JPH05332929A - 透過率測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 媒質の透過率を測定する。 【構成】 透過率を測定すべき媒質中にある対象物にｍ
系列信号を出力光強度によって表わすレーザ光がレーザ
・ダイオード15から出射される。対象物からの反射光が
フォトダイオード21によって受光され，送信信号と受信
信号との相関にもとづいて対象物までの距離が演算装置
30により求められる。送信信号の出力値，受信信号の出
力値，対象物までの距離および対象物の反射率にもとづ
いて媒質の透過率が演算装置30によって算出される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】この発明は，媒質の透過率を測定する装置
および透過率の変化を測定する装置に関する。

【０００２】

【背景技術】雨が降っていたり，霧が存在するときに空
気中に電磁波を送信すると，雨や霧により電磁波が減衰
する。

【０００３】レーダ装置は対象物に電磁波を送信し，対
象物からの反射電磁波を受信することにより，対象物ま
での距離を求めるものである。このようなレーダ装置に
おいては，雨や霧の存在により対象物に送信する電磁波
および対象物の反射電磁波が減衰することになる。しか
しながら，電磁波が伝搬する媒質中の透過率が不明確で
はどの程度電磁波が減衰するか予想することができず，
レーダ装置の使用上不便となることがある。

【０００４】

【発明の開示】この発明は，比較的簡単に媒質の透過率
およびその変化を測定できるようにすることを目的とす
る。

【０００５】第１の発明の透過率測定装置は，透過率を
測定すべき媒質中にある対象物に符号化された電磁波を
送信する送信手段，上記対象物からの反射電磁波を受信
する受信手段，上記送信手段の送信信号と上記受信手段
の受信信号との相関にもとづいて，上記対象物までの距
離を求める距離測定手段，および上記送信手段の送信出
力値と上記受信手段の受信出力値と上記距離測定手段に
より測定された距離とあらかじめ設定された上記対象物
の反射率とにもとづいて，上記媒体の透過率を算出する
透過率算出手段を備えていることを特徴とする。

【０００６】第１の発明によると，送信信号と受信信号
との相関にもとづいて対象物までの距離が得られる。送
信出力値と受信出力値と対象物までの距離と対象物の反
射率と，透過率との関係式から対象物が存在する媒質の
透過率が算出される。

【０００７】第２の発明の透過率変化測定装置は，符号
化された電磁波を対象物に向けて送信する送信手段，上
記対象物からの反射電磁波を受信する受信手段，上記送
信手段により送信される符号化された電磁波を表わす送
信信号と，上記受信手段により受信された電磁波を表わ
す受信信号とのいずれか一方の位相シフト信号と他方の
信号との相関をとり，位相シフト量の変化に対する相関
値の変化における相関値のピーク値を検出する手段，お
よび標準状態において検出された相関値のピーク値を基
準として，被測定状態における相関値のピーク値の基準
相関値ピーク値に対する割合を算出する手段を備えてい
ることを特徴とする。

【０００８】第２の発明によると，送信信号と受信信号
との相関値のピーク値を用いて，標準状態に対する被測
定状態の透過率の変化の割合が求められる。透過率の絶
対値ではなく透過率の増加，減少の割合が得られること
により，これを状態変化の指標とすることができる。

【０００９】第２の発明によると送信信号の出力値や受
信信号の出力値を用いる必要がないので，その検出回路
が不要である。とくに第２の発明によると，符号化され
た電磁波を用いて対象物までの距離を測定する符号化変
調レーダ装置をそのまま利用でき，他の回路等の付加が
不要であって構成が簡素化される。

【００１０】

【実施例の説明】

(1) 符号系列および相関 この発明においては符号系列によって変調された電磁波
が対象物に向けて送信され，その対象物からの反射電磁
波が受信される。

【００１１】符号系列の中に最長系列（最大周期系列）
（以下，ｍ系列という）と呼ばれるものがある。符号系
列は，ｍ系列に限らず一般に，複数台のシフトレジスタ
または遅延素子を用いて生成される。ｎ段のシフトレジ
スタを用いて生成されるｍ系列の長さ（１符号系列長ま
たは１周期）は２ⁿ −１（ビット）で表わされる。この
実施例の媒質の透過率測定装置では，ｍ系列の符号系列
を生成するためにたとえば10段のシフトレジスタが用い
られる。その場合のｍ系列の長さは1023ビットである。

【００１２】しかしながらシフトレジスタの段数は測距
分解能には影響を与えるが，この実施例による距離測定
の原理には関係しないので，以下の説明においては一貫
して４段のシフトレジスタを用いて生成される15ビット
ｍ系列を符号系列の例として用いることとする。

【００１３】シフトレジスタ符号系列発生器は，一般
に，ｎ段のシフトレジスタと，そのうちの複数個の段の
状態の論理的結合をシフトレジスタの入力へ帰還する論
理回路とによって構成される。

