパレータ４０の許容誤差領域を説明するための図。
【図２８】第１、第２の課題を説明するための従来例によるシミュレーション波形を示す図。
【図２９】図３０の動作説明に用いる電圧ベクトルの関係を示す図。
【図３０】第１の課題を説明するための従来例による電流軌跡（電流基準座標）を示す図。
【図３１】第２の課題の逆パルスを説明するためのパルス波形図。
【図３２】第３の課題を説明するための従来例による電流軌跡（電流基準座標）を示す図。
【図３３】図３２に対応する時間波形を示す図。
【図３４】第１の発明の考え方を説明するための電流軌跡（電流基準座標）を示す図。
【符号の説明】
１…直流電源、
２…平滑コンデンサ、
３…インバータ、
４…誘導電動機、
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…ホールＣＴ、
６…電流検出器、
７…ベクトル減算器、
８…ベクトル角検出器、
９…ベクトル長増減検出回路、
１０…スイッチングシーケンス回路、
１０ａ…スイッチングシーケンス回路、
１１…シーケンス起動回路、
１１ａ…シーケンス起動回路、
１２…論理回路、
１３…ゲート回路、
２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ，２０ｕｗ、２０ｖｕ、２０ｗｖ…コンパレータ、
２１ｕｗ、２１ｖｕ、２１ｗｖ…減算器、
２２…論理回路、
２３…エンコーダ、
２４…ラッチ回路、
２５…アンド回路、
４０…許容誤差コンパレータ、
４１ｕ，４１ｖ，４１ｗ，４１ｘ，４１ｙ，４１ｗ…コンパレータ、
４２…許容誤差設定値、
４３…倍率器、
４４ｕ，４４ｖ，４４ｗ，４４ｘ，４４ｙ，４４ｗ…アンド回路、
４５ｕ，４５ｖ，４５ｗ…ＮＯＴ回路、
４６…オア回路、
４７…アンド回路、
４８ｕ，４８ｖ，４８ｗ…乗算器、
４９…加算器、
５０…コンパレータ、
５１…乗算器、
５２…変調周波数制御回路、
５３…カウンタ、
５４…コンパレータ、
５５…周期設定値、
５６…アンド回路、
５７…ゼロベクトル検出器、
５８…立ち下がり検出回路、
５９…オア回路、
６０…ベクトル選択テーブル、
６１…ラッチ回路、
６２…ラッチ回路、
６５…アンド回路、
６６…不一致検出器、
６７…オア回路、
６８…アンド回路、
６９…ゼロベクトル検出器、
７０…ゼロベクトル検出器、
７１…アンド回路。
Claims (10)
- 複数の自己消弧形スイッチング素子を用いて構成される電圧形インバータの制御装置において、
インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの角度に基づいて、電圧ベクトルを選択する電圧ベクトル選択手段と、
前記偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、前記電圧ベクトル選択手段により選択された電圧ベクトルに対応したスイッチング信号の出力タイミングを制御するタイミング制御手段とを備え、
前記スイッチング信号に基づいて前記自己消弧素子を制御するようにしたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 複数の自己消弧形スイッチング素子を用いて構成される電圧形インバータの制御装置において、
インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの、角度を検出する角度検出手段およびベクトル長の増減を検出する増減検出手段と、
起動指令により起動され、前記角度検出手段と増減検出手段とにより検出された偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力、および切り替え制御し、かつ所定の終了条件が成立するとゼロベクトルのスイッチング信号を出力して一連のシーケンスを終了するスイッチングシーケンス発生手段と、
前記スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を出力するシーケンス起動手段とを備え、
前記シーケンス起動手段からの起動指令の与え方に応じて、ＰＷＭ制御としての動作モードを制御するようにしたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 複数の自己消弧形スイッチング素子を用いて構成される電圧形インバータの制御装置において、
インバータ出力電流の基準ベクトルと検出ベクトルとの偏差のベクトルの、角度を検出する角度検出手段およびベクトル長の増減を検出する増減検出手段と、
起動指令により起動され、前記角度検出手段と増減検出手段とにより検出された偏差ベクトルの角度とベクトル長の増減とに基づいて、非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力、および切り替え制御し、かつ所定の終了条件が成立するとゼロベクトルのスイッチング信号を出力して一連のシーケンスを終了するスイッチングシーケンス発生手段と、
電流偏差の状態と前記スイッチング信号との組合せ、あるいは所定周期に基づいて、スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を出力するシーケンス起動手段とを備え、
前記スイッチング信号に基づいて、前記自己消弧形スイッチング素子を制御するようにしたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 前記請求項２または請求項３に記載の電圧形インバータの制御装置において、
前記スイッチングシーケンス発生手段としては、
前記スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、
前記ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、前記スイッチング信号の出力履歴と前記偏差ベクトルの角度とに基づいて、六つの非ゼロベクトルのうちの１つを選択し、また前記非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、前記偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトルあるいはそれに隣接した非ゼロベクトルである場合には、当該最も角度差の少ない非ゼロベクトルを選択し、前記偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが前記のいずれでもない場合には、２つのゼロベクトルのうちのいずれかを前記履歴保持部により保持されている出力履歴から選択するベクトル選択部と、
前記ベクトル選択部からの出力信号と前記履歴保持部により保持されている出力履歴と外部からの起動指令と前記ベクトル長の増減検出結果とに基づいて、前記スイッチング信号をその時点で前記ベクトル選択部が出力するベクトルに対応した信号に変更するか否かを制御する論理演算部と、
から成ることを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 前記請求項２または請求項３に記載の電圧形インバータの制御装置において、
前記スイッチングシーケンス発生手段としては、
前記スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、
前記履歴保持部が出力する履歴信号と前記偏差ベクトルの角度とに基づいて、電圧ベクトルを選択するベクトル選択部と、
