JPH0642791B2 - 直流モ−タ速度制御回路 - Google Patents
直流モ−タ速度制御回路Info
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- JPH0642791B2 JPH0642791B2 JP60256750A JP25675085A JPH0642791B2 JP H0642791 B2 JPH0642791 B2 JP H0642791B2 JP 60256750 A JP60256750 A JP 60256750A JP 25675085 A JP25675085 A JP 25675085A JP H0642791 B2 JPH0642791 B2 JP H0642791B2
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- pulse
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/29—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation
- H02P7/2913—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はフロツピーデイスク駆動装置等に使用される直
流モータの回転速度を制御する直流モータ速度制御回路
に関する。
流モータの回転速度を制御する直流モータ速度制御回路
に関する。
フロツピーデイスク駆動装置等の電子計算機器における
フアイル装置においては、媒体を回転するために直流モ
ータ、特に、ブラシレス直流モータが多用されている。
フアイル装置においては、媒体を回転するために直流モ
ータ、特に、ブラシレス直流モータが多用されている。
ブラシレス直流モータは第６図に示す如く、マヅネツト
を用いた回転子１及び複数の固定子コイルを含む固定子
２より構成され、各固定子コイルに配された磁気感応素
子（以下ホール素子という）により回転子１の位置を検
出して各固定コイルを選択的に励磁することにより回転
子１を一定方向に回転させるようにしたものである。
を用いた回転子１及び複数の固定子コイルを含む固定子
２より構成され、各固定子コイルに配された磁気感応素
子（以下ホール素子という）により回転子１の位置を検
出して各固定コイルを選択的に励磁することにより回転
子１を一定方向に回転させるようにしたものである。
第７図はブラシレス直流モータの固定子２を示す平面
図、第８図は同ブラシレス直流モータの回転子１を示す
平面図であり、３相の固定子コイルを有する場合を示し
ている。
図、第８図は同ブラシレス直流モータの回転子１を示す
平面図であり、３相の固定子コイルを有する場合を示し
ている。
この場合、固定子２には、Ｘ、Ｙ、Ｚの３相に対応して
３Ｘ、３Ｙ、３Ｚの固定子コイルを設け、各コイルの中
央にホール素子４Ｘ，４Ｙ、４Ｚを配置し、一方回転子
１には回転子マクネット５を分割して着磁する。
３Ｘ、３Ｙ、３Ｚの固定子コイルを設け、各コイルの中
央にホール素子４Ｘ，４Ｙ、４Ｚを配置し、一方回転子
１には回転子マクネット５を分割して着磁する。
ここで、固定子２の各ホール素子４Ｘ、４Ｙ、４Ｚによ
り回転子１の極性が順次検出され、そのそれぞれの出力
は第９図の第３増幅器６Ｘ、６Ｙ、６Ｚで増幅されて制
御部としてのマイクロコンピユータ（以下μCPUとい
う）７に入力ポート８Ｘ、８Ｙ、８Ｚより入力される。
μCPU７はホール素子４Ｘ、４Ｙ、４Ｚの各々の出力は
極性により回転子の位置を識別し、常に同一方向に回転
トルクが発生するように、出力ポート９Ｘ、９Ｙ、９Ｚ
よりそれぞれφＸ、φＹ、φＺを出力し、固定子コイル
３Ｘ、３Ｙ、３Ｚの駆動を決定し、これによりロータが
一方向に回転することとなる。
り回転子１の極性が順次検出され、そのそれぞれの出力
は第９図の第３増幅器６Ｘ、６Ｙ、６Ｚで増幅されて制
御部としてのマイクロコンピユータ（以下μCPUとい
う）７に入力ポート８Ｘ、８Ｙ、８Ｚより入力される。
μCPU７はホール素子４Ｘ、４Ｙ、４Ｚの各々の出力は
極性により回転子の位置を識別し、常に同一方向に回転
トルクが発生するように、出力ポート９Ｘ、９Ｙ、９Ｚ
よりそれぞれφＸ、φＹ、φＺを出力し、固定子コイル
３Ｘ、３Ｙ、３Ｚの駆動を決定し、これによりロータが
一方向に回転することとなる。
ところで、この種の直流モータは一定回転数の定速度で
回転させる為に速度制御を行わねばならない。
回転させる為に速度制御を行わねばならない。
一般に、この速度制御については、ロータの回転速度を
検出し、このフイードバツクにより制御を行うのが通常
である。
検出し、このフイードバツクにより制御を行うのが通常
である。
このフイードバツク制御はアナログのハードでも出来る
が最近はμCPUを使用することが多く、これは素子自体
