JPH06101958B2 - 誘導電動機の高速トルク制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高速デジタル制用されるインバータによる誘導
電動機の瞬時磁束，トルク制御に関するもので、システ
ムの大容量化を目的とし、インバータのスイッチング素
子としてスイッチング周波数に制約のあるGTOを採用す
ることを念頭においたものであり、必ずしも大容量を目
的としないが高速なトルク制御を要するACサーボモータ
にも適用できる。

〔従来の技術〕

現在誘導電動機について高速トルク制御を必要とする場
合には、ベクトル制御が広く用いられている。しかしな
がら、この制御方法は電動機の内部定数への依存性が高
く、また位置センサを必要とするなど調整が複雑な上
に、電動機内部定数の変化が制御特性に大きく影響を及
ぼす欠点を有している。更に、電流制御を基本とするた
め、瞬時磁束，瞬時トルクが必ずしも最適化されておら
ず、無駄なスイッチングが行われる等の欠点をも有す
る。

この制御に代る新しい制御方法として、本発明者らは先
に新しい磁束演算形の制御方法を開発した。これについ
ては、昭和60年８月発行の電気学会半導体電力変換研究
会資料に掲載されたSPC−85−45「新論理に基づく誘導
機の高速・高効率制御法」（野口，高橋）および昭和61
年１月発行の電気学会論文誌の106巻１号に掲載された6
1−B2「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新
高速トルク制御法」（高橋，野口）等に詳述されている
が、以下簡単に説明する。

第８図は磁束演算形の制御方法の一例のブロック図で、
インバータ部分は簡略化して示してある。すなわち、イ
ンバータ３はトランジスタ等のスイッチング素子とダイ
オードをそれぞれ逆並列接続してなる６個のアームから
構成されているが、図のように３個の切換スイッチS_u，
S_v，S_wとして表すことができる。

３相電圧形のインバータ３には直流電圧源１から正母線
1aおよび負母線1bを介して給電され、制御回路７により
インバータ３の各切換スイッチS_u，S_v，S_wが正，負母線
1a,1b側に倒されることにより変換された交流電力が、
電流検出器5_u，5_v，5_wを経て３相誘導電動機６の各相端
子u,v,wに給電される。直流電圧源１の電圧は正，負母
線間に挿入された電圧検出器２により検出する。

この制御法では電磁気量を直交するｄ−q2軸で表される
瞬時ベクトルとして取り扱う。すなわち、１次電圧を １次電流を ２次電流を １次磁束を とすると で表される。ここにｊはベクトル積を表す。

３相電圧v_u，v_v，v_wおよび３相１次電流i_u，i_v，i_wから がそれぞれ次式によって算出できる。

誘導電動機６の電圧方程式は ここに R₁;1次巻線抵抗 L₁₁;1次インダクタンス R₂;2次巻線抵抗 L₂₂;3次インダクタンス M;相互インダクタンス であり、_ｍは回転角速度,pは微分演算子を表す。

一方、磁束の定義として、 式の第１行を展開して これに式を代入して整理すると 両辺を積分すると すなわち、 は式の積分演算により求められる。

一方、瞬時トルクＴは式の のベクトル積として式により求められる。

式の右辺 に比べて一般に非常に小さいので、 の方向に延びて行くものと考えてよい。

はインバータ３の出力電圧である。

インバータ３を構成する各切換スイッチがそれぞれ正母
線1a側に倒れた場合を1,負母線1b側に倒れた場合を０で
表し、８通りのスイッチ状態におけるインバータ３の各
出力電圧ベクトルを式から算出すると、次の電圧ベク
トル表のごとくである。但し、実際のv_1d，v_1qの値は表
中の値に と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅを乗じ
た値である。

スイッチ状態番号をｋとしたとき、各スイッチ状態にお
けるインバヒタ３の は、第６図に示した電圧ベトクル図のごとく、ｄ軸と同
一方向の と、それから60°ずつ時計方向に進む と、２種の零ベクトル の８種のものとなる。

第８図の制御回路７内に有するブロック701および703b
は、切換スイッチS_u，S_v，S_wの状態と電圧検出器２で検
出した直流電圧源１の電圧Ｅとから式により１次電圧
▲▼を算出するブロックである。

