JPS63224693A - 誘導電動機の高速トルク制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高速デジタル制用されるインバータによる誘導
電動機の瞬時磁束、トルク制御に関するもので、システ
ムの大容量化を目的とし、インバータのスイッチング素
子としてスイッチング周波数に制約のあるＧＴＯを採用
することを念頭においたものであり、必ずしも大容量を
目的としないが高速なトルク制御を要するＡＯサーボモ
ータにも適用できる。

〔従来の技術〕

現在誘導電動機について高速トルク制御を必要とする場
合には、ベクトル制御が広く用いられている。しかしな
がら、この制御方法は電動機の内部定数への依存性が高
く、また位置センサを必要とするなど調整が複雑な上に
、電動機内部定数の変化が制御特性番こ大きく影響を及
ぼす欠点を有している。更に、電流制御を基本とするた
め、瞬時磁束、瞬時トルクが必らずしも最適化されてお
らず、無駄なスイッチングが行われる等の欠点をも有す
る。

この制御に代る新しい制御方法として、本発明者らは先
に新しい磁束演算形の制御方法を開発した。これについ
ては、昭和６０年８月発行の電気学会半導体電力変換研
究会資料に掲載された５ｐｃ−８５−４５ｒ新理論に基
づく誘導機の高速・高効率制御法」（野ロ、高橋）およ
び昭和６１年１月発行の電気学会論文誌の１０６巻１号
に掲載された６ｌ−Ｂ２「瞬時すべり周波数制御に基づ
く誘導電動機の新高速トルク制御法」（高橋、野口）等
に詳述されているが、以下簡単に説明する。

第８図は磁束演算形の制御方法の一例のブロック図で、
インバータ部分は簡略化して示しである。

すなわち、インバータ３はトランジスタ等のスイ、チン
グ素子とダイオードをそれぞれ逆並列接続してなる６個
のアームから構成されているが、図のように３個の切換
スイッチ〜＋　ｓｖＩ　ｓｗとして表すことができる。

３相電圧形のインノ々−夕３には直流電圧源１から正母
線１ａおよび負母線１ｂを介して給電され、制御回路７
によりインバータ３の各切換スイッチＳｕ。

ｓｖ　＋　Ｓｗが正、負母線１ａ　ｒ　ｔｂ側に倒され
ることにより変換された交流兄力が、電流検出器５ｕ’
　５ｖｌ　５Ｗを経て３相誘導成勤磯６の各相端子ｕ、
ｖ、ｗに給電される。直流電圧源ｌの電圧は正、負母線
間に挿入された電圧検出器２により検出する。

この制御方法では電磁気量を直交するｄ−ｑ２軸で表さ
れる瞬時ベクトルとして取り扱う。すなわち、１次電圧
をｖｌ、１次電流をｌｔ＋２次電流を１２．１次磁束を
φｌとすると Ｙｌ　＝　ｖｌｄ　＋　Ｊ　Ｖｌｑ ｆｌ＝　ｉｔｄ　＋　ｊ　！ｌｑ ｈ　＝　ｉｚｄ　＋　Ｊ　ｉｔｑ φ１＝φｔｄ　＋　ｊφ１ｑ で表される。ここにｊはベクトル積を表す。

３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖＷおよび３相１次電流ｉｕ、　
ｔｖ。

鴎から１次電圧ｖ１および１次電流１）がそれぞれ次式
によって算出できる。

Ｒ１；１次巻線抵抗 Ｌｕ１）次インダクタンス Ｒ２；２次巻線抵抗 ＬＨ：　２次インダクタンス Ｍ　；相互インダクタンス であり、−ｍは回転角速度、ｐは微分演算子を表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束φｌはφｔ　＝Ｌｔ
ｌｌ　ｉｔ＋Ｍ　ｉｚ　　　　・・・・旧・団・・旧旧
旧・・・・・■式■の第１行を展開して ｖｘ　＝（Ｒｔ＋ｐＬｔｔ）貰＋ｐＭｉ”；これに式■
を代入して整理すると ｖｔ−Ｒ１）ｔ＝ｐφｌ　　　　………………………■
両辺を精分すると により求められる。

一方、瞬時トルクＴは式■の１次磁束φ１と１次電流１
）のベクトル積として式■ｉこより求められる。

Ｔ＝φｌＸ１ｌ”φ１ｄ　Ｘ　１）ｑ−φ１ｑｘｌｌｄ
・・・・・・・・・・・・・・・■式■の右辺第２項Ｒ
１）１は第１項ＶＨに比べて一般に非常に小さいので、
１次磁束φｌベクトルは１次電圧ｖ１ベクトルの方向に
延びて行くものと考えてよい。１次電圧ｖ１はインバー
タ３の出力電圧である。