のコストが安いのと、制御に柔軟性をもたせられるから
である。
が最近はμCPUを使用することが多く、これは素子自体
のコストが安いのと、制御に柔軟性をもたせられるから
である。
以下に、従来の直流モータ速度制御回路を説明する。第
９図は従来の直流モータ速度制御回路の一例を示す回路
図である。
９図は従来の直流モータ速度制御回路の一例を示す回路
図である。
制御にあたつてまず、ロータの回転速度を検出する。検
出方法としては各種あるが、ここでは第１０図に示され
ように回転子マグネツト５の外周に速度検出用マグネツ
ト１０を一周にわたつて配し、これによる磁束を固定子
側の基板に配した銅箔によるジグザグ状の速度検出パタ
ーン１１によつて検出する方法によつている。これによ
り例えば１周に７２サイクルの出力が得られ、それの周
期により回転速度がわかる。
出方法としては各種あるが、ここでは第１０図に示され
ように回転子マグネツト５の外周に速度検出用マグネツ
ト１０を一周にわたつて配し、これによる磁束を固定子
側の基板に配した銅箔によるジグザグ状の速度検出パタ
ーン１１によつて検出する方法によつている。これによ
り例えば１周に７２サイクルの出力が得られ、それの周
期により回転速度がわかる。
これにより速度制御動作に入る。まずロータの回転は速
度検出パターン１１による誘起電圧として端子１２ａ，
１２ｂに出力され、第１増幅器１３を通してVTのパルス
に変換されて、μCPU７の割込端子１４に入力される。
これによりμCPU７は直流モータの回転速度を算出し、
基準速度と比較してフイードバツク量を検出し、これを
８ビツトの２進符号、b0〜b7に変換する。このb0〜b7を
アナログ量に変換するためＤ／Ａコンバータ１５に入力
する。Ｄ／Ａコンバータの出力は第２増幅器１６で増幅
されてコイルの駆動回路の供給電圧となる。これにより
コイルへの印加電圧が回転速度が一定となるように制御
される。
度検出パターン１１による誘起電圧として端子１２ａ，
１２ｂに出力され、第１増幅器１３を通してVTのパルス
に変換されて、μCPU７の割込端子１４に入力される。
これによりμCPU７は直流モータの回転速度を算出し、
基準速度と比較してフイードバツク量を検出し、これを
８ビツトの２進符号、b0〜b7に変換する。このb0〜b7を
アナログ量に変換するためＤ／Ａコンバータ１５に入力
する。Ｄ／Ａコンバータの出力は第２増幅器１６で増幅
されてコイルの駆動回路の供給電圧となる。これにより
コイルへの印加電圧が回転速度が一定となるように制御
される。
これは、フエイズ・ロツクド・ループ方式（PLL方式）
によるもので、すなわち、基準となる正確な位相パルス
に速度検出器の出力を追従せしめるものである。位相基
準はμCPU内部のカウンタを回転させて作成する。これ
をタイムチヤートで示すと第１１図の如くとなる。
によるもので、すなわち、基準となる正確な位相パルス
に速度検出器の出力を追従せしめるものである。位相基
準はμCPU内部のカウンタを回転させて作成する。これ
をタイムチヤートで示すと第１１図の如くとなる。
ＶＴ入力のハイレベルからローレベルへの変化点を検出
し、この時点での基準からの位相ずれθおよびVTの周期
Ｔωから速度ＷをＷ＝１／Ｔωとして算出し、位相ずれ
量Ｋ１θ及びダンピングのための速度フイードバツク量
K2Ｗよりフイードバツク量（K1θ−K2Ｗ）を演算する。
この量を８ビツト２進数に変換しb0〜b7にデジタル発信
する。これを受けてＤ／Ａコンバータ１５の出力V0が0V
〜＋5Vの間でアナログ量として設定される。出力V0は各
固定コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの駆動回路１７に印加して
フイードバツクを行い、固定コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの
印加電圧を制御する。
し、この時点での基準からの位相ずれθおよびVTの周期
Ｔωから速度ＷをＷ＝１／Ｔωとして算出し、位相ずれ
量Ｋ１θ及びダンピングのための速度フイードバツク量
K2Ｗよりフイードバツク量（K1θ−K2Ｗ）を演算する。
この量を８ビツト２進数に変換しb0〜b7にデジタル発信
する。これを受けてＤ／Ａコンバータ１５の出力V0が0V
〜＋5Vの間でアナログ量として設定される。出力V0は各
固定コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの駆動回路１７に印加して
フイードバツクを行い、固定コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの
印加電圧を制御する。
しかしながら上述の従来技術によると、μCPUを使つて
フイードバツク量を算出し、その結果をアナログ量に変
換するためにＤ／Ａコンバータが必要となる。
