JPH06101958B2 - High-speed torque controller for induction motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高速デジタル制用されるインバータによる誘導
電動機の瞬時磁束，トルク制御に関するもので、システ
ムの大容量化を目的とし、インバータのスイッチング素
子としてスイッチング周波数に制約のあるGTOを採用す
ることを念頭においたものであり、必ずしも大容量を目
的としないが高速なトルク制御を要するACサーボモータ
にも適用できる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial application] The present invention relates to instantaneous magnetic flux and torque control of an induction motor by an inverter used for high-speed digital control, and aims to increase the capacity of the system. It is intended to use GTO with a limited switching frequency, and it can be applied to AC servomotors that do not necessarily aim for large capacity but require high-speed torque control.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

現在誘導電動機について高速トルク制御を必要とする場
合には、ベクトル制御が広く用いられている。しかしな
がら、この制御方法は電動機の内部定数への依存性が高
く、また位置センサを必要とするなど調整が複雑な上
に、電動機内部定数の変化が制御特性に大きく影響を及
ぼす欠点を有している。更に、電流制御を基本とするた
め、瞬時磁束，瞬時トルクが必ずしも最適化されておら
ず、無駄なスイッチングが行われる等の欠点をも有す
る。At present, vector control is widely used when high-speed torque control is required for induction motors. However, this control method is highly dependent on the internal constants of the motor, and requires complicated position adjustments such as a position sensor, and has the drawback that changes in the internal constants of the motor greatly affect the control characteristics. There is. Further, since the current control is the basis, the instantaneous magnetic flux and the instantaneous torque are not necessarily optimized, and there are disadvantages such as wasteful switching.

この制御に代る新しい制御方法として、本発明者らは先
に新しい磁束演算形の制御方法を開発した。これについ
ては、昭和60年８月発行の電気学会半導体電力変換研究
会資料に掲載されたSPC−85−45「新論理に基づく誘導
機の高速・高効率制御法」（野口，高橋）および昭和61
年１月発行の電気学会論文誌の106巻１号に掲載された6
1−B2「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新
高速トルク制御法」（高橋，野口）等に詳述されている
が、以下簡単に説明する。As a new control method replacing this control, the present inventors have previously developed a new magnetic flux calculation type control method. Regarding this, SPC-85-45 “High-speed and high-efficiency control method for induction machines based on new logic” (Noguchi, Takahashi) published in the Institute of Electrical Engineers of Japan Semiconductor Power Conversion Study Material published in August 1985 and Showa era 61
Vol. 106, No. 1 of the Transactions of the Institute of Electrical Engineers of Japan published in January 6
1-B2 "New high-speed torque control method for induction motors based on instantaneous slip frequency control" (Takahashi, Noguchi), etc., but it will be briefly described below.

第８図は磁束演算形の制御方法の一例のブロック図で、
インバータ部分は簡略化して示してある。すなわち、イ
ンバータ３はトランジスタ等のスイッチング素子とダイ
オードをそれぞれ逆並列接続してなる６個のアームから
構成されているが、図のように３個の切換スイッチS_u，
S_v，S_wとして表すことができる。FIG. 8 is a block diagram of an example of a magnetic flux calculation type control method.
The inverter part is shown in a simplified manner. That is, the inverter 3 is composed of six arms each having a switching element such as a transistor and a diode connected in antiparallel, and as shown in the figure, three changeover switches _Su ,
It can be expressed as S _v and S _w .

３相電圧形のインバータ３には直流電圧源１から正母線
1aおよび負母線1bを介して給電され、制御回路７により
インバータ３の各切換スイッチS_u，S_v，S_wが正，負母線
1a,1b側に倒されることにより変換された交流電力が、
電流検出器5_u，5_v，5_wを経て３相誘導電動機６の各相端
子u,v,wに給電される。直流電圧源１の電圧は正，負母
線間に挿入された電圧検出器２により検出する。The three-phase voltage type inverter 3 has a positive bus from the DC voltage source 1.
Is fed via the 1a and negative bus 1b, the selector switches S _u of the inverter 3 by the control circuit 7, S _v, S _w is positive, negative bus
The AC power converted by falling to the 1a, 1b side,
Power is supplied to each phase terminal u, v, w of the three-phase induction motor 6 via the current detectors 5 _u , 5 _v , 5 _w . The voltage of the DC voltage source 1 is detected by a voltage detector 2 inserted between the positive and negative buses.

この制御法では電磁気量を直交するｄ−q2軸で表される
瞬時ベクトルとして取り扱う。すなわち、１次電圧を １次電流を ２次電流を １次磁束を とすると で表される。ここにｊはベクトル積を表す。In this control method, the electromagnetic quantity is treated as an instantaneous vector represented by orthogonal dq2 axes. That is, the primary voltage Primary current Secondary current The primary magnetic flux And It is represented by. Here, j represents a vector product.

３相電圧v_u，v_v，v_wおよび３相１次電流i_u，i_v，i_wから がそれぞれ次式によって算出できる。From the three-phase voltages v _u , v _v , v _w and the three-phase primary currents i _u , i _v , i _w Can be calculated by the following equations.

誘導電動機６の電圧方程式は ここに R₁;1次巻線抵抗 L₁₁;1次インダクタンス R₂;2次巻線抵抗 L₂₂;3次インダクタンス M;相互インダクタンス であり、_ｍは回転角速度,pは微分演算子を表す。 The voltage equation of the induction motor 6 is Where R ₁ ; primary winding resistance L ₁₁ ; primary inductance R ₂ ; secondary winding resistance L ₂₂ ; tertiary inductance M; mutual inductance, where _m is the rotational angular velocity and p is the differential operator.

一方、磁束の定義として、 式の第１行を展開して これに式を代入して整理すると 両辺を積分すると すなわち、 は式の積分演算により求められる。On the other hand, as the definition of magnetic flux, Expand the first line of the expression Substituting an expression into this and rearranging If you integrate both sides That is, Is calculated by the integral calculation of the formula.

一方、瞬時トルクＴは式の のベクトル積として式により求められる。On the other hand, the instantaneous torque T is It is calculated by the formula as the vector product of.

式の右辺 に比べて一般に非常に小さいので、 の方向に延びて行くものと考えてよい。 Right side of expression Is generally very small compared to You can think of it as extending in the direction of.

はインバータ３の出力電圧である。 Is the output voltage of the inverter 3.

インバータ３を構成する各切換スイッチがそれぞれ正母
線1a側に倒れた場合を1,負母線1b側に倒れた場合を０で
表し、８通りのスイッチ状態におけるインバータ３の各
出力電圧ベクトルを式から算出すると、次の電圧ベク
トル表のごとくである。但し、実際のv_1d，v_1qの値は表
中の値に と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅを乗じ
た値である。The output voltage vectors of the inverter 3 in the eight switch states are expressed by the formulas when the changeover switches constituting the inverter 3 fall to the positive bus line 1a side and 0 when they fall to the negative bus line 1b side, respectively. When calculated, it is as shown in the following voltage vector table. However, the actual values of v _1d and v _1q are the values in the table. And the voltage E of the DC voltage source 1 detected by the voltage detector 2 are multiplied.

スイッチ状態番号をｋとしたとき、各スイッチ状態にお
けるインバヒタ３の は、第６図に示した電圧ベトクル図のごとく、ｄ軸と同
一方向の と、それから60°ずつ時計方向に進む と、２種の零ベクトル の８種のものとなる。When the switch state number is k, the inverter 3 in each switch state Is the same as the d-axis as shown in the voltage vector diagram of FIG. And then proceed 60 degrees clockwise And two zero vectors It will be 8 kinds of.

第８図の制御回路７内に有するブロック701および703b
は、切換スイッチS_u，S_v，S_wの状態と電圧検出器２で検
出した直流電圧源１の電圧Ｅとから式により１次電圧
▲▼を算出するブロックである。 Blocks 701 and 703b included in the control circuit 7 of FIG.
Is a block which calculates the change-over switch S _u, S _v, S _w of the state and the voltage detector by 2 voltage E Tokara expression of the DC voltage source 1 detected by the primary voltage ▲ ▼ a.

