JPH04275058A - 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 - Google Patents
中性点クランプ式電力変換器の制御装置Info
- Publication number
- JPH04275058A JPH04275058A JP3033911A JP3391191A JPH04275058A JP H04275058 A JPH04275058 A JP H04275058A JP 3033911 A JP3033911 A JP 3033911A JP 3391191 A JP3391191 A JP 3391191A JP H04275058 A JPH04275058 A JP H04275058A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- gate signal
- turned
- triangular wave
- neutral point
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 title claims abstract description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title abstract 3
- 230000006378 damage Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 102100029469 WD repeat and HMG-box DNA-binding protein 1 Human genes 0.000 description 4
- 101710097421 WD repeat and HMG-box DNA-binding protein 1 Proteins 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［発明の目的］
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバ―タや
、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバ―タ
等に適用される３レベルの出力電圧を発生する中性点ク
ランプ式電力変換器の制御装置に関する。
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバ―タや
、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバ―タ
等に適用される３レベルの出力電圧を発生する中性点ク
ランプ式電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、中性点クランプ式インバ―タの
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバ―タの場合、Ｖ，Ｗ相も同様に構成される
。
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバ―タの場合、Ｖ，Ｗ相も同様に構成される
。
【０００３】図中、Ｖｄ１，Ｖｄ２は直流電源、Ｓ１
〜Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１ 〜Ｄ４ はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｄ５ ，Ｄ６ はクランプ用ダイオ
―ド、ＬＯＡＤば負荷である。
〜Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１ 〜Ｄ４ はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｄ５ ，Ｄ６ はクランプ用ダイオ
―ド、ＬＯＡＤば負荷である。
【０００４】このインバ―タの出力電圧ＶＵ は、４つ
の素子Ｓ１〜Ｓ４ をオン、オフさせることによって、
次のように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶｄ
とし、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、Ｓ１
とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／２Ｓ２
とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０Ｓ３ とＳ４ がオ
ンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２となる。この時、素子
は２個ずつオンさせなければならない。３個同時にオン
になると、直流電源を短絡し、過電流によって素子を破
壊してしまう。
の素子Ｓ１〜Ｓ４ をオン、オフさせることによって、
次のように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶｄ
とし、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、Ｓ１
とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／２Ｓ２
とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０Ｓ３ とＳ４ がオ
ンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２となる。この時、素子
は２個ずつオンさせなければならない。３個同時にオン
になると、直流電源を短絡し、過電流によって素子を破
壊してしまう。
【０００５】例えば、素子Ｓ１ 〜Ｓ３ にオン信号が
入ると、直流電圧Ｖｄ１を素子Ｓ１ ―Ｓ２―Ｓ３ ―
ダイオ―ドＤ６ で短絡し、過大な短絡電流が素子に流
れ、素子を壊してしまう。
入ると、直流電圧Ｖｄ１を素子Ｓ１ ―Ｓ２―Ｓ３ ―
ダイオ―ドＤ６ で短絡し、過大な短絡電流が素子に流
れ、素子を壊してしまう。
【０００６】このような直流短絡を防止するため、素子
Ｓ１ とＳ３ を逆動作させ、素子Ｓ２Ｓ４ を逆動作
させている。即ち、素子Ｓ１ がオンのときは素子Ｓ３
をオフさせ、素子Ｓ３ がオンのときは素子Ｓ１ を
オフさせている。同様に、素子Ｓ２ がオンのときは素
子Ｓ４ をオフさせ、素子Ｓ４ がオンのときは、素子
Ｓ２ をオフさせている。図５は、中性点クランプ式イ
ンバ―タの従来のパルス幅変調制御法を説明するための
タイムチャ―ト図である。
Ｓ１ とＳ３ を逆動作させ、素子Ｓ２Ｓ４ を逆動作
させている。即ち、素子Ｓ１ がオンのときは素子Ｓ３
をオフさせ、素子Ｓ３ がオンのときは素子Ｓ１ を
オフさせている。同様に、素子Ｓ２ がオンのときは素
子Ｓ４ をオフさせ、素子Ｓ４ がオンのときは、素子
Ｓ２ をオフさせている。図５は、中性点クランプ式イ
ンバ―タの従来のパルス幅変調制御法を説明するための
タイムチャ―ト図である。
【０００７】図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御の搬送波信号で
、Ｘは＋ＥＭＡＸ 〜０の間を変化する三角波、Ｙは−
ＥＭＡＸ 〜０の間を変化する三角波である。また、ｅ
ｉ はＰＷＭ制御入力信号である。入力信号ｅｉ と三
角波Ｘ，Ｙとを比較し、素子Ｓ１ 〜Ｓ４ のゲ―ト信
号ｇ１ ，ｇ２ を作る。即ち、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１で、Ｓ１ はオン、Ｓ３
はオフｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０で、Ｓ１ はオ
フ、Ｓ３ はオンｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０で、Ｓ
４ はオフ、Ｓ２ はオンｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝
１で、Ｓ４ はオン、Ｓ２ はオフとする。
、Ｘは＋ＥＭＡＸ 〜０の間を変化する三角波、Ｙは−
ＥＭＡＸ 〜０の間を変化する三角波である。また、ｅ
ｉ はＰＷＭ制御入力信号である。入力信号ｅｉ と三
角波Ｘ，Ｙとを比較し、素子Ｓ１ 〜Ｓ４ のゲ―ト信