ブロック702は電流検出器5_u，5_v，5_wにより検出された
３相電流i_u，i_v，i_wから、式により を算出するブロックである。

この に、ブロック703aにおいて１次巻線抵抗R₁を乗じ、ブロ
ック704において から１次巻線抵抗R₁と の積を減算する。

ブロック705は式に従って磁束を積分演算するブロッ
クであり、 のd,q両軸成分φ_1d，φ_1qが求められる。

ブロック710では のｄ軸を基準とする時計方向の回転角θが、境界線とし
て30°,90°,150°,210°,270°,330°の60°毎に仕切
られるどの領域に属しているかによって、制御フラグｆ
θを次のように発生する。

−30°≦θ＜30°;fθ＝Ｉ 30°≦θ＜90°;fθ＝II 90°≦θ＜150°;fθ＝III 150°≦θ＜210°;fθ＝IV 210°≦θ＜270°;fθ＝Ｖ 270°≦θ＜330°;fθ＝VI ブロック706は を次式により算出するブロックである。

ブロック708において外部から与えられる を減算し、磁束の偏差を算出する。

ブロック711はヒステリシスコンパレータであり、ブロ
ック708から送られる磁束の偏差が正で所定値を超えた
とき、すなわち磁束を増加せしめる必要のあるとき制御
フラグｆφ＝＋１とし、磁束の偏差が負で所定値を超え
たとき、すなわち磁束を減少せしめる必要のあるとき制
御フラグｆφ＝−１とする。

ブロック707はブロック702,705の両出力のベクトル積を
式により演算し、瞬時トルクＴを算出するブロックで
あり、ブロック709において外部から与えられるトルク
指令値T^*から瞬時トルクＴを減算し、トルクの偏差を算
出する。

ブロック712は３値ヒステリシスコンパレータであり、
トルクの偏差が所定の誤差範囲内では零ベクトルモード
の制御フラグｆτ＝０を発生し、トルクの偏差が正で所
定値を超えたとき、すなわち加速トルクを要するとき制
御フラグｆτ＝＋１とし、トルクの偏差が負で所定値を
超えたとき、すなわち減速トルクを要するとき制御フラ
グｆτ＝−１とする。

ブロック713はブロック710,711,712から出力される３個
の制御フラグｆθ,fφ,fτの各組み合わせに最も適した
インバータ出力電圧を決定するブロックであり、次に示
すスイッチングテーブルから制御フラグｆθ,fφ,fτに
従って先の電圧ベクトル表に示したスイッチ状態番号ｋ
を知り、インバータ３へスイッチング信号を送り、磁束
およびトルクの瞬時制御が行われる。

以上、詳細に説明したように、このような磁束演算形の
制御方法によれば、誘導電動機の内部定数をほとんど使
用しないで演算しながら、各瞬時 をほぼ一定に保ち、磁束ベクトルのリサージュ図形はほ
ぼ円を画きつつ、高速トルク制御を行うことができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記のごとく、高速トルク制御方法として極めて高性能
な磁束演算形の制御方法ではあるが、この従来の制御方
法においても、低速，軽負荷の場合には不都合を生じる
ことがあると共に、大きい過渡変動トルクにも対処でき
るようにするためには、特殊の処置を要するなどの欠点
があった。

すなわち、利用可能なインバータ出力電圧ベクトルが零
ベクトルを除いて６個しかなく、制御の自由度が少なく
限られている。

従って、増磁成分を持ち且つトルク成分が少ない電圧ベ
クトルが常に得られるわけではないので、低速，軽負荷
になると零ベクトルの選択が多くなり、増磁ができなく
なる。このため、低速域においては磁束量が減少して、 のリサージュ図形が６角状に歪み、騒音，振動の原因と
なる。

この従来の制御方法において、高電圧を印加して高加速
度を得るようにしようとすると、一般に直流電圧源１の
電圧は一定であるから、この入力電圧から決まるインバ
ータの最高電圧よりも低い値に誘導電動機の定格電圧を
設定しておく必要があり、また誘導電動機のインダクタ
ンスも低く設置しておかなくてはならない。