フイードバツク量を算出し、その結果をアナログ量に変
換するためにＤ／Ａコンバータが必要となる。
このD/Aコンバータは入力して４〜８ビツトの入力線が
必要で、数に制限のあるμCPUの出力ポートがそれに専
有されてしまい、そのためμCPUがコントロールできる
機構が減つてしまうという問題があつた。
必要で、数に制限のあるμCPUの出力ポートがそれに専
有されてしまい、そのためμCPUがコントロールできる
機構が減つてしまうという問題があつた。
さらに、このD/Aコンバータは通常１チツプのＩＣとな
つているが、論理ＩＣ等と比較して高価であるという問
題があつた。
つているが、論理ＩＣ等と比較して高価であるという問
題があつた。
本発明は、μCPUの出力ポート数の使用が少なく、かつD
/Aコンバータを使用しない直流モータ速度制御回路を提
供することを目的とする。
/Aコンバータを使用しない直流モータ速度制御回路を提
供することを目的とする。
本発明は、直流モータの駆動回路と、前記直流モータの
ロータの回転数を検出する速度検出器と、該速度検出器
の出力よりフィードバック量を算出し、これを信号とし
て出力する制御部とを有し、該制御部より出力された信
号を電圧値化してこれをフィードバックとして前記駆動
回路に印加して直流モータの印加電圧を制御する直流モ
ータ速度制御回路において、前記制御部は、前記直流モ
ータの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、
前記速度検出器の出力より算出したフィードバック量を
このフィードバック量に応じたパルス幅に変換してこれ
をコントロールパルスとして出力し、かつ、このコント
ロールパルスの直前に直流モータの回転周期に比較して
短い一定パルス幅のリセットパルスを出力するよう構成
されるとともに、該制御部に、このコントロールパルス
を出力するＣＴＬ信号出力ポートとリセットパルスを出
力するＲＳＴ信号出力ポートを設け、この制御部のＣＴ
Ｌ信号出力ポートとＲＳＴ信号出力ポートに接続され、
リセットパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電
し、コントロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷
を充電して、リセットパルスおよびコントロールパルス
が共にオフの間は、コントロールパルスがオンの間に充
電されたコンデンサの電荷を保持する積分回路を具備
し、これにより、直流モータの印加電圧を制御する電圧
値の出力を得ることを特徴とする。
ロータの回転数を検出する速度検出器と、該速度検出器
の出力よりフィードバック量を算出し、これを信号とし
て出力する制御部とを有し、該制御部より出力された信
号を電圧値化してこれをフィードバックとして前記駆動
回路に印加して直流モータの印加電圧を制御する直流モ
ータ速度制御回路において、前記制御部は、前記直流モ
ータの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、
前記速度検出器の出力より算出したフィードバック量を
このフィードバック量に応じたパルス幅に変換してこれ
をコントロールパルスとして出力し、かつ、このコント
ロールパルスの直前に直流モータの回転周期に比較して
短い一定パルス幅のリセットパルスを出力するよう構成
されるとともに、該制御部に、このコントロールパルス
を出力するＣＴＬ信号出力ポートとリセットパルスを出
力するＲＳＴ信号出力ポートを設け、この制御部のＣＴ
Ｌ信号出力ポートとＲＳＴ信号出力ポートに接続され、
リセットパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電
し、コントロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷
を充電して、リセットパルスおよびコントロールパルス
が共にオフの間は、コントロールパルスがオンの間に充
電されたコンデンサの電荷を保持する積分回路を具備
し、これにより、直流モータの印加電圧を制御する電圧
値の出力を得ることを特徴とする。
以上の構成により本発明は、制御部において速度検出器
により検出されたロータの回転数からフィードバック量
を得て、このフィードバック量から、該フィードバック
量に応じ、かつ直流モータの回転周期に比較して短いパ
ルス幅のコントロールパルスを求めてこれをＣＴＬ信号
出力ポートから出力するとともに、このコントロールパ
ルスの直前に直流モータの回転周期に比較して短い一定
パルス幅のリセットパルスをＲＳＴ信号出力ポートから
出力する。
により検出されたロータの回転数からフィードバック量
を得て、このフィードバック量から、該フィードバック
量に応じ、かつ直流モータの回転周期に比較して短いパ
ルス幅のコントロールパルスを求めてこれをＣＴＬ信号