ブロック702は電流検出器5_u，5_v，5_wにより検出された
３相電流i_u，i_v，i_wから、式により を算出するブロックである。The block 702 is a three-phase current i _u , i _v , i _w detected by the current detectors 5 _u , 5 _v , 5 _w Is a block for calculating.

この に、ブロック703aにおいて１次巻線抵抗R₁を乗じ、ブロ
ック704において から１次巻線抵抗R₁と の積を減算する。this Is multiplied by the primary winding resistance R ₁ in block 703a and in block 704 From the primary winding resistance R ₁ Subtract the product of.

ブロック705は式に従って磁束を積分演算するブロッ
クであり、 のd,q両軸成分φ_1d，φ_1qが求められる。A block 705 is a block for integrating the magnetic flux according to the formula, The d and q biaxial components φ _1d and φ _{1q of} are obtained.

ブロック710では のｄ軸を基準とする時計方向の回転角θが、境界線とし
て30°,90°,150°,210°,270°,330°の60°毎に仕切
られるどの領域に属しているかによって、制御フラグｆ
θを次のように発生する。In block 710 Depending on which region the clockwise rotation angle θ with respect to the d-axis of, belongs to the boundaries, which are divided by 60 ° of 30 °, 90 °, 150 °, 210 °, 270 °, 330 °. Control flag f
θ is generated as follows.

−30°≦θ＜30°;fθ＝Ｉ 30°≦θ＜90°;fθ＝II 90°≦θ＜150°;fθ＝III 150°≦θ＜210°;fθ＝IV 210°≦θ＜270°;fθ＝Ｖ 270°≦θ＜330°;fθ＝VI ブロック706は を次式により算出するブロックである。−30 ° ≦ θ <30 °; fθ = I 30 ° ≦ θ <90 °; fθ = II 90 ° ≦ θ <150 °; fθ = III 150 ° ≦ θ <210 °; fθ = IV 210 ° ≦ θ < 270 °; fθ = V 270 ° ≦ θ <330 °; fθ = VI block 706 Is a block for calculating by the following equation.

ブロック708において外部から与えられる を減算し、磁束の偏差を算出する。 Externally provided at block 708 Is subtracted to calculate the deviation of the magnetic flux.

ブロック711はヒステリシスコンパレータであり、ブロ
ック708から送られる磁束の偏差が正で所定値を超えた
とき、すなわち磁束を増加せしめる必要のあるとき制御
フラグｆφ＝＋１とし、磁束の偏差が負で所定値を超え
たとき、すなわち磁束を減少せしめる必要のあるとき制
御フラグｆφ＝−１とする。A block 711 is a hysteresis comparator. When the deviation of the magnetic flux sent from the block 708 is positive and exceeds a predetermined value, that is, when it is necessary to increase the magnetic flux, the control flag fφ = + 1 is set, and the deviation of the magnetic flux is negative and the predetermined value. Is exceeded, that is, when it is necessary to reduce the magnetic flux, the control flag fφ = −1.

ブロック707はブロック702,705の両出力のベクトル積を
式により演算し、瞬時トルクＴを算出するブロックで
あり、ブロック709において外部から与えられるトルク
指令値T^*から瞬時トルクＴを減算し、トルクの偏差を算
出する。A block 707 is a block for calculating the instantaneous torque T by calculating the vector product of both outputs of the blocks 702 and 705, and subtracting the instantaneous torque T from the torque command value T ^* given from the outside in block 709 to obtain the torque deviation. To calculate.

ブロック712は３値ヒステリシスコンパレータであり、
トルクの偏差が所定の誤差範囲内では零ベクトルモード
の制御フラグｆτ＝０を発生し、トルクの偏差が正で所
定値を超えたとき、すなわち加速トルクを要するとき制
御フラグｆτ＝＋１とし、トルクの偏差が負で所定値を
超えたとき、すなわち減速トルクを要するとき制御フラ
グｆτ＝−１とする。Block 712 is a ternary hysteresis comparator,
When the torque deviation is within a predetermined error range, a zero vector mode control flag fτ = 0 is generated, and when the torque deviation is positive and exceeds a predetermined value, that is, when acceleration torque is required, the control flag fτ = + 1 is set, and the torque When the deviation is negative and exceeds a predetermined value, that is, when deceleration torque is required, the control flag fτ = -1.

ブロック713はブロック710,711,712から出力される３個
の制御フラグｆθ,fφ,fτの各組み合わせに最も適した
インバータ出力電圧を決定するブロックであり、次に示
すスイッチングテーブルから制御フラグｆθ,fφ,fτに
従って先の電圧ベクトル表に示したスイッチ状態番号ｋ
を知り、インバータ３へスイッチング信号を送り、磁束
およびトルクの瞬時制御が行われる。A block 713 is a block for determining the most suitable inverter output voltage for each combination of the three control flags fθ, fφ, fτ output from the blocks 710, 711, 712, and according to the control flags fθ, fφ, fτ from the switching table shown below. Switch state number k shown in the previous voltage vector table
Then, a switching signal is sent to the inverter 3 to instantaneously control the magnetic flux and the torque.

以上、詳細に説明したように、このような磁束演算形の
制御方法によれば、誘導電動機の内部定数をほとんど使
用しないで演算しながら、各瞬時 をほぼ一定に保ち、磁束ベクトルのリサージュ図形はほ
ぼ円を画きつつ、高速トルク制御を行うことができる。 As described in detail above, according to such a magnetic flux calculation type control method, each moment is calculated while using almost no internal constant of the induction motor. Is kept almost constant, and the Lissajous figure of the magnetic flux vector draws a circle, and high-speed torque control can be performed.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by the invention]

上記のごとく、高速トルク制御方法として極めて高性能
な磁束演算形の制御方法ではあるが、この従来の制御方
法においても、低速，軽負荷の場合には不都合を生じる
ことがあると共に、大きい過渡変動トルクにも対処でき
るようにするためには、特殊の処置を要するなどの欠点
があった。As described above, the high-speed torque control method is an extremely high-performance magnetic flux calculation type control method. However, even in this conventional control method, inconvenience may occur in the case of low speed and light load, and large transient fluctuations may occur. However, there is a drawback that special treatment is required to deal with the torque.

すなわち、利用可能なインバータ出力電圧ベクトルが零
ベクトルを除いて６個しかなく、制御の自由度が少なく
限られている。That is, there are only six inverter output voltage vectors available, excluding the zero vector, and the degree of freedom in control is limited.

従って、増磁成分を持ち且つトルク成分が少ない電圧ベ
クトルが常に得られるわけではないので、低速，軽負荷
になると零ベクトルの選択が多くなり、増磁ができなく
なる。このため、低速域においては磁束量が減少して、 のリサージュ図形が６角状に歪み、騒音，振動の原因と
なる。Therefore, since a voltage vector having a magnetizing component and a small torque component is not always obtained, when the speed is low and the load is low, the zero vector is often selected and the magnetizing cannot be performed. Therefore, the amount of magnetic flux decreases in the low speed range, The Lissajous figure is distorted into a hexagon, which causes noise and vibration.

この従来の制御方法において、高電圧を印加して高加速
度を得るようにしようとすると、一般に直流電圧源１の
電圧は一定であるから、この入力電圧から決まるインバ
ータの最高電圧よりも低い値に誘導電動機の定格電圧を
設定しておく必要があり、また誘導電動機のインダクタ
ンスも低く設置しておかなくてはならない。In this conventional control method, when an attempt is made to apply a high voltage to obtain a high acceleration, the voltage of the DC voltage source 1 is generally constant, so the value becomes lower than the maximum voltage of the inverter determined by this input voltage. The rated voltage of the induction motor must be set and the inductance of the induction motor must be low.

しかしながら、この場合定常的にはモータ電流の脈動が
増し、トルクの脈動も増加するほか、鉄損，磁気騒音も
共に増加する。However, in this case, the pulsation of the motor current constantly increases, the pulsation of the torque also increases, and the iron loss and the magnetic noise both increase.

