JP3143847B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP3143847B2 JP3143847B2 JP06291987A JP29198794A JP3143847B2 JP 3143847 B2 JP3143847 B2 JP 3143847B2 JP 06291987 A JP06291987 A JP 06291987A JP 29198794 A JP29198794 A JP 29198794A JP 3143847 B2 JP3143847 B2 JP 3143847B2
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- Japan
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- coil
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- power supply
- terminal
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力側の直流電源の電
圧を変換して直流電源電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関するものである。
圧を変換して直流電源電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】トランス式のＤＣ−ＤＣコンバータによ
れば、１次側の入力直流電源によりパルスを発生させ、
２次側に出力すべき電圧に応じてパルス幅制御されたパ
ルスを変圧及び整流し、所望の定電圧の直流電源電圧に
変換することが可能である。しかしながら、トランス利
用の場合、トランスの漏洩磁束に起因するスパイク電圧
からスイッチング素子を保護するために、そのクリップ
回路が必要になる。
れば、１次側の入力直流電源によりパルスを発生させ、
２次側に出力すべき電圧に応じてパルス幅制御されたパ
ルスを変圧及び整流し、所望の定電圧の直流電源電圧に
変換することが可能である。しかしながら、トランス利
用の場合、トランスの漏洩磁束に起因するスパイク電圧
からスイッチング素子を保護するために、そのクリップ
回路が必要になる。
【０００３】一方、この問題を回避するために、図４に
基本構成を示すようにリアクトル式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータが周知である。この場合、同図Ａに示すようにバッ
テリＥ１に接続するコイルＬ１をスイッチング素子Ｓ１
でオンオフし、電源電圧に重畳した誘導電圧をダイオー
ドＤ１で整流して平滑コンデンサＣ１で平滑することに
より直流電圧を出力する昇圧型と、同図Ｂに示すよう
に、電源電圧から減算した誘導電圧を整流・平滑する降
圧型とに分類される。
基本構成を示すようにリアクトル式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータが周知である。この場合、同図Ａに示すようにバッ
テリＥ１に接続するコイルＬ１をスイッチング素子Ｓ１
でオンオフし、電源電圧に重畳した誘導電圧をダイオー
ドＤ１で整流して平滑コンデンサＣ１で平滑することに
より直流電圧を出力する昇圧型と、同図Ｂに示すよう
に、電源電圧から減算した誘導電圧を整流・平滑する降
圧型とに分類される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】つまり、リアクトル式
ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、電源電圧よりも高いか或
は低いかのいずれかの電圧範囲にのみしか変換すること
ができなかった。
ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、電源電圧よりも高いか或
は低いかのいずれかの電圧範囲にのみしか変換すること
ができなかった。
【０００５】本発明は、このような点に鑑みて、入力電
源電圧をその電圧に対して高低いずれの電圧にも変換で
きるリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。
源電圧をその電圧に対して高低いずれの電圧にも変換で
きるリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、この目的を達
成するために、直流電源に一方の端子が接続するリアク
トル用コイルと、このコイルの他方の端子を基準電位に
接続させるスイッチング素子と、他方の端子に接続し、
かつカップリング用コンデンサ及びリアクトル用コイル
で構成されるＣＬ結合回路と、このＣＬ結合回路のリア
クトル用コイルの出力電圧を整流する整流素子と、その
整流出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデ
ンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比較
し、その差に応じてスイッチング素子のオンオフ期間の
比を制御する定電圧制御回路とを備えたことを特徴す
る。
成するために、直流電源に一方の端子が接続するリアク
トル用コイルと、このコイルの他方の端子を基準電位に
接続させるスイッチング素子と、他方の端子に接続し、
かつカップリング用コンデンサ及びリアクトル用コイル
で構成されるＣＬ結合回路と、このＣＬ結合回路のリア
クトル用コイルの出力電圧を整流する整流素子と、その
整流出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデ
ンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比較
し、その差に応じてスイッチング素子のオンオフ期間の
比を制御する定電圧制御回路とを備えたことを特徴す
る。
【０００７】
【作用】スイッチング素子のオンの期間中、双方のリア
クトルとして機能するコイルにそのインダクタンス及び
入力電源電圧に応じてスイッチング素子を通して電流が
流れ、エネルギが蓄積される。スイッチング素子がオフ
になると、これらの双方のコイルに蓄積されたエネルギ
が負荷への出力電流が整流素子を通して供給され、平滑
コンデンサで平滑される。定電圧制御回路は、入力直流
電源がＣＬ結合回路のカップリング用コンデンサで分離
された状態でスイッチング素子のオン期間とオフ期間と
の比を定電圧を出力するように制御することにより、入
力電源電圧に対して高いか又は低い所望の定電圧の出力
電源電圧に変換される。
クトルとして機能するコイルにそのインダクタンス及び
入力電源電圧に応じてスイッチング素子を通して電流が
流れ、エネルギが蓄積される。スイッチング素子がオフ
になると、これらの双方のコイルに蓄積されたエネルギ
が負荷への出力電流が整流素子を通して供給され、平滑
コンデンサで平滑される。定電圧制御回路は、入力直流
電源がＣＬ結合回路のカップリング用コンデンサで分離
された状態でスイッチング素子のオン期間とオフ期間と
の比を定電圧を出力するように制御することにより、入
力電源電圧に対して高いか又は低い所望の定電圧の出力
電源電圧に変換される。
【０００８】負荷が重くなってオフ期間の全域にわたり
出力電流を供給する場合には、次のオン期間にその電流
を保持して双方のコイルの入力電流に加算されることに
より相応に出力電流を増加させ、オン期間に対するオフ
期間の比を一定にして定電圧制御が行われる。
出力電流を供給する場合には、次のオン期間にその電流
を保持して双方のコイルの入力電流に加算されることに
より相応に出力電流を増加させ、オン期間に対するオフ
期間の比を一定にして定電圧制御が行われる。
【０００９】
【実施例】図１を基に本発明の一実施例によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを説明する。Ｅ１０は入力直流電源として
のバッテリである。Ｌ１０は一方の端子がバッテリＥ１
０に接続し、他方の端子がスイッチング素子としてのＦ
ＥＴトランジスタＱ１０により基準電位に導通されるリ
アクトル用コイルである。Ｃ１０及びＬ１１は、Ｌ字形
のＣＬ結合回路を構成するカップリング用コンデンサ及
びリアクトル用コイルである。Ｄ１０は、このＣＬ結合
回路の出力電圧を整流する整流素子としてのダイオード
である。Ｃ１１は、その整流出力を平滑する平滑コンデ
ンサである。１０は定電圧制御回路であり、この平滑コ
ンデンサＣ１１で平滑された出力直流電圧Ｖ０を出力直
流電圧用基準電圧と比較し、その差に応じて出力直流電
圧Ｖ０を定電圧化するようにＦＥＴトランジスタＱ１０