出力ポートから出力するとともに、このコントロールパ
ルスの直前に直流モータの回転周期に比較して短い一定
パルス幅のリセットパルスをＲＳＴ信号出力ポートから
出力する。
積分回路では、リセットパルスがオンの間にコンデンサ
の電荷を放電し、その直後に入力されるコントロールパ
ルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電して、コント
ロールパルスのパルス幅に応じたコンデンサ端子電圧を
得て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共に
オフの間は、このコンデンサ端子電圧が保持される。
の電荷を放電し、その直後に入力されるコントロールパ
ルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電して、コント
ロールパルスのパルス幅に応じたコンデンサ端子電圧を
得て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共に
オフの間は、このコンデンサ端子電圧が保持される。
そして、この端子電圧の出力を直流モータの駆動回路に
印加してフィードバックを行うことで、直流モータの印
加電圧を制御することができる。
印加してフィードバックを行うことで、直流モータの印
加電圧を制御することができる。
以下図面に従つて実施例を説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は同実
施例全体のタイムチヤート、第３図は同実施例のD/A変
換器の回路図、第４図はそのD/A変換部のタイムチヤー
ト、第５図は同実施例のμCPU内の動作のフローチヤー
トである。
施例全体のタイムチヤート、第３図は同実施例のD/A変
換器の回路図、第４図はそのD/A変換部のタイムチヤー
ト、第５図は同実施例のμCPU内の動作のフローチヤー
トである。
尚、本実施例も従来例と同様に３相の固定子コイルを有
する場合としたがこれに限られるものではない。
する場合としたがこれに限られるものではない。
図において３Ｘ，３Ｙ，３Ｚは固定子コイル４Ｘ，４
Ｙ，４Ｚはホール素子、１８は制御部としてのμCPUで
ある。
Ｙ，４Ｚはホール素子、１８は制御部としてのμCPUで
ある。
本実施例において固定子コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚに流す
電流を制御する回路は従来例のものと同様である。すな
わち、６Ｘ，６Ｙ，６Ｚはホール素子４Ｘ，４Ｙ，４Ｚ
の出力を増幅する第３増幅器、８Ｘ，８Ｙ，８Ｚは第３
増幅器で増幅された出力をμCPU１８に入力する入力ポ
ート、９Ｘ，９Ｙ，９Ｚは固定子コイル３Ｘ，３Ｙ，３
Ｚの駆動を決定するφＹ，φＹ，φＺを出力する出力ポ
ートである。
電流を制御する回路は従来例のものと同様である。すな
わち、６Ｘ，６Ｙ，６Ｚはホール素子４Ｘ，４Ｙ，４Ｚ
の出力を増幅する第３増幅器、８Ｘ，８Ｙ，８Ｚは第３
増幅器で増幅された出力をμCPU１８に入力する入力ポ
ート、９Ｘ，９Ｙ，９Ｚは固定子コイル３Ｘ，３Ｙ，３
Ｚの駆動を決定するφＹ，φＹ，φＺを出力する出力ポ
ートである。
第１図の回路図において、以下本実施例における速度制
御にかかわる部分の構成を説明する。
御にかかわる部分の構成を説明する。
１１は周知の速度検出パターンであり、従来の技術の項
で述べた方法でロータの回転速度を検出し、これを誘起
電圧として１２ａ，１２ｂに出力する。１３はこの出力
された誘起電圧を増幅する第１増幅器である。
で述べた方法でロータの回転速度を検出し、これを誘起
電圧として１２ａ，１２ｂに出力する。１３はこの出力
された誘起電圧を増幅する第１増幅器である。
該μCPU１８は、割込端子１９とコントロールパルス
（以下ＣＴＬ信号と云う）を出力するＣＴＬ信号出力ポ
ート２０とリセツトパルス（以下ＲＳＴ信号と云う）を
出力するＲＳＴ信号出力ポート２１を有しており、割込
端子１９より入力された信号を演算してこれよりＣＴＬ
信号を発信し、かつこれに対応してＲＳＴ信号を発信す
るよう第５図のフローチヤートで示すプログラムが施さ
れている。第５図の説明は後に動作の説明とあわせてお
こなう。
（以下ＣＴＬ信号と云う）を出力するＣＴＬ信号出力ポ
ート２０とリセツトパルス（以下ＲＳＴ信号と云う）を
出力するＲＳＴ信号出力ポート２１を有しており、割込
端子１９より入力された信号を演算してこれよりＣＴＬ
信号を発信し、かつこれに対応してＲＳＴ信号を発信す
るよう第５図のフローチヤートで示すプログラムが施さ
れている。第５図の説明は後に動作の説明とあわせてお
こなう。
２２はμCPU１８より発信されたＳＴＬ信号２０とＲＳ
Ｔ信号２１をアナログ量の電圧値に変換して端子電圧Ｏ
ＵＴとして出力するD/A変換部である。