しかしながら、この場合定常的にはモータ電流の脈動が
増し、トルクの脈動も増加するほか、鉄損，磁気騒音も
共に増加する。

逆に、定常的に電流脈動を低く押え、トルク脈動，鉄
損，磁気騒音を減少させようとすると、誘導電動機の定
格電圧をインバータ入力電圧とほぼ等しい値とし、誘導
電動機のインピーダンスも大きめの値となるよう設計す
る必要がある。

この場合には過渡的に大トルクを発生せしめることがで
きない。

このことから、過渡的には大トルクを発生せしめ得ると
共に、定常的にも低トルク脈動，低損失，低騒音を実現
できる誘導電動機の高速トルク制御方式が求められてい
た。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、３相誘導電動機のインバータによる制御シス
テムにおいて、両端にそれぞれ端子a¹a²，b₁b₂およびc₁
c₂を有する互いに電気的に分離した３相対称巻線を具備
する３相誘導電動機を用い、この３相誘導電動機の第１
の端子群a₁，b₁，c₁を第１の３相電圧形インバータに接
続すると共に、第２の端子群a₂，b₂，c₂を零相分電流抑
制用の３相リアクトルを介して第２の３相電圧形インバ
ータに接続し、前記３相誘導電動機の瞬時磁束および瞬
時トルクが所定の誤差範囲内で与えられた指令値に追従
するように第１および第２の電圧形インバータ出力電圧
を選択する電圧制御手段と、該電圧制御手段出力の複数
通電モードの中から零相電流の現在値を減少させるよう
な第１および第２の電圧形インバータの通電モードを選
択する零相電流抑制手段を具えたことを特徴とするもの
である。

前記の零相分電流抑制用の３相リアクトルは、共通鉄心
に巻回された同一方向に磁気結合を有する３相巻線で構
成され、同一方向の電流成分に対してのみリアクトルと
して動作するようにしたものを用いる。

〔作用〕

第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装
置における主回路結線図である。３相誘導電動機10は両
端にそれぞれ端子a₁a₂，b₁b₂およびc₁c₂を有する互いに
電気的に分離した３相対称巻線を具備している。

本発明にかかるシステムの最大の特長は、このように電
気的に絶縁された３相対称１次巻線を具備する誘導電動
機を用いることであり、本図では中性点開放形の星形結
線のごとく画かれているが、３相対称巻線であればどの
ように複雑な巻線であってもよい。

３相対称巻線の第１の端子群a₁，b₁，c₁を第１の３相電
圧形インバータ11に接続すると共に、第２の端子群a₂，
b₂，c₂を零相分電流抑制用の３相リアクトル13を介して
第２の３相電圧形インバータ12に接続する。

このようなシステムにあっては、電動機の特性には影響
を及ぼさないが線電流を増大させる零相電流i_o＝i_a＋i_b
＋i_cが存在する。これは誘導電動機の１次側漏れインダ
クタンスによっても抑制されるが、その値は数mHと非常
に小さいので、零相分電流抑制用の３相リアクトル13が
挿入されるのである。

第１および第２の３相電圧形インバータ11および12は、
第８図の従来例で説明したと同様に、それぞれ３個の切
換スイッチS_1a，S_1b，S_1cおよびS_2a，S_2b，S_2cで示して
ある。両３相電圧形インバータはいずれも直流電圧源１
から正母線1aおよび負母線1bを介して給電される。

ここで従来例でも説明したように各切換スイッチS_1a，S
_1b，S_1cおよびS_2a，S_2b，S_2cにつきそれぞれ正側母線1a
側に倒れた場合を1,負母線1b側に倒れた場合を０で表
し、両電圧形インバータのスイッチ状態番号をそれぞれ
k₁およびk₂で示すと、次のスイッチ状態表に示すごと
く、それぞれ８通りのスイッチ状態がある。

第１および第２の３相電圧形インバータ11および12にそ
れぞれ８通りのスイッチ状態があるので、これらを組み
合わせるとこのシステムには64通りのスイッチ状態があ
ることが解る。

３相誘導電動機10の端子a₁a₂，b₁b₂，c₁c₂を有する各相
巻線にかかる電圧v_a，v_b，v_cは、それぞれの巻線に接続
される切換スイッチS_1aとS_2a，S_1bとS_2b，S_1cとS_2cのス
イッチ状態によって変化する。

