JPH04127893A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents
同期電動機の制御装置Info
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- JPH04127893A JPH04127893A JP2246241A JP24624190A JPH04127893A JP H04127893 A JPH04127893 A JP H04127893A JP 2246241 A JP2246241 A JP 2246241A JP 24624190 A JP24624190 A JP 24624190A JP H04127893 A JPH04127893 A JP H04127893A
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- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 31
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 10
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は同期電動機をサイクロコンバータやインバータ
等の可変電圧可変周波数電源で可変速制御する際の同期
電動機の制御装置に関する。
等の可変電圧可変周波数電源で可変速制御する際の同期
電動機の制御装置に関する。
（従来の技術）
同期電動機を可変電圧可変周波数電源で可変速制御する
方式には他励転流を用いた無整流子電動機やベクトル制
御を用いた駆動方式がある。このうちベクトル制御は高
性能な駆動が可能で、速い応答や精密な制御を要する分
野に適用されている。ベクトル制御方式は例えばＢ、に
、Ｂｏｓｅ著“Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
ａｎｄ ＡＣＤｒｉｖｅｓ” Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａ
ｌｌ第８章２節に記載されている。
方式には他励転流を用いた無整流子電動機やベクトル制
御を用いた駆動方式がある。このうちベクトル制御は高
性能な駆動が可能で、速い応答や精密な制御を要する分
野に適用されている。ベクトル制御方式は例えばＢ、に
、Ｂｏｓｅ著“Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
ａｎｄ ＡＣＤｒｉｖｅｓ” Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａ
ｌｌ第８章２節に記載されている。
第５図は従来の方式の一実施例であり、１は可変電圧可
変周波数電源である電力変換器、２は三相同期電動機（
以下、単に同期電動機と記す）。
変周波数電源である電力変換器、２は三相同期電動機（
以下、単に同期電動機と記す）。
２１は同期電動機の界磁巻線、３は位置検出器、４は界
磁用電力変換器、５は位置演算器、６は磁束演算器、７
は電流演算器、８は座標変換器、９゜１０は増幅器、１
１．１２は電流検出器である。
磁用電力変換器、５は位置演算器、６は磁束演算器、７
は電流演算器、８は座標変換器、９゜１０は増幅器、１
１．１２は電流検出器である。
同期電動機２の電機子電流と界磁電流を電流検出器１１
．１２で検出する。一方、位置検出器３と位置演算器５
では同期電動機の回転子磁極の位置を演算する。磁束演
算器６では、電機子電流の検出電流と磁極位置から回転
子磁極に並行なｄ軸磁束と、これに直行するｑ軸磁束を
演算する。電流演算器７ではトルク電流指令ｉ７と前記
磁束演算値とから磁束方向に並行及び直行する電機子電
流基準値１ｄ＋ｌｑ（直流量）を演算する。座標変換器
８では回転子の位置信号と前記ｃｔｑ軸の電流基準値と
から三相電機子電流基準値１ｕｖｖ（交流量）を得る。
．１２で検出する。一方、位置検出器３と位置演算器５
では同期電動機の回転子磁極の位置を演算する。磁束演
算器６では、電機子電流の検出電流と磁極位置から回転
子磁極に並行なｄ軸磁束と、これに直行するｑ軸磁束を