Ｔ信号２１をアナログ量の電圧値に変換して端子電圧Ｏ
ＵＴとして出力するD/A変換部である。
D/A変換部２２は、第３図に詳細に示される如く、抵抗
２３とコンデンサ２４より成るＲＣの積分回路である。
２３とコンデンサ２４より成るＲＣの積分回路である。
２５は第２増幅器であり前記D/A変換部２２より出力さ
れた端子電圧ＯＵＴは、該第２増幅器２５を通つて増幅
される。１７は、前記固定子コイルへ電圧を印加する駆
動回路であり、第２増幅器２５で増幅された端子電圧Ｏ
ＵＴは該駆動回路１７の供給電圧となる。
れた端子電圧ＯＵＴは、該第２増幅器２５を通つて増幅
される。１７は、前記固定子コイルへ電圧を印加する駆
動回路であり、第２増幅器２５で増幅された端子電圧Ｏ
ＵＴは該駆動回路１７の供給電圧となる。
以上の構成による本実施例の作動を説明する。
まずロータの回転は速度検出パターン１１による誘起電
圧として１２ａ，１２ｂに出力され第１増幅器１３を通
してμCPU１８の割込端子１９に入力される。この信号
はロータの７回転に７５サイクル入力され、μCPU１８
は入力がハイレベルからローレベルに変化すると入力と
して検知する。
圧として１２ａ，１２ｂに出力され第１増幅器１３を通
してμCPU１８の割込端子１９に入力される。この信号
はロータの７回転に７５サイクル入力され、μCPU１８
は入力がハイレベルからローレベルに変化すると入力と
して検知する。
μCPU１８はこれによりフイードバツク量を算出する。
本実施例においては、回転数精度の良いＰＬＬ方式を採
用した。
本実施例においては、回転数精度の良いＰＬＬ方式を採
用した。
その概要は、まずμCPU１８内で所望の回転数となるよ
うな基準の速度検出のサイクルを内部カウンタで正確に
発生させておき実際の速度検出器の出力をこれに一致さ
せる様に制御するものである。
うな基準の速度検出のサイクルを内部カウンタで正確に
発生させておき実際の速度検出器の出力をこれに一致さ
せる様に制御するものである。
すなわち、第２図に示す如く、μCPU１８は位相基準か
らの位置差θをカウンタ値から算出し、又、ＶＴの周期
Ｔωから速度ＷをＷ＝１／Ｔωとして算出する。そして
θ，Ｗのそれぞれに係数を掛けて（Ｋ１θ−Ｋ２Ｗ）を
算出する。Ｋ１，Ｋ２は直流モータのトルク定数、時定
数、回転数、負荷トルク回転変動率等の条件を勘案した
サーボ系の安定条件より求めた値である。
らの位置差θをカウンタ値から算出し、又、ＶＴの周期
Ｔωから速度ＷをＷ＝１／Ｔωとして算出する。そして
θ，Ｗのそれぞれに係数を掛けて（Ｋ１θ−Ｋ２Ｗ）を
算出する。Ｋ１，Ｋ２は直流モータのトルク定数、時定
数、回転数、負荷トルク回転変動率等の条件を勘案した
サーボ系の安定条件より求めた値である。
（Ｋ１θ−Ｋ２Ｗ）は次に最小０、最大ｎｔの時間値を
持つパルス幅ＴＣに変換される。ｎは等分数で１６又は
３２程度であり、ｔは分割の単位時間で、μCPU１８の
命令サイクル時間にとる。
持つパルス幅ＴＣに変換される。ｎは等分数で１６又は
３２程度であり、ｔは分割の単位時間で、μCPU１８の
命令サイクル時間にとる。
以上の方式によりμCPU１８は前記の入力信号を演算
し、これをＣＴＬ信号としてＣＴＬ信号出力ポート２０
より発信する。これはD/A変換部２２へと送られる。
し、これをＣＴＬ信号としてＣＴＬ信号出力ポート２０
より発信する。これはD/A変換部２２へと送られる。
μCPU１８は、このＣＴＬ信号出力の動作と平行して、
一定パルス幅を持つＲＳＴ信号の出力を行う。ＲＳＴ信
号はＣＴＬ信号の出力の前に必ずμCPU１８のＲＳＴ信
号出力ポート２１から出力される。
一定パルス幅を持つＲＳＴ信号の出力を行う。ＲＳＴ信
号はＣＴＬ信号の出力の前に必ずμCPU１８のＲＳＴ信
号出力ポート２１から出力される。
以上のμCPU１８内の動作を第５図のフローチヤートに
従つて説明する。Ｖ１入力がハイレベルからローレベル
への変化点を監視しＳ１、変化があれば位相基準との位
置差θを検出しＳ２、次にＴωを調べることにより速度
Ｗを検出しＳ３、この位置差θと速度Ｗより（Ｋ１θ−
Ｋ２Ｗ）を算出しＳ４、この結果をパルス幅ＴＣに変換
して演算を終了するＳ５。次にＲＳＴ信号として一定パ
ルス幅のパルスをＲＳＴ信号出力ポート２１より出力し
Ｓ６、続いて直ちにＣＴＬ信号をパルス幅ＴｃでＣＴＬ
信号出力ポート２０より出力するＳ７。
従つて説明する。Ｖ１入力がハイレベルからローレベル
への変化点を監視しＳ１、変化があれば位相基準との位
置差θを検出しＳ２、次にＴωを調べることにより速度
Ｗを検出しＳ３、この位置差θと速度Ｗより（Ｋ１θ−
Ｋ２Ｗ）を算出しＳ４、この結果をパルス幅ＴＣに変換
して演算を終了するＳ５。次にＲＳＴ信号として一定パ
ルス幅のパルスをＲＳＴ信号出力ポート２１より出力し
Ｓ６、続いて直ちにＣＴＬ信号をパルス幅ＴｃでＣＴＬ
信号出力ポート２０より出力するＳ７。
