JPH0642791B2 - 直流モ−タ速度制御回路 - Google Patents
直流モ−タ速度制御回路Info
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- JPH0642791B2 JPH0642791B2 JP60256750A JP25675085A JPH0642791B2 JP H0642791 B2 JPH0642791 B2 JP H0642791B2 JP 60256750 A JP60256750 A JP 60256750A JP 25675085 A JP25675085 A JP 25675085A JP H0642791 B2 JPH0642791 B2 JP H0642791B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/29—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation
- H02P7/2913—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はフロツピーデイスク駆動装置等に使用される直
流モータの回転速度を制御する直流モータ速度制御回路
に関する。
流モータの回転速度を制御する直流モータ速度制御回路
に関する。
フロツピーデイスク駆動装置等の電子計算機器における
フアイル装置においては、媒体を回転するために直流モ
ータ、特に、ブラシレス直流モータが多用されている。
フアイル装置においては、媒体を回転するために直流モ
ータ、特に、ブラシレス直流モータが多用されている。
ブラシレス直流モータは第6図に示す如く、マヅネツト
を用いた回転子1及び複数の固定子コイルを含む固定子
2より構成され、各固定子コイルに配された磁気感応素
子(以下ホール素子という)により回転子1の位置を検
出して各固定コイルを選択的に励磁することにより回転
子1を一定方向に回転させるようにしたものである。
を用いた回転子1及び複数の固定子コイルを含む固定子
2より構成され、各固定子コイルに配された磁気感応素
子(以下ホール素子という)により回転子1の位置を検
出して各固定コイルを選択的に励磁することにより回転
子1を一定方向に回転させるようにしたものである。
第7図はブラシレス直流モータの固定子2を示す平面
図、第8図は同ブラシレス直流モータの回転子1を示す
平面図であり、3相の固定子コイルを有する場合を示し
ている。
図、第8図は同ブラシレス直流モータの回転子1を示す
平面図であり、3相の固定子コイルを有する場合を示し
ている。
この場合、固定子2には、X、Y、Zの3相に対応して
3X、3Y、3Zの固定子コイルを設け、各コイルの中
央にホール素子4X,4Y、4Zを配置し、一方回転子
1には回転子マクネット5を分割して着磁する。
3X、3Y、3Zの固定子コイルを設け、各コイルの中
央にホール素子4X,4Y、4Zを配置し、一方回転子
1には回転子マクネット5を分割して着磁する。
ここで、固定子2の各ホール素子4X、4Y、4Zによ
り回転子1の極性が順次検出され、そのそれぞれの出力
は第9図の第3増幅器6X、6Y、6Zで増幅されて制
御部としてのマイクロコンピユータ(以下μCPUとい
う)7に入力ポート8X、8Y、8Zより入力される。
μCPU7はホール素子4X、4Y、4Zの各々の出力は
極性により回転子の位置を識別し、常に同一方向に回転
トルクが発生するように、出力ポート9X、9Y、9Z
よりそれぞれφX、φY、φZを出力し、固定子コイル
3X、3Y、3Zの駆動を決定し、これによりロータが
一方向に回転することとなる。
り回転子1の極性が順次検出され、そのそれぞれの出力
は第9図の第3増幅器6X、6Y、6Zで増幅されて制
御部としてのマイクロコンピユータ(以下μCPUとい
う)7に入力ポート8X、8Y、8Zより入力される。
μCPU7はホール素子4X、4Y、4Zの各々の出力は
極性により回転子の位置を識別し、常に同一方向に回転
トルクが発生するように、出力ポート9X、9Y、9Z
よりそれぞれφX、φY、φZを出力し、固定子コイル
3X、3Y、3Zの駆動を決定し、これによりロータが
一方向に回転することとなる。
ところで、この種の直流モータは一定回転数の定速度で
回転させる為に速度制御を行わねばならない。
回転させる為に速度制御を行わねばならない。
一般に、この速度制御については、ロータの回転速度を
検出し、このフイードバツクにより制御を行うのが通常
である。
検出し、このフイードバツクにより制御を行うのが通常
である。
このフイードバツク制御はアナログのハードでも出来る
が最近はμCPUを使用することが多く、これは素子自体
のコストが安いのと、制御に柔軟性をもたせられるから