号ｇ１ ，ｇ２ を作る。即ち、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１で、Ｓ１ はオン、Ｓ３
はオフｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０で、Ｓ１ はオ
フ、Ｓ３ はオンｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０で、Ｓ
４ はオフ、Ｓ２ はオンｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝
１で、Ｓ４ はオン、Ｓ２ はオフとする。
【０００８】この結果、出力電圧ＶＵ は、図の最下段
のようになり、その平均値（破線で示す）は入力信号ｅ
ｉ に比例した値となる。このように、中性点クランプ
式インバ―タでは、出力電圧ＶＵ として、３レベル（
＋Ｖｄ ／２，０，−Ｖｄ ／２）の電圧が得られ、高
調波成分の少ない電圧波形となる。電動機負荷の場合は
、電流の脈動は小さくなり、トルクリップルも低減でき
る利点がある。
のようになり、その平均値（破線で示す）は入力信号ｅ
ｉ に比例した値となる。このように、中性点クランプ
式インバ―タでは、出力電圧ＶＵ として、３レベル（
＋Ｖｄ ／２，０，−Ｖｄ ／２）の電圧が得られ、高
調波成分の少ない電圧波形となる。電動機負荷の場合は
、電流の脈動は小さくなり、トルクリップルも低減でき
る利点がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の中性点
クランプ式インバ―タの制御装置には、次のような問題
点がある。図６は、図５と同様に従来のＰＷＭ制御方法
を説明するためのタイムチャ―ト図を示すもので、入力
信号ｅｉ が急激に変化した場合の動作を表す。
クランプ式インバ―タの制御装置には、次のような問題
点がある。図６は、図５と同様に従来のＰＷＭ制御方法
を説明するためのタイムチャ―ト図を示すもので、入力
信号ｅｉ が急激に変化した場合の動作を表す。
【００１０】ｅｉ がａ点で、正から負に急変すると、
ゲ―ト信号ｇ１ は「１」から「０」に、ゲ―ト信号ｇ
２ は「０」から「１」に変化する。このゲ―ト信号に
従って、素子Ｓ１ 〜Ｓ４ が瞬時にオン、オフできれ
ば、出力電圧ＶＵ は図示のようになり、何の問題も発
生しない。
ゲ―ト信号ｇ１ は「１」から「０」に、ゲ―ト信号ｇ
２ は「０」から「１」に変化する。このゲ―ト信号に
従って、素子Ｓ１ 〜Ｓ４ が瞬時にオン、オフできれ
ば、出力電圧ＶＵ は図示のようになり、何の問題も発
生しない。
【００１１】しかし、大容量のインバ―タでは、自己消
弧素子としてＧＴＯ（ゲ―トタ―ンオフサイリスタ）な
どが使われ、タ―ンオフ時の過電圧を抑制するためスナ
バ回路が設置される。
弧素子としてＧＴＯ（ゲ―トタ―ンオフサイリスタ）な
どが使われ、タ―ンオフ時の過電圧を抑制するためスナ
バ回路が設置される。
【００１２】このスナバ回路のコンデンサの電圧を初期
化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオンさせた時、一
定時間（最小オン時間：例えば１００マイクロ秒程度）
オン状態を維持しなければならない。
化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオンさせた時、一
定時間（最小オン時間：例えば１００マイクロ秒程度）
オン状態を維持しなければならない。
【００１３】図７は、図６のａ点付近のゲ―ト信号の動
作を拡大したものでゲ―ト信号ｇ１＝１の幅が最小オン
時間ΔｔＯＮより狭くなった場合を示す。素子Ｓ１ の
最小オン時間ΔｔＯＮを確保するため、ゲ―ト信号ｇ１
はｇ１ ´のように１の期間が広げられる。この結果
、ｇ１ ´とｇ２ とが期間δだけ重なり、素子Ｓ１
がオン、Ｓ２ がオフ、Ｓ３ がオフ、Ｓ４がオンとな
る。
作を拡大したものでゲ―ト信号ｇ１＝１の幅が最小オン
時間ΔｔＯＮより狭くなった場合を示す。素子Ｓ１ の
最小オン時間ΔｔＯＮを確保するため、ゲ―ト信号ｇ１
はｇ１ ´のように１の期間が広げられる。この結果
、ｇ１ ´とｇ２ とが期間δだけ重なり、素子Ｓ１