演算する。電流演算器７ではトルク電流指令ｉ７と前記
磁束演算値とから磁束方向に並行及び直行する電機子電
流基準値１ｄ＋ｌｑ（直流量）を演算する。座標変換器
８では回転子の位置信号と前記ｃｔｑ軸の電流基準値と
から三相電機子電流基準値１ｕｖｖ（交流量）を得る。
この基準値と電流検出値の偏差を増幅器９で増幅して電
機子電圧基準？’ｕｙ ｆｖ、 Ｖｙを得てこの基準に
基づいて電力変換器１が駆動される。
機子電圧基準？’ｕｙ ｆｖ、 Ｖｙを得てこの基準に
基づいて電力変換器１が駆動される。
同期電動機２の界磁巻線２１は、界磁電流基準値１７と
検出値からその偏差を増幅して界磁電圧基準を得て、界
磁用電力変換器４により電力を供給する。
検出値からその偏差を増幅して界磁電圧基準を得て、界
磁用電力変換器４により電力を供給する。
（発明が解決しようとする課題）
第５図で示した実施例では座標変換器８で電機子電流の
基準値（交流量）を演算して電機子電流検出値（交流量
）と比較し、この値に応じて電機子電圧を定める。電機
子電流は回転子が静止している状態以外では交流量であ
るから駆動周波数相当の正弦波電流を流す必要がある。
基準値（交流量）を演算して電機子電流検出値（交流量
）と比較し、この値に応じて電機子電圧を定める。電機
子電流は回転子が静止している状態以外では交流量であ
るから駆動周波数相当の正弦波電流を流す必要がある。
電力変換装置としてサイクロコンバータを用いた場合、
その出力周波数は一般にゼロ周波数から電源周波数近く
まで供給可能である。比較的高い出力周波数の場合、電
流制御系の制御応答の関係から、基準値と実際の電流の
大きさが異なったり位相が変化して所望の交流電流波形
が得られない可能性がある。
その出力周波数は一般にゼロ周波数から電源周波数近く
まで供給可能である。比較的高い出力周波数の場合、電
流制御系の制御応答の関係から、基準値と実際の電流の
大きさが異なったり位相が変化して所望の交流電流波形
が得られない可能性がある。
同期電動機２は回転子の位置に対する電流の位相が特性
に大きな影響を及ぼす。特に重い負荷が加わり大きな電
流が流れている場合、電流位相の少しの変化で電圧や力
率が大きく異なり特性に大きな影響をぼす。また、電流
がひずんでトルク脈動が生じて機械系に悪影響を及ぼす
可能性がある。
に大きな影響を及ぼす。特に重い負荷が加わり大きな電
流が流れている場合、電流位相の少しの変化で電圧や力
率が大きく異なり特性に大きな影響をぼす。また、電流
がひずんでトルク脈動が生じて機械系に悪影響を及ぼす
可能性がある。
このため、特に同期電動機２では電流基準に対する実際
の電流を精度よく制御する必要がある。
の電流を精度よく制御する必要がある。
本発明は上記欠点を改良するためになされたもので、高
い駆動周波数領域や重い負荷においても安定で高性能な
装置を実現する同期電動機の制御装置を提供することを
目的とする。
い駆動周波数領域や重い負荷においても安定で高性能な
装置を実現する同期電動機の制御装置を提供することを
目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明では、電機子電流と界磁電流、および回転子の磁
極位置を検出し、回転子の磁極方向（ｄ軸）とこれに直
行する方向（ｑ軸）での磁束を演算し、このｄｑ軸磁束
に基づいて電機子電流基準（直流量）を定める。電流基
準とｄｑ軸上での電流検出値（直流量）を比較し、ｄｑ
軸上での電圧基準（直流量）を得る。この値を電機子の
三相巻線軸に変換して電圧基準値（交流量）として与え
電力変換器を駆動する。
極位置を検出し、回転子の磁極方向（ｄ軸）とこれに直
行する方向（ｑ軸）での磁束を演算し、このｄｑ軸磁束
に基づいて電機子電流基準（直流量）を定める。電流基
準とｄｑ軸上での電流検出値（直流量）を比較し、ｄｑ
軸上での電圧基準（直流量）を得る。この値を電機子の
三相巻線軸に変換して電圧基準値（交流量）として与え
電力変換器を駆動する。
（作 用）
電機子電流と界磁電流とからｄｑ軸上の磁束を演算し、
電機子のトルク分電流を、演算した磁束と直行するよう
に流すことにより、同一の電機子電流でも高いトルクが
得られるが、演算で得られたｄｑ軸上の電流基準値と検
出値とを比較し、ｃｔｑ軸上での電圧基準を得てこれを