である。
が最近はμCPUを使用することが多く、これは素子自体
のコストが安いのと、制御に柔軟性をもたせられるから
である。
以下に、従来の直流モータ速度制御回路を説明する。第
9図は従来の直流モータ速度制御回路の一例を示す回路
図である。
9図は従来の直流モータ速度制御回路の一例を示す回路
図である。
制御にあたつてまず、ロータの回転速度を検出する。検
出方法としては各種あるが、ここでは第10図に示され
ように回転子マグネツト5の外周に速度検出用マグネツ
ト10を一周にわたつて配し、これによる磁束を固定子
側の基板に配した銅箔によるジグザグ状の速度検出パタ
ーン11によつて検出する方法によつている。これによ
り例えば1周に72サイクルの出力が得られ、それの周
期により回転速度がわかる。
出方法としては各種あるが、ここでは第10図に示され
ように回転子マグネツト5の外周に速度検出用マグネツ
ト10を一周にわたつて配し、これによる磁束を固定子
側の基板に配した銅箔によるジグザグ状の速度検出パタ
ーン11によつて検出する方法によつている。これによ
り例えば1周に72サイクルの出力が得られ、それの周
期により回転速度がわかる。
これにより速度制御動作に入る。まずロータの回転は速
度検出パターン11による誘起電圧として端子12a,
12bに出力され、第1増幅器13を通してVTのパルス
に変換されて、μCPU7の割込端子14に入力される。
これによりμCPU7は直流モータの回転速度を算出し、
基準速度と比較してフイードバツク量を検出し、これを
8ビツトの2進符号、b0〜b7に変換する。このb0〜b7を
アナログ量に変換するためD/Aコンバータ15に入力
する。D/Aコンバータの出力は第2増幅器16で増幅
されてコイルの駆動回路の供給電圧となる。これにより
コイルへの印加電圧が回転速度が一定となるように制御
される。
度検出パターン11による誘起電圧として端子12a,
12bに出力され、第1増幅器13を通してVTのパルス
に変換されて、μCPU7の割込端子14に入力される。
これによりμCPU7は直流モータの回転速度を算出し、
基準速度と比較してフイードバツク量を検出し、これを
8ビツトの2進符号、b0〜b7に変換する。このb0〜b7を
アナログ量に変換するためD/Aコンバータ15に入力
する。D/Aコンバータの出力は第2増幅器16で増幅
されてコイルの駆動回路の供給電圧となる。これにより
コイルへの印加電圧が回転速度が一定となるように制御
される。
これは、フエイズ・ロツクド・ループ方式(PLL方式)
によるもので、すなわち、基準となる正確な位相パルス
に速度検出器の出力を追従せしめるものである。位相基
準はμCPU内部のカウンタを回転させて作成する。これ
をタイムチヤートで示すと第11図の如くとなる。
によるもので、すなわち、基準となる正確な位相パルス
に速度検出器の出力を追従せしめるものである。位相基
準はμCPU内部のカウンタを回転させて作成する。これ
をタイムチヤートで示すと第11図の如くとなる。
VT入力のハイレベルからローレベルへの変化点を検出
し、この時点での基準からの位相ずれθおよびVTの周期
Tωから速度WをW=1/Tωとして算出し、位相ずれ
量K1θ及びダンピングのための速度フイードバツク量
K2Wよりフイードバツク量(K1θ−K2W)を演算する。
この量を8ビツト2進数に変換しb0〜b7にデジタル発信
する。これを受けてD/Aコンバータ15の出力V0が0V
〜+5Vの間でアナログ量として設定される。出力V0は各
固定コイル3X,3Y,3Zの駆動回路17に印加して
フイードバツクを行い、固定コイル3X,3Y,3Zの
印加電圧を制御する。
し、この時点での基準からの位相ずれθおよびVTの周期
Tωから速度WをW=1/Tωとして算出し、位相ずれ
量K1θ及びダンピングのための速度フイードバツク量
K2Wよりフイードバツク量(K1θ−K2W)を演算する。
この量を8ビツト2進数に変換しb0〜b7にデジタル発信
する。これを受けてD/Aコンバータ15の出力V0が0V
〜+5Vの間でアナログ量として設定される。出力V0は各
固定コイル3X,3Y,3Zの駆動回路17に印加して
フイードバツクを行い、固定コイル3X,3Y,3Zの
印加電圧を制御する。
しかしながら上述の従来技術によると、μCPUを使つて
フイードバツク量を算出し、その結果をアナログ量に変
換するためにD/Aコンバータが必要となる。
フイードバツク量を算出し、その結果をアナログ量に変
換するためにD/Aコンバータが必要となる。
このD/Aコンバータは入力して4〜8ビツトの入力線が
必要で、数に制限のあるμCPUの出力ポートがそれに専
有されてしまい、そのためμCPUがコントロールできる
機構が減つてしまうという問題があつた。
必要で、数に制限のあるμCPUの出力ポートがそれに専