インバータ３を構成する各切換スイッチがそれぞれ正母
線１ａ２、ｂ１ｂ側に倒れた場合を１．負母線１ｂ（ｆ
ｔ！Ｉｆこ倒れた場合をＯで表し、８通りのスイッチ状
態におけるインバータ３の各出力電圧ベクトルを式■か
ら算出すると、次の電圧ベクトル表のごとくである。但
し、実際のＶｔｄ　ｌ　Ｖｌｑの値は表中の値にｌ）丁
と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅを乗じ
た値である。

スイッチ状態番号をｋとしたとき、各スイッチ状態にお
けるインバータ３の出力電圧ｖ１（ｋｌは、第６図に示
した電圧ベクトル図のごとく、ｄ軸と同一方向のｖｌ（
１）と、それから６０°ずつ時計方向に進むＭｌ　（２
）　〜ｖｔ　（６）と、２種の零ベクトルｖｔ　（０）
およびｖｌ（７）の８種のものとなる。

電圧ベクトル表 よび７０３ｂは、切換スイッチｓｕｌ　ＳＶ　ｒ　８Ｗ
の状態と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅ
とから式■により１次電圧ｖ１を算出するブロックであ
るＱ ブロック７０２は電流検出器５ｕ　＋　５ｖ　＋　５ｗ
により検出された３相電流！。＋　ｔｙ　＊　ｉｙｙか
ら、式■により１次電流１．を算出するプロ、りである
。

この１次電流ｆｌに、ブロック７０３ａにおいて１次巻
線抵抗Ｒ１を平じ、ブロック７０４＃こおいて１次電圧
ｖ１から１次巻線抵抗Ｒ１と１次電流１）の積を減算す
る。

ブロック７０５は式■に従って磁束を積分演算するブロ
ックであり、１次磁束φｌのｄ、ｑ両軸成分φＩｄ　　
＋φ１ｑが求められる。

プロ、り７１０では１次磁束φ１ベクトルのｄ軸を基準
とする時計方向の回転角θが、境界線として３０’　、
　９０°、１５０°、２１０°、　２７０’　、　３３
０°の６０°毎に仕切られるどの領域に属しているかに
よって、制御フラグｆθを次のように発生する。

−３０°≦θ＜　　３０’　；　ｆθ＝１３０°≦θ〈
９０°；ｆθ＝■ ９０°≦θ〈１５０°；ｆθ＝■ １５０°≦θ〈２１０°：ｆθ＝■ ２１０°≦θ＜２７０’　；　ｆａ　＝Ｖ２７０°≦＃
　＜　３３０６；ｆθ＝■ブロック７０６は磁束ベクト
ル長１φ１）を次式により算出するプロ、りである。

１ｉ１＝４「ｉ　・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・■プロ、り７０８正こおいて外部
から与えられる磁束指令値１φ１）から磁束ベクトル長
１φ１）を減算し、磁束の偏差を算出する。

ブロック７１）はヒステリシスコンパレータであり、プ
ロ、り７０８から送られる磁束の偏差が正で所定値を超
えたとき、すなわち磁束を増加せしめる必要のあるとき
制御フラグｆφ＝＋１とし、磁束の偏差が負で所定値を
超えたとき、すなわち磁束を減少せしめる必要のあると
き制御フラグｆφ＝−１とする。

プロ、り７０７はプロ、り７０２　、７０５の両出力の
ベクトル積を式■により演算し、瞬時トルクＴを算出す
るプロ、りであり、ブロック７０９において外部から与
えられるトルク指令値Ｔから瞬時トルクＴを減算し、ト
ルクの偏差を算出する。

ブロック７１２は３値ヒステリシスコンパレータであり
、トルクの偏差が所定め誤差範囲内では零ベクトルモー
ドの制御フラグｆｆ　＝　０を発生し、トルクの偏差が
正で所定値を超えたとき、すなわち加速トルクを要する
とき制御フラグｆｔ　＝＋１とし、トルクの偏差が負で
所定値を超えたとき、すなわち減速トルクを要するとき
制御フラグｆｔ＝−１とする０ ブロック７１３はブロック７１０　、７１）　、７１２
から出力される３個の制御フラグｆθ、ｆφ、　ｆｒの
各組み合わせに最も適したインバータ出力電圧を決定す
るブロックであり、次に示すスイッチングテーブルから
制御フラグｆθ、ｆφ、　ｆＴに従って先の電圧ベクト
ル表に示したスイッチ状態番号ｋを知り、インバータ３
ヘスイ、チング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制
御が行われる。