座標変換器により三相電機子巻線軸に変換する。
電機子のトルク分電流を、演算した磁束と直行するよう
に流すことにより、同一の電機子電流でも高いトルクが
得られるが、演算で得られたｄｑ軸上の電流基準値と検
出値とを比較し、ｃｔｑ軸上での電圧基準を得てこれを
座標変換器により三相電機子巻線軸に変換する。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。図にお
いて１３はｄｑ軸電流演算器、１４は座標変換器であり
、他の要素は第５図で示したものと同一要素は同一番号
に相当する。第２図は第１図で示した磁束演算回路６の
詳細なブロック図を示した構成例であり、６１．６４は
進み遅れ器、６２．６３゜６５、６６は比例器、６７は
角度演算器である。
いて１３はｄｑ軸電流演算器、１４は座標変換器であり
、他の要素は第５図で示したものと同一要素は同一番号
に相当する。第２図は第１図で示した磁束演算回路６の
詳細なブロック図を示した構成例であり、６１．６４は
進み遅れ器、６２．６３゜６５、６６は比例器、６７は
角度演算器である。
電流検出器１１で検出した三相電機子電流は、ｄｑ軸電
流演算器１３で位置演算器５からの位置信号とともにｃ
ｔｑ軸上での電流検出値（直流量）として演算される。
流演算器１３で位置演算器５からの位置信号とともにｃ
ｔｑ軸上での電流検出値（直流量）として演算される。
この値と界磁電流検量値とから磁来演算器６により電機
子磁束（直流量）が演算される。第２図で示した磁束演
算器は、ｄｑ軸上で表した同期電動機の電圧方程式から
出発し、ｃｉｑ軸りの磁束を演算する演算式をブロック
図で表したものである。ｄ軸磁束Φｄとｑ＃！磁束Φ９
は次式％式％ ここでＳはラプラス演算子、Ｌ ａｄ ＋ Ｌ ａｑは
ｄｑ軸の相互インダクタンス、１８は電機子もれインダ
クタンス、Ｔｄ、、 Ｔ９．はそれぞれｄｑ軸のダンパ
抵抗と同期インダクタンスにかかわる時定数。
子磁束（直流量）が演算される。第２図で示した磁束演
算器は、ｄｑ軸上で表した同期電動機の電圧方程式から
出発し、ｃｉｑ軸りの磁束を演算する演算式をブロック
図で表したものである。ｄ軸磁束Φｄとｑ＃！磁束Φ９
は次式％式％ ここでＳはラプラス演算子、Ｌ ａｄ ＋ Ｌ ａｑは
ｄｑ軸の相互インダクタンス、１８は電機子もれインダ
クタンス、Ｔｄ、、 Ｔ９．はそれぞれｄｑ軸のダンパ
抵抗と同期インダクタンスにかかわる時定数。
Ｔｄ２．Ｔｑ２はそれぞれｄｑ軸のダンパ抵抗とダンパ
もれインダクタンスにかかわる時定数である。
もれインダクタンスにかかわる時定数である。
ｄ軸磁束は界磁電流とｄ軸電機子電流の和から演算され
、ｑ軸磁束はｑ軸電流から演算される。δは磁束のｄ軸
方向に対する角度で、 δ＝ｊａｎ’−＋（Φ、、／Φｄ） で演算される。
、ｑ軸磁束はｑ軸電流から演算される。δは磁束のｄ軸
方向に対する角度で、 δ＝ｊａｎ’−＋（Φ、、／Φｄ） で演算される。
第１図の電流演算器７は、トルク分電流基！！！ｉ Ｔ
からｄｑ軸の電流基準１ｄ＋１ｑ（直流量）は次式で演
算される。
からｄｑ軸の電流基準１ｄ＋１ｑ（直流量）は次式で演
算される。
ｌｄ” −５，７’ｓｉｎδ
ｊ９＝−コ丁＋ｃｏｓδ
すなわち、トルク分電流は演算された磁束と直行するよ
うに指令する。演算された電流基準値は検出値（直流量
）と比較され、増幅器９によってｄｑ軸の電圧基準値ｙ
ｄ、す、（直流量）として出力される。増幅器９は通常
比例積分器により構成される。この電圧基準値は座標変
換器１４に与えられ、更に位置演算器５の出力とで三相
巻線電圧ｆＵ＋ｔｙ、Ｚｒｙを得る。この値は回転電気
角周波数で変化する交流量となる。
うに指令する。演算された電流基準値は検出値（直流量
）と比較され、増幅器９によってｄｑ軸の電圧基準値ｙ
ｄ、す、（直流量）として出力される。増幅器９は通常
比例積分器により構成される。この電圧基準値は座標変
換器１４に与えられ、更に位置演算器５の出力とで三相
巻線電圧ｆＵ＋ｔｙ、Ｚｒｙを得る。この値は回転電気
角周波数で変化する交流量となる。
一方同期電動機の界磁電流は基準値ｊ−ｆと検出値とを
比較し、その偏差に応じて増幅器１０により界磁電圧基
準を得て、界磁用電力変換器４が駆動される。