のオンオフ期間の比を制御するスイッチング信号を発生
する。この実施例では、制御周期Ｔ中のオン期間Ｔ１、
即ちスイッチング信号をパルス幅制御する。
Ｃコンバータを説明する。Ｅ１０は入力直流電源として
のバッテリである。Ｌ１０は一方の端子がバッテリＥ１
０に接続し、他方の端子がスイッチング素子としてのＦ
ＥＴトランジスタＱ１０により基準電位に導通されるリ
アクトル用コイルである。Ｃ１０及びＬ１１は、Ｌ字形
のＣＬ結合回路を構成するカップリング用コンデンサ及
びリアクトル用コイルである。Ｄ１０は、このＣＬ結合
回路の出力電圧を整流する整流素子としてのダイオード
である。Ｃ１１は、その整流出力を平滑する平滑コンデ
ンサである。１０は定電圧制御回路であり、この平滑コ
ンデンサＣ１１で平滑された出力直流電圧Ｖ０を出力直
流電圧用基準電圧と比較し、その差に応じて出力直流電
圧Ｖ０を定電圧化するようにＦＥＴトランジスタＱ１０
のオンオフ期間の比を制御するスイッチング信号を発生
する。この実施例では、制御周期Ｔ中のオン期間Ｔ１、
即ちスイッチング信号をパルス幅制御する。
【００１０】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作を図２を参照して説明する。同図Ａは負荷が軽
い場合の各部の動作波形を示す。制御周期Ｔ中のオン期
間Ｔ1 中にコイルＬ１０にそのインダクタンス及び入力
直流電圧ＶI に応じた傾斜の電流がＦＥＴトランジスタ
Ｑ１０を通して流れて励磁される。同時に、コンデンサ
Ｃ１０の基準電位への接続によりその充電電圧で入力直
流電圧ＶI に相当する負電圧がコイルＬ１１に加わり、
ＦＥＴトランジスタＱ１０を通してそのインダクタンス
及び印加電圧に応じた傾斜の電流が流れて励磁される。
したがって、これらの和が入力電流ＩI となって、所属
のコイルＬ１０、Ｌ１１にエネルギが蓄積される。
タの動作を図２を参照して説明する。同図Ａは負荷が軽
い場合の各部の動作波形を示す。制御周期Ｔ中のオン期
間Ｔ1 中にコイルＬ１０にそのインダクタンス及び入力
直流電圧ＶI に応じた傾斜の電流がＦＥＴトランジスタ
Ｑ１０を通して流れて励磁される。同時に、コンデンサ
Ｃ１０の基準電位への接続によりその充電電圧で入力直
流電圧ＶI に相当する負電圧がコイルＬ１１に加わり、
ＦＥＴトランジスタＱ１０を通してそのインダクタンス
及び印加電圧に応じた傾斜の電流が流れて励磁される。
したがって、これらの和が入力電流ＩI となって、所属
のコイルＬ１０、Ｌ１１にエネルギが蓄積される。
【００１１】ＦＥＴトランジスタＱ１０がオフ期間にな
ると、コイルＬ１０の他方の端子の逆電圧が入力電源電
圧よりも高くステップ状に上昇し、コンデンサＣ１０に
よりバッテリＥ１０の直流電圧を分離した状態でダイオ
ードＤ１０を通してエネルギ放出期間Ｔ2 にわたり負荷
を給電する。同時にコイルＬ１１にもステップ状に逆電
圧が生じ、双方の和の出力電流ＩO がダイオードＤ１０
を通してエネルギ放出期間Ｔ2 にわたり負荷へ供給さ
れ、この間のリップル電圧は平滑コンデンサＣ１２で平
滑され、以後休止期間Ｔ3 となる。コンデンサＣ１０の
容量値は、入出力電流ＩI 、ＩO のパルス成分に対して
十分低いインピーダンスを呈するように大きく設定され
ることにより、高効率の電圧変換が確保できる。
ると、コイルＬ１０の他方の端子の逆電圧が入力電源電
圧よりも高くステップ状に上昇し、コンデンサＣ１０に
よりバッテリＥ１０の直流電圧を分離した状態でダイオ
ードＤ１０を通してエネルギ放出期間Ｔ2 にわたり負荷
を給電する。同時にコイルＬ１１にもステップ状に逆電
圧が生じ、双方の和の出力電流ＩO がダイオードＤ１０
を通してエネルギ放出期間Ｔ2 にわたり負荷へ供給さ
れ、この間のリップル電圧は平滑コンデンサＣ１２で平
滑され、以後休止期間Ｔ3 となる。コンデンサＣ１０の
容量値は、入出力電流ＩI 、ＩO のパルス成分に対して
十分低いインピーダンスを呈するように大きく設定され
ることにより、高効率の電圧変換が確保できる。
【００１２】定電圧制御回路１０において、出力直流電
圧ＶO が入力直流電圧ＶI に等しく設定されている場
合、図示のように、出力電流ＩO は入力電流ＩI と同一
最大振幅で逆方向の同一勾配で、Ｔ1 ＝Ｔ2 に制御され
る。この状態で、負荷が軽くなると、Ｔ1 ＝Ｔ2 の関係
を保持して、これらの期間が共に短くなり、負荷が重く
なると共に長くなる。