【００１４】図１および図２は符号系列発生器のシフト
レジスタの入，出力信号を表わしている。図２は図１に
示すタイム・チャートの一部を拡大して示すものであ
る。第１クロック信号ＣＫ１はシステム・クロック信号
であって，距離測定装置の動作のための最も基本的なタ
イミング信号である。この第１クロック信号ＣＫ１を分
周することにより第２クロック信号ＣＫ２が生成され
る。この第２クロック信号ＣＫ２が符号系列発生器のシ
フトレジスタに入力される。シフトレジスタは４段のも
のであり，15ビットのｍ系列信号がシフトレジスタから
出力される。

【００１５】シフトレジスタの入力である第２クロック
信号ＣＫ２の一周期が生成されるｍ系列信号の１ビット
（時間）幅となる。１ビット幅はこの明細書では符号系
列信号の最小パルス幅とも呼ばれる。

【００１６】この実施例では，符号系列信号の１ビット
（時間）幅（最小パルス幅）が，最大検出距離を電磁波
が往復するのに要する時間に等しいかまたはそれよりも
長い時間に設定される。好ましくは，符号系列信号の１
ビット幅が最大検出距離を電磁波が往復するのに要する
時間に等しく設定される。

【００１７】具体的な一例を挙げる。第１クロック信号
ＣＫ１の周波数は16ＭＨｚ，その周期は62.5ｎｓであ
る。この第１クロック信号ＣＫ１が16分周されることに
より，周波数１ＭＨｚ，周期１μｓの第２のクロック信
号ＣＫ２が生成される。そしてｍ系列発生器から１ビッ
ト幅（ｍ系列最小パルス幅）が１μｓの15ビットｍ系列
信号が出力されることになる。電磁波の伝搬速度を30万
ｋｍ／ｓとすれば，１μｓの間に電磁波は300 ｍ進むこ
とになる。したがって，測距の最大検出距離は150 ｍと
なる。

【００１８】図１および図２においては，デューティ比
が１／２の第１および第２クロック信号ＣＫ１，ＣＫ２
が描かれているが，これらのクロック信号ＣＫ１，ＣＫ
２のデューティ比は任意に設定することができるのはい
うまでもない。

【００１９】対象物に向けて送信される電磁波はｍ系列
により振幅変調される。送信電磁波を変調するために用
いるｍ系列信号を送信信号という。対象物からの反射電
磁波は振幅復調される。この復調により得られる信号を
受信信号という。受信信号は送信信号よりも電磁波の伝
搬距離（対象物までの距離の２倍）に対応する時間だけ
遅れる（位相シフト）。

【００２０】距離測定装置から対象物までの距離を表わ
す信号（またはデータ）を得るために送信信号と受信信
号との相関がとられる。送信信号と受信信号とは原則的
に同じ波形をもつからこの相関は自己相関である。

【００２１】一般に自己相関は次式で表わされる。

【００２２】

【数１】

【００２３】この実施例では，送信信号と受信信号との
間である種の演算（この演算については後述する）を行
い，この演算結果を１符号系列長（１周期）（または１
符号系列長の正の整数倍の長さ；複数周期）にわたって
積分することにより，相関が求められる。

【００２４】図３(A) は基準系列とこれを適当量シフト
して得られるシフト系列とを示している。たとえば基準
系列が送信信号に対応し，シフト系列が受信信号に対応
する。シフト系列のシフト範囲は１ビット幅に限られて
いる。シフト系列が１ビット幅以上にわたってシフトす
ることはない。上述のように最大検出距離の２倍に相当
する時間が１ビット時間幅に設定されているからであ
る。受信信号が送信信号に対して１ビット時間幅以上位
相シフトしている場合には，対象物が最大検出距離より
も遠い位置にあり，距離検出は不可能である。

【００２５】図３(A) においては基準系列およびシフト
系列のいずれもが正規化されている。すなわち，これら
の符号系列（信号）のＨレベルが１に，Ｌレベルが０に
それぞれ対応している。

【００２６】これに対して，図３(B) においては，シフ
ト系列のＨレベルはある値ａ（ａは１を含む，一般には
１より小さいと考えてよい）になっている。電磁波は伝
搬の過程で雨や霧等の存在により大きく減衰することが
ある。したがって，受信信号を正規化しないとすれば，
環境に応じてそのＨレベルは変動することがある。この
ようなより一般的な場合を想定したのが図３(B) であ
る。

【００２７】図３(C) では基準信号のＨレベルがａとな
っている。後に示す実施例におけるように，送信信号に
基づいて位相シフト信号を作成する場合がある。この場
合には基準信号が受信信号に対応することになる。