スイッチングテーブル 以上、詳細に説明したように、このような磁束演算形の
制御方法によれば、誘導電動機の内部定数をほとんど使
用しないで演算しながら、各瞬時１次磁束φ１の磁束ベ
クトル長＋１ｉ？＋をほぼ一定に保ち、磁束ベクトルの
りサージ１図形はほぼ円を画きつつ、高速トルク制御を
行うことができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記のごとく、高速トルク制御方法として極めて高性能
な磁束演算形の制御方法ではあるが、この従来の制御方
法においても、低速、軽負荷の場合には不都合を生じる
ことがあると共に、大きい過渡変動トルクにも対処でき
るようにするためには、特殊の処置を要するなどの欠点
があった。

すなわち、利用可能なインバータ出力電圧ベクトルが零
ベクトルを除いて６個しかなく、制御の自由度が少なく
限られている。

従って、増磁成分を持ち且つトルク成分が少ない電圧ベ
クトルが常に得られるわけではないので、低速、軽負荷
になると零ベクトルの選択が多くなり、増磁ができなく
なる。このため、低速域においては磁束量が減少して、
１次磁束φ１ベクトルのりサージ１図形が６角状に歪み
、騒音、振動の原因となる。

この従来の制御方法において、高電圧を印加して高加速
度を得るようにしようとすると、一般に直流電圧源ｌの
電圧は一定であるから、この入力電圧から決まるインバ
ータの最高電圧よりも低い値に誘導電動機の定格電圧を
設定しておく必要があり、また誘導電動機のインダクタ
ンスも低く設置しておかなくてはならない。

しかしながら、この場合定常的にはモータ電流の脈動が
増し、トルクの脈動も増加するほか、鉄損、磁気騒音も
共に増加する。

逆に、定常的に電流脈動を低く押え、トルク脈動、鉄損
、磁気騒音を減少させようとすると、誘導電動機の定格
電圧をインバータ入力電圧とほぼ等しい値とし、誘導電
動機のインピーダンスも大きめの値となるよう設計する
必要がある。

この場合には過渡的に大トルクを発生せしめることがで
きない。

このことから、過渡的には大トルクを発生せしめ得ると
共に、定常的にも低トルク脈動、低損失。

低騒音を実現できる誘導電動機の高速トルク制御方式が
求められていた。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、３相誘導電動機のインバータによる制御シス
テムにおいて、両端にそれぞれ端子ｆｉｔ　ａ２　。

ｂｌ　ｂｌおよびｃ１ｃ２を有する互いに電気的に分離
した３相対称巻線を具備する３相誘導電動機を用い、こ
の３相誘導電動機の第１の端子群ａ１　ｒ　ｂｌ　＋　
Ｃ１を第１の３相電圧形インバータに接続すると共ζこ
、第２の端子群ａ２　＋　ｂｇ　＋　Ｃ２を零相分電流
抑制用の３相リアクトルを介して第２の３相電圧形イン
バータに接続し、前記３相誘導電動機の瞬時磁束および
瞬時トルクが所定の誤差範囲内で与えられた指令値に追
従するように第１および第２の電圧形インバータ出力電
圧を選択する電圧制御手段と、該電圧制御手段出力の複
数通電モードの中から零相電流の現在値を減少させるよ
うな第１および第２の電圧形インバータの通電モードを
選択する零相電流抑制手段を具えたことを特徴とするも
のである。

前記の零相分電流抑制用の３相リアクトルは、共通鉄心
に巻回された同一方向に磁気結合を有する３相巻線で構
成され、同一方向の電流成分に対してのみリアクトルと
して動作するようｌこしたものを用いる。

〔作　用〕

第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式における主回路結線図である。３相誘導電動機１０は
両端にそれぞれ端子ａｘ　ａｘ　＊　ｂｔ　ｂｇおよび
ｅｌｃ３を有する互いに電気的１こ分離した３相対称巻
線を具備している。

本発明にかかるシステムの最大の特長は、このように電
気的に絶縁された３相対称１次巻線を具備する誘導電動
機を用いることであり、本図では中性点開放形の星形結
線のごとく画かれているが、３相対称巻線であればどの
ように複雑な巻線であってもよい。

３相対称巻線の第１の端子群ａｌ　ｔ　ｔ、　Ｉ　ｃｌ
を第１の３相電圧形インバータ１）に接続すると共に、
第２の端子群ａｌ　ｊ　ｂ意＊　Ｃｌを零相分電流抑制
用の３相リアクトル１３を介して第２の３相電圧形イン
バータ１２に接続する。

このようなシステムにあっては、電動機の特性には影響
を及ぼさないが線電流を増大させる零相電流　ｔｏ　＝
　ｉｌ＋　ｌｌ）＋　ｉ（が存在する。これは誘導電動
機の１次側漏れインダクタンスによっても抑制されるが
、その値は数ｍＨと非常に小さいので、零相分電流抑制
用の３相リアクトル１３が挿入されるのである。