これを一連のシーケンスとして割込み毎に行うわけであ
る。
る。
次に、D/A変換部２２においてμCPU１８より発信された
パルス信号を電圧値に変換する動作を説明する。
パルス信号を電圧値に変換する動作を説明する。
まず、前述のμCPU１８の動作により、ＲＳＴ信号は一
定パルス幅Ｔｒとして、またＣＴＬ信号はフイードバツ
ク量に応じてパルス幅Ｔｃとして入力される。
定パルス幅Ｔｒとして、またＣＴＬ信号はフイードバツ
ク量に応じてパルス幅Ｔｃとして入力される。
一方、フロツピーデイスク駆動装置のスピンドルモータ
では、回転数が３００rpmに制御されねばならないの
で、Ｔω≒2.78msであり、例えばＴｒ＋ＴｃはこのＴω
の1/10以下、即ちＴｒ≒１０μｓ、Tcmax≒１００μｓ
に選んでおく。
では、回転数が３００rpmに制御されねばならないの
で、Ｔω≒2.78msであり、例えばＴｒ＋ＴｃはこのＴω
の1/10以下、即ちＴｒ≒１０μｓ、Tcmax≒１００μｓ
に選んでおく。
ＲＳＴ信号がオンになるとトランジスタ２６がオンとな
り、コンデンサ２４の電荷は急速に放電されてコンデン
サ２４の端子電圧ＯＵＴはＯＶとなる。
り、コンデンサ２４の電荷は急速に放電されてコンデン
サ２４の端子電圧ＯＵＴはＯＶとなる。
次にＣＴＬ信号がオン（ローレベル）になると、トラン
ジスタ２７がオンとなりコンデンサ２４は＋５ｖから抵
抗２３を通して充電され端子電圧ＯＵＴは第４図のｅ曲
線に示される如く上昇する。上昇値は時定数ＲＣによつ
て決まる。この時定数ＲＣはTcmaxより大きく取るが、
次段の第２増幅器２５はゲインの関係で最適値に選定す
る必要がある。
ジスタ２７がオンとなりコンデンサ２４は＋５ｖから抵
抗２３を通して充電され端子電圧ＯＵＴは第４図のｅ曲
線に示される如く上昇する。上昇値は時定数ＲＣによつ
て決まる。この時定数ＲＣはTcmaxより大きく取るが、
次段の第２増幅器２５はゲインの関係で最適値に選定す
る必要がある。
端子電圧ＯＵＴの電圧は上昇の途中でＣＴＬ信号がオフ
となるのでそれ以上は上昇しない。そしてＲＳＴ、ＣＴ
Ｌ両信号がオフになると充放電経路を断たれるので、Ｃ
ＴＬ信号がオフした時点での電圧を保持する。
となるのでそれ以上は上昇しない。そしてＲＳＴ、ＣＴ
Ｌ両信号がオフになると充放電経路を断たれるので、Ｃ
ＴＬ信号がオフした時点での電圧を保持する。
これにより、パルス幅Ｔｃに略比例した電圧が端子電圧
ＯＵＴに設定されることになる。
ＯＵＴに設定されることになる。
以上によりパルス幅Ｔｃが電圧値に変換される。端子電
圧ＯＵＴの電圧値は第４図のＯＵＴに示す如くとなる。
圧ＯＵＴの電圧値は第４図のＯＵＴに示す如くとなる。
尚、ＯＵＴ波形はＶＴの周期毎に一瞬０ｖに低下するこ
とになり、滑らかな制御電圧とはなつていない。しかし
この電圧の低下部分ｆはＴω長に比し非常に短いので、
固定子コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの電流はこれには追従で
きないので実際の動作には全く影響を与えない。
とになり、滑らかな制御電圧とはなつていない。しかし
この電圧の低下部分ｆはＴω長に比し非常に短いので、
固定子コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの電流はこれには追従で
きないので実際の動作には全く影響を与えない。
以上の如くしてμCPU１８より出力されたＲＳＴ信号と
ＣＴＬ信号をD/A変換部２２に入力して電圧値に変換す
るとこれを第２増幅器２５により増幅して、これを駆動
回路１７へ印加する。
ＣＴＬ信号をD/A変換部２２に入力して電圧値に変換す
るとこれを第２増幅器２５により増幅して、これを駆動
回路１７へ印加する。
印加電圧は第２図のＶ０に示す如く、回転が遅くなれば
Ｖ０は高電圧になり、速くなれば低電圧となり一定回転
数になる様にフイードバツクが掛る。
Ｖ０は高電圧になり、速くなれば低電圧となり一定回転
数になる様にフイードバツクが掛る。
以上により位相基準との位置差θがフイードバツクされ
て固定子コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの電圧がコントロール
される。
て固定子コイル３Ｘ，３Ｙ，３Ｚの電圧がコントロール
される。
以上詳細に説明した如く、本発明によれば、直流モータ
速度制御回路において、制御部は、制御対象の直流モー
タの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、該
直流モータのロータの回転数を検出する速度検出器の出
力より算出したフィードバック量をこのフィードバック
量に応じたパルス幅に変換してこれをコントロールパル
スとして出力し、かつ、このコントロールパルスの直前
に直流モータの回転周期に比較して短い一定パルス幅の
リセットパルスを出力するよう構成されるとともに、該