有されてしまい、そのためμCPUがコントロールできる
機構が減つてしまうという問題があつた。
さらに、このD/Aコンバータは通常1チツプのICとな
つているが、論理IC等と比較して高価であるという問
題があつた。
つているが、論理IC等と比較して高価であるという問
題があつた。
本発明は、μCPUの出力ポート数の使用が少なく、かつD
/Aコンバータを使用しない直流モータ速度制御回路を提
供することを目的とする。
/Aコンバータを使用しない直流モータ速度制御回路を提
供することを目的とする。
本発明は、直流モータの駆動回路と、前記直流モータの
ロータの回転数を検出する速度検出器と、該速度検出器
の出力よりフィードバック量を算出し、これを信号とし
て出力する制御部とを有し、該制御部より出力された信
号を電圧値化してこれをフィードバックとして前記駆動
回路に印加して直流モータの印加電圧を制御する直流モ
ータ速度制御回路において、前記制御部は、前記直流モ
ータの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、
前記速度検出器の出力より算出したフィードバック量を
このフィードバック量に応じたパルス幅に変換してこれ
をコントロールパルスとして出力し、かつ、このコント
ロールパルスの直前に直流モータの回転周期に比較して
短い一定パルス幅のリセットパルスを出力するよう構成
されるとともに、該制御部に、このコントロールパルス
を出力するCTL信号出力ポートとリセットパルスを出
力するRST信号出力ポートを設け、この制御部のCT
L信号出力ポートとRST信号出力ポートに接続され、
リセットパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電
し、コントロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷
を充電して、リセットパルスおよびコントロールパルス
が共にオフの間は、コントロールパルスがオンの間に充
電されたコンデンサの電荷を保持する積分回路を具備
し、これにより、直流モータの印加電圧を制御する電圧
値の出力を得ることを特徴とする。
ロータの回転数を検出する速度検出器と、該速度検出器
の出力よりフィードバック量を算出し、これを信号とし
て出力する制御部とを有し、該制御部より出力された信
号を電圧値化してこれをフィードバックとして前記駆動
回路に印加して直流モータの印加電圧を制御する直流モ
ータ速度制御回路において、前記制御部は、前記直流モ
ータの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、
前記速度検出器の出力より算出したフィードバック量を
このフィードバック量に応じたパルス幅に変換してこれ
をコントロールパルスとして出力し、かつ、このコント
ロールパルスの直前に直流モータの回転周期に比較して
短い一定パルス幅のリセットパルスを出力するよう構成
されるとともに、該制御部に、このコントロールパルス
を出力するCTL信号出力ポートとリセットパルスを出
力するRST信号出力ポートを設け、この制御部のCT
L信号出力ポートとRST信号出力ポートに接続され、
リセットパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電
し、コントロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷
を充電して、リセットパルスおよびコントロールパルス
が共にオフの間は、コントロールパルスがオンの間に充
電されたコンデンサの電荷を保持する積分回路を具備
し、これにより、直流モータの印加電圧を制御する電圧
値の出力を得ることを特徴とする。
以上の構成により本発明は、制御部において速度検出器
により検出されたロータの回転数からフィードバック量
を得て、このフィードバック量から、該フィードバック
量に応じ、かつ直流モータの回転周期に比較して短いパ
ルス幅のコントロールパルスを求めてこれをCTL信号
出力ポートから出力するとともに、このコントロールパ
ルスの直前に直流モータの回転周期に比較して短い一定
パルス幅のリセットパルスをRST信号出力ポートから
出力する。
により検出されたロータの回転数からフィードバック量
を得て、このフィードバック量から、該フィードバック
量に応じ、かつ直流モータの回転周期に比較して短いパ
ルス幅のコントロールパルスを求めてこれをCTL信号
出力ポートから出力するとともに、このコントロールパ
ルスの直前に直流モータの回転周期に比較して短い一定
パルス幅のリセットパルスをRST信号出力ポートから
出力する。
積分回路では、リセットパルスがオンの間にコンデンサ
の電荷を放電し、その直後に入力されるコントロールパ
ルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電して、コント
ロールパルスのパルス幅に応じたコンデンサ端子電圧を
得て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共に
オフの間は、このコンデンサ端子電圧が保持される。
の電荷を放電し、その直後に入力されるコントロールパ
ルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電して、コント
ロールパルスのパルス幅に応じたコンデンサ端子電圧を
得て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共に
オフの間は、このコンデンサ端子電圧が保持される。
そして、この端子電圧の出力を直流モータの駆動回路に
印加してフィードバックを行うことで、直流モータの印
加電圧を制御することができる。
印加してフィードバックを行うことで、直流モータの印
加電圧を制御することができる。
以下図面に従つて実施例を説明する。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は同実
施例全体のタイムチヤート、第3図は同実施例のD/A変
換器の回路図、第4図はそのD/A変換部のタイムチヤー
ト、第5図は同実施例のμCPU内の動作のフローチヤー
トである。
施例全体のタイムチヤート、第3図は同実施例のD/A変
換器の回路図、第4図はそのD/A変換部のタイムチヤー
ト、第5図は同実施例のμCPU内の動作のフローチヤー
トである。
尚、本実施例も従来例と同様に3相の固定子コイルを有
する場合としたがこれに限られるものではない。
する場合としたがこれに限られるものではない。
図において3X,3Y,3Zは固定子コイル4X,4
Y,4Zはホール素子、18は制御部としてのμCPUで
ある。
Y,4Zはホール素子、18は制御部としてのμCPUで
ある。
本実施例において固定子コイル3X,3Y,3Zに流す
電流を制御する回路は従来例のものと同様である。すな
わち、6X,6Y,6Zはホール素子4X,4Y,4Z
の出力を増幅する第3増幅器、8X,8Y,8Zは第3
増幅器で増幅された出力をμCPU18に入力する入力ポ
ート、9X,9Y,9Zは固定子コイル3X,3Y,3
Zの駆動を決定するφY,φY,φZを出力する出力ポ
ートである。
電流を制御する回路は従来例のものと同様である。すな
わち、6X,6Y,6Zはホール素子4X,4Y,4Z
の出力を増幅する第3増幅器、8X,8Y,8Zは第3
増幅器で増幅された出力をμCPU18に入力する入力ポ
ート、9X,9Y,9Zは固定子コイル3X,3Y,3
Zの駆動を決定するφY,φY,φZを出力する出力ポ
ートである。
第1図の回路図において、以下本実施例における速度制
御にかかわる部分の構成を説明する。
御にかかわる部分の構成を説明する。
11は周知の速度検出パターンであり、従来の技術の項
で述べた方法でロータの回転速度を検出し、これを誘起
電圧として12a,12bに出力する。13はこの出力
された誘起電圧を増幅する第1増幅器である。
で述べた方法でロータの回転速度を検出し、これを誘起
電圧として12a,12bに出力する。13はこの出力
された誘起電圧を増幅する第1増幅器である。
該μCPU18は、割込端子19とコントロールパルス
(以下CTL信号と云う)を出力するCTL信号出力ポ
ート20とリセツトパルス(以下RST信号と云う)を
出力するRST信号出力ポート21を有しており、割込
端子19より入力された信号を演算してこれよりCTL
信号を発信し、かつこれに対応してRST信号を発信す
るよう第5図のフローチヤートで示すプログラムが施さ
れている。第5図の説明は後に動作の説明とあわせてお
こなう。
(以下CTL信号と云う)を出力するCTL信号出力ポ
ート20とリセツトパルス(以下RST信号と云う)を
出力するRST信号出力ポート21を有しており、割込
端子19より入力された信号を演算してこれよりCTL
信号を発信し、かつこれに対応してRST信号を発信す
るよう第5図のフローチヤートで示すプログラムが施さ
れている。第5図の説明は後に動作の説明とあわせてお
こなう。
22はμCPU18より発信されたSTL信号20とRS
T信号21をアナログ量の電圧値に変換して端子電圧O
UTとして出力するD/A変換部である。
T信号21をアナログ量の電圧値に変換して端子電圧O
UTとして出力するD/A変換部である。
D/A変換部22は、第3図に詳細に示される如く、抵抗
23とコンデンサ24より成るRCの積分回路である。
23とコンデンサ24より成るRCの積分回路である。
25は第2増幅器であり前記D/A変換部22より出力さ