逆に、定常的に電流脈動を低く押え、トルク脈動，鉄
損，磁気騒音を減少させようとすると、誘導電動機の定
格電圧をインバータ入力電圧とほぼ等しい値とし、誘導
電動機のインピーダンスも大きめの値となるよう設計す
る必要がある。On the contrary, if the current pulsation is constantly kept low to reduce the torque pulsation, iron loss, and magnetic noise, the rated voltage of the induction motor is set to a value almost equal to the inverter input voltage, and the impedance of the induction motor is also set to a large value. Need to be designed so that

この場合には過渡的に大トルクを発生せしめることがで
きない。In this case, a large torque cannot be transiently generated.

このことから、過渡的には大トルクを発生せしめ得ると
共に、定常的にも低トルク脈動，低損失，低騒音を実現
できる誘導電動機の高速トルク制御方式が求められてい
た。Therefore, there has been a demand for a high-speed torque control system for an induction motor, which can transiently generate a large torque and can constantly realize low torque pulsation, low loss, and low noise.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

本発明は、３相誘導電動機のインバータによる制御シス
テムにおいて、両端にそれぞれ端子a¹a²，b₁b₂およびc₁
c₂を有する互いに電気的に分離した３相対称巻線を具備
する３相誘導電動機を用い、この３相誘導電動機の第１
の端子群a₁，b₁，c₁を第１の３相電圧形インバータに接
続すると共に、第２の端子群a₂，b₂，c₂を零相分電流抑
制用の３相リアクトルを介して第２の３相電圧形インバ
ータに接続し、前記３相誘導電動機の瞬時磁束および瞬
時トルクが所定の誤差範囲内で与えられた指令値に追従
するように第１および第２の電圧形インバータ出力電圧
を選択する電圧制御手段と、該電圧制御手段出力の複数
通電モードの中から零相電流の現在値を減少させるよう
な第１および第２の電圧形インバータの通電モードを選
択する零相電流抑制手段を具えたことを特徴とするもの
である。The present invention relates to a control system using an inverter of a three-phase induction motor, in which terminals a ¹ a ² , b ₁ b ₂ and c ₁ are provided at both ends, respectively.
A three-phase induction motor having three-phase symmetrical windings electrically isolated from each other having c ₂ is used.
Of the terminal groups a _1, b _1, c ₁ while connected to the first 3-phase voltage source inverter, a second three-phase reactor terminal group a _2, b _2, c ₂ for the zero-phase current suppression To the second three-phase voltage source inverter via the first and second voltage sources so that the instantaneous magnetic flux and the instantaneous torque of the three-phase induction motor follow a command value given within a predetermined error range. Voltage control means for selecting the inverter output voltage, and zero for selecting the conduction mode of the first and second voltage source inverters that reduces the current value of the zero-phase current from the plurality of conduction modes of the voltage control means output. It is characterized in that it is provided with a phase current suppressing means.

前記の零相分電流抑制用の３相リアクトルは、共通鉄心
に巻回された同一方向に磁気結合を有する３相巻線で構
成され、同一方向の電流成分に対してのみリアクトルと
して動作するようにしたものを用いる。The three-phase reactor for suppressing the zero-phase current is composed of three-phase windings wound around a common iron core and having magnetic coupling in the same direction, and operates as a reactor only for current components in the same direction. Use the one that

〔作用〕[Action]

第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装
置における主回路結線図である。３相誘導電動機10は両
端にそれぞれ端子a₁a₂，b₁b₂およびc₁c₂を有する互いに
電気的に分離した３相対称巻線を具備している。FIG. 1 is a main circuit connection diagram in a high-speed torque control device for an induction motor according to the present invention. The three-phase induction motor 10 comprises electrically isolated three-phase symmetrical windings having terminals a ₁ a ₂ , b ₁ b ₂ and c ₁ c ₂ at both ends.

本発明にかかるシステムの最大の特長は、このように電
気的に絶縁された３相対称１次巻線を具備する誘導電動
機を用いることであり、本図では中性点開放形の星形結
線のごとく画かれているが、３相対称巻線であればどの
ように複雑な巻線であってもよい。The greatest feature of the system according to the present invention is to use an induction motor having a three-phase symmetrical primary winding electrically insulated in this way. In this figure, a star-shaped connection with an open neutral point is used. However, any complex winding may be used as long as it is a three-phase symmetrical winding.

３相対称巻線の第１の端子群a₁，b₁，c₁を第１の３相電
圧形インバータ11に接続すると共に、第２の端子群a₂，
b₂，c₂を零相分電流抑制用の３相リアクトル13を介して
第２の３相電圧形インバータ12に接続する。The first terminal group a ₁ , b ₁ , c ₁ of the three-phase symmetrical winding is connected to the first three-phase voltage source inverter 11, and the second terminal group a ₂ ,
b ₂ and c ₂ are connected to the second three-phase voltage source inverter 12 via the three-phase reactor 13 for suppressing the zero-phase current.

このようなシステムにあっては、電動機の特性には影響
を及ぼさないが線電流を増大させる零相電流i_o＝i_a＋i_b
＋i_cが存在する。これは誘導電動機の１次側漏れインダ
クタンスによっても抑制されるが、その値は数mHと非常
に小さいので、零相分電流抑制用の３相リアクトル13が
挿入されるのである。In such a system, the zero-phase current i _o = i _a + i _b that does not affect the characteristics of the motor but increases the line current.
+ I _c exists. This is also suppressed by the primary-side leakage inductance of the induction motor, but its value is as small as several mH, so the three-phase reactor 13 for suppressing the zero-phase current is inserted.

第１および第２の３相電圧形インバータ11および12は、
第８図の従来例で説明したと同様に、それぞれ３個の切
換スイッチS_1a，S_1b，S_1cおよびS_2a，S_2b，S_2cで示して
ある。両３相電圧形インバータはいずれも直流電圧源１
から正母線1aおよび負母線1bを介して給電される。The first and second three-phase voltage source inverters 11 and 12 are
Similar to the description of the conventional example of FIG. 8, three changeover switches S _1a , S _1b , S _1c and S _2a , S _2b , S _2c are shown. Both three-phase voltage source inverters are DC voltage source 1
From the positive bus 1a and the negative bus 1b.

ここで従来例でも説明したように各切換スイッチS_1a，S
_1b，S_1cおよびS_2a，S_2b，S_2cにつきそれぞれ正側母線1a
側に倒れた場合を1,負母線1b側に倒れた場合を０で表
し、両電圧形インバータのスイッチ状態番号をそれぞれ
k₁およびk₂で示すと、次のスイッチ状態表に示すごと
く、それぞれ８通りのスイッチ状態がある。Here, as explained in the conventional example, each changeover switch S _1a , S
Positive side busbar 1a for _1b , S _1c and S _2a , S _2b , S _2c respectively
When falling to the side, 1 when falling to the side of the negative bus 1b is represented by 0, and the switch status numbers of the double voltage source inverter are respectively indicated.
In terms of k ₁ and k _2, there are 8 different switch states, as shown in the following switch state table.

第１および第２の３相電圧形インバータ11および12にそ
れぞれ８通りのスイッチ状態があるので、これらを組み
合わせるとこのシステムには64通りのスイッチ状態があ
ることが解る。 Since each of the first and second three-phase voltage source inverters 11 and 12 has eight switching states, it can be seen that the combination of these has 64 switching states in this system.

３相誘導電動機10の端子a₁a₂，b₁b₂，c₁c₂を有する各相
巻線にかかる電圧v_a，v_b，v_cは、それぞれの巻線に接続
される切換スイッチS_1aとS_2a，S_1bとS_2b，S_1cとS_2cのス
イッチ状態によって変化する。The voltage v _a , v _b , v _c applied to each phase winding having the terminals a ₁ a ₂ , b ₁ b ₂ , c ₁ c ₂ of the three-phase induction motor 10 is a changeover switch connected to each winding. It changes depending on the switch states of S _1a and S _2a , S _1b and S _2b , and S _1c and S _2c .