例えばａ相について考えると、直流電圧源１の電圧をＥ
としたとき、S_1aとS_2aが共に正母線1a側または負母線1b
側に倒れている場合はv_a＝０、S_1aが正母線1a側に倒れS
_2aが負母線1b側に倒れている場合はv_a＝Ｅ、S_1aが負母
線1b側に倒れてS_2aが正母線1a側に倒れている場合はv_a
＝−Ｅとなる。

第１および第２の３相電圧形インバータ11および12のス
イッチ状態番号k₁およびk₂の各組み合わせについて、各
相巻線にかかる電圧v_a，v_b，v_cと、そのときのｄ−q2軸
変換された合成電圧ベクトルは19種類あり、その区別
はＶの右下サフィックスによりV₀〜V₁₈のごとく示す。
同一の合成電圧ベクトルに対して複数のスイッチ状態
が存在するものであること、また同様に合成電圧ベクト
ルV₀〜V₆では同一の合成電圧ベクトルでも異なる相電圧
を有することがわかる。

合成電圧ベクトルは、＝V_d＋jV_qで表され、各相巻
線電圧v_a，v_b，v_cから次式によって求めることができ
る。

合成電圧ベクトルの大きさは、第８図で説明した従来
のインバータによる３相誘導電動機の駆動システムにお
ける のものと、 のものおよび1.5倍のものがある。

V₁〜V₆は従来の であり、V₁₃〜V₁₈は▲√▼倍、V₇〜V₁₂は1.5倍の大き
さである。小さい合成電圧ベクトルV₁〜V₆は主に定常状
態の制御に用いられ、その他の大きい合成電圧ベクトル
は過渡状態の制御に用いられる。

トルクや磁束の制御は従来システムと同様に合成電圧ベ
クトルの選択によって行うが、零相電流の抑制は合成
電圧ベクトルの相電圧状態を切り換えるか、または合
成電圧ベクトルを変更することによって行う。

合成電圧ベクトルの変更を要することがあるのはV₁₃
〜V₁₆が選択された場合であり、これは合成電圧ベクト
ルV₁₃〜V₁₈はv₀で表される零相電圧v₀＝v_a＋v_b＋v_cが零
ではないにも拘らず、相電圧状態が一種類しかないため
である。

３相誘導電動機10の１次側の特性方程式は式と同様に ＝R₁＋Ｐ ……………………… で表される。ここでR₁は１次巻線抵抗、は１次磁束、
は１次電流ベクトルで ＝I_d＋jI_q で表され、各相線電流i_a，i_b，i_cから で算出できる。

１次磁束＝Φ_ｄ＋ｊΦ_ｑも式と同様に ＝∫（−R₁）dt ……………………… で表され、巻線の電圧降下は小さく無視すると、１次磁
束ベクトルの軌跡は合成電圧ベクトルの方向に、
の大きさに比例した速度で移動する。従って、合成電圧
ベクトルを適当に選べば、１次磁束の絶対値｜｜を
一定に保つように制御できる。

第３図は１次磁束ベクトルの軌跡を示す図で、１次磁
束ベクトルを時計方向に回転させた場合の１次磁束ベ
クトルの軌跡と合成電圧ベクトルの関係を表したも
のである。｜Φ^＊｜を磁束指令値、｜ΔΦ｜を許容誤差
としたとき、 ｜Φ^＊｜−｜ΔΦ｜≦｜｜≦｜Φ^＊｜＋｜Δφ｜ が満足されるように合成電圧ベクトルが選択される。

トルクＴについても式と同様に Ｔ＝Φ_ｄ×I_q−Φ_ｑ×I_d ………………… で演算することができ、１次側の内部定数のみで求める
ことができる。

第４図はすべり角周波数に対するトルクのステップ応答
を示すグラフで、前記の文献「新理論に基づく誘導機の
高速・高効率制御法」に掲載されたものであり、回転子
に対する１次磁束の相対速度であるすべり角周波数
_ｓをステップ変化させたときのトルクのステップ応答を
示すものである。

この図によると、定常トルクは、_ｓ＝２π・15で最大
値となっているが、過渡時においてのトルクの増加率は
ほぼすべり角周波数_ｓの大きさに比例していることが
わかる。