れた端子電圧OUTは、該第2増幅器25を通つて増幅
される。17は、前記固定子コイルへ電圧を印加する駆
動回路であり、第2増幅器25で増幅された端子電圧O
UTは該駆動回路17の供給電圧となる。
れた端子電圧OUTは、該第2増幅器25を通つて増幅
される。17は、前記固定子コイルへ電圧を印加する駆
動回路であり、第2増幅器25で増幅された端子電圧O
UTは該駆動回路17の供給電圧となる。
以上の構成による本実施例の作動を説明する。
まずロータの回転は速度検出パターン11による誘起電
圧として12a,12bに出力され第1増幅器13を通
してμCPU18の割込端子19に入力される。この信号
はロータの7回転に75サイクル入力され、μCPU18
は入力がハイレベルからローレベルに変化すると入力と
して検知する。
圧として12a,12bに出力され第1増幅器13を通
してμCPU18の割込端子19に入力される。この信号
はロータの7回転に75サイクル入力され、μCPU18
は入力がハイレベルからローレベルに変化すると入力と
して検知する。
μCPU18はこれによりフイードバツク量を算出する。
本実施例においては、回転数精度の良いPLL方式を採
用した。
本実施例においては、回転数精度の良いPLL方式を採
用した。
その概要は、まずμCPU18内で所望の回転数となるよ
うな基準の速度検出のサイクルを内部カウンタで正確に
発生させておき実際の速度検出器の出力をこれに一致さ
せる様に制御するものである。
うな基準の速度検出のサイクルを内部カウンタで正確に
発生させておき実際の速度検出器の出力をこれに一致さ
せる様に制御するものである。
すなわち、第2図に示す如く、μCPU18は位相基準か
らの位置差θをカウンタ値から算出し、又、VTの周期
Tωから速度WをW=1/Tωとして算出する。そして
θ,Wのそれぞれに係数を掛けて(K1θ−K2W)を
算出する。K1,K2は直流モータのトルク定数、時定
数、回転数、負荷トルク回転変動率等の条件を勘案した
サーボ系の安定条件より求めた値である。
らの位置差θをカウンタ値から算出し、又、VTの周期
Tωから速度WをW=1/Tωとして算出する。そして
θ,Wのそれぞれに係数を掛けて(K1θ−K2W)を
算出する。K1,K2は直流モータのトルク定数、時定
数、回転数、負荷トルク回転変動率等の条件を勘案した
サーボ系の安定条件より求めた値である。
(K1θ−K2W)は次に最小0、最大ntの時間値を
持つパルス幅TCに変換される。nは等分数で16又は
32程度であり、tは分割の単位時間で、μCPU18の
命令サイクル時間にとる。
持つパルス幅TCに変換される。nは等分数で16又は
32程度であり、tは分割の単位時間で、μCPU18の
命令サイクル時間にとる。
以上の方式によりμCPU18は前記の入力信号を演算
し、これをCTL信号としてCTL信号出力ポート20
より発信する。これはD/A変換部22へと送られる。
し、これをCTL信号としてCTL信号出力ポート20
より発信する。これはD/A変換部22へと送られる。
μCPU18は、このCTL信号出力の動作と平行して、
一定パルス幅を持つRST信号の出力を行う。RST信
号はCTL信号の出力の前に必ずμCPU18のRST信
号出力ポート21から出力される。
一定パルス幅を持つRST信号の出力を行う。RST信
号はCTL信号の出力の前に必ずμCPU18のRST信
号出力ポート21から出力される。
以上のμCPU18内の動作を第5図のフローチヤートに
従つて説明する。V1入力がハイレベルからローレベル
への変化点を監視しS1、変化があれば位相基準との位
置差θを検出しS2、次にTωを調べることにより速度
Wを検出しS3、この位置差θと速度Wより(K1θ−
K2W)を算出しS4、この結果をパルス幅TCに変換
して演算を終了するS5。次にRST信号として一定パ
ルス幅のパルスをRST信号出力ポート21より出力し
S6、続いて直ちにCTL信号をパルス幅TcでCTL
信号出力ポート20より出力するS7。
従つて説明する。V1入力がハイレベルからローレベル
への変化点を監視しS1、変化があれば位相基準との位
置差θを検出しS2、次にTωを調べることにより速度
Wを検出しS3、この位置差θと速度Wより(K1θ−
K2W)を算出しS4、この結果をパルス幅TCに変換
して演算を終了するS5。次にRST信号として一定パ
ルス幅のパルスをRST信号出力ポート21より出力し
S6、続いて直ちにCTL信号をパルス幅TcでCTL
信号出力ポート20より出力するS7。
これを一連のシーケンスとして割込み毎に行うわけであ
る。
る。
次に、D/A変換部22においてμCPU18より発信された
パルス信号を電圧値に変換する動作を説明する。
パルス信号を電圧値に変換する動作を説明する。