第１および第２の３相電圧形インバータ１）および１２
け、第８図の従来例で説明したと同様に、それぞれ３個
の切換スイッチＳ１ａ２、ｂ１ｂ　ｌ　Ｓｌｂ＋　ｓｌ
ｃおよびｓ２ａ＋　Ｓｌｂ　＋　ｓ、、で示しである。

両３相電圧形インバータはいずれも直流′電圧源１から
正母線１ａおよび９母ｆｉｌｂを介して給電される。

ここで従来例でも説明したように各切換スイ。

チ８１ａｐ　”１ｂ＊　ｓ、、および８２ａ＊　８！ｂ
　ｌ　ｓＩＣにつきそれぞれ正側母＄１）ａ側に倒れた
場合を１．魚毒ｐｌｂ側に倒れた場合をＯで表し、両電
圧形インバータのスイッチ状態番号をそれぞれｋｌおよ
びに２で示すと、次のスイッチ状態表に示すごとく、そ
れぞれ８通りのスイッチ状態がある。

スイッチ状態表 第１ｉｄよび第２の３相電圧形インバータ１）および１
２にそれぞれ８通りのスイッチ状態があるので、これら
を組み合わせるとこのシステムには６４通りのスイッチ
状態があることが解る・ ３相誘導電動機１０の端子ａ１ａ２、ｂ１ｂｇ　ｌ　ｂ
１ｂ２　＋　ＣｌＣ２を有する各相巻線にかかる電圧Ｖ
Ｂ　＋　Ｙｌ）　＋　Ｖ（は、それぞれの巻線に接続さ
れる切換スイッチ８ｘＢ　（！：　８ｘＢ　ｒＳ、ｂと
８２ｂｅ　ｓ、ｃとＳ２ｃのスイッチ状態ζこよって変
化する。

例えばａ相について考えると、直流電圧源１の電圧をＥ
としたとき、Ｓ１８と８２ａが共に正母線１ａ２、ｂ１
ｂ側または負母線ｌｂ側ζこ倒れている場合は　ｖａ＝
０、Ｓ！ａが正母線１ａ２、ｂ１ｂ側に倒れＳ２ａが貝
母ｉｌｂ側に倒れている場合は　Ｖａ　＝＝　Ｅｓ　Ｓ
　１　ａが負母線ｌｂ側に倒れＳ２ａが正母線１ａ２、
ｂ１ｂ側に倒れている場合は　ｖａ＝−Ｅとなる。

第１および第２の３相電圧形インバータ１）および１２
のスイッチ状態番号に、およびに！の各組み合わせにつ
いて、各相巻線にかかる電圧ＶＢ　ｔ　ｖｌ）　＊　Ｖ
（と。

そのときのｄ−ｑ２軸変換された合成電圧ベクトルＶは
、次の合成電圧ベクトル表に示されるごとくであり、第
２図はこの合成電圧ベクトル図である。

合成電圧ベクトル■は１９ｆｉ類あり、その区別はＶの
右下サフィックスによりＶＯ−Ｖｌｇのごとく示す。同
一の合成電圧ベクトルＶに対して複数のスイッチ状態が
存在するものがあること、また同様に合成電圧ベクトル
Ｖｏ　％Ｖ、では同一の合成電圧ベクトルでも異なる相
電圧を有することがわかる。

合成電圧ベクトル表 合成電圧ベクトルＶは　Ｖ＝Ｖｄ＋ｊＶｑで表され、各
相巻線電圧ｖａ、ｖｂ、ｖｃから次式によって求めるこ
とができる。

した従来のインバータによる３相誘導電動機の駆動シス
テムにおける１次電圧Ｖ！の、”’３’／　２倍のもの
と、％／Ｔ倍のものおよびｌ、５倍のものがある。

Ｖｌ−Ｖａ　ハ従来（７）　ｖｓ　（７）　％／Ｔ／　
２倍であり、ｖ１３〜Ｖ！ｓは６倍、■７〜Ｖ１２は１
．５倍の大きさである。小さい合成電圧ベクトルｖ１〜
ｖ６は主に定常状態の制御に用いられ、その他の大きい
合成電圧ベクトルは過渡状態の制御に用いられる。

トルクや磁束の制御は従来システムと同様に合成電圧ベ
クトルＶの選択によって行うが、零相電流の抑制は合成
電圧ベクトル■の相電圧状態を切り換えるか、または合
成電圧ベクトルＶを変更することによって行う。

合成電圧ベクトルＶの変更を要することがあるのはＶｔ
ｓ〜ｖ工６が選択された場合であり、これは合成電圧ベ
クトルＶｔａ〜ＶｔＳはＶＱで表される零相電圧　Ｖ６
　＝ＶＢ　＋　Ｍｌ）　＋　Ｖｃ　　が零ではないにも
拘らず、相電圧状態が一種類しかないためである。