このようなトルク特性から、回転子角速度_ｍの変化が
トルクＴの変化に対して非常に遅いと仮定すると、１次
磁束ベクトルの回転角速度_φを変化させることによ
ってトルクを制御できることになる。

このとき、すべり角周波数_ｓ＝_φ−_ｍが増加すれ
ばトルクＴは増加し、_ｓが減少すればトルクＴも減少
する。このように、１次磁束ベクトルの回転角速度
_φを変えることによって、トルクＴのリミットサイクル
制御が可能である。

次に、トルクと磁束を同時に制御するための合成電圧ベ
トクル選択のための手法について述べる。第５図はあ
る時刻における合成電圧ベクトルと１次磁束ベクト
ルの関係を示す図である。

式から合成電圧ベクトルは１次磁束よりほぼ90°
だけ進んでいるべきであり、v₀，v₂，v₃，v₈，v₁₅を選
択することにより、１次磁束ベクトルを矢印θ方向に
回転させることができる。この中で１次磁束ベクトル
を減少させるものはV₃からV₁₅であり、増加させるもの
はV₂かV₈である。

また、１次磁束ベクトルの回転角速度φはV₀の場合
が最小で、V₂およびV₃で中間となり、V₈およびV₁₅で最
大にすることができる。

従って、１次磁束ベクトルの回転角速度φの平均値
が低速の場合には、トルクＴを減少させるときV₀、トル
クＴを増加させると共に１次磁束を増加させるとき
V₂、同じく１次磁束ベクトルを減少させるときV₃を選
択する。

また、１次磁束ベクトルの回転角速度φの平均値が
高速の場合には、１次磁束ベクトルを増加させると共
にトルクＴを小さくするときはV₂、同じくトルクＴを大
きくするときはV₈を選択し、１次磁束ベクトルを減少
させると共にトルクＴを小さくするときはV₃、トルクＴ
を大きくするときはV₁₅を選択する。

１次磁束ベクトルの現在位置により選択すべき合成電
圧ベクトルは変化するが、前記の考え方によればよ
い。１次磁束ベクトルのｄ軸を基準とする時計方向の
回転角θによって、属する領域を区分する。第８図の従
来例では６つの領域区分としたが、本発明では選択可能
の合成電圧ベクトルの方向が多くなったので、領域信
号θ_ｎとしてθ_１〜θ₁₂の12区分を下記の回転角θの範
囲で発するようにする。

０°≦θ＜ 30°；θ_ｎ＝θ_１ 30°≦θ＜ 60°；θ_ｎ＝θ_２ 60°≦θ＜ 90°；θ_ｎ＝θ_３ 90°≦θ＜120°；θ_ｎ＝θ_４ 120°≦θ＜150°；θ_ｎ＝θ_５ 150°≦θ＜180°；θ_ｎ＝θ_６ 180°≦θ＜210°；θ_ｎ＝θ_７ 210°≦θ＜240°；θ_ｎ＝θ_８ 240°≦θ＜270°；θ_ｎ＝θ_９ 270°≦θ＜300°；θ_ｎ＝θ₁₀ 300°≦θ＜330°；θ_ｎ＝θ₁₁ 330°≦θ＜360°；θ_ｎ＝θ₁₂ １次磁束の絶対値｜｜およびトルクＴをそれぞれ磁束
指令値｜Φ^＊｜およびトルク指令値T^*とヒステリシスコ
ンパレータにより比較し、磁束増減信号φとして増磁の
とき1,減磁のとき０を出力せしめ、トルク増減信号τ_１
としてトルク増加のとき１、トルク減少のとき０を出力
せしめると共に、１次磁束ベクトルの回転角速度φ
についてその方向と大小を判定することにより、前記の
領域信号θ_ｎによって次に示す合成電圧ベクトル選択表
により、望ましい合成電圧ベクトルを選択することが
できる。

先にも述べたように、このようなシステムにあっては零
相電流i₀＝i_a＋i_b＋i_cが流れることがあり、これによっ
て損失が増大するので、零相電流i₀を抑制する必要があ
る。