【００２８】上述のように，基準系列とシフト系列との
間で定義された演算が行われ，この演算結果が１符号系
列長にわたって積分されることにより相関（値）が求め
られる。この定義された演算の一例が図４に示されてい
る。

【００２９】図４(A) は図３(A) に示す基準系列とシフ
ト系列との間で行われる演算の定義の一例をテーブルの
形で示すものである。この演算は基準系列のレベル（１
または０）とシフト系列のレベル（１または０）との組
合せに応じてあらかじめ定められた演算値を選択するも
のである。すなわち，基準系列が１でかつシフト系列が
１の場合には演算値を１とし，基準系列が１でかつシフ
ト系列が０の場合には演算値を０とし，基準系列が０で
かつシフト系列が１の場合には演算値を−１とし，基準
系列が０でかつシフト系列が０の場合には演算値を０と
する。

【００３０】図４(B) は図３(B) に示す基準系列とシフ
ト系列との間で行われる演算の定義の一例を示すもので
ある。図４(A) と比較すると，シフト系列の１がａで置
換えられている。

【００３１】同じように図３(C) に示す基準系列とシフ
ト系列との間で行われる演算を定義することができる。
たとえば，図４(B) において，基準系列の１をａに，シ
フト系列のａを１にそれぞれ置換えればよい。

【００３２】図５は図４(A) および(B) に示すテーブル
によって定義された演算を波形を用いて表わしたもので
ある。図５の上半部分が図４(A) の定義による演算を，
下半部分が図４(B) の定義による演算をそれぞれ表わし
ている。これらの図における演算値が１符号系列長にわ
たって積分されることにより基準系列とシフト系列との
相関（値）が求められることになる。

【００３３】図６(A) および(B) は基準系列とシフト系
列との間の演算の他の定義の例を示している。図７は図
６(A) によって定義された演算を波形によって表わすも
のである。

【００３４】図８(A) および(B) は，図９(A) および
(B) ，ならびに図10(A) および(B) は，基準系列とシフ
ト系列との間の演算のさらに他の定義の例を示してい
る。このように，基準系列とシフト系列との間の相関の
ための演算には種々の定義を与えることができ，これら
以外にも他の定義がある。

【００３５】ｍ系列の上述のように定義された自己相関
の性質について次に検討する。

【００３６】図11は，図４(B) に示された定義にしたが
う演算を表わす波形の一部を示すものである。図11(A)
ではシフト信号は左にシフトされ，図11(B) ではシフト
信号は右にシフトされている。シフト量の絶対値はｘで
ある（さしあたってシフト量ｘの正負は考慮せずにその
絶対値のみを用いこれをｘで表わす）。

【００３７】これらの図において，符号系列のレベルが
１（またはａ）である連なりの長さをＴとする。「連な
り」とは，符号系列中で１（もしくはａ）または０が何
ビット（１ビットも含む）か連続したものをいう。

【００３８】たとえば図１に示す15ビットｍ系列には，
レベル（符号）が０である長さ４ビットの連なりが１
個，レベルが１である長さ３ビットの連なりが１個，レ
ベルが０である長さ２ビットの連なりが１個，レベルが
１である長さ２ビットの連なりが１個，レベルが０であ
る長さ１ビットの連なりが２個，レベルが１である長さ
１ビットの連なりが２個含まれている。

【００３９】図11(A) および(B) のいずれにおいても，
レベルが１（またはａ）である長さＴの連なりに関係す
る部分にのみ着目すると，その部分相関値Ｓ_T は演算値
の波形においてハッチングで示された部分の積分値であ
り，次式で表わされる。

【００４０】

【数２】 Ｓ_T ＝（Ｔ−ｘ）ａ−ａｘ＝−２ａｘ＋ａＴ ‥式２

【００４１】次に１周期（１符号系列長）にわたる積分
により得られる相関値Ｓを求める。

【００４２】ｎ段のシフトレジスタから得られるｍ系列
１周期に含まれる長さＴの連なりの個数は２^n-(T+2) で
ある。ただし，長さｎのレベル１の連なりが１個，長さ
ｎ−１のレベル０の連なりが１個あったとすれば，長さ
ｎのレベル０の連なりおよび長さｎ−１のレベル１の連
なりは存在しない。逆もまた真である。たとえば，R.C.
Dixon 著，立野敏，片岡志津雄，飯田清訳「最新スペク
トラム拡散通信方式」ジャテック出版，初版，第59頁か
ら第60頁を参照。

【００４３】したがって，相関値Ｓは次式で与えられ
る。ただし−１≦ｘ≦１。

【００４４】

【数３】

【００４５】式３の第１項は長さが１ビットからｎ−２
ビットまでのレベル１の連なりに関する式２の総和であ
る。第２項は長さがｎ−１ビットであるレベル１の連な
りに関する式２の値である。