制御部に、このコントロールパルスを出力するＣＴＬ信
号出力ポートとリセットパルスを出力するＲＳＴ信号出
力ポートを設けている。また、この制御部のＣＴＬ信号
出力ポートとＲＳＴ信号出力ポートに接続され、リセッ
トパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電し、コン
トロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電し
て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共にオ
フの間は、コントロールパルスがオンの間に充電された
コンデンサの電荷を保持する積分回路を具備し、これを
Ｄ／Ａ変換部として、このＤ／Ａ変換部により、直流モ
ータの印加電圧を制御する電圧値の出力を得るので、制
御部にてデジタル演算した結果をアナログ量に変換する
のに、従来の如く高価なＤ／Ａコンバータを使う必要が
なくなり、コストが低減するという効果がある。
速度制御回路において、制御部は、制御対象の直流モー
タの回転周期に比較して短いパルス幅となるように、該
直流モータのロータの回転数を検出する速度検出器の出
力より算出したフィードバック量をこのフィードバック
量に応じたパルス幅に変換してこれをコントロールパル
スとして出力し、かつ、このコントロールパルスの直前
に直流モータの回転周期に比較して短い一定パルス幅の
リセットパルスを出力するよう構成されるとともに、該
制御部に、このコントロールパルスを出力するＣＴＬ信
号出力ポートとリセットパルスを出力するＲＳＴ信号出
力ポートを設けている。また、この制御部のＣＴＬ信号
出力ポートとＲＳＴ信号出力ポートに接続され、リセッ
トパルスがオンの間にコンデンサの電荷を放電し、コン
トロールパルスのオンの間にコンデンサに電荷を充電し
て、リセットパルスおよびコントロールパルスが共にオ
フの間は、コントロールパルスがオンの間に充電された
コンデンサの電荷を保持する積分回路を具備し、これを
Ｄ／Ａ変換部として、このＤ／Ａ変換部により、直流モ
ータの印加電圧を制御する電圧値の出力を得るので、制
御部にてデジタル演算した結果をアナログ量に変換する
のに、従来の如く高価なＤ／Ａコンバータを使う必要が
なくなり、コストが低減するという効果がある。
また、本発明によれば、Ｄ／Ａ変換部コントロールする
コントロール線も２本で済むので、数に制限にある制御
部の出力ポートを従来の如く専有してしまうことがな
く、制御部の使用効率が上がるという効果がある。
コントロール線も２本で済むので、数に制限にある制御
部の出力ポートを従来の如く専有してしまうことがな
く、制御部の使用効率が上がるという効果がある。
さらに、本発明によれば、積分回路が１組の抵抗とコン
デンサより成るＲＣの積分回路であるので、電圧が０Ｖ
に低下する部分が生じてしまうが、リセットパルスおよ
びコントロールパルスのパルス幅を直流モータの回転周
期に比較して短くなるようにし、リセットパルスはコン
トロールパルスの直前に出力するようにしているので、
電圧の低下部分は直流モータの回転周期に比較して非常
に短くなり、１組の抵抗コンデンサよりなる積分回路を
用いても、直流モータの動作には全く影響を与えること
がないという効果を有する。
デンサより成るＲＣの積分回路であるので、電圧が０Ｖ
に低下する部分が生じてしまうが、リセットパルスおよ
びコントロールパルスのパルス幅を直流モータの回転周
期に比較して短くなるようにし、リセットパルスはコン
トロールパルスの直前に出力するようにしているので、
電圧の低下部分は直流モータの回転周期に比較して非常
に短くなり、１組の抵抗コンデンサよりなる積分回路を
用いても、直流モータの動作には全く影響を与えること
がないという効果を有する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は同実
施例全体のタイムチヤート、第３図は同実施例のＤ／Ａ
変換部の回路図、第４図はそのＤ／Ａ変換部のタイムチ
ヤート、第５図は同実施例のμCPU内の動作のフローチ
ヤート、第６図はブラシレス直流モータの側断面図、第
７図は第６図に示すブラシレス直流モータの固定子を示
す平面図、第８図は同ブラシレス直流モータの回転子を
示す平面図、第９図は従来例を示す回路図、第１０図は
同従来例において使用されるブラシレス直流モータの回
転子を示す平面図、第１１図は同従来例のタイムチヤー
トである。 ３Ｘ，３Ｙ，３Ｚ…固定子コイル、４Ｘ，４Ｙ，４Ｚ…
ホール素子、１７…駆動回路、１８…μCPU、２０…Ｃ
ＴＬ信号出力ポート、２１…ＲＳＴ信号出力ポート、２
２…変換部。
施例全体のタイムチヤート、第３図は同実施例のＤ／Ａ
変換部の回路図、第４図はそのＤ／Ａ変換部のタイムチ
ヤート、第５図は同実施例のμCPU内の動作のフローチ