零相電流i₀は零相電圧v₀との間に次の関係式が成立す
る。

ここに R₀;3相リアクトル13の巻線抵抗 R₁；誘導電動機10の１次巻線抵抗 L₀;3相リアクトル13の漏れインダクタンス L₁₁；誘導電動機10の１次インダクタンス M₀;3相リアクトル13の相互インダクタンス 従って、零相電流i₀は零相電圧v₀＝v_a＋v_b＋v_cによって
制御できる。

すなわち、前記の合成電圧ベクトル選択表によって選択
した合成電圧ベクトルの中から、零相電流i₀と逆方向
の零相電圧成分を生ずる相電圧を有する通電モードのも
のを選択すればよい。

実際には零相電流i₀を検出してこれを所定の最高零相電
流Δｉ_０と３値ヒステリシスコンパレータにより比較
し、零相電流制御信号I₀として最高零相電流Δｉ_０以下
のときは０、正で超えたときには−１、負で超えたとき
には＋１を発生せしめ、この零相電流制御信号I₀と前記
の領域信号θ_ｎによって、次に示す零相電流抑制用相電
圧表を用いて最適な通電モードを選択する。

合成電圧ベクトルV₁〜V₆の場合には零相電流制御信号I₀
に応じて２つの相電圧状態を切り換える。合成電圧ベク
トルV₀およびV₇〜V₁₂は零相電圧v₀が零なので零相電流i
₀は変化しない。合成電圧ベクトルV₁₃〜V₁₈は相電圧状
態が１つしかないので、零相電流制御信号I₀が切り換え
を指令したときは、そのときの１次磁束ベクトルの領
域信号θ_ｎの希，偶に応じて合成電圧ベクトルV₇〜V₁₂
に切り換える。

これで零相電流i₀を抑制する相電圧が決まるので、それ
をスイッチング信号に変換しなければならない。３相誘
導電動機の任意の１相巻線に接続される切換スイッチを
S_1xおよびS_2xとしたとき、そのスイッチ状態は相電圧が
Ｅおよび−Ｅのときは（1,0）および（0,1）と一義的に
決まる。しかしながら相電圧が０のときのスイッチ状態
は、（0,0）または（1,1）のいずれでもよいので、この
２個の切換スイッチS_1xとS_2xのスイッチングを均等化す
るように切り換える。

〔実施例〕

第７図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装
置の一実施例のブロック図であり、第１および第２の２
相電圧形インバータ11および12、零相分電流抑制用３相
リアクトル13および３相誘導電動機10は第１図に示した
ものと同一のものであって、簡単化のために単線結線で
示してある。

直流電圧源１から直流電圧Ｅが第１および第２の３相電
圧形インバータ11および12に給電され、第１の３相電圧
形インバータ11出力は中性点を開放された３相誘導電動
機10の通常側端子である第１の端子群a₁，b₁，c₁に接続
され、第２の３相電圧形インバータ12出力は３相誘導電
動機10の開放された中性点側端子である第２の端子群
a₂，b₂，c₂に３相リアクトル13を介して接続されてい
る。

各相の巻線電圧検出手段21および線電流検出手段22か
ら、巻線電圧v_a，v_b，v_cおよび線電流i_a，i_b，i_cがフィ
ードバックされ、それぞれ３相〜２相変換手段23および
24において、ｄ−q2軸成分V_d，V_qおよびI_d，I_qに変換さ
れる。

電圧V_d，V_qはそれぞれ１次巻線抵抗模擬手段25および26
により１次電圧降下R₁I_aおよびR₁I_qを減算手段27および
28により差し引かれた後、積分手段29および30により式
で示した１次磁束のｄ軸成分Φ_ｄおよびｑ軸成分Φ
_ｑが算出される。

１次磁束の両軸成分Φ_ｄおよびΦ_ｑは磁束領域判定手段
31に送られ領域信号θ_ｎとしてθ_１〜θ₁₂のいずれかを
発生すると共に、磁束絶対値演算手段32にも送られ、１
次磁束の絶対値｜｜が により算出される。

外部から与えられる磁束指令値｜Φ^＊｜から減算手段33
において１次磁束の絶対値｜｜が減算され、磁束の誤
差がヒステリシスコンパレータ34に送られて磁束増減信
号φを発生する。磁束増減信号φは１か０のいずれかで
あり、１のとき増磁を、０のとき減磁を指示するもので
ある。