【００４６】式３の第２項のａ（ｎ−１）をａｎとして
もよい。この場合には，第２項は長さがｎビットである
レベル１の連なりに関する式２の値を表わすことにな
る。

【００４７】式３は次のように書きなおすことができ
る。

【００４８】

【数４】

【００４９】式４は，相関値Ｓがシフト量ｘの一次関数
であることを表わしている。すなわち，シフト量ｘを横
軸，相関値Ｓを縦軸にとると，相関値Ｓとシフト量の関
係は直線で表わされる。

【００５０】シフト量ｘについて正と負を考える。ｘが
正のとき式４は左上りの直線となり，ｘが負のとき右上
りの直線となる。そして，これらの２つの直線はｘ＝０
において，

【数５】 の点で交わる。

【００５１】具体例を示す。符号系列を図１に示す15ビ
ット長ｍ系列符号とする。ｎ＝４である。またａ＝１と
する。

【００５２】式４は次のようになる。

【００５３】

【数６】Ｓ＝−８ｘ＋７ （０≦ｘ≦１） ‥式６

【００５４】

【数７】Ｓ＝８ｘ＋７ （−１≦ｘ≦０） ‥式７

【００５５】式６および式７で表わされるグラフが図12
に示されている。この図においてｘ軸は拡大されてい
る。

【００５６】図４のテーブルによって定義された演算を
用いた相関について説明したが，図６および図８〜図10
に示すテーブルによって定義された演算を用いた相関に
関しても上述の理論があてはまる。また，シフト量ｘの
絶対値が１ビットの範囲内であれば非最長系列について
も同じようにあてはまる。

【００５７】さらに式４において，係数ａはすべての項
に含まれている。したがって，ａが変化することによっ
て２つの直線はその勾配と交点のＳ座標位置が変化する
（ｘ座標位置は変化しない）。

【００５８】(2) 距離測定装置の構成と動作 距離測定装置の構成と動作について，図13から図15を参
照して説明する。図14および図15においては分りやすく
するために送信信号，受信信号，その他の信号はＨレベ
ルが１，Ｌレベルが０にそれぞれ正規化されているもの
とする。もっとも，Ｈレベルの値は任意であり，正規化
する必要は必ずしもない。

【００５９】とくに図13と図14を参照して，クロック信
号発生器11から出力される第１クロック信号ＣＫ１は分
周器12に与えられ，分周されて第２クロック信号ＣＫ２
となる。この第２クロック信号ＣＫ２はｍ系列発生器13
に与えられる。上述したようにｍ系列発生器13はシフト
レジスタと帰還用論理回路とから構成されている。ｍ系
列発生器13の出力ｍ系列信号は送信信号ＴＳとして駆動
回路14に与えられる。レーザ・ダイオード15は駆動回路
14によって駆動され，ｍ系列信号を出力光強度によって
表わすレーザ光を発生する。このレーザ光は対象物に向
けて投射される。駆動回路14の出力は検出回路19にも与
えられる。検出回路19によってｍ系列信号のＨレベルの
値が検出される。この検出値は演算回路30に与えられ
る。

【００６０】この投射レーザ光の対象物からの反射光は
フォトダイオード21によって受光される。フォトダイオ
ード21の出力信号は反射光の強度を表わしており，前置
増幅器22によって増幅され，受信信号ＲＳとして多数の
相関器に与えられる。受信信号ＲＳは必要に応じて２値
化されることにより波形整形される。

【００６１】またフォトダイオード21の出力信号は検出
回路29にも与えられ，この出力信号のＨレベルが検出さ
れる。この検出値は演算回路30に与えられる。

【００６２】多数の相関器のうちの第１の相関器は正転
増幅器23Ａと，反転増幅器24Ａと，アナログ・スイッチ
25Ａ，26Ａと，インバータ27Ａと，積分器28Ａとから構
成されている。第２〜第Ｊ（Ｊは３以上の数）の相関器
も同じように，正転増幅器23Ｂ〜23Ｊと，反転増幅器24
Ｂ〜24Ｊと，アナログ・スイッチ25Ｂ〜25Ｊと，アナロ
グ・スイッチ26Ｂ〜26Ｊと，インバータ27Ｂ〜27Ｊと，
積分器28Ｂ〜28Ｊとからそれぞれ構成されている。

【００６３】これらの相関器にシフト信号を与えるため
に位相器31が設けられている。この位相器31はたとえば
シフトレジスタによって構成される。位相器31にはｍ系
列発生器13から送信信号ＴＳが与えられているととも
に，位相シフトのために（シフトレジスタの駆動のため
の）第１のクロック信号ＣＫ１が与えられている。