がオン、Ｓ２ がオフ、Ｓ３ がオフ、Ｓ４がオンとな
る。
【００１４】図４の主回路において、出力電流ＩＵ が
図の矢印の向に流れている場合、ダイオ―ドＤ３ ，Ｄ
４ が導通し、かつ素子Ｓ１ にオン信号が来ているの
で、素子Ｓ２に直流全電圧Ｖｄ ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が印
加される。逆に、出力電流ＩＵ が図の矢印と反対方向
にながれている場合は、ダイオ―ドＤ１ ，Ｄ２ が導
通し、Ｓ４ にオン信号が入っているので、素子Ｓ３
に全電圧Ｖｄ が印加される。中性点クランプ式インバ
―タでは、各素子（各ア―ム）の耐圧は直流電圧Ｖｄ
の半分が印加されるものとして設計されており、全電圧
が印加された場合、過電圧により素子破壊に至ってしま
う。
図の矢印の向に流れている場合、ダイオ―ドＤ３ ，Ｄ
４ が導通し、かつ素子Ｓ１ にオン信号が来ているの
で、素子Ｓ２に直流全電圧Ｖｄ ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が印
加される。逆に、出力電流ＩＵ が図の矢印と反対方向
にながれている場合は、ダイオ―ドＤ１ ，Ｄ２ が導
通し、Ｓ４ にオン信号が入っているので、素子Ｓ３
に全電圧Ｖｄ が印加される。中性点クランプ式インバ
―タでは、各素子（各ア―ム）の耐圧は直流電圧Ｖｄ
の半分が印加されるものとして設計されており、全電圧
が印加された場合、過電圧により素子破壊に至ってしま
う。
【００１５】このように従来の中性点クランプ式インバ
―タのＰＷＭ制御装置では、入力信号ｅｉ が急変した
場合、素子Ｓ２ 或いはＳ３ のいずれかに直流全電圧
が印加される危険があり、最悪の場合、素子破壊に至り
、装置の運転を停止せざるを得なくなる。
―タのＰＷＭ制御装置では、入力信号ｅｉ が急変した
場合、素子Ｓ２ 或いはＳ３ のいずれかに直流全電圧
が印加される危険があり、最悪の場合、素子破壊に至り
、装置の運転を停止せざるを得なくなる。
【００１６】本発明は、以上の問題点に鑑みてなされた
もので、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉが急激に変化しても
１つの素子に直流全電圧が印加されることのないような
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。 ［発明の構成］
もので、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉが急激に変化しても
１つの素子に直流全電圧が印加されることのないような
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。 ［発明の構成］
【００１７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明は、直列接続された４個の自己消弧素子Ｓ１，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ と、これらの各素子に逆並列接
続されるフリ―ホイリングダイオ―ドＤ１ ，Ｄ２ ，
Ｄ３ ，Ｄ４ と、クランプ用ダイオ―ドＤ５ ，Ｄ６
とで構成される中性点クランプ式電力変換器において
、パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零とプラス
側で変化する三角波Ｘ、もう１つは零とマイナス側で変
化する三角波Ｙを発生する手段と、この２つの三角波Ｘ
，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅｉ とを比較し、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１ ｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０ ｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０ ｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝１ となる第１及び第２のゲ―ト信号ｇ１ ，ｇ２ を作る