例えばａ相について考えると、直流電圧源１の電圧をＥ
としたとき、S_1aとS_2aが共に正母線1a側または負母線1b
側に倒れている場合はv_a＝０、S_1aが正母線1a側に倒れS
_2aが負母線1b側に倒れている場合はv_a＝Ｅ、S_1aが負母
線1b側に倒れてS_2aが正母線1a側に倒れている場合はv_a
＝−Ｅとなる。For example, considering the phase a, the voltage of the DC voltage source 1 is E
, S _1a and S _2a are both positive bus 1a side or negative bus 1b
If it falls to the side, v _a = 0, S _1a falls to the side of the positive bus 1a S
_2a is when the fallen to negative bus 1b side v _a = E, if S _1a is S _2a lying on negative bus 1b side is lying on positive bus 1a side v _a
= -E.

第１および第２の３相電圧形インバータ11および12のス
イッチ状態番号k₁およびk₂の各組み合わせについて、各
相巻線にかかる電圧v_a，v_b，v_cと、そのときのｄ−q2軸
変換された合成電圧ベクトルは19種類あり、その区別
はＶの右下サフィックスによりV₀〜V₁₈のごとく示す。
同一の合成電圧ベクトルに対して複数のスイッチ状態
が存在するものであること、また同様に合成電圧ベクト
ルV₀〜V₆では同一の合成電圧ベクトルでも異なる相電圧
を有することがわかる。For each combination of the switch state numbers k ₁ and k ₂ of the first and second three-phase voltage source inverters 11 and 12, the voltage v _a , v _b , v _c applied to each phase winding, and d− at that time There are 19 types of composite voltage vectors that have undergone q2-axis conversion, and the distinction is shown as V _{0 to} V ₁₈ by the lower right suffix of V.
It can be seen that a plurality of switch states exist for the same combined voltage vector, and similarly, the combined voltage vectors V _{0 to} V ₆ have different phase voltages even if they are the same combined voltage vector.

合成電圧ベクトルは、＝V_d＋jV_qで表され、各相巻
線電圧v_a，v_b，v_cから次式によって求めることができ
る。 Resultant voltage vector is = is represented by V _d + jV _q, can be obtained each phase winding voltage v _a, v _b, from v _c by the following equation.

合成電圧ベクトルの大きさは、第８図で説明した従来
のインバータによる３相誘導電動機の駆動システムにお
ける のものと、 のものおよび1.5倍のものがある。 The magnitude of the composite voltage vector is the same as that of the conventional three-phase induction motor drive system using the inverter described in FIG. Of the And 1.5 times.

V₁〜V₆は従来の であり、V₁₃〜V₁₈は▲√▼倍、V₇〜V₁₂は1.5倍の大き
さである。小さい合成電圧ベクトルV₁〜V₆は主に定常状
態の制御に用いられ、その他の大きい合成電圧ベクトル
は過渡状態の制御に用いられる。V _{1 to} V ₆ are conventional , V _{13 to} V ₁₈ are ▲ √ ▼ times, and V _{7 to} V ₁₂ are 1.5 times. The small combined voltage vectors V _{1 to} V ₆ are mainly used for steady state control, and the other large combined voltage vectors are used for transient state control.

トルクや磁束の制御は従来システムと同様に合成電圧ベ
クトルの選択によって行うが、零相電流の抑制は合成
電圧ベクトルの相電圧状態を切り換えるか、または合
成電圧ベクトルを変更することによって行う。The torque and the magnetic flux are controlled by selecting the combined voltage vector as in the conventional system, but the zero-phase current is suppressed by switching the phase voltage state of the combined voltage vector or changing the combined voltage vector.

合成電圧ベクトルの変更を要することがあるのはV₁₃
〜V₁₆が選択された場合であり、これは合成電圧ベクト
ルV₁₃〜V₁₈はv₀で表される零相電圧v₀＝v_a＋v_b＋v_cが零
ではないにも拘らず、相電圧状態が一種類しかないため
である。It may be necessary to change the composite voltage vector to V ₁₃
A case where ~V ₁₆ is selected, this is despite the synthesis voltage vector V ₁₃ ~V ₁₈ is zero-phase voltage is represented by _{v 0 v 0 = v a +} v b + v c is not zero, the phase This is because there is only one voltage state.

３相誘導電動機10の１次側の特性方程式は式と同様に ＝R₁＋Ｐ ……………………… で表される。ここでR₁は１次巻線抵抗、は１次磁束、
は１次電流ベクトルで ＝I_d＋jI_q で表され、各相線電流i_a，i_b，i_cから で算出できる。The characteristic equation on the primary side of the three-phase induction motor 10 is expressed as = R ₁ + P …………………………. Where R ₁ is the primary winding resistance, is the primary magnetic flux,
Is the primary current vector and is expressed as = I _d + jI _q , and from each phase line current i _a , i _b , i _c Can be calculated by

１次磁束＝Φ_ｄ＋ｊΦ_ｑも式と同様に ＝∫（−R₁）dt ……………………… で表され、巻線の電圧降下は小さく無視すると、１次磁
束ベクトルの軌跡は合成電圧ベクトルの方向に、
の大きさに比例した速度で移動する。従って、合成電圧
ベクトルを適当に選べば、１次磁束の絶対値｜｜を
一定に保つように制御できる。Primary magnetic flux = Φ _d + jΦ _q is also expressed by the formula = ∫ (-R ₁ ) dt …………………………, and if the voltage drop of the winding is neglected, the locus of the primary magnetic flux vector Is in the direction of the composite voltage vector,
Moves at a speed proportional to the size of. Therefore, if the combined voltage vector is properly selected, the absolute value || of the primary magnetic flux can be controlled to be kept constant.

第３図は１次磁束ベクトルの軌跡を示す図で、１次磁
束ベクトルを時計方向に回転させた場合の１次磁束ベ
クトルの軌跡と合成電圧ベクトルの関係を表したも
のである。｜Φ^＊｜を磁束指令値、｜ΔΦ｜を許容誤差
としたとき、 ｜Φ^＊｜−｜ΔΦ｜≦｜｜≦｜Φ^＊｜＋｜Δφ｜ が満足されるように合成電圧ベクトルが選択される。FIG. 3 is a diagram showing the locus of the primary magnetic flux vector, and shows the relationship between the locus of the primary magnetic flux vector and the combined voltage vector when the primary magnetic flux vector is rotated clockwise. When | Φ ^* | is the magnetic flux command value and | ΔΦ | is the allowable error, the combined voltage vector is selected so that | Φ ^* |-| ΔΦ | ≦ || ≦ | Φ ^* | + | Δφ | is satisfied. To be done.

トルクＴについても式と同様に Ｔ＝Φ_ｄ×I_q−Φ_ｑ×I_d ………………… で演算することができ、１次側の内部定数のみで求める
ことができる。Similarly to the equation, the torque T can be calculated by T = Φ _d × I _q −Φ _q × I _d ………………, and can be obtained only by the internal constant on the primary side.

第４図はすべり角周波数に対するトルクのステップ応答
を示すグラフで、前記の文献「新理論に基づく誘導機の
高速・高効率制御法」に掲載されたものであり、回転子
に対する１次磁束の相対速度であるすべり角周波数
_ｓをステップ変化させたときのトルクのステップ応答を
示すものである。Fig. 4 is a graph showing the step response of torque with respect to the slip angular frequency, which was published in the above-mentioned document "High-speed and high-efficiency control method for induction machines based on the new theory" and shows the primary magnetic flux for the rotor. Slip angular frequency which is relative velocity
_It shows the step response of torque when _s is stepwise changed.

この図によると、定常トルクは、_ｓ＝２π・15で最大
値となっているが、過渡時においてのトルクの増加率は
ほぼすべり角周波数_ｓの大きさに比例していることが
わかる。According to this figure, the steady-state torque has a maximum value at _s = 2π · 15, but it is understood that the rate of increase in torque during the transition is almost proportional to the magnitude of the slip angular frequency _s .

このようなトルク特性から、回転子角速度_ｍの変化が
トルクＴの変化に対して非常に遅いと仮定すると、１次
磁束ベクトルの回転角速度_φを変化させることによ
ってトルクを制御できることになる。From such torque characteristics, assuming that the change in the rotor angular velocity _m is very slow with respect to the change in the torque T, the torque can be controlled by changing the rotational angular velocity _φ of the primary magnetic flux vector.