【００６４】位相器31からは多種類のシフト信号ＦＳ
Ａ，ＦＳＢ〜ＦＳＪが出力される。第１のシフト信号Ｆ
ＳＡは送信信号ＴＳと同位相の信号であり，第１の相関
器に与えられる。第２のシフト信号ＦＳＢは送信信号Ｔ
Ｓよりも適当なシフト量（たとえば１／（Ｊ−１）：ｍ
系列の１ビット幅をシフト量１とする）遅れた信号であ
り，第２の相関器に与えられる。同じように，他のシフ
ト信号も送信信号ＴＳから適当なシフト量ずつシフトさ
れ他の相関器に与えられる。第Ｊのシフト信号ＦＳＪは
送信信号ＴＳに対してシフト量１遅れた信号であり，第
Ｊの相関器に与えられる。これらのシフト信号ＦＳＡ〜
ＦＳＪのシフト量は０〜１の範囲にある。

【００６５】第１の相関器の動作について図15を参照し
て説明する。

【００６６】正転増幅器23Ａは入力する受信信号ＲＳを
そのまま，または必要に応じて増幅して出力するもので
ある。反転増幅器24Ａは，入力する受信信号ＲＳの０レ
ベルをそのまま保持し，１のレベルを−１のレベルに変
換して出力するものである。反転増幅器24Ａの出力信号
がＩＳＡで示されている。

【００６７】アナログ・スイッチ25Ａは第１のシフト信
号ＦＳＡ（送信信号ＴＳと同じ）によって，アナログ・
スイッチ26Ａは第１のシフト信号ＦＳＡがインバータ27
Ａによって反転（１のレベルと０のレベルが交換され
る）されることにより得られる信号によってそれぞれ制
御される。アナログ・スイッチ25Ａはシフト信号ＦＳＡ
が１のレベルのときに入力する受信信号ＲＳを通過させ
る。アナログ・スイッチ25Ａの出力信号ＲＳＳＡは積分
器28Ａに与えられる。アナログ・スイッチ26Ａはシフト
信号ＦＳＡが０のレベルのときに入力する信号ＩＳＡを
通過させる。アナログ・スイッチ26Ａの出力信号ＩＳＳ
Ａは積分器28Ａに与えられる。積分器28Ａの入力信号Ａ
ＳＡは両信号ＲＳＳＡとＩＳＳＡを合成した信号とな
る。

【００６８】カウンタ16は第２のクロック信号ＣＫ２を
計数し，ｍ系列の１周期（15ビット長）が経過する毎に
リセット信号ＲＲを積分器28Ａ（および他の積分器28Ｂ
〜28Ｊ）に与える。リセット信号ＲＲは１ビット分の幅
をもつ。あるリセット信号ＲＲの立下り（トレーリング
・エッジ）から次のリセット信号ＲＲの立上り（リーデ
ィング・エッジ）までがｍ系列の１符号系列長（１周
期）であり，この期間が積分器28Ａ（および他の積分器
28Ｂ〜28Ｊ）の積分期間となる。したがって積分期間は
１ビット幅分ずつずれていくことになるが，どの期間を
とっても，その期間がｍ系列の１周期であれば上述した
式４が成立つので何ら問題はない。

【００６９】積分器28Ａ（および他の積分器28Ｂ〜28
Ｊ）はリセット信号ＲＲが１のレベルにある間リセット
動作を行い（たとえばコンデンサの電荷の放電），０レ
ベルである積分期間において入力する信号ＡＳＡを積分
（たとえばコンデンサへの充電）し，積分結果を表わす
信号ＳＳＡを出力する。積分器28Ａがリセットされる直
前の積分信号ＳＳＡの値が相関値ＳＡを表わす。

【００７０】演算装置30はたとえばＣＰＵ，メモリおよ
びその周辺回路から構成され，積分器28Ａがリセットさ
れる直前の積分信号ＳＳＡを取込む（リセット信号ＲＲ
に基づいて積分信号ＳＳＡの取込みと，その直後におけ
る積分器28Ａのリセットとを行うことは容易である）。

【００７１】同じように，第２〜第Ｊの相関器におい
て，第２〜第Ｊのシフト信号ＦＳＢ〜ＦＳＪはそれぞれ
アナログ・スイッチ25Ｂと26Ｂ〜25Ｊと26Ｊを制御する
ために用いられる。

【００７２】これらの相関器の積分器28Ｂ〜28Ｊからは
それぞれ積分信号ＳＳＢ〜ＳＳＪが出力される。演算装
置30はこれらの積分器28Ｂ〜28Ｊがカウンタ16によって
リセットされる直前に積分信号ＳＳＢ〜ＳＳＪによって
それぞれ表わされる相関値（これらの相関値をそれぞれ
ＳＢ〜ＳＪで表わす）を取込む。