圧ＶO が入力直流電圧ＶI に等しく設定されている場
合、図示のように、出力電流ＩO は入力電流ＩI と同一
最大振幅で逆方向の同一勾配で、Ｔ1 ＝Ｔ2 に制御され
る。この状態で、負荷が軽くなると、Ｔ1 ＝Ｔ2 の関係
を保持して、これらの期間が共に短くなり、負荷が重く
なると共に長くなる。
【００１３】ＶO ＝ＶI の状態で負荷が徐々に大きくな
ると、図２Ｂに示す休止期間Ｔ3 を伴わない臨界的な状
態を経由して同図Ｃの状態に移行する。つまり、大きく
なる負荷に対応して入力電流ＩI を大きくするためにＴ
1 を長くしようとすると、制御周期Ｔが一定を前提に逆
にエネルギ放出期間Ｔ2 が短くなり、出力電流ＩO を増
加させ得ず、したがってＴ1 ＝Ｔ2 の状態でエネルギ放
出期間Ｔ2 の終了時点で依然流れている出力電流ＩO を
続くオン時点でコイルＬ１０、Ｌ１１にその電流を保持
し、入力電流ＩI に相応のステップ電流が重畳した状態
でスイッチングされ、ステップ電流の重畳した出力電流
ＩO が供給される。
ると、図２Ｂに示す休止期間Ｔ3 を伴わない臨界的な状
態を経由して同図Ｃの状態に移行する。つまり、大きく
なる負荷に対応して入力電流ＩI を大きくするためにＴ
1 を長くしようとすると、制御周期Ｔが一定を前提に逆
にエネルギ放出期間Ｔ2 が短くなり、出力電流ＩO を増
加させ得ず、したがってＴ1 ＝Ｔ2 の状態でエネルギ放
出期間Ｔ2 の終了時点で依然流れている出力電流ＩO を
続くオン時点でコイルＬ１０、Ｌ１１にその電流を保持
し、入力電流ＩI に相応のステップ電流が重畳した状態
でスイッチングされ、ステップ電流の重畳した出力電流
ＩO が供給される。
【００１４】さらに、負荷が軽い状態で入出力直流電圧
が異る場合、ＶO ＝（Ｔ1 ／Ｔ2 ）ＶI に応じてＴ1 が
制御される。例えば、ＶO ＞ＶI の場合、図２Ａにおい
てＴ2 がＴ1 よりも長くなった状態（Ｔ1 ＞Ｔ2 ）で出
力電流ＩO が入力電流ＩI と同一最大振幅で、勾配をＶ
O ＞ＶI に応じてより急にして供給する。その際、コイ
ルＬ１０、Ｌ１１に生じるＴ2 中の逆のステップ電圧
は、Ｔ1 ／Ｔ2 に応じて図示の場合よりも高くなる。同
様に負荷がさらに重くなると、ＩI 、ＩO にその大きさ
に応じてステップ電流が重畳する。ＶO ＜ＶI に設定さ
れると、Ｔ1 ＜Ｔ2 になり、同一最大振幅で緩やかな勾
配で出力電流ＩO が供給され、ＶI ×Ｔ1＝ＶO ×Ｔ2
の関係を保持して逆のステップ電圧は低くなる。
が異る場合、ＶO ＝（Ｔ1 ／Ｔ2 ）ＶI に応じてＴ1 が
制御される。例えば、ＶO ＞ＶI の場合、図２Ａにおい
てＴ2 がＴ1 よりも長くなった状態（Ｔ1 ＞Ｔ2 ）で出
力電流ＩO が入力電流ＩI と同一最大振幅で、勾配をＶ
O ＞ＶI に応じてより急にして供給する。その際、コイ
ルＬ１０、Ｌ１１に生じるＴ2 中の逆のステップ電圧
は、Ｔ1 ／Ｔ2 に応じて図示の場合よりも高くなる。同
様に負荷がさらに重くなると、ＩI 、ＩO にその大きさ
に応じてステップ電流が重畳する。ＶO ＜ＶI に設定さ
れると、Ｔ1 ＜Ｔ2 になり、同一最大振幅で緩やかな勾
配で出力電流ＩO が供給され、ＶI ×Ｔ1＝ＶO ×Ｔ2
の関係を保持して逆のステップ電圧は低くなる。
【００１５】尚、コイルＬ１０、Ｌ１１のインダクタン
ス値は同一でなくても良いが、いずれかのインダクタン
ス値が小さくなって電流波形が三角波でなく途中でステ
ップ状に飽和する場合には、電圧制御範囲を制限しない
ように、制御周期Ｔを短くすることが考えられる。スイ
ッチング素子としては、通常のスイッチングトランジス
タを用いることもできる。電源電圧は、入力電源電圧を
負電圧し、スイッチング素子の極性も相応に設定するこ
とにより、−の電源電圧を発生するように構成すること
もできる。
ス値は同一でなくても良いが、いずれかのインダクタン
ス値が小さくなって電流波形が三角波でなく途中でステ
ップ状に飽和する場合には、電圧制御範囲を制限しない
ように、制御周期Ｔを短くすることが考えられる。スイ
ッチング素子としては、通常のスイッチングトランジス
タを用いることもできる。電源電圧は、入力電源電圧を
負電圧し、スイッチング素子の極性も相応に設定するこ
とにより、−の電源電圧を発生するように構成すること
もできる。
【００１６】図３はコイルＬ１０、Ｌ１１として１次及
び２次側の巻線数が同一で変圧比が１：１の同相のパル