ヤート、第６図はブラシレス直流モータの側断面図、第
７図は第６図に示すブラシレス直流モータの固定子を示
す平面図、第８図は同ブラシレス直流モータの回転子を
示す平面図、第９図は従来例を示す回路図、第１０図は
同従来例において使用されるブラシレス直流モータの回
転子を示す平面図、第１１図は同従来例のタイムチヤー
トである。 ３Ｘ，３Ｙ，３Ｚ…固定子コイル、４Ｘ，４Ｙ，４Ｚ…
ホール素子、１７…駆動回路、１８…μCPU、２０…Ｃ
ＴＬ信号出力ポート、２１…ＲＳＴ信号出力ポート、２
２…変換部。
Claims (1)
- 【請求項１】直流モータの駆動回路と、 前記直流モータのロータの回転数を検出する速度検出器
と、 該速度検出器の出力よりフィードバック量を算出し、こ
れを信号として出力する制御部とを有し、 該制御部より出力された信号を電圧値化してこれをフィ
ードバックとして前記駆動回路に印加して直流モータの
印加電圧を制御する直流モータ速度制御回路において、 前記制御部は、前記直流モータの回転周期に比較して短
いパルス幅となるように、前記速度検出器の出力より算
出したフィードバック量をこのフィードバック量に応じ
たパルス幅に変換してこれをコントロールパルスとして
出力し、かつ、このコントロールパルスの直前に直流モ
ータの回転周期に比較して短い一定パルス幅のリセット
パルスを出力するよう構成されるとともに、 該制御部に、このコントロールパルスを出力するＣＴＬ
信号出力ポートとリセットパルスを出力するＲＳＴ信号
出力ポートを設け、 この制御部のＣＴＬ信号出力ポートとＲＳＴ信号出力ポ
ートに接続され、リセットパルスがオンの間にコンデン
サの電荷を放電し、コントロールパルスのオンの間にコ
ンデンサに電荷を充電して、リセットパルスおよびコン
トロールパルスが共にオフの間は、コントロールパルス
がオンの間に充電されたコンデンサの電荷を保持する積
分回路を具備し、 これにより、直流モータの印加電圧を制御する電圧値の
出力を得ることを特徴とする直流モータ速度制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60256750A JPH0642791B2 (ja) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | 直流モ−タ速度制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60256750A JPH0642791B2 (ja) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | 直流モ−タ速度制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62118784A JPS62118784A (ja) | 1987-05-30 |
| JPH0642791B2 true JPH0642791B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=17296922
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60256750A Expired - Lifetime JPH0642791B2 (ja) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | 直流モ−タ速度制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0642791B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4312573B2 (ja) * | 2003-10-27 | 2009-08-12 | 株式会社リコー | 半導体レーザ駆動回路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5022391A (ja) * | 1973-06-29 | 1975-03-10 | ||
| JPS5897996U (ja) * | 1981-12-24 | 1983-07-04 | 沖電気工業株式会社 | 直流モ−タの駆動回路 |
| JPS5949742A (ja) * | 1982-09-17 | 1984-03-22 | 工業技術院長 | 呼気力検出装置 |
-
1985
- 1985-11-18 JP JP60256750A patent/JPH0642791B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62118784A (ja) | 1987-05-30 |
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