このとき、すべり角周波数_ｓ＝_φ−_ｍが増加すれ
ばトルクＴは増加し、_ｓが減少すればトルクＴも減少
する。このように、１次磁束ベクトルの回転角速度
_φを変えることによって、トルクＴのリミットサイクル
制御が可能である。At this time, if the slip angular frequency _s = _φ − _m increases, the torque T increases, and if _s decreases, the torque T also decreases. Thus, the angular velocity of rotation of the primary magnetic flux vector
Limit cycle control of the torque T is possible by changing _φ .

次に、トルクと磁束を同時に制御するための合成電圧ベ
トクル選択のための手法について述べる。第５図はあ
る時刻における合成電圧ベクトルと１次磁束ベクト
ルの関係を示す図である。Next, a method for selecting a combined voltage vector for simultaneously controlling torque and magnetic flux will be described. FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the combined voltage vector and the primary magnetic flux vector at a certain time.

式から合成電圧ベクトルは１次磁束よりほぼ90°
だけ進んでいるべきであり、v₀，v₂，v₃，v₈，v₁₅を選
択することにより、１次磁束ベクトルを矢印θ方向に
回転させることができる。この中で１次磁束ベクトル
を減少させるものはV₃からV₁₅であり、増加させるもの
はV₂かV₈である。From the formula, the combined voltage vector is almost 90 ° from the primary magnetic flux.
The primary magnetic flux vector can be rotated in the direction of the arrow θ by selecting v ₀ , v ₂ , v ₃ , v ₈ , and v ₁₅ . Among these, the one that decreases the primary magnetic flux vector is V ₃ to V ₁₅ , and the one that increases it is V ₂ or V ₈ .

また、１次磁束ベクトルの回転角速度φはV₀の場合
が最小で、V₂およびV₃で中間となり、V₈およびV₁₅で最
大にすることができる。Further, the rotational angular velocity φ of the primary magnetic flux vector is minimum in V ₀ , intermediate in V ₂ and V ₃ , and maximum in V ₈ and V ₁₅ .

従って、１次磁束ベクトルの回転角速度φの平均値
が低速の場合には、トルクＴを減少させるときV₀、トル
クＴを増加させると共に１次磁束を増加させるとき
V₂、同じく１次磁束ベクトルを減少させるときV₃を選
択する。Therefore, when the average value of the rotational angular velocity φ of the primary magnetic flux vector is low, when the torque T is decreased, V ₀ , when the torque T is increased and the primary magnetic flux is increased,
Select V ₂ and also V ₃ to reduce the primary magnetic flux vector.

また、１次磁束ベクトルの回転角速度φの平均値が
高速の場合には、１次磁束ベクトルを増加させると共
にトルクＴを小さくするときはV₂、同じくトルクＴを大
きくするときはV₈を選択し、１次磁束ベクトルを減少
させると共にトルクＴを小さくするときはV₃、トルクＴ
を大きくするときはV₁₅を選択する。When the average value of the rotational angular velocity φ of the primary magnetic flux vector is high, select V ₂ to increase the primary magnetic flux vector and reduce the torque T, and select V ₈ to increase the torque T. However, when the primary magnetic flux vector is reduced and the torque T is reduced, V ₃ and torque T
Select V ₁₅ to increase.

１次磁束ベクトルの現在位置により選択すべき合成電
圧ベクトルは変化するが、前記の考え方によればよ
い。１次磁束ベクトルのｄ軸を基準とする時計方向の
回転角θによって、属する領域を区分する。第８図の従
来例では６つの領域区分としたが、本発明では選択可能
の合成電圧ベクトルの方向が多くなったので、領域信
号θ_ｎとしてθ_１〜θ₁₂の12区分を下記の回転角θの範
囲で発するようにする。Although the combined voltage vector to be selected changes depending on the current position of the primary magnetic flux vector, the above-mentioned idea may be used. The region to which the primary magnetic flux vector belongs is divided by the rotation angle θ in the clockwise direction with respect to the d axis of the primary magnetic flux vector. In the conventional example shown in FIG. 8, there are six areas, but in the present invention, the directions of the selectable combined voltage vector are increased. Therefore, as the area signal θ _n , ₁₂ areas of θ ₁ to θ ₁₂ are set as the rotation angles below. It emits in the range of θ.

０°≦θ＜ 30°；θ_ｎ＝θ_１ 30°≦θ＜ 60°；θ_ｎ＝θ_２ 60°≦θ＜ 90°；θ_ｎ＝θ_３ 90°≦θ＜120°；θ_ｎ＝θ_４ 120°≦θ＜150°；θ_ｎ＝θ_５ 150°≦θ＜180°；θ_ｎ＝θ_６ 180°≦θ＜210°；θ_ｎ＝θ_７ 210°≦θ＜240°；θ_ｎ＝θ_８ 240°≦θ＜270°；θ_ｎ＝θ_９ 270°≦θ＜300°；θ_ｎ＝θ₁₀ 300°≦θ＜330°；θ_ｎ＝θ₁₁ 330°≦θ＜360°；θ_ｎ＝θ₁₂ １次磁束の絶対値｜｜およびトルクＴをそれぞれ磁束
指令値｜Φ^＊｜およびトルク指令値T^*とヒステリシスコ
ンパレータにより比較し、磁束増減信号φとして増磁の
とき1,減磁のとき０を出力せしめ、トルク増減信号τ_１
としてトルク増加のとき１、トルク減少のとき０を出力
せしめると共に、１次磁束ベクトルの回転角速度φ
についてその方向と大小を判定することにより、前記の
領域信号θ_ｎによって次に示す合成電圧ベクトル選択表
により、望ましい合成電圧ベクトルを選択することが
できる。0 ° ≦ θ <30 °; θ n = θ 1 30 ° ≦ θ <60 °; θ n = θ 2 60 ° ≦ θ <90 °; θ n = θ 3 90 ° ≦ θ <120 °; θ n = θ ₄ 120 ° ≦ θ <150 °; θ _n = θ ₅ 150 ° ≦ θ <180 °; θ _n = θ ₆ 180 ° ≦ θ <210 °; θ _n = θ ₇ 210 ° ≦ θ <240 °; θ _n = θ ₈ 240 ° ≤ θ <270 °; θ _n = θ ₉ 270 ° ≤ θ <300 °; θ _n = θ ₁₀ 300 ° ≤ θ <330 °; θ _n = θ ₁₁ 330 ° ≤ θ <360 ° Θ _n = θ ₁₂ Absolute value of primary magnetic flux || and torque T are compared with magnetic flux command value | Φ ^* | and torque command value T ^* by hysteresis comparator, and when magnetic flux increase / decrease signal φ is increased, 1, When demagnetizing, 0 is output and torque increase / decrease signal τ ₁
As a result, 1 is output when the torque is increased, 0 is output when the torque is decreased, and the rotational angular velocity φ of the primary magnetic flux vector is output.
By determining the direction and the magnitude of the above, it is possible to select a desired combined voltage vector by the combined voltage vector selection table shown below according to the area signal θ _n .

先にも述べたように、このようなシステムにあっては零
相電流i₀＝i_a＋i_b＋i_cが流れることがあり、これによっ
て損失が増大するので、零相電流i₀を抑制する必要があ
る。 As described above, in such a system, the zero-phase current i ₀ = i _a + i _b + i _c may flow, which increases the loss. Therefore, the zero-phase current i ₀ is suppressed. There is a need.

零相電流i₀は零相電圧v₀との間に次の関係式が成立す
る。The following relational expression holds between the zero-phase current i _{0 and} the zero-phase voltage v ₀ .