ストランスＴ１０を用いた別の実施例を示す。即ち、１
次側巻線１１がコイルＬ１０として、２次側巻線１２が
コイルＬ１１として機能する。この際、１次側巻線１１
及び２次側巻線１２の同相端子の内スイッチングされる
側の端子が大きな容量のコンデンサＣ１０で短絡される
ことにより、それぞれの巻線が単にリアクトルとして作
用し、したがって漏洩インダクタンスに起因するスパイ
ク電圧も生じない。
び２次側の巻線数が同一で変圧比が１：１の同相のパル
ストランスＴ１０を用いた別の実施例を示す。即ち、１
次側巻線１１がコイルＬ１０として、２次側巻線１２が
コイルＬ１１として機能する。この際、１次側巻線１１
及び２次側巻線１２の同相端子の内スイッチングされる
側の端子が大きな容量のコンデンサＣ１０で短絡される
ことにより、それぞれの巻線が単にリアクトルとして作
用し、したがって漏洩インダクタンスに起因するスパイ
ク電圧も生じない。
【００１７】
【発明の効果】本発明のリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータによれば、入力直流電源をカップリング用のコンデ
ンサ及びリアクトル用のコイルで構成されるＣＬ結合回
路で分離することにより、その電源電圧に対して高低い
ずれの直流出力でも出力可能となり、ＣＬ結合回路のコ
イルがスイッチング用コイルと共に、変換効率を損なう
ことなく、リアクトルとしてエネルギを蓄積して負荷へ
の出力電流を供給する。例えば、商用電源により給電さ
れる共通の入力直流電源により、バッテリ充電電圧をそ
の一定の入力電源電圧に対して高い電圧及び低い電圧に
切換可能に充電する汎用の充電装置として利用できる。
また、バッテリを電源とする場合に、その電圧が出力す
べき電圧よりも放電により降下した場合でも一定の直流
電圧を出力することができる。その際、スイッチング用
及びＣＬ結合回路用コイルにパルストランスの１次及び
２次側の巻線を利用することにより、部品数が低減され
ると共にコイルが小形化され、場合により市販品を用い
ることもできる。
ータによれば、入力直流電源をカップリング用のコンデ
ンサ及びリアクトル用のコイルで構成されるＣＬ結合回
路で分離することにより、その電源電圧に対して高低い
ずれの直流出力でも出力可能となり、ＣＬ結合回路のコ
イルがスイッチング用コイルと共に、変換効率を損なう
ことなく、リアクトルとしてエネルギを蓄積して負荷へ
の出力電流を供給する。例えば、商用電源により給電さ
れる共通の入力直流電源により、バッテリ充電電圧をそ
の一定の入力電源電圧に対して高い電圧及び低い電圧に
切換可能に充電する汎用の充電装置として利用できる。
また、バッテリを電源とする場合に、その電圧が出力す
べき電圧よりも放電により降下した場合でも一定の直流
電圧を出力することができる。その際、スイッチング用
及びＣＬ結合回路用コイルにパルストランスの１次及び
２次側の巻線を利用することにより、部品数が低減され
ると共にコイルが小形化され、場合により市販品を用い
ることもできる。
【図１】本発明の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図２】同コンバータの各部波形を示す図である。
【図３】別の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの回
路構成を示す図である。
路構成を示す図である。
【図４】従来のリアクトル式のコンバータの回路構成を
示すもので、同図Ａは昇圧型、同図Ｂは降圧型である。
示すもので、同図Ａは昇圧型、同図Ｂは降圧型である。
Ｅ１０ バッテリ Ｌ１０、Ｌ１１ コイル Ｑ１０ ＦＥＴトランジスタ Ｔ１０ パルストランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−224559（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−250748（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−76167（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源に一方の端子が接続するリアク
トル用コイルと、このコイルの他方の端子を基準電位に
接続させるスイッチング素子と、前記他方の端子に接続