比較し、その偏差に応じて増幅器１０により界磁電圧基
準を得て、界磁用電力変換器４が駆動される。
以トの説明により本実施例では、同期電動機の電圧基準
をｄｑ軸上で演算し、これを座標変換器で三相交流量に
変換する。これにより制御の諸量が直流で扱オうれるた
め、高い駆動周波数においても電流が精度よく制御でき
、従来の方式に比へて広い速度範囲や広い負荷範囲で性
能の良い駆動装置が実現できる。
をｄｑ軸上で演算し、これを座標変換器で三相交流量に
変換する。これにより制御の諸量が直流で扱オうれるた
め、高い駆動周波数においても電流が精度よく制御でき
、従来の方式に比へて広い速度範囲や広い負荷範囲で性
能の良い駆動装置が実現できる。
第３図は本発明の他の実施例を示す構成図である。図に
おいて、１５は速度演算器、１６は電圧演算器である。
おいて、１５は速度演算器、１６は電圧演算器である。
他の要素は第１図で示し７た要素と同一要素は同一番号
に対応する。第４図は第３図で示した電圧演算器１６の
詳細な構成で、１６１．１６２は掛算器である。
に対応する。第４図は第３図で示した電圧演算器１６の
詳細な構成で、１６１．１６２は掛算器である。
本実施例ではｄｑ軸電流基準と検出値とを比較しその偏
差に応じて増幅器９でｕｄｌｔＶｑｘを出力する。電圧
演算器１６は逆起電力補償を行うブロックで、増幅器９
カ・らの出力とｄｑ軸磁束Φｄ、Φ９および速度ωから
ｃｉｑ軸の電圧基準を出力する。
差に応じて増幅器９でｕｄｌｔＶｑｘを出力する。電圧
演算器１６は逆起電力補償を行うブロックで、増幅器９
カ・らの出力とｄｑ軸磁束Φｄ、Φ９および速度ωから
ｃｉｑ軸の電圧基準を出力する。
すなわち電動機の逆起電力は、磁束に対して９０度進み
の方向で、その大きさは電気角速度ωと磁束の大きさに
比例するので、この成分を電圧基準の一部としてつくり
だす。電気角速度ωは位置信号を微分して速度演算器１
５により得られる。
の方向で、その大きさは電気角速度ωと磁束の大きさに
比例するので、この成分を電圧基準の一部としてつくり
だす。電気角速度ωは位置信号を微分して速度演算器１
５により得られる。
上記作用により、増幅器９の出力は電機子電流の変化や
電機子巻線抵抗に対応する電圧を出力するだけでよい。
電機子巻線抵抗に対応する電圧を出力するだけでよい。
したがって、この部分は比較的小さな振幅の出力となり
、第１図で示した実施例に対しでより安定な制御が行え
る。
、第１図で示した実施例に対しでより安定な制御が行え
る。
以上の説明により本発明では比較的高い駆動周波数や重
い負荷状態においても電動機の電機子電流を精度よく制
御でき、高性能な同期電動機の可変速駆動装置が実現で
きる。
い負荷状態においても電動機の電機子電流を精度よく制
御でき、高性能な同期電動機の可変速駆動装置が実現で
きる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の磁束演算器のブロック図、第３図は本発明の他の実
施例を示す構成図、第４図は第３図の電圧演算器の詳細
な構成図、第５図は従来の実施例を示す構成図である。 １・・・電力変換器 ２・・・同期電動機３・・
・位置検出器 ５・・・位置演算器 ７・・・電流演算器 ９．１０・・・増幅器 １３・・・ｄｑ軸電流演算器 ４・・・界磁用電力変換器 ６・・・磁束演算器 ８．１４・・・座標変換器 １１、１２・・・電流検出器
図の磁束演算器のブロック図、第３図は本発明の他の実
施例を示す構成図、第４図は第３図の電圧演算器の詳細
な構成図、第５図は従来の実施例を示す構成図である。 １・・・電力変換器 ２・・・同期電動機３・・
・位置検出器 ５・・・位置演算器 ７・・・電流演算器 ９．１０・・・増幅器 １３・・・ｄｑ軸電流演算器 ４・・・界磁用電力変換器 ６・・・磁束演算器 ８．１４・・・座標変換器 １１、１２・・・電流検出器
Claims (1)
- 可変電圧可変周波数電源により三相同期電動機を可変速
制御する同期電動機の制御装置において、該同期電動機
の電機子電流を検出する電流検出器と、該同期電動機の
回転子位置を検出する位置検出器と、前記電流検出器か
らの電流を前記位置検出器からの信号により回転子の磁
極と同一方向（ｄ軸）と直行する方向（ｑ軸）の成分の
電流を演算する電流演算器と、前記同期電動機の界磁電