３相誘導電動機１０の１次側の特性方程式は式■と同様
に で表される。ここでＲ１は１次巻線抵抗、Φは１次磁束
、工は１次電流ベクトルで Ｉ　＝Ｉｄ＋　ｊＩｑ で表され、各相線電流ｉａ　、　ｉｂ＋　ｔｃからで算
出できる。

で表され、巻線の電圧降下は小さく無視すると、ｌ仄憬
釆Φベクトルの＠跡は合底７４圧ベクトル■の方向に、
■の大きさに比例した速度で移動する。

従って、合成電圧ベクトルＶを適当に選べば、１次磁束
の絶対値１ΦＩを一定に保つように制御できる。

第３図は１次磁束Φベクトルの軌跡を示す図で、１次磁
束Φベクトルを時計方向に回転させた場合の１次磁束ベ
クトルΦの軌跡と合成電圧ベクトル＊ ■の関係を表したものである。１Φ１を磁束指令値、１
ΔΦ１を許容誤差としたとき、 １Φ１−１ΔΦ１≦１Φ１≦１Φ１＋１ΔΦ１が満足さ
れるように合成電圧ベクトルＶが選択される。

トルクＴについても式■と同様に 工 Ｔ＝Φ（ＩＸＩｑ−Φ９×駒　　・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・＠で演算することができ、１次
側の内部定数のみで求めることができる。

第４図はすべり角周波数に対するトルクのステップ応答
を示すグラフで、前記の文献「新理論に基づく誘導機の
高速・高効率制御法」に掲載されたものであり、回転子
に対する１次磁束Φの相対速度であるすべり角周波数０
５をステップ変化させたときのトルクのステップ応答を
示すものである＠この図によると、定常トルクは　θｓ
＝２π・１５で最大値となっているが、過渡時において
のトルクの増加率はほぼすべり角周波数６３の大きさに
比例していることがわかる。

このようなトルク特性から、回転子角速度θｍの変化が
トルクＴの変化に対して非常に遅いと仮定すると、１次
磁束Φベクトルの回転角速度θφを変化させることによ
ってトルクを制御できることになる。

このとき、すべり角周波数　ａＳ＝θφ−０ｍが増加す
ればトルクＴは増加し、θ３が減少すればトルクＴも減
少する。このように、１次磁束Φベクトルの回転角速度
６φを変えることによって、トルクＴのリミットサイク
ル制御が可能である。

次に、トルクと磁束を同時に制御するための合成電圧ベ
クトルＶ選択のための手法について述べる。第５図はあ
る時刻における合成電圧ベクトルＶと１次磁束Φベクト
ルの関係を示す図である〇はぼ９０’だけ進んでいるべ
きであり、Ｖｏ　Ｉ　ｖ！＊　ＶｉｅＶ６　＋　Ｖｌｍ
を選択することにより、１次磁束Φベクトルを矢印θ方
向に回転させることができる。この中で１次磁束Φベク
トルを減少させるものは■３かＶＩＢであり、増加させ
るものはｖ２かｖｓである。

また、１次磁束Φベクトルの回転角速度θφはｖ。

の場合が最小で、■！および■３で中間となりＳ　Ｖａ
およびＭｉｌｌで最大にすることができる。

従って、１次磁束Φベクトルの回転角速度０φの平均値
が低速の場合には、トルクＴを減少させるときＶｏ、ト
ルクＴを増加させると共に１次磁束Φを増加させるとき
Ｖ２、同じく１次磁束Φベクトルを減少させるときＶｓ
を選択する。

また、１次磁束Φベクトルの回転角速度θφの平均値が
高速の場合には、１次磁束Φベクトルを増加させると共
にトルクＴを小さくするときはＶ２、同じくトルクＴを
大きくするときはｖ８を選択し、１次磁束Φベクトルを
減少させると共にトルクＴを小さくするときはｖｓ、ト
ルクＴを大きくするときはＶｌＢを選択する０ １次磁束Φベクトルの現在位置により逮択すべき合成電
圧ベクトルＶは変化するが、前記の考え方によればよい
。１次磁束Φベクトルのｄ軸を基準とする時計方向の回
転角０によって、属する領域を区分する。第８図の従来
例では６つの領域区分としたが、本発明では選択可能の
合成電圧ベクトル■の方向が多くなったので、領域信号
０ｎとしてθ工〜θ１２の１２区分を下記の回転角０の
範囲で発するようにする。