【００７３】上述したように，また図12に表わされてい
るように，基準系列とシフト系列との間のシフト量ｘを
横軸，相関値Ｓを縦軸にとった場合に，これらの関係は
シフト量ｘの正，負の領域でそれぞれ勾配の絶対値が等
しくかつその符号（正，負）が反対の直線によって表わ
され，これらの２つの直線はシフト量ｘが０の点で交わ
る。またシフト量は距離と比例関係にあり，シフト量１
は最大検出距離150 ｍに対応する。

【００７４】図13に示す多くの相関器から得られる相関
値ＳＡ〜ＳＪは受信信号を基準として，この受信信号に
対してシフト信号ＦＳＡ〜ＦＳＪがどちらの方向（正ま
たは負）にどれだけシフトしているかを表わしている。
したがって，これらの相関値ＳＡ〜ＳＪを，横軸を距離
（シフト信号のシフト量），縦軸を相関値とする直交座
標においてプロットし，それらの点を結ぶと，２つの直
線が得られる。これらの２つの直線の交点は受信信号と
の位相差（シフト量）が０のシフト信号のシフト量（対
応する距離），すなわち受信信号のシフト量（対象物ま
での距離）を表わしている。

【００７５】演算装置30は取込んだ相関値ＳＡ〜ＳＪを
用いて２つの直線を求め，これらの直線の交点を求める
ことにより，対象物までの距離を算出する。

【００７６】２つの直線を得るためには，原理的には，
少なくともシフト量が０のシフト信号ＦＳＡと，シフト
量が１のシフト信号ＦＳＪと，シフト量が０〜１の範囲
にあるシフト信号との３種類を用いればよい。これらの
少なくとも３種類のシフト信号と受信信号との間の少な
くとも３つの相関値が得られる。このうちで少なくとも
２つの相関値を用いて一方の直線が求められる。他方の
直線は上記一方の直線と勾配の絶対値が等しくかつ符号
が反対である。したがって残りの１つの相関値と一方の
直線の勾配とを用いて他方の直線を求めることができ
る。２つの直線が得られればその交点から距離が算出さ
れる。

【００７７】しかしながら多種類のシフト信号を用いれ
ば２つの直線をより正確に求めることができるようにな
るのはいうまでもない。とくに，ノイズ，回路誤差等に
より，得られた相関値がばらついた場合には相関値の数
が多ければ多いほど正確に２つの直線を求めることがで
きる。

【００７８】(3) 最小２乗法を用いた距離測定 この実施例では，ノイズ，回路誤差等により得られる相
関値がばらついた場合にできるだけ正確に２つの直線を
求めることができるように最小２乗法を利用して距離測
定処理を行っている。

【００７９】上述したように，位相器31から発生するシ
フト信号には，シフト量０およびシフト量１のシフト信
号ＦＳＡ，ＦＳＪが含まれている。とくに，シフト量０
のシフト信号ＦＳＡと受信信号との第１の相関器から得
られる相関値ＳＡをＳ０，シフト量１のシフト信号ＦＳ
Ｊと受信信号との第Ｊの相関器から得られる相関値ＳＪ
をＳ１とすることにする。

【００８０】演算装置30のメモリには図16に示すよう
に，シフト信号のシフト量にそれぞれ対応して，そのシ
フト量のシフト信号と受信信号との間の相関器から得ら
れた相関値が記憶される。これらの相関値のうちの最大
値をＳＭとする。

【００８１】最大値ＳＭの相関値を境として，得られた
相関値は２つの直線に対応した２つのグループに分ける
ことができる筈である。最大値ＳＭを２つのグループの
うちのどちらに入れるべきかの問題があるので，ここで
は最大値ＳＭを一方のグループに入れた場合と，他方の
グループに入れた場合との両方について２つの直線を求
め，より適切な方を最終的に選択するようにしている。

【００８２】図17は演算装置30に含まれるＣＰＵによっ
て実行される距離測定（算出）処理の手順を示してい
る。

【００８３】複数の相関器から得られる相関値が取込ま
れ，メモリに記憶される（ステップ101 ）。これらの相
関値のうちの最大値ＳＭが捜し出される（ステップ102
）。

【００８４】この最大値ＳＭが端にあるかどうか，すな
わちシフト量０のシフト信号と受信信号との相関値が最
大値ＳＭを示しているか，またはシフト量１のシフト信
号と受信信号との相関値が最大値ＳＭを示しているかが
チェックされる（ステップ103 ）。

【００８５】シフト量０のシフト信号と受信信号との相
関値が最大値ＳＭを示している場合には，図19(A) に示
すように，負の勾配をもつ１つの直線が得られる筈であ
る。この場合にはシフト量０に相当する距離，すなわち
０ｍが検出距離となる（ステップ112 ）。