まず、前述のμCPU18の動作により、RST信号は一
定パルス幅Trとして、またCTL信号はフイードバツ
ク量に応じてパルス幅Tcとして入力される。
定パルス幅Trとして、またCTL信号はフイードバツ
ク量に応じてパルス幅Tcとして入力される。
一方、フロツピーデイスク駆動装置のスピンドルモータ
では、回転数が300rpmに制御されねばならないの
で、Tω≒2.78msであり、例えばTr+TcはこのTω
の1/10以下、即ちTr≒10μs、Tcmax≒100μs
に選んでおく。
では、回転数が300rpmに制御されねばならないの
で、Tω≒2.78msであり、例えばTr+TcはこのTω
の1/10以下、即ちTr≒10μs、Tcmax≒100μs
に選んでおく。
RST信号がオンになるとトランジスタ26がオンとな
り、コンデンサ24の電荷は急速に放電されてコンデン
サ24の端子電圧OUTはOVとなる。
り、コンデンサ24の電荷は急速に放電されてコンデン
サ24の端子電圧OUTはOVとなる。
次にCTL信号がオン(ローレベル)になると、トラン
ジスタ27がオンとなりコンデンサ24は+5vから抵
抗23を通して充電され端子電圧OUTは第4図のe曲
線に示される如く上昇する。上昇値は時定数RCによつ
て決まる。この時定数RCはTcmaxより大きく取るが、
次段の第2増幅器25はゲインの関係で最適値に選定す
る必要がある。
ジスタ27がオンとなりコンデンサ24は+5vから抵
抗23を通して充電され端子電圧OUTは第4図のe曲
線に示される如く上昇する。上昇値は時定数RCによつ
て決まる。この時定数RCはTcmaxより大きく取るが、
次段の第2増幅器25はゲインの関係で最適値に選定す
る必要がある。
端子電圧OUTの電圧は上昇の途中でCTL信号がオフ
となるのでそれ以上は上昇しない。そしてRST、CT
L両信号がオフになると充放電経路を断たれるので、C
TL信号がオフした時点での電圧を保持する。
となるのでそれ以上は上昇しない。そしてRST、CT
L両信号がオフになると充放電経路を断たれるので、C
TL信号がオフした時点での電圧を保持する。
これにより、パルス幅Tcに略比例した電圧が端子電圧
OUTに設定されることになる。
OUTに設定されることになる。
以上によりパルス幅Tcが電圧値に変換される。端子電
圧OUTの電圧値は第4図のOUTに示す如くとなる。
圧OUTの電圧値は第4図のOUTに示す如くとなる。
尚、OUT波形はVTの周期毎に一瞬0vに低下するこ
とになり、滑らかな制御電圧とはなつていない。しかし
この電圧の低下部分fはTω長に比し非常に短いので、
固定子コイル3X,3Y,3Zの電流はこれには追従で
きないので実際の動作には全く影響を与えない。
とになり、滑らかな制御電圧とはなつていない。しかし
この電圧の低下部分fはTω長に比し非常に短いので、
固定子コイル3X,3Y,3Zの電流はこれには追従で
きないので実際の動作には全く影響を与えない。
以上の如くしてμCPU18より出力されたRST信号と
CTL信号をD/A変換部22に入力して電圧値に変換す
るとこれを第2増幅器25により増幅して、これを駆動
回路17へ印加する。
CTL信号をD/A変換部22に入力して電圧値に変換す
るとこれを第2増幅器25により増幅して、これを駆動
回路17へ印加する。
印加電圧は第2図のV0に示す如く、回転が遅くなれば
V0は高電圧になり、速くなれば低電圧となり一定回転
数になる様にフイードバツクが掛る。
V0は高電圧になり、速くなれば低電圧となり一定回転
数になる様にフイードバツクが掛る。
以上により位相基準との位置差θがフイードバツクされ
て固定子コイル3X,3Y,3Zの電圧がコントロール
される。
て固定子コイル3X,3Y,3Zの電圧がコントロール
される。
以上詳細に説明した如く、本発明によれば、直流モータ
速度制御回路において、制御部は、制御対象の直流モー
タの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、該
直流モータのロータの回転数を検出する速度検出器の出
力より算出したフィードバック量をこのフィードバック
量に応じたパルス幅に変換してこれをコントロールパル
スとして出力し、かつ、このコントロールパルスの直前
に直流モータの回転周期に比較して短い一定パルス幅の
リセットパルスを出力するよう構成されるとともに、該
制御部に、このコントロールパルスを出力するCTL信
号出力ポートとリセットパルスを出力するRST信号出
力ポートを設けている。また、この制御部のCTL信号
出力ポートとRST信号出力ポートに接続され、リセッ
トパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電し、コン
トロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電し
て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共にオ
フの間は、コントロールパルスがオンの間に充電された
コンデンサの電荷を保持する積分回路を具備し、これを
D/A変換部として、このD/A変換部により、直流モ
ータの印加電圧を制御する電圧値の出力を得るので、制
御部にてデジタル演算した結果をアナログ量に変換する
のに、従来の如く高価なD/Aコンバータを使う必要が
なくなり、コストが低減するという効果がある。
速度制御回路において、制御部は、制御対象の直流モー
タの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、該
直流モータのロータの回転数を検出する速度検出器の出
力より算出したフィードバック量をこのフィードバック
量に応じたパルス幅に変換してこれをコントロールパル
スとして出力し、かつ、このコントロールパルスの直前
に直流モータの回転周期に比較して短い一定パルス幅の
リセットパルスを出力するよう構成されるとともに、該
制御部に、このコントロールパルスを出力するCTL信
号出力ポートとリセットパルスを出力するRST信号出
力ポートを設けている。また、この制御部のCTL信号
出力ポートとRST信号出力ポートに接続され、リセッ
トパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電し、コン
トロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電し
て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共にオ
フの間は、コントロールパルスがオンの間に充電された
コンデンサの電荷を保持する積分回路を具備し、これを
D/A変換部として、このD/A変換部により、直流モ
ータの印加電圧を制御する電圧値の出力を得るので、制
御部にてデジタル演算した結果をアナログ量に変換する
のに、従来の如く高価なD/Aコンバータを使う必要が
なくなり、コストが低減するという効果がある。
また、本発明によれば、D/A変換部コントロールする
コントロール線も2本で済むので、数に制限にある制御
部の出力ポートを従来の如く専有してしまうことがな
く、制御部の使用効率が上がるという効果がある。
コントロール線も2本で済むので、数に制限にある制御
部の出力ポートを従来の如く専有してしまうことがな
く、制御部の使用効率が上がるという効果がある。
さらに、本発明によれば、積分回路が1組の抵抗とコン
デンサより成るRCの積分回路であるので、電圧が0V
に低下する部分が生じてしまうが、リセットパルスおよ
びコントロールパルスのパルス幅を直流モータの回転周
期に比較して短くなるようにし、リセットパルスはコン
トロールパルスの直前に出力するようにしているので、
電圧の低下部分は直流モータの回転周期に比較して非常
に短くなり、1組の抵抗コンデンサよりなる積分回路を
用いても、直流モータの動作には全く影響を与えること
がないという効果を有する。
デンサより成るRCの積分回路であるので、電圧が0V
に低下する部分が生じてしまうが、リセットパルスおよ
びコントロールパルスのパルス幅を直流モータの回転周
期に比較して短くなるようにし、リセットパルスはコン
トロールパルスの直前に出力するようにしているので、
電圧の低下部分は直流モータの回転周期に比較して非常
に短くなり、1組の抵抗コンデンサよりなる積分回路を
用いても、直流モータの動作には全く影響を与えること
がないという効果を有する。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は同実
施例全体のタイムチヤート、第3図は同実施例のD/A
変換部の回路図、第4図はそのD/A変換部のタイムチ
ヤート、第5図は同実施例のμCPU内の動作のフローチ
ヤート、第6図はブラシレス直流モータの側断面図、第
7図は第6図に示すブラシレス直流モータの固定子を示
す平面図、第8図は同ブラシレス直流モータの回転子を
示す平面図、第9図は従来例を示す回路図、第10図は
同従来例において使用されるブラシレス直流モータの回
転子を示す平面図、第11図は同従来例のタイムチヤー
トである。 3X,3Y,3Z…固定子コイル、4X,4Y,4Z…
ホール素子、17…駆動回路、18…μCPU、20…C
TL信号出力ポート、21…RST信号出力ポート、2
2…変換部。
施例全体のタイムチヤート、第3図は同実施例のD/A
変換部の回路図、第4図はそのD/A変換部のタイムチ
ヤート、第5図は同実施例のμCPU内の動作のフローチ
ヤート、第6図はブラシレス直流モータの側断面図、第