前記ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルである場合には、直ちにあるいは電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、また前記ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルでない場合には、前記出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルで、出力中のスイッチング信号のベクトルと前記ベクトル選択部が出力するベクトルとが異なり、さらに電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、あるいは出力中のスイッチング信号のベクトルと前記ベクトル選択部が出力するベクトルとが異なりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点での前記ベクトル選択部が出力するベクトルに対応したスイッチング信号を出力する論理演算部と、
から成ることを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 前記請求項２に記載の電圧形インバータの制御装置において、
前記スイッチングシーケンス発生手段としては、
スイッチングシーケンス発生手段の出力がゼロベクトルで、出力履歴保持部が保持する前回値から前記ゼロベクトルへの移行に際して、１相のスイッチングしか必要としなかった場合には、前記前回値の非ゼロベクトルおよびそれに隣接した２つの非ゼロベクトルの３つベクトルの中から、また２相のスイッチングを必要とした場合には、前記隣接した２つの非ゼロベクトルの中から、前記偏差ベクトルの角度に基づいてベクトルを選択するベクトル選択部を有することを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 前記請求項４または請求項５に記載の電圧形インバータの制御装置において、
前記スイッチングシーケンス発生手段としては、
前記ベクトル選択部がゼロベクトルを出力している場合には、直ちにあるいは偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、前記出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルでかつ前記ゼロベクトルから出力中のスイッチング信号に移行するに際して、１相のスイッチングしか必要としなかった場合には、前記ベクトル選択部が出力するベクトルが出力中のスイッチング信号によるベクトルと一致しなくなりかつ前記偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、またそれ以外の場合には、前記ベクトル選択部が出力するベクトルが出力中のスイッチング信号によるベクトルと前記ベクトル選択部が出力するベクトルとが一致しなくなりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点での前記ベクトル選択部からの出力に対応したスイッチング信号を出力する論理演算部を有することを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 前記請求項２または請求項３に記載の電圧形インバータの制御装置において、
前記スイッチングシーケンス発生手段としては、
前記スイッチング信号の出力履歴を保持する履歴保持部と、
前記ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、前記スイッチング信号の出力履歴と前記偏差ベクトルの角度とに基づいて、六つの非ゼロベクトルのうちの１つを選択し、また前記非ゼロベクトルのスイッチング信号を出力している時は、前記偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが出力中の非ゼロベクトルあるいはそれに隣接した非ゼロベクトルである場合には、当該最も角度差の少ない非ゼロベクトルを選択し、前記偏差ベクトルと最も角度差の少ない非ゼロベクトルが前記のいずれでもない場合には、２つのゼロベクトルのうちのいずれかを前記履歴保持部により保持されている出力履歴から選択するベクトル選択部と、
前記ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルである場合には、直ちにあるいは電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、また前記ベクトル選択部からの出力がゼロベクトルでない場合には、前記出力履歴保持部により保持されている前回値がゼロベクトルで、出力中のスイッチング信号のベクトルと前記ベクトル選択部が出力するベクトルとが異なり、さらに電流偏差ベクトルの増加を増減検出信号が示した時点で、あるいは出力中のスイッチング信号のベクトルと前記ベクトル選択部が出力するベクトルとが異なりかつ外部から起動指令が与えられた時点で、当該時点での前記ベクトル選択部が出力するベクトルに対応したスイッチング信号を出力する論理演算部と、
から成ることを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 前記請求項２または請求項３に記載の電圧形インバータの制御装置において、
前記シーケンス起動手段としては、
各相の電流偏差の所定量±Ｈ／２と前記スイッチング信号の符号とに基づく第１の許容誤差領域と、電流偏差ベクトルの長さの所定量Ｈに基づく第２の許容誤差領域との論理和で得られる領域に、前記電流偏差が含まれているか否かの比較結果に基づいて、第１の起動指令を出力する許容誤差比較判定部と、
時間を測定して所定時間が経過する毎に信号を出力し、前記許容誤差比較判定部からの第１の起動指令により初期化されるタイマーと、
前記タイマーからの出力信号によりセットされて第２の起動信号を保持し、前記スイッチングシーケンス発生手段がスイッチング信号を変更する度にリセットされるフリップフロップとから成り、
前記第１の起動指令と第２の起動指令との論理和で、前記スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を与えるようにしたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 前記請求項２または請求項３に記載の電圧形インバータの制御装置において、
前記シーケンス起動手段としては、
各相の電流偏差の所定量±Ｈ／２とスイッチング信号の符号とに基づく第１の許容誤差領域と、電流偏差ベクトルの長さの所定量Ｈに基づく第２の許容誤差領域との論理和で得られる領域に、前記電流偏差が含まれているか否かの比較結果に基づいて、第１の起動指令を出力する許容誤差比較判定部と、
時間を測定して所定時間が経過する毎に信号を出力し、前記許容誤差比較判定部からの第１の起動指令、および第２の起動指令の立ち下がりタイミング検出信号で初期化されるタイマーと、
前記タイマーからの出力信号によりセットされて前記第２の起動信号を保持し、前記スイッチングシーケンス発生手段がスイッチング信号を変更する度にリセットされるフリップフロップおよび前記第２の起動指令の立ち下がりタイミングを検出する立ち下がり検出部とから成り、
前記第１の起動指令と第２の起動指令との論理和で、前記スイッチングシーケンス発生手段に対して起動指令を与えるようにしたことを特徴とする電圧形インバータの制御方法及び制御装置。
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