１次磁束の両軸成分Φ_ｄおよびΦ_ｑは、さらにそれぞれ
３相〜２相変換手段24の出力である線電流の両軸成分I_q
およびI_dが乗算手段35および36で乗算され、減算手段37
で減算することにより式によるトルクＴが算出され
る。

外部から与えられるトルク指令値T^*から減算手段38にお
いてトルクＴが減算されて、算出されたトルクの誤差が
ヒステリシスコンパレータ39およびコンパレータ40,41
へ送られる。

ヒステリシスコンパレータ39はトルク指令値の２％程度
を誤差限界ΔT₁とし、トルクの誤差がこの誤差限界ΔT₁
を正側で超えるとトルク増減信号τ_１として１を発生し
て増磁を指示し、負側で超えるとトルク増減信号τ_１と
して０を発生して減磁を指示する。

コンパレータ40および41はそれぞれトルク指令値の５％
程度の誤差限界ΔT₂およびトルク指令値の10％程度の誤
差限界ΔT₃を持ち、いずれも入力が誤差限界を超えると
それぞれトルク差信号τ_２およびτ_３を１とし、誤差限
界以内では０としてアップダウンカウンタ42へ送る。

アップダウンカウンタ42はトルク増減信号τ_１およびト
ルク差信号τ_２，τ_３を入力とし、１〜４を誤差信号ｄ
として出力するもので、トルク差信号τ_２が０から１に
なったときトルク増減信号τ_１が１の場合は４を上限と
して１ずつアップカウントと、トルク増減信号τ_１が０
の場合は１を下限として１ずつダウンカウントする。ト
ルク差信号τ_３が０から１になったときトルク増減信号
τ_１が１の場合は内容の如何にかかわらず内容を４と
し、トルク増減信号τ_１が０の場合は内容の如何にかか
わらず内容を１とする。

このアップダウンカウンタ42の内容が誤差信号ｄとなる
が、誤差信号ｄには１〜４の４種があり、これらが前記
合成電圧ベクトル選択表において述べた１次磁束ベク
トルの回転速度φに対応しており φ≫０のときｄ＝１ φ＞０のときｄ＝２ φ＜０のときｄ＝３ φ≪０のときｄ＝４ に相当する。

一方、線電流検出手段22からは各相の線電流i_a，i_b，i_c
が合計手段43にも送られ、零相電流i₀が演算されて３値
ヒステリシスコンパレータ44へ送られる。

３値ヒステリシスコンパレータ44は、動作限界Δi₀とし
出力として零相電流抑制信号I₀を発生する。零相電流抑
制信号I₀は零相電流i₀が動作限界Δi₀を正側で超えたと
き−1,負側で超えたとき＋１、動作限界Δi₀以下のとき
０となる。

記憶手段45には先に説明した合成電圧ベクトル選択表お
よび零相電流抑制用相電圧表を記憶したROMを中心とす
るものであって、トルク増減信号τ_１、誤差信号ｄ、磁
束増減信号φ、領域信号θ_ｎおよび零相電流抑制信号I₀
を入力とし、合成電圧ベクトル選択表から選択した合成
電圧ベクトルから最適の通電モードを選び出して、第
１および第２のインバータ11,12の各スイッチング素子
のスイッチング信号の形で出力する。

記憶手段45の出力を受けたスイッチング均等化手段46で
は、前述の通り相電圧が０になる両スイッチング素子の
スイッチ状態が均等化するように動作する。記憶手段45
の出力が変化したときに出力を発生する出力変化検出手
段47の出力をラッチ手段48に送り、ラッチ手段48が保持
するスイッチング均等化手段46の前回出力をスイッチン
グ均等化手段48にもどすことにより、スイッチングの均
等化が行われる。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明したように、第１および第２の２個の電
圧形インバータにより発生する19種の合成電圧ベクトル
を使い分け、零相電流を抑制し且つスイッチングを均
等化しながら、過渡的には高速のトルク応答性を持ち、
且つ定常的にはトルクリップルが少なく低騒音の誘導電
動機の駆動システムを構成することができる。