手段と、前記第１のゲ―ト信号ｇ１ が「１」から「０
」に変化するとき一定時間Δｔだけ前記第２のゲ―ト信
号ｇ２ を「０」の状態に固定させた新たなゲ―ト信号
ｇ２２を作る手段と、前記第２のゲ―ト信号ｇ２が「１
」から「０」に変化するとき一定時間Δｔだけ前記第１
のゲ―ト信号ｇ１ を「０」の状態に固定させた新たな
ゲ―ト信号ｇ１１を作る手段を設け、 前記ゲ―ト信号ｇ１１＝１のとき、前記素子Ｓ１ をオ
ン（素子Ｓ３ をオフ） ｇ１１＝０のとき、前記素子Ｓ３ をオン（素子Ｓ１
をオフ） ｇ２２＝０のとき、前記素子Ｓ２ をオン（素子Ｓ４
をオフ） ｇ２２＝１のとき、前記素子Ｓ４ をオン（素子Ｓ２
をオフ） となるようにしてパルス幅変調制御する。
に本発明は、直列接続された４個の自己消弧素子Ｓ１，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ と、これらの各素子に逆並列接
続されるフリ―ホイリングダイオ―ドＤ１ ，Ｄ２ ，
Ｄ３ ，Ｄ４ と、クランプ用ダイオ―ドＤ５ ，Ｄ６
とで構成される中性点クランプ式電力変換器において
、パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零とプラス
側で変化する三角波Ｘ、もう１つは零とマイナス側で変
化する三角波Ｙを発生する手段と、この２つの三角波Ｘ
，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅｉ とを比較し、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１ ｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０ ｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０ ｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝１ となる第１及び第２のゲ―ト信号ｇ１ ，ｇ２ を作る
手段と、前記第１のゲ―ト信号ｇ１ が「１」から「０
」に変化するとき一定時間Δｔだけ前記第２のゲ―ト信
号ｇ２ を「０」の状態に固定させた新たなゲ―ト信号
ｇ２２を作る手段と、前記第２のゲ―ト信号ｇ２が「１
」から「０」に変化するとき一定時間Δｔだけ前記第１
のゲ―ト信号ｇ１ を「０」の状態に固定させた新たな
ゲ―ト信号ｇ１１を作る手段を設け、 前記ゲ―ト信号ｇ１１＝１のとき、前記素子Ｓ１ をオ
ン（素子Ｓ３ をオフ） ｇ１１＝０のとき、前記素子Ｓ３ をオン（素子Ｓ１
をオフ） ｇ２２＝０のとき、前記素子Ｓ２ をオン（素子Ｓ４
をオフ） ｇ２２＝１のとき、前記素子Ｓ４ をオン（素子Ｓ２
をオフ） となるようにしてパルス幅変調制御する。
【００１８】
【作用】前述のように構成することにより、ＰＷＭ制御
の入力信号ｅｉ が急変し、ゲ―ト信号ｇ１ が「１」
から「０」に、ｇ２ が「０」から「１」に、それぞれ
変化した場合、当該信号ｇ１ の立下がり、（１から０
）から一定時間Δｔだけｇ２２＝０とし、その後、ｇ２
２＝ｇ２ となるような新たなゲ―ト信号ｇ２２を作り
、素子Ｓ２及びＳ４ をオン、オフさせる。
の入力信号ｅｉ が急変し、ゲ―ト信号ｇ１ が「１」
から「０」に、ｇ２ が「０」から「１」に、それぞれ
変化した場合、当該信号ｇ１ の立下がり、（１から０
）から一定時間Δｔだけｇ２２＝０とし、その後、ｇ２
２＝ｇ２ となるような新たなゲ―ト信号ｇ２２を作り
、素子Ｓ２及びＳ４ をオン、オフさせる。
【００１９】又、ゲ―ト信号ｇ２ が「１」から「０」
にゲ―ト信号ｇ１ が「０」から「１」にそれぞれ変化
した場合、当該信号ｇ２ 立下がり（１から０）から一
定時間Δｔだけｇ１１＝０とし、その後、ｇ１１＝ｇ１
となるような新たなゲ―ト信号ｇ１１を作り、素子Ｓ
１ ，Ｓ３ をオン、オフさせる。前記時間Δｔは素子
の最小オン時間などを考慮して定める。
にゲ―ト信号ｇ１ が「０」から「１」にそれぞれ変化
した場合、当該信号ｇ２ 立下がり（１から０）から一
定時間Δｔだけｇ１１＝０とし、その後、ｇ１１＝ｇ１
となるような新たなゲ―ト信号ｇ１１を作り、素子Ｓ