【００８６】シフト量１のシフト信号と受信信号との相
関値が最大値ＳＭを示している場合には，図19(B) に示
すように，正の勾配をもつ１つの直線が得られる筈であ
る。この場合にはシフト量１に相当する距離，すなわち
最大検出距離（150 ｍ）が検出距離となる（ステップ11
2 ）。

【００８７】上記以外の場合には相関値から２つの直線
が得られる筈である。

【００８８】まず，図18(A) に示すように，最大値ＳＭ
を右のグループＧＲ（負の勾配をもつ直線を形成する相
関値のグループ，すなわち最大値ＳＭを相関値として生
成したシフト信号のシフト量よりもシフト量の大きいシ
フト信号により得られる相関値の属するグループ）に入
れる（ステップ104 ）。この右のグループＧＲに属する
相関値を用いて最小２乗法により直線ＬＲＲが求められ
る。直線ＬＲＲの勾配の絶対値をａＲＲとする。同じよ
うに左のグループＧＬ（正の勾配をもつ直線を形成する
相関値のグループ，すなわち最大値ＳＭを相関値として
生成したシフト信号のシフト量よりもシフト量の小さい
シフト信号により得られる相関値の属するグループ）に
属する相関値を用いて最小２乗法により直線ＬＬＲが求
められる。直線ＬＬＲの勾配の絶対値をａＬＲとする
（ステップ105 ）。

【００８９】このようにして得られた直線ＬＲＲの勾配
の絶対値ａＲＲと直線ＬＬＲの勾配の絶対値ａＬＲとの
差が求められる。この差をｄＲとする（ステップ106
）。

【００９０】次に，図18(B) に示すように，最大値ＳＭ
を左のグループＧＬに入れる（ステップ107 ）。最大値
ＳＭを含まない右のグループＧＲに属する相関値を用い
て最小２乗法により直線ＬＲＬが求められる。直線ＬＲ
Ｌの勾配の絶対値をａＲＬとする。最大値ＳＭを含む左
のグループＧＬに属する相関値を用いて最小２乗法によ
り直線ＬＬＬが求められる。直線ＬＬＬの勾配の絶対値
をａＬＬとする（ステップ108 ）。

【００９１】このようにして得られた直線ＬＲＬの勾配
の絶対値ａＲＬと直線ＬＬＬの勾配の絶対値ａＬＬとの
差が求められる。この差をｄＬとする（ステップ109
）。

【００９２】このようにして得られた差ｄＲとｄＬが比
較され，小さい方が選択され（ステップ110 ），選択さ
れた差を生成した勾配をもつ２つの直線の交点が求めら
れ，この交点から対象物までの距離が算出される（ステ
ップ111 ，112 ）。

【００９３】たとえば，差ｄＲの方が差ｄＬよりも小さ
い場合には，２つの直線ＬＲＲとＬＬＲとの交点から距
離ＤＲが得られる（図18(A) ）。逆の場合には２つの直
線ＬＲＬとＬＬＬとの交点から距離ＤＬが得られる（図
18(B) ）。

【００９４】(4) 透過率測定 電磁波が伝搬する媒質の透過率Ｔは，レーザ・レーダ方
程式から次式によって得ることができる。

【００９５】

【数８】

【００９６】ここで，Ｒは対象物までの距離，θは送信
電磁波の送信角度，φは対象物によって反射される反射
電磁波の反射角度，ηは伝搬率，Ｋは対象物の反射率で
ある。またＡ_t は対象物の反射面積，Ａ_r は受信電磁波
の受信面積，Ｐ_t は送信電磁波の出力，Ｐ_r は受信電磁
波の出力である。

【００９７】透過率を求めるためには，まず求める透過
率の媒質中にある対象物までの距離が上述のようにして
求められる。また送信角度θ，対象物の反射角度φ，媒
質の伝搬率η，対象物の反射率Ｋ，対象物の反射面積Ａ
_t ，受信面積Ａ_r はあらかじめ求められており，演算装
置30のメモリに記憶されている。

【００９８】送信電磁波出力Ｐ_t は検出回路19の出力信
号によって表わされる。受信電磁波の出力Ｐ_r は検出回
路29の出力信号によって表わされる。レーザ・ダイオー
ド15の出力光量が送信出力Ｐ_t であり，ＰＤ21に入射す
る光量が受信出力Ｐ_r であるので，式８の適用にあたっ
ては検出回路19の出力信号をＬＤの発光効率を用いて補
正することによりＰ_r を求め，検出回路29の出力信号に
ＰＤの受光効率を用いて補正することによりＰ_t を求め
る。

【００９９】これらの既知の値および検出された値を式
８に代入することにより媒質の透過率が算出される。

【０１００】(5) 透過率変化測定 図20(A) および(B) は対象物までの距離と相関値との関
係を示すグラフであり，(A) は標準状態，たとえば晴天
のとき，(B) は被測定状態，たとえば雨天，霧の発生時
をそれぞれ示している。