7図は第6図に示すブラシレス直流モータの固定子を示
す平面図、第8図は同ブラシレス直流モータの回転子を
示す平面図、第9図は従来例を示す回路図、第10図は
同従来例において使用されるブラシレス直流モータの回
転子を示す平面図、第11図は同従来例のタイムチヤー
トである。 3X,3Y,3Z…固定子コイル、4X,4Y,4Z…
ホール素子、17…駆動回路、18…μCPU、20…C
TL信号出力ポート、21…RST信号出力ポート、2
2…変換部。
Claims (1)
- 【請求項1】直流モータの駆動回路と、 前記直流モータのロータの回転数を検出する速度検出器
と、 該速度検出器の出力よりフィードバック量を算出し、こ
れを信号として出力する制御部とを有し、 該制御部より出力された信号を電圧値化してこれをフィ
ードバックとして前記駆動回路に印加して直流モータの
印加電圧を制御する直流モータ速度制御回路において、 前記制御部は、前記直流モータの回転周期に比較して短
いパルス幅となるように、前記速度検出器の出力より算
出したフィードバック量をこのフィードバック量に応じ
たパルス幅に変換してこれをコントロールパルスとして
出力し、かつ、このコントロールパルスの直前に直流モ
ータの回転周期に比較して短い一定パルス幅のリセット
パルスを出力するよう構成されるとともに、 該制御部に、このコントロールパルスを出力するCTL
信号出力ポートとリセットパルスを出力するRST信号
出力ポートを設け、 この制御部のCTL信号出力ポートとRST信号出力ポ
ートに接続され、リセットパルスがオンの間にコンデン
サの電荷を放電し、コントロールパルスのオンの間にコ
ンデンサに電荷を充電して、リセットパルスおよびコン
トロールパルスが共にオフの間は、コントロールパルス
がオンの間に充電されたコンデンサの電荷を保持する積
分回路を具備し、 これにより、直流モータの印加電圧を制御する電圧値の
出力を得ることを特徴とする直流モータ速度制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60256750A JPH0642791B2 (ja) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | 直流モ−タ速度制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60256750A JPH0642791B2 (ja) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | 直流モ−タ速度制御回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62118784A JPS62118784A (ja) | 1987-05-30 |
JPH0642791B2 true JPH0642791B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=17296922
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60256750A Expired - Lifetime JPH0642791B2 (ja) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | 直流モ−タ速度制御回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0642791B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4312573B2 (ja) * | 2003-10-27 | 2009-08-12 | 株式会社リコー | 半導体レーザ駆動回路 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5022391A (ja) * | 1973-06-29 | 1975-03-10 | ||
JPS5897996U (ja) * | 1981-12-24 | 1983-07-04 | 沖電気工業株式会社 | 直流モ−タの駆動回路 |
JPS5949742A (ja) * | 1982-09-17 | 1984-03-22 | 工業技術院長 | 呼気力検出装置 |
-
1985
- 1985-11-18 JP JP60256750A patent/JPH0642791B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS62118784A (ja) | 1987-05-30 |
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