Ｏｃ′≦θ〈３０°；θｎ＝θ１ ３０’≦θ〈６０°；θｎ＝０２ ６０°≦θ〈９０°；θｎ＝θ３ ９０°≦θ〈１２０°；θｎ＝０４ １２０６≦θ〈］５０°；θｎ＝０５ １５０°≦θ〈１８０°；θｎ＝０６ １８０°≦θ〈２１０°；θｎ＝０７ ２１０°≦θ〈２４０°；θｎ＝０８ ２４０°≦θ〈２７０°；θｎ二０９ ２７００≦θ〈３００°：θｎ＝０１゜３００°≦θ〈
３３０°　；θｎ＝θ！１３３０°≦θ〈３６０°　；
θｎ＝θ１２１次磁束の絶対値１Φ１およびトルクＴを
それぞれ磁束指令値１Φ＊１およびトルク指令値Ｔ＊と
ヒステリシスコンパレータにより比較し、磁束増減信号
φとして増磁のときｌ、減磁のときＯを出力せしめ、ト
ルク増減信号７１としてトルク増加のとき１、トルク減
少のときＯを出力せしめると共に、１次磁束Φベクトル
の回転角速度θφについてその方向と大小を判定するこ
とにより、前記の領域信号θｎによって次に示す合成電
圧ベクトル選択表により、望ましい合成電圧ベクトル■
を選択することがで合成′Ｗ圧ベクトル選択表 先にも述べたよう１乙このようなシステムにあっては零
相電流　ｔｏ　＝　ｋＢ　＋　ｉｂ＋　ｉｃ　　が流れ
ることがあり、これ正こよって損失が増大するので、零
相電流ｉ０を抑制する必要がある。

零相電流ｔｏは零相電圧ｖ６との間に次の関係式が成立
する。

ｄｉ。

ｖｏ＝（Ｒｏ＋Ｒ１）ｉｏ＋（Ｌｏ＋Ｌ１ｔ＋３Ｍｏ）
石＋４＋＋＊ｅｍｌ＠１ここに Ｒ（１：　３相リアクトル１３の巻線抵抗島；誘導電動
機１０の１次巻線抵抗 Ｌ６　：　３相リアクトル１３の漏れインダクタンスＬ
１）；誘導電動機１０の１次インダクタンスＭ、　；　
３相リアクトル１３の相互インダクタンス従って、零相
電流１Ｇは零相電圧Ｖ６　＝Ｖ；１　＋　Ｍｌ）　＋　
ＶＣによって制御できる。

すなわち、前記の合成電圧ベクトル選択表によって選択
した合成電圧ベクトルＶの中から、零相電流ｉｏと逆方
向の零相電圧成分を生ずる相電圧を有する通電モードの
ものを選択すればよい。

実際には零相電流ｉ０を検出してこれを所定の最高零相
電流Δｉ（１と３値ヒステリシスコンパレータにより比
較し、零相電流制御信号１．とじて最高零相電流Δｉ６
以下のときはＯ１正で超えたときは−１、負で超えたと
きは＋１を発生せしめ、この零相電流制御信号ＩＯと前
記の領域信号ｏｎによって、次に示す零相電流抑制用相
電圧表を用いて最適な通電モードを選択する。

零相電流抑制用相電圧表 合成電圧ベクトルｖ１〜Ｖ６の場合ｌこは零相電流制御
信号Ｉｏに応じて２つの相電圧状態を切り換える。

合成電圧ベクトルＶ、および■７〜ｖｔｇは零相電圧ｖ
６が零なので零相電流ｉｏは変化しない。合成電圧ベク
トルＶ１３〜Ｖｉａは相電圧状態が１つしかないので、
零相電流制御信号１．が切り換えを指令したときは、そ
のときの１次磁束Φベクトルの領域信号θｎの希、偶に
応じて合成電圧ベクトルＶγ〜Ｖ１２に切り換える。

これで零相電流１０を抑制する相゛屯圧が決まるので、
それをスイッチング信号に変換しなければならない。３
相誘導電動機の任意の１相巻線に接続される切換スイッ
チをＳｌｘおよびＳ２ｘとしたとき、そのスイッチ状態
は相電圧がＥおよび−Ｂのときは（１，０）および（０
，１）と一義的に決まる。

しかしながら相電圧がＯのときのスイッチ状態は、（０
，０）または（１，１）のいずれでもよいので、この２
個の切換スイッチＳ１ｘと８２ｘのスイッチングを均等
化するように切り換える。

〔実　施　例〕

第７図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式の一実施例のブロック図であり、第１および第２の３
相電圧形インバータ１）および１２、零相分電流抑制用
３相リアクトル１３および３相誘導電動機１０は第１図
に示したものと同一のものであって、簡単化のために単
線結線で示しである。