【０１０１】上述したように対象物までの距離は２つの
直線の交点（このピーク相関値をＳ_o1とする）から求め
られる（図20の場合は距離はＤである）。しかしながら
透過率が変化すると交点におけるピーク相関値は図20
(B) に示すようにＳ_o2に変化する。

【０１０２】したがって，標準状態のときのピーク相関
値Ｓ_o1をあらかじめ求めておくことにより，被測定状態
のときのピーク相関値Ｓ_o2の標準状態に対する増加，減
少の割合Ｓ_o2／Ｓ_o1を得ることができる。

【０１０３】透過率変化測定では，図13に示す検出回路
19，29が不要である。すなわち，符号化変調レーダ装置
としての構成に他の装置を追加せずにソフトのみの追加
で，雨や煙による気体の透過率の変化を知ることができ
る。

【０１０４】第１の透過率が標準状態で既知の値のとき
には第１の透過率と相関値の比率とから第２の透過率を
求めることもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】クロック信号とそれを用いて生成されるｍ系列
信号とを示す波形図である。

【図２】図１に示す波形図の一部を拡大して示す波形図
である。

【図３】(A) ，(B) および(C) はそれぞれ，基準系列と
シフト系列の例を示す波形図である。

【図４】(A) および(B) は相関をとるための基準系列と
シフト系列との間の演算の定義の例をそれぞれ示すテー
ブルである。

【図５】図４のテーブルによって定義された演算を波形
によって表わす波形図である。

【図６】(A) および(B) は相関のための演算の定義の他
の例をそれぞれ示すテーブルである。

【図７】図６(A) のテーブルによって定義された演算を
波形によって表わす波形図である。

【図８】(A) および(B) は相関のための演算の定義の他
の例をそれぞれ示すテーブルである。

【図９】(A) および(B) は相関のための演算の定義の他
の例をそれぞれ示すテーブルである。

【図１０】(A) および(B) は相関のための演算の定義の
さらに他の例をそれぞれ示すテーブルである。

【図１１】(A) および(B) は相関の性質を説明するため
に相関値を求める様子を示す波形図である。

【図１２】相関値とシフト信号のシフト量との関係を示
すグラフである。

【図１３】距離測定装置を示すブロック図である。

【図１４】図13に示す装置における各ブロックの入出力
信号を示す波形図である。

【図１５】図13に示す装置における各ブロックの入出力
信号を示す波形図である。

【図１６】演算装置に含まれるメモリの内容を示すもの
である。

【図１７】最小２乗法を用いて距離を演算する処理手順
を示すフロー・チャートである。

【図１８】(A) および(B) は距離演算の様子を示すグラ
フである。

【図１９】(A) および(B) は距離演算の様子を示すグラ
フである。

【図２０】(A) および(B) は相関値と距離との関係を示
すグラフである。

【符号の説明】

11 クロック信号発生器 12 分周器 13 ｍ系列発生器 14 駆動回路 15 レーザ・ダイオード 16 カウンタ 19，29 検出回路 21 フォトダイオード 23Ａ〜23Ｊ 正転増幅器 24Ａ〜24Ｊ 反転増幅器 25Ａ〜25Ｊ，26Ａ〜26Ｊ アナログ・スイッチ 28Ａ〜28Ｊ 積分器 30 演算装置 31 位相器

フロントページの続き (72)発明者 板尾 大助 京都市右京区花園土堂町10番地 オムロン 株式会社内

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 透過率を測定すべき媒質中にある対象物
   に符号化された電磁波を送信する送信手段，上記対象物
   からの反射電磁波を受信する受信手段，上記送信手段の
   送信信号と上記受信手段の受信信号との相関にもとづい
   て，上記対象物までの距離を求める距離測定手段，およ
   び上記送信手段の送信出力値と上記受信手段の受信出力
   値と上記距離測定手段により測定された距離とあらかじ
   め設定された上記対象物の反射率とにもとづいて，上記
   媒体の透過率を算出する透過率算出手段，を備えた透過
   率測定装置。
2. 【請求項２】 符号化された電磁波を対象物に向けて送
   信する送信手段，上記対象物からの反射電磁波を受信す
   る受信手段，上記送信手段により送信される符号化され
   た電磁波を表わす送信信号と，上記受信手段により受信
   された電磁波を表わす受信信号とのいずれか一方の位相
   シフト信号と他方の信号との相関をとり，位相シフト量
   の変化に対する相関値の変化における相関値のピーク値
   を検出する手段，および標準状態において検出された相
   関値のピーク値を基準として，被測定状態における相関
   値のピーク値の基準相関値ピーク値に対する割合を算出
   する手段，を備えた透過率変化測定装置。