ここに R₀;3相リアクトル13の巻線抵抗 R₁；誘導電動機10の１次巻線抵抗 L₀;3相リアクトル13の漏れインダクタンス L₁₁；誘導電動機10の１次インダクタンス M₀;3相リアクトル13の相互インダクタンス 従って、零相電流i₀は零相電圧v₀＝v_a＋v_b＋v_cによって
制御できる。 Where R ₀ ; winding resistance of 3-phase reactor 13 R ₁ ; primary winding resistance of induction motor 10 L ₀ ; leakage inductance of 3-phase reactor 13 L ₁₁ ; primary inductance of induction motor 10 M ₀ ; 3-phase mutual inductance of the reactor 13 Therefore, the zero-phase current i ₀ can be controlled by the zero-phase voltage _{v 0 = v a + v b} + v c.

すなわち、前記の合成電圧ベクトル選択表によって選択
した合成電圧ベクトルの中から、零相電流i₀と逆方向
の零相電圧成分を生ずる相電圧を有する通電モードのも
のを選択すればよい。That is, it is only necessary to select, from the combined voltage vectors selected by the above-mentioned combined voltage vector selection table, the one in the conduction mode having the phase voltage that produces the zero phase voltage component in the opposite direction to the zero phase current i ₀ .

実際には零相電流i₀を検出してこれを所定の最高零相電
流Δｉ_０と３値ヒステリシスコンパレータにより比較
し、零相電流制御信号I₀として最高零相電流Δｉ_０以下
のときは０、正で超えたときには−１、負で超えたとき
には＋１を発生せしめ、この零相電流制御信号I₀と前記
の領域信号θ_ｎによって、次に示す零相電流抑制用相電
圧表を用いて最適な通電モードを選択する。Actually, the zero-phase current i ₀ is detected and compared with a predetermined maximum zero-phase current Δi ₀ by a three-value hysteresis comparator, and when the maximum zero-phase current Δi ₀ or less is set as the zero-phase current control signal I ₀ , 0 , -1 is generated when the value exceeds the positive value, and +1 is generated when the value exceeds the negative value, and the zero-phase current control phase voltage table shown below is used by the zero-phase current control signal I ₀ and the region signal θ _n . Select the optimal energization mode.

合成電圧ベクトルV₁〜V₆の場合には零相電流制御信号I₀
に応じて２つの相電圧状態を切り換える。合成電圧ベク
トルV₀およびV₇〜V₁₂は零相電圧v₀が零なので零相電流i
₀は変化しない。合成電圧ベクトルV₁₃〜V₁₈は相電圧状
態が１つしかないので、零相電流制御信号I₀が切り換え
を指令したときは、そのときの１次磁束ベクトルの領
域信号θ_ｎの希，偶に応じて合成電圧ベクトルV₇〜V₁₂
に切り換える。 Zero-phase current control signal I _{0 for} combined voltage vector V _{1 to} V ₆
To switch between the two phase voltage states. Since the zero-phase voltage v _{0 of the} combined voltage vectors V ₀ and V _{7 to} V ₁₂ is zero, the zero-phase current i
₀ does not change. Since the combined voltage vectors V _{13 to} V ₁₈ have only one phase voltage state, when the zero-phase current control signal I ₀ commands switching, the primary or secondary magnetic flux vector area signal θ _n at that time is rare or even. Depending on the combined voltage vector V ₇ ~ V ₁₂
Switch to.

これで零相電流i₀を抑制する相電圧が決まるので、それ
をスイッチング信号に変換しなければならない。３相誘
導電動機の任意の１相巻線に接続される切換スイッチを
S_1xおよびS_2xとしたとき、そのスイッチ状態は相電圧が
Ｅおよび−Ｅのときは（1,0）および（0,1）と一義的に
決まる。しかしながら相電圧が０のときのスイッチ状態
は、（0,0）または（1,1）のいずれでもよいので、この
２個の切換スイッチS_1xとS_2xのスイッチングを均等化す
るように切り換える。Since this determines the phase voltage that suppresses the zero-phase current i ₀ , it must be converted into a switching signal. A changeover switch connected to any one-phase winding of a three-phase induction motor
When S _1x and S _2x are set, the switch states are uniquely determined as (1,0) and (0,1) when the phase voltages are E and −E. However, since the switch state when the phase voltage is 0 may be either (0,0) or (1,1), these two changeover switches S _1x and S _2x are switched so as to be equalized.

〔実施例〕〔Example〕

第７図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装
置の一実施例のブロック図であり、第１および第２の２
相電圧形インバータ11および12、零相分電流抑制用３相
リアクトル13および３相誘導電動機10は第１図に示した
ものと同一のものであって、簡単化のために単線結線で
示してある。FIG. 7 is a block diagram of an embodiment of the high-speed torque control device for an induction motor according to the present invention.
The phase voltage source inverters 11 and 12, the zero-phase current suppressing three-phase reactor 13 and the three-phase induction motor 10 are the same as those shown in FIG. 1, and are shown as a single wire connection for simplification. is there.

直流電圧源１から直流電圧Ｅが第１および第２の３相電
圧形インバータ11および12に給電され、第１の３相電圧
形インバータ11出力は中性点を開放された３相誘導電動
機10の通常側端子である第１の端子群a₁，b₁，c₁に接続
され、第２の３相電圧形インバータ12出力は３相誘導電
動機10の開放された中性点側端子である第２の端子群
a₂，b₂，c₂に３相リアクトル13を介して接続されてい
る。The DC voltage E is supplied from the DC voltage source 1 to the first and second three-phase voltage source inverters 11 and 12, and the output of the first three-phase voltage source inverter 11 is the three-phase induction motor 10 with the neutral point opened. Connected to the first terminal group a ₁ , b ₁ , c ₁ which are the normal side terminals of the second three-phase voltage source inverter 12 output is the open neutral point side terminal of the three-phase induction motor 10. Second terminal group
It is connected to a ₂ , b ₂ , and c ₂ via a three-phase reactor 13.

各相の巻線電圧検出手段21および線電流検出手段22か
ら、巻線電圧v_a，v_b，v_cおよび線電流i_a，i_b，i_cがフィ
ードバックされ、それぞれ３相〜２相変換手段23および
24において、ｄ−q2軸成分V_d，V_qおよびI_d，I_qに変換さ
れる。The winding voltage v _a , v _b , v _c and the line currents i _a , i _b , i _c are fed back from the winding voltage detecting means 21 and the line current detecting means 22 for each phase, and each of them is converted into three-phase to two-phase. Means 23 and
At 24, the d- _q biaxial components are converted into V _d , V _q and I _d , I _q .

電圧V_d，V_qはそれぞれ１次巻線抵抗模擬手段25および26
により１次電圧降下R₁I_aおよびR₁I_qを減算手段27および
28により差し引かれた後、積分手段29および30により式
で示した１次磁束のｄ軸成分Φ_ｄおよびｑ軸成分Φ
_ｑが算出される。The voltages V _d and V _q are respectively the primary winding resistance simulating means 25 and 26.
To reduce the primary voltage drops R ₁ I _a and R ₁ I _q by subtracting means 27 and
After being subtracted by 28, the d-axis component Φ _d and the q-axis component Φ of the primary magnetic flux expressed by the equations by the integrating means 29 and 30.
_q is calculated.

１次磁束の両軸成分Φ_ｄおよびΦ_ｑは磁束領域判定手段
31に送られ領域信号θ_ｎとしてθ_１〜θ₁₂のいずれかを
発生すると共に、磁束絶対値演算手段32にも送られ、１
次磁束の絶対値｜｜が により算出される。Both axis components Φ _d and Φ _q of the primary magnetic flux are the magnetic flux region determination means.
_One of θ ₁ to θ ₁₂ is generated as the area signal θ _n and is also sent to the magnetic flux absolute value calculating means 32.
Absolute value of the next magnetic flux || Is calculated by

外部から与えられる磁束指令値｜Φ^＊｜から減算手段33
において１次磁束の絶対値｜｜が減算され、磁束の誤
差がヒステリシスコンパレータ34に送られて磁束増減信
号φを発生する。磁束増減信号φは１か０のいずれかで
あり、１のとき増磁を、０のとき減磁を指示するもので
ある。Subtracting means 33 from externally applied magnetic flux command value | Φ ^* |
At, the absolute value || of the primary magnetic flux is subtracted, and the error of the magnetic flux is sent to the hysteresis comparator 34 to generate the magnetic flux increase / decrease signal φ. The magnetic flux increase / decrease signal φ is either 1 or 0. When 1 is set, the magnetic flux is increased and when 0 is set, the demagnetization is instructed.