本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装置は、GT
Oのようにあまりスイッチング周波数を高くできないス
イッチング素子を用いて、大容量で且つ高速応答性を有
するシステムを可能ならしめると同時に、高速スイッチ
ング素子を用いれば、従来方式より格段に優れた過渡応
答および定常特性を兼ね具えたサーボシステムとするこ
ともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装
置における主回路結線図、第２図は合成電圧ベクトル
図、第３図は１次磁束ベクトルの軌跡を示す図、第４図
はすべり角周波数に対するトルクのステップ応答を示す
グラフ、第５図は合成電圧ベクトルと１次磁束ベクトル
の関係を示す図、第６図は従来の電圧ベクトル図、第７
図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装置の
一実施例のブロック図、第８図は従来の磁束演算形の制
御方法の一例のブロック図である。 １……直流電圧源、２……電圧検出器、３……インバー
タ、6,10……３相誘導電動機、７……制御回路、11……
第１の３相電圧形インバータ、12……第２の３相電圧形
インバータ、13……３相リアクトル。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】３相誘導電動機のインバータによるトルク
   制御システムにおいて、 両端にそれぞれ端子a1a2 b1b2 c1c2を有する互いに電気
   的に分離した３相対称巻線を具備する３相誘導電動機の
   第１の端子群a1 b1 c1を第１の３相電圧形インバータに
   接続すると共に、 第２の端子群a2 b2 c2を零相分電流抑制用の３相リアク
   トルを介して第２の３相電圧形インバータに接続し、 前記３相誘導電動機の瞬時磁束および瞬時トルクが所定
   の誤差範囲内で与えられた指令値に追従するように該３
   相誘導電動機の１次電圧と１次電流から１次磁束ベルト
   ルを求める手段と、 前記１次磁束ベクトルが円周を12等分したどの円弧領域
   に存在するかを判断して領域信号θ_ｎを出力する磁束領
   域判定手段と、 前記１次磁束ベクトルの絶対値とその指令値との偏差に
   応じて増磁または減磁を指示する磁束増減信号φを出力
   する手段と、 前記３相誘導電動機の１次電圧と１次電流からトルクＴ
   を求めてその指令との偏差であるトルク誤差を算出する
   手段と、 前記トルク誤差が誤差限界を正側で越えるとトルク増を
   指示しかつ負側で越えるとトルク減を指示するトルク増
   減信号τ１を発生する手段と、 前記トルク誤差に応じてトルク差信号τ2 τ３を発生す
   る手段と、 前記トルク増減信号τ１とトルク差信号τ2 τ３の組み
   合わせに応じて評価される誤差信号ｄを出力する手段
   と、 各相の線電流を合計して零相電流i0を演算する手段と、 前記零相電流i0が所定の値を正側および負側に越えた場
   合または越えない場合で零相電流抑制信号I0を出力する
   ３値ヒステリシスコンパレータと、 前記トルク増減信号τ１と誤差信号ｄと磁束増減信号φ
   と領域信号θ_ｎと零相電流抑制信号I0の組み合わせに応
   じて予め記憶されているスイッチングテーブルから第１
   および第２の３相電圧形インバータのスイッチング信号
   を出力する記憶手段とを、 設けて成ることを特徴とする誘導電動機の高速トルク制
   御装置。
2. 【請求項２】前記３相リアクトルは共通鉄心に巻回され
   た同一方向に磁気結合を有する３相巻線で構成され、同
   一方向電流成分に対してのみリアクトルとして動作する
   ものである特許請求の範囲第（１）項記載の誘導電動機
   の高速トルク制御装置。
3. 【請求項３】前記記憶手段の出力信号は第１および第２
   の３相電圧形インバータにより発生する瞬時電圧ベクト
   ル形式として出力される特許請求の範囲第（１）項記載
   の誘導電動機の高速トルク制御装置。
4. 【請求項４】前記３値ヒステリシスコンパレータは各相
   電流瞬時値のベクトル和で表される零相電流を減少させ
   る通電モードを選定する特許請求の範囲第（１）項記載
   の誘導電動機の高速トルク制御装置。
5. 【請求項５】前記記憶手段の出力したスイッチ状態を記
   憶し、次回のスイッチングはなるべく前回と異なるスイ
   ッチ状態を選定する特許請求の範囲第（１）項記載の誘
   導電動機の高速トルク制御装置。