し、かつカップリング用コンデンサ及びリアクトル用コ
イルで構成されるＣＬ結合回路と、このＣＬ結合回路の
前記リアクトル用コイルの出力電圧を整流する整流素子
と、その整流出力を平滑する平滑コンデンサと、この平
滑コンデンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電
圧と比較し、その差に応じて前記スイッチング素子のオ
ンオフ期間の比を制御する定電圧制御回路とを備えたこ
とを特徴するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 直流電源に接続するリアクトル用コイル
と、ＣＬ結合回路を構成するリアクトル用コイルとを１
次及び２次側の巻線数が同一で同相のパルストランスで
構成することを特徴とする請求項１のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項３】 直流電源に一方の端子が接続するコイル
と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続させるス
イッチング素子と、前記他方の端子に接続するＣＬ結合
回路と、このＣＬ結合回路に接続する整流素子と、その
整流出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデ
ンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比較
し、その差に応じて前記スイッチング素子のオンオフ期
間の比を制御する定電圧制御回路とを備え、 前記直流電源に接続する前記コイルと、前記ＣＬ結合回
路を構成する前記コイルとを１次及び２次側の巻線数が
同一で同相のパルストランスで構成することを特徴とす
るＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06291987A JP3143847B2 (ja) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06291987A JP3143847B2 (ja) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130869A JPH08130869A (ja) | 1996-05-21 |
| JP3143847B2 true JP3143847B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=17776055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06291987A Expired - Lifetime JP3143847B2 (ja) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3143847B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006340432A (ja) * | 2005-05-31 | 2006-12-14 | Sumida Corporation | スイッチングコンバータ |
| JP4803583B2 (ja) * | 2006-02-03 | 2011-10-26 | 株式会社リコー | 電源装置および画像形成装置 |
| JP6033092B2 (ja) * | 2013-01-11 | 2016-11-30 | 三菱電機株式会社 | 電源装置、ｌｅｄ点灯装置およびバッテリ充電装置 |
| DE102016111498A1 (de) | 2015-07-07 | 2017-01-12 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Stromversorgungsvorrichtung und beleuchtungskörper |
-
1994
- 1994-11-02 JP JP06291987A patent/JP3143847B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08130869A (ja) | 1996-05-21 |
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