流を検出する界磁電流検出器と、前記電流演算器と前記
界磁電流検出器との出力から前記同期電動機の磁束を演
算する磁束演算器と、前記同期電動機へのトルク電流指
令信号と前記磁束演算器とから前記同期電動機のｄ軸及
びｑ軸電流指令信号を演算する電流指令演算器と、該電
流指令演算器の出力信号と前記電流検出器の出力信号と
の偏差から得られるｄ軸及びｑ軸上での電圧基準信号と
前記位置検出器からの信号から三相電機子巻線電圧基準
信号を出力する座標変換器を具備し、前記可変電圧可変
周波数電源を前記三相電機子巻線電圧基準信号に基いて
制御することを特徴とする同期電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2246241A JPH04127893A (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | 同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2246241A JPH04127893A (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | 同期電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04127893A true JPH04127893A (ja) | 1992-04-28 |
Family
ID=17145608
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2246241A Pending JPH04127893A (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | 同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04127893A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5961291A (en) * | 1996-08-30 | 1999-10-05 | Hitachi, Ltd. | Turbo vacuum pump with a magnetically levitated rotor and a control unit for displacing the rotator at various angles to scrape deposits from the inside of the pump |
| US6710495B2 (en) * | 2001-10-01 | 2004-03-23 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Multi-phase electric motor with third harmonic current injection |
| JP2011024276A (ja) * | 2009-07-13 | 2011-02-03 | Mitsubishi Electric Corp | 巻線界磁式同期機の制御装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55136889A (en) * | 1979-04-10 | 1980-10-25 | Fuji Electric Co Ltd | Magnetic-flux operator for synchronous motor |
| JPH02111281A (ja) * | 1988-10-18 | 1990-04-24 | Toshiba Corp | 電力変換装置の電流制御装置 |
| JPH02133090A (ja) * | 1988-11-14 | 1990-05-22 | Toshiba Corp | 誘導電動機の速度制御装置 |
-
1990
- 1990-09-18 JP JP2246241A patent/JPH04127893A/ja active Pending
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