直流′電圧源１から直流電圧Ｅが第１および第２の３相
電圧形インバータ１）および１２に給電され、第１の３
相電圧形インバータ１）出力は中性点を開放された３相
誘導電動機１０の通常側端子である第１の端子群ａｔ　
ｅ　ｂｌ　ｔ　ｅｌに接続され、第２の３相電圧形イン
バータ１２出力は３相誘導電動機１０の開放された中性
点側端子である第２の端子群ａｇ　ｔ　ｂｌ　！ｃ２に
３相リアクトル１３を介して接続されている。

各相の巻線電圧検出手段２１および線電流検出手段２２
から、巻線電圧％’ａ　＋　ｖｂ＊　Ｖに、および線電
流１ａ２、ｂ１ｂ。

Ｉｂ　＋　ＩＣがフィードバックされ、それぞれ３相〜
２相変換手段２３および２４において、ｄ−ｑ２２成分
Ｖｄ、ｖｑおよびＩｄ　、　Ｉｑに変換される。

電圧ｖｄ、Ｖｑはそれぞれ１次巻線抵抗模擬手段２５お
よび２６により１次電圧降下Ｒ１工ａおよびＦｔｌＸｑ
を減算手段２７および２８により差し引かれた後、積分
手段２９および３０により式＠で示した１次磁束Φのｄ
軸成分Φｄおよびｑ軸成分Φｑが算出される。

１次磁束の両軸成分ΦｄおよびΦｑは磁束領域判定手段
３１Ｊこ送られ領域信号θｎとして０１〜０ス２のいず
れかを発生すると共に、磁束絶対値演算手段３２にも送
られ、１次磁束の絶対値１Φ１が １；１＝５「π により算出される。

外部から与えられる磁束指令値１Φ１から減算手段３３
において１次磁束の絶対値１Φ１が減算され、磁束の誤
差がヒステリシスコンパレータ３４に送られて磁束増減
信号φを発生する。磁束増減信号φは１かＯのいずれか
であり、１のとき増磁を、Ｏのとき減磁を指示するもの
である。

１次磁束の両軸成分ΦｄおよびΦ、は、さらにそれぞれ
３相〜２相変換手段２４の出力である線電流の両軸成分
工ｑおよびＩｄが乗算手段３５および３６で乗算され、
減算手段３７で減算することにより式［相］によるトル
クＴが算出される。

＊ 外部から与えられるトルク指令値Ｔから減算手段３８に
おいてトルクＴが減算されて、算出されたトルクの誤差
がヒステリシスコンパレータ３９およびコンパレータ４
０　、４１へ送られる。

ヒステリシスコンパレータ３９はトルク指令値の２％程
度を誤差限界ΔＴｌとし、トルクの誤差がこの誤差限界
ΔＴ１を正側で超えるとトルク増減信号ｔ１として１を
発生して増磁を指示し、負側で超えるとトルク増減信号
ｒ１として０を発生して減磁を指示する。

コンパレータ４０および４１はそれぞれトルク指令値の
５チ程度の誤差限界ΔＴ！およびトルク指令値の１０％
程度の誤差限界ΔＴｓを持ち、いずれも入力が誤差限界
を超えるとそれぞれトルク差信号ｆ２およびＴ３を１と
し、誤差限界以内ではＯとしてアップダウンカウンタ４
２へ送る。

アップダウンカウンタ４２はトルク増減信号Ｔ１および
トルク差信号’２　＊　Ｔ３を入力とし、１〜４を誤差
信号ｄとして出力するもので、トルク差信号τ２が０か
ら１になったときトルク増減信号ｔ１が１の場合は４を
上限として１ずつアップカウントと、トルク増減信号ｔ
１が０の場合はｌを下限としてｌずつダウンカウントす
る。トルク差信号Ｔ３がＯから１になったときトルク増
減信号τ！が１の場合は内容の如何にかかわらず内容を
４とし、トルク増減信号τ！がＯの場合は内容の如何に
かかわらず内容を１とする。

このアップダウンカウンタ４２の内容が誤差信号ｄとな
るが、誤差信号ｄには１〜４の４種があり、これらが前
記合成電圧ベクトル選択表において述おり δφ）０のときｄ＝１ 々φ〉０のときｄ＝２ 篩〈０のときｄ＝３ 一φ（０のときｄ＝４ に和尚する。

一方、線電流検出手段２２からは各相の線電流ｉａ。

１ｂ、　妬が合計手段４３にも送られ、零相電流ｉ０が
演算されて３値ヒステリシスコンパレータ４４へ送られ
る。

３値ヒステリシスコンパレータ祠は、動作限界Δｉｏと
し出力として零相電流抑制信号１．を発生する。零相電
流抑制信号ｒｏは零相電流ｉｏが動作限界Δｉ０を正側
で超えたとき−１，負側で超えたとき下 ＋１、動作限界Δｉ６以ｊのときＯとなる。