１次磁束の両軸成分Φ_ｄおよびΦ_ｑは、さらにそれぞれ
３相〜２相変換手段24の出力である線電流の両軸成分I_q
およびI_dが乗算手段35および36で乗算され、減算手段37
で減算することにより式によるトルクＴが算出され
る。The biaxial components Φ _d and Φ _q of the primary magnetic flux are further the biaxial components I _q of the line current output from the 3-phase to 2-phase conversion means 24, respectively.
And I _d are multiplied by multiplying means 35 and 36, and subtracting means 37
The torque T according to the formula is calculated by subtracting with.

外部から与えられるトルク指令値T^*から減算手段38にお
いてトルクＴが減算されて、算出されたトルクの誤差が
ヒステリシスコンパレータ39およびコンパレータ40,41
へ送られる。The torque T is subtracted from the torque command value T ^* given from the outside by the subtracting means 38, and the error of the calculated torque is the hysteresis comparator 39 and the comparators 40 and 41.
Sent to.

ヒステリシスコンパレータ39はトルク指令値の２％程度
を誤差限界ΔT₁とし、トルクの誤差がこの誤差限界ΔT₁
を正側で超えるとトルク増減信号τ_１として１を発生し
て増磁を指示し、負側で超えるとトルク増減信号τ_１と
して０を発生して減磁を指示する。The hysteresis comparator 39 sets the error limit ΔT ₁ to about 2% of the torque command value, and the torque error is the error limit ΔT ₁
Is exceeded on the positive side, 1 is generated as the torque increase / decrease signal τ ₁ to instruct to increase the magnetism, and when it is exceeded on the negative side, 0 is generated as the torque increase / decrease signal τ ₁ to instruct demagnetization.

コンパレータ40および41はそれぞれトルク指令値の５％
程度の誤差限界ΔT₂およびトルク指令値の10％程度の誤
差限界ΔT₃を持ち、いずれも入力が誤差限界を超えると
それぞれトルク差信号τ_２およびτ_３を１とし、誤差限
界以内では０としてアップダウンカウンタ42へ送る。Comparators 40 and 41 each have 5% of the torque command value
There is an error limit ΔT _{2 of} about 10% and an error limit ΔT _{3 of} about 10% of the torque command value. In both cases, the torque difference signals τ ₂ and τ ₃ are set to 1 when the input exceeds the error limit, and 0 is set within the error limit. Send to the up / down counter 42.

アップダウンカウンタ42はトルク増減信号τ_１およびト
ルク差信号τ_２，τ_３を入力とし、１〜４を誤差信号ｄ
として出力するもので、トルク差信号τ_２が０から１に
なったときトルク増減信号τ_１が１の場合は４を上限と
して１ずつアップカウントと、トルク増減信号τ_１が０
の場合は１を下限として１ずつダウンカウントする。ト
ルク差信号τ_３が０から１になったときトルク増減信号
τ_１が１の場合は内容の如何にかかわらず内容を４と
し、トルク増減信号τ_１が０の場合は内容の如何にかか
わらず内容を１とする。The up / down counter 42 receives the torque increase / decrease signal τ ₁ and the torque difference signals τ ₂ and τ ₃ as inputs, and outputs 1 to 4 as the error signal d.
When the torque difference signal τ ₂ changes from 0 to 1, when the torque increase / decrease signal τ ₁ is 1, the count is incremented by 1 with 4 being the upper limit, and the torque increase / decrease signal τ ₁ is 0.
In this case, 1 is counted down by 1 with 1 being the lower limit. When the torque difference signal τ ₃ changes from 0 to 1, when the torque increase / decrease signal τ ₁ is 1, the content is set to 4 and when the torque increase / decrease signal τ ₁ is 0, regardless of the content. The content is 1.

このアップダウンカウンタ42の内容が誤差信号ｄとなる
が、誤差信号ｄには１〜４の４種があり、これらが前記
合成電圧ベクトル選択表において述べた１次磁束ベク
トルの回転速度φに対応しており φ≫０のときｄ＝１ φ＞０のときｄ＝２ φ＜０のときｄ＝３ φ≪０のときｄ＝４ に相当する。The content of the up / down counter 42 becomes an error signal d. There are four types of error signals d 1 to 4, and these correspond to the rotation speed φ of the primary magnetic flux vector described in the above composite voltage vector selection table. When φ >> 0, d = 1 φ> 0, d = 2 φ <0, d = 3 φ << 0, d = 4.

一方、線電流検出手段22からは各相の線電流i_a，i_b，i_c
が合計手段43にも送られ、零相電流i₀が演算されて３値
ヒステリシスコンパレータ44へ送られる。On the other hand, from the line current detecting means 22, the line currents i _a , i _b , i _c of each phase
Is also sent to the summing means 43, and the zero-phase current i ₀ is calculated and sent to the ternary hysteresis comparator 44.

３値ヒステリシスコンパレータ44は、動作限界Δi₀とし
出力として零相電流抑制信号I₀を発生する。零相電流抑
制信号I₀は零相電流i₀が動作限界Δi₀を正側で超えたと
き−1,負側で超えたとき＋１、動作限界Δi₀以下のとき
０となる。The ternary hysteresis comparator 44 sets the operation limit Δi ₀ and generates the zero-phase current suppression signal I ₀ as an output. The zero-phase current suppression signal I ₀ is −1 when the zero-phase current i ₀ exceeds the operation limit Δi ₀ on the positive side, +1 when the zero-phase current i ₀ exceeds the operation limit Δi 0, and 0 when it is less than or equal to the operation limit Δi ₀ .

記憶手段45には先に説明した合成電圧ベクトル選択表お
よび零相電流抑制用相電圧表を記憶したROMを中心とす
るものであって、トルク増減信号τ_１、誤差信号ｄ、磁
束増減信号φ、領域信号θ_ｎおよび零相電流抑制信号I₀
を入力とし、合成電圧ベクトル選択表から選択した合成
電圧ベクトルから最適の通電モードを選び出して、第
１および第２のインバータ11,12の各スイッチング素子
のスイッチング信号の形で出力する。The storage means 45 is mainly composed of a ROM storing the above-mentioned combined voltage vector selection table and zero-phase current suppressing phase voltage table, and includes a torque increase / decrease signal τ ₁ , an error signal d, and a magnetic flux increase / decrease signal φ. , Region signal θ _n and zero-phase current suppression signal I ₀
, The optimum energization mode is selected from the combined voltage vector selected from the combined voltage vector selection table, and is output in the form of the switching signal of each switching element of the first and second inverters 11 and 12.

記憶手段45の出力を受けたスイッチング均等化手段46で
は、前述の通り相電圧が０になる両スイッチング素子の
スイッチ状態が均等化するように動作する。記憶手段45
の出力が変化したときに出力を発生する出力変化検出手
段47の出力をラッチ手段48に送り、ラッチ手段48が保持
するスイッチング均等化手段46の前回出力をスイッチン
グ均等化手段48にもどすことにより、スイッチングの均
等化が行われる。The switching equalizing means 46, which has received the output of the storage means 45, operates so as to equalize the switch states of both switching elements whose phase voltage becomes 0 as described above. Storage means 45
By sending the output of the output change detection means 47 which generates an output when the output of the change to the latch means 48, by returning the previous output of the switching equalization means 46 held by the latch means 48 to the switching equalization means 48, Switching equalization is performed.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上詳細に説明したように、第１および第２の２個の電
圧形インバータにより発生する19種の合成電圧ベクトル
を使い分け、零相電流を抑制し且つスイッチングを均
等化しながら、過渡的には高速のトルク応答性を持ち、
且つ定常的にはトルクリップルが少なく低騒音の誘導電
動機の駆動システムを構成することができる。As described in detail above, the 19 kinds of combined voltage vectors generated by the first and second two voltage source inverters are selectively used to suppress the zero-phase current and equalize the switching, while transiently increasing the speed. Has a torque response of
In addition, it is possible to construct a drive system for an induction motor that has a low torque ripple and low noise in a steady state.