記憶手段４５には先に説明した合成電圧ベクトル選択表
および零相電流抑制用相電圧光を記憶したＲ　ＯＭを中
心とするものであって、トルク増減信号ｆ１、誤差信号
ｄ、磁束増減信号φ、領域信号θｎおよび零相電流抑制
信号１．を入力とし１合成電圧ベクトル選択表から選択
した合成電圧ベクトル■から最適の通電モードを選び出
して、第１および第２のインバーター１　、１２の各ス
イッチング素子のスイッチング信号の形で出力する。

記憶手段４５の出力を受けたスイッチング均等化手段４
６では、前述の通り相電圧が０になる両スイッチング素
子のスイッチ状態が均等化するように動作する。記憶手
段４５の出力が変化したときに出力を発生する出力変化
検出手段４７の出力をう、チ手段４８に送り、ラッチ手
段４８が保持するスイッチング均等化手段４６の前回出
力をスイッチング均等化手段４８にもどすことにより、
スイッチングの均等化が行われる。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明したように、第１および第２の２個の電
圧形インバータにより発生する１９種の合成電圧ベクト
ルＶを使い分け、零相電流を抑制し且つスイッチングを
均等化しながら、過渡的には高速のトルク応答性を持ち
、且つ定常的にはトルクリップルが少なく低騒音の誘導
電動機の駆動システムを構成することができる。

本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方式は、Ｇ
ＴＯのようにあまりスイッチング周波数を高くできない
スイッチング素子を用いて、大容量で且つ高速応答性を
有するシステムを可能ならしめると同時に、高速スイッ
チング素子を用いれば、従来方式より格段に優れた過渡
応答および定常特性を兼ね具えたサーボシステムとする
こともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式における主回路結線図、第２図は合成電圧ベクトル図
、第３図は１次磁束ベクトルの軌跡を示す図、第４図は
すべり角周波数に対するトルクのステ、プ応答を示すグ
ラフ、第５図は合成電圧ベクトルと１次磁束ベクトルの
関係を示す図、第６図は従来の電圧ベクトル図、第７図
は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方式の一
実施例のブロック図、第８図は従来の磁束演算形の制御
方法の一例のブロック図である。 １・・・・・・直流電圧源、２・・・・・・電圧検出器
、３・・・・・・インバータ、６．１０・・・・・・３
相誘導電動機、７・・・・・・制御回路、１）・・・・
・・第１の３相電圧形インバータ、１２・・・・・・第
２の３相電圧形インバータ、１３・・・・・・３相リア
クトル。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）３相誘導電動機のインバータによるトルク制御シ
   ステムにおいて、両端にそれぞれ端子ａ＿１ａ＿２、ｂ
   ＿１ｂ＿２およびＣ＿１Ｃ＿２を有する互いに電気的に
   分離した３相対称巻線を具備する３相誘導電動機の第１
   の端子群ａ＿１、ｂ＿１、Ｃ＿１を第１の３相電圧形イ
   ンバータに接続すると共に、第２の端子群ａ＿２、ｂ＿
   ２、Ｃ＿２を零相分電流抑制用の３相リアクトルを介し
   て第２の３相電圧形インバータに接続し、前記３相誘導
   電動機の瞬時磁束および瞬時トルクが所定の誤差範囲内
   で与えられた指令値に追従するように第１および第２の
   ３相電圧形インバータ出力電圧を選択する電圧制御手段
   と、該電圧制御手段出力の複数通電モードの中から零相
   電流の現在値を減少させるような第１および第２の電圧
   形インバータの通電モードを選択する零相電流抑制手段
   を具えたことを特徴とする誘導電動機の高速トルク制御
   方式。
2. （２）前記３相リアクトルは共通鉄心に巻回された同一
   方向に磁気結合を有する３相巻線で構成され、同一方向
   電流成分に対してのみリアクトルとして動作するもので
   ある特許請求の範囲第（１）項記載の誘導電動機の高速
   トルク制御方式。
3. （３）前記電圧制御手段の出力信号は第１および第２の
   ３相電圧形インバータにより発生する瞬時電圧ベクトル
   形式として出力されることを特徴とする特許請求の範囲
   第（１）項記載の誘導電動機の高速トルク制御方式。
4. （４）前記零相電流抑制手段は各相電流瞬時値のベクト
   ル和で表される零相電流を減少させる通電モードを選定
   することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の
   誘導電動機の高速トルク制御方式。
5. （５）出力したスイッチ状態を記憶する手段を備え、次
   回のスイッチングはなるべく前回と異なるスイッチ状態
   を選定することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
   記載の誘導電動機の高速トルク制御方式。