本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装置は、GT
Oのようにあまりスイッチング周波数を高くできないス
イッチング素子を用いて、大容量で且つ高速応答性を有
するシステムを可能ならしめると同時に、高速スイッチ
ング素子を用いれば、従来方式より格段に優れた過渡応
答および定常特性を兼ね具えたサーボシステムとするこ
ともできる。The high-speed torque control device for an induction motor according to the present invention is GT
Using a switching element such as O that does not increase the switching frequency too much enables a system with a large capacity and a high-speed response, and at the same time, if a high-speed switching element is used, the transient response and the It is also possible to use a servo system that also has steady characteristics.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装
置における主回路結線図、第２図は合成電圧ベクトル
図、第３図は１次磁束ベクトルの軌跡を示す図、第４図
はすべり角周波数に対するトルクのステップ応答を示す
グラフ、第５図は合成電圧ベクトルと１次磁束ベクトル
の関係を示す図、第６図は従来の電圧ベクトル図、第７
図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御装置の
一実施例のブロック図、第８図は従来の磁束演算形の制
御方法の一例のブロック図である。 １……直流電圧源、２……電圧検出器、３……インバー
タ、6,10……３相誘導電動機、７……制御回路、11……
第１の３相電圧形インバータ、12……第２の３相電圧形
インバータ、13……３相リアクトル。FIG. 1 is a main circuit connection diagram in a high-speed torque control device for an induction motor according to the present invention, FIG. 2 is a combined voltage vector diagram, FIG. 3 is a diagram showing a locus of a primary magnetic flux vector, and FIG. 4 is a slip angle. FIG. 5 is a graph showing the step response of torque with respect to frequency, FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the combined voltage vector and the primary magnetic flux vector, FIG. 6 is a conventional voltage vector diagram, and FIG.
FIG. 8 is a block diagram of an embodiment of a high-speed torque control device for an induction motor according to the present invention, and FIG. 8 is a block diagram of an example of a conventional magnetic flux calculation type control method. 1 ... DC voltage source, 2 ... voltage detector, 3 ... inverter, 6,10 ... three-phase induction motor, 7 ... control circuit, 11 ...
First three-phase voltage source inverter, 12 ... second three-phase voltage source inverter, 13 ... three-phase reactor.

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】３相誘導電動機のインバータによるトルク
制御システムにおいて、 両端にそれぞれ端子a1a2 b1b2 c1c2を有する互いに電気
的に分離した３相対称巻線を具備する３相誘導電動機の
第１の端子群a1 b1 c1を第１の３相電圧形インバータに
接続すると共に、 第２の端子群a2 b2 c2を零相分電流抑制用の３相リアク
トルを介して第２の３相電圧形インバータに接続し、 前記３相誘導電動機の瞬時磁束および瞬時トルクが所定
の誤差範囲内で与えられた指令値に追従するように該３
相誘導電動機の１次電圧と１次電流から１次磁束ベルト
ルを求める手段と、 前記１次磁束ベクトルが円周を12等分したどの円弧領域
に存在するかを判断して領域信号θ_ｎを出力する磁束領
域判定手段と、 前記１次磁束ベクトルの絶対値とその指令値との偏差に
応じて増磁または減磁を指示する磁束増減信号φを出力
する手段と、 前記３相誘導電動機の１次電圧と１次電流からトルクＴ
を求めてその指令との偏差であるトルク誤差を算出する
手段と、 前記トルク誤差が誤差限界を正側で越えるとトルク増を
指示しかつ負側で越えるとトルク減を指示するトルク増
減信号τ１を発生する手段と、 前記トルク誤差に応じてトルク差信号τ2 τ３を発生す
る手段と、 前記トルク増減信号τ１とトルク差信号τ2 τ３の組み
合わせに応じて評価される誤差信号ｄを出力する手段
と、 各相の線電流を合計して零相電流i0を演算する手段と、 前記零相電流i0が所定の値を正側および負側に越えた場
合または越えない場合で零相電流抑制信号I0を出力する
３値ヒステリシスコンパレータと、 前記トルク増減信号τ１と誤差信号ｄと磁束増減信号φ
と領域信号θ_ｎと零相電流抑制信号I0の組み合わせに応
じて予め記憶されているスイッチングテーブルから第１
および第２の３相電圧形インバータのスイッチング信号
を出力する記憶手段とを、 設けて成ることを特徴とする誘導電動機の高速トルク制
御装置。1. A torque control system using an inverter for a three-phase induction motor, comprising a first group of terminals for a three-phase induction motor having electrically isolated three-phase symmetrical windings having terminals a1a2 b1b2 c1c2 at both ends. Connect a1 b1 c1 to the first three-phase voltage source inverter, and also connect the second terminal group a2 b2 c2 to the second three-phase voltage source inverter via the three-phase reactor for zero-phase current suppression. , So that the instantaneous magnetic flux and the instantaneous torque of the three-phase induction motor follow the given command value within a predetermined error range.
A means for determining the primary magnetic flux beltle from the primary voltage and the primary current of the phase induction motor, and determining in which circular arc area that the primary magnetic flux vector is divided into 12 equal parts, the area signal θ _n is calculated. A magnetic flux region determining means for outputting; a means for outputting a magnetic flux increasing / decreasing signal φ for instructing to increase or decrease the magnetization in accordance with a deviation between the absolute value of the primary magnetic flux vector and its command value; Torque T from primary voltage and primary current
And a torque increase / decrease signal .tau.1 for instructing torque increase when the torque error exceeds the error limit on the positive side and for decreasing the torque when the torque error exceeds the error limit on the positive side. Means for generating a torque difference signal τ2τ3 according to the torque error, and means for outputting an error signal d evaluated according to a combination of the torque increase / decrease signal τ1 and the torque difference signal τ2τ3. A means for calculating the zero-phase current i0 by summing the line currents of the respective phases, and a zero-phase current suppression signal I0 when the zero-phase current i0 exceeds or does not exceed a predetermined value on the positive and negative sides. A three-value hysteresis comparator for outputting the torque increase / decrease signal τ1, the error signal d, and the magnetic flux increase / decrease signal φ.
From the switching table stored in advance according to the combination of the region signal θ _n and the zero-phase current suppression signal I0.
And a storage means for outputting a switching signal of the second three-phase voltage source inverter, the high-speed torque control device for an induction motor. 【請求項２】前記３相リアクトルは共通鉄心に巻回され
た同一方向に磁気結合を有する３相巻線で構成され、同
一方向電流成分に対してのみリアクトルとして動作する
ものである特許請求の範囲第（１）項記載の誘導電動機
の高速トルク制御装置。2. The three-phase reactor is composed of three-phase windings wound around a common iron core and having magnetic coupling in the same direction, and operates as a reactor only for current components in the same direction. A high-speed torque control device for an induction motor according to the range (1). 【請求項３】前記記憶手段の出力信号は第１および第２
の３相電圧形インバータにより発生する瞬時電圧ベクト
ル形式として出力される特許請求の範囲第（１）項記載
の誘導電動機の高速トルク制御装置。3. The output signals of the storage means are first and second.
A high-speed torque control device for an induction motor according to claim (1), which is output as an instantaneous voltage vector format generated by the three-phase voltage source inverter. 【請求項４】前記３値ヒステリシスコンパレータは各相
電流瞬時値のベクトル和で表される零相電流を減少させ
る通電モードを選定する特許請求の範囲第（１）項記載
の誘導電動機の高速トルク制御装置。4. The high-speed torque of an induction motor according to claim 1, wherein the three-value hysteresis comparator selects a conduction mode for reducing a zero-phase current represented by a vector sum of instantaneous currents of respective phases. Control device. 【請求項５】前記記憶手段の出力したスイッチ状態を記
憶し、次回のスイッチングはなるべく前回と異なるスイ
ッチ状態を選定する特許請求の範囲第（１）項記載の誘
導電動機の高速トルク制御装置。5. A high-speed torque control device for an induction motor according to claim 1, wherein the switch state output from said storage means is stored and a switch state different from the previous one is selected for next switching.