１ ，Ｓ３ をオン、オフさせる。前記時間Δｔは素子
の最小オン時間などを考慮して定める。
【００２０】この結果、新たなゲ―ト信号は、ｇ１１＝
１からｇ２２＝１に移るとき、及びｇ２２＝１からｇ１
１＝１に移る時、その間に必ずｇ１１＝０、ｇ２２＝０
のモ―ドを介在するようになる。言い代えると、素子Ｓ
１ とＳ２ がオンの状態から、素子Ｓ３ とＳ４ が
オンになる状態に直接移ることはなくなり、必ず素子Ｓ
２ とＳ３ がオン（Ｓ１ とＳ４ はオフ）になるモ
―ドを介してゲ―ト信号が与えられる。従って、素子の
最小オン時間などによりパルス幅が広げられてゲ―ト信
号が与えられても、Ｓ１ がオンで、Ｓ２ がオフとな
るモ―ド（或いはＳ４ がオンで、Ｓ３ がオフとなる
モ―ド）はなくなり、素子Ｓ２ 或いはＳ３ に直流全
電圧Ｖｄ が印加されることはなくなり、従来の問題点
を解決することができる。
１からｇ２２＝１に移るとき、及びｇ２２＝１からｇ１
１＝１に移る時、その間に必ずｇ１１＝０、ｇ２２＝０
のモ―ドを介在するようになる。言い代えると、素子Ｓ
１ とＳ２ がオンの状態から、素子Ｓ３ とＳ４ が
オンになる状態に直接移ることはなくなり、必ず素子Ｓ
２ とＳ３ がオン（Ｓ１ とＳ４ はオフ）になるモ
―ドを介してゲ―ト信号が与えられる。従って、素子の
最小オン時間などによりパルス幅が広げられてゲ―ト信
号が与えられても、Ｓ１ がオンで、Ｓ２ がオフとな
るモ―ド（或いはＳ４ がオンで、Ｓ３ がオフとなる
モ―ド）はなくなり、素子Ｓ２ 或いはＳ３ に直流全
電圧Ｖｄ が印加されることはなくなり、従来の問題点
を解決することができる。
【００２１】
【実施例】図１は、本発明の中性点クランプ式インバ―
タの制御装置を説明するための主回路構成図および制御
装置のブロック図の一実施例を示す。
タの制御装置を説明するための主回路構成図および制御
装置のブロック図の一実施例を示す。
【００２２】図中、Ｖｄ１，Ｖｄ２は直流電源、Ｓ１
，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１Ｄ２
，Ｄ３ ，Ｄ４ はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ５
，Ｄ６ はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは負荷、
ＣＴＵ は電流検出器である。又、制御回路として、比
較器ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ 、電流制御補償回路ＧＵ
（ｓ） 、三角波発生器ＴＲＧ、シュミット回路ＳＨ１
，ＳＨ２ 、モノマルチ回路ＭＭ１ ，ＭＭ２ 、論
理積回路ＡＮＤ１ ，ＡＮＤ２ が設けられている。こ
の図は１相分（Ｕ相分）のみを示しているが、３相負荷
の場合、他の２相（Ｖ相，Ｗ相）も同様に構成される。
，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１Ｄ２
，Ｄ３ ，Ｄ４ はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ５
，Ｄ６ はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは負荷、
ＣＴＵ は電流検出器である。又、制御回路として、比
較器ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ 、電流制御補償回路ＧＵ
（ｓ） 、三角波発生器ＴＲＧ、シュミット回路ＳＨ１
，ＳＨ２ 、モノマルチ回路ＭＭ１ ，ＭＭ２ 、論
理積回路ＡＮＤ１ ，ＡＮＤ２ が設けられている。こ
の図は１相分（Ｕ相分）のみを示しているが、３相負荷
の場合、他の２相（Ｖ相，Ｗ相）も同様に構成される。
【００２３】Ｕ相の負荷電流ＩＵ を電流検出器ＣＴＵ
により検出し、電流制御回路の比較器ＣＵ に入力す
る。比較器ＣＵ は電流指令値ＩＵ ＊ と電流検出値
ＩＵ とを比較し、偏差εＵ ＝ＩＵ ＊ −ＩＵ を
求める。当該偏差εＵ を次の制御補償回路ＧＵ （ｓ
） で増幅し、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉ とする。
により検出し、電流制御回路の比較器ＣＵ に入力す
る。比較器ＣＵ は電流指令値ＩＵ ＊ と電流検出値
ＩＵ とを比較し、偏差εＵ ＝ＩＵ ＊ −ＩＵ を
求める。当該偏差εＵ を次の制御補償回路ＧＵ （ｓ
） で増幅し、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉ とする。
【００２４】三角波発生器ＴＲＧは２つの三角波Ｘ，Ｙ
を発生し、比較器Ｃ１ ，Ｃ２ に入力する。比較器Ｃ
１ は三角波Ｘと前記入力信号ｅｉ を比較しシュミッ
ト回路ＳＨ１を介してゲ―ト信号ｇ１ を作る。又、比
較器Ｃ２ は三角波Ｙと前記入力信号ｅｉを比較し、シ
ュミット回路ＳＨ２ を介してゲ―ト信号ｇ２ を作る
。
を発生し、比較器Ｃ１ ，Ｃ２ に入力する。比較器Ｃ
１ は三角波Ｘと前記入力信号ｅｉ を比較しシュミッ
ト回路ＳＨ１を介してゲ―ト信号ｇ１ を作る。又、比
較器Ｃ２ は三角波Ｙと前記入力信号ｅｉを比較し、シ
ュミット回路ＳＨ２ を介してゲ―ト信号ｇ２ を作る
。
【００２５】ゲ―ト信号ｇ１ の立下がりをトリガとし
てモノマルチ回路ＭＭ１ を動作させる。ＭＭ１ の出
力は時間Δｔの間「０」となる。同様に、ゲ―ト信号ｇ
２ の立下がりをトリガとしてモノマルチ回路ＭＭ２
を動作させる。ＭＭ２ の出力は時間Δｔの間「０」と
なる。
てモノマルチ回路ＭＭ１ を動作させる。ＭＭ１ の出
力は時間Δｔの間「０」となる。同様に、ゲ―ト信号ｇ
２ の立下がりをトリガとしてモノマルチ回路ＭＭ２
を動作させる。ＭＭ２ の出力は時間Δｔの間「０」と
なる。
【００２６】論理積回路ＡＮＤ１ により、ゲ―ト信号
ｇ１ とＭＭ２ の出力信号の論理積をとり、新たなゲ
―ト信号ｇ１１作る。即ち、当該ゲ―ト信号ｇ１１はモ
ノマルチ回路ＭＭ２ が「０」の間、ｇ１１＝０となり
、他はｇ１１＝ｇ１ となる。
ｇ１ とＭＭ２ の出力信号の論理積をとり、新たなゲ
―ト信号ｇ１１作る。即ち、当該ゲ―ト信号ｇ１１はモ
ノマルチ回路ＭＭ２ が「０」の間、ｇ１１＝０となり
、他はｇ１１＝ｇ１ となる。
【００２７】又、論理積回路ＡＮＤ２ により、ゲ―ト
信号ｇ２ とＭＭ１ の出力信号の論理積をとり、新た
なゲ―ト信号ｇ２２を作る。即ち、当該ゲ―ト信号ｇ２
２モノマルチ回路ＭＭ１ が「０」の間、ｇ２２＝０と
なり、他はｇ２２＝ｇ２ となる。図２は、本発明の動
作を説明するためのタイムチャ―ト図である。
信号ｇ２ とＭＭ１ の出力信号の論理積をとり、新た
なゲ―ト信号ｇ２２を作る。即ち、当該ゲ―ト信号ｇ２
２モノマルチ回路ＭＭ１ が「０」の間、ｇ２２＝０と
なり、他はｇ２２＝ｇ２ となる。図２は、本発明の動
作を説明するためのタイムチャ―ト図である。
【００２８】ＰＷＭ制御の搬送波Ｘは０〜＋ＥＭＡＸ
の間で変化する一定周波数の三角波である。又、搬送波
Ｙは０〜−ＥＭＡＸ の間で変化する一定周波数の三角
波で、搬送波Ｘと同相になっている。ＰＷＭ制御入力信
号ｅｉ がａ点でステップ状に変化した場合を考える。 ＰＷＭ制御入力信号ｅｉ と上記三角波Ｘ，Ｙとを比較
し、ゲ―ト信号ｇ１ ｇ２を作る。即ち、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１ ｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０ ｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０ ｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝１ とする。モノマルチ回路ＭＭ１ はゲ―ト信号ｇ１ の
立下がりによって動作し、Δｔの時間「０」を出力する
。同様に、モノマルチ回路ＭＭ２ はゲ―ト信号ｇ２
の立下がりによって動作し、Δｔの時間「０」を出力す
る。
の間で変化する一定周波数の三角波である。又、搬送波
Ｙは０〜−ＥＭＡＸ の間で変化する一定周波数の三角
波で、搬送波Ｘと同相になっている。ＰＷＭ制御入力信
号ｅｉ がａ点でステップ状に変化した場合を考える。 ＰＷＭ制御入力信号ｅｉ と上記三角波Ｘ，Ｙとを比較
し、ゲ―ト信号ｇ１ ｇ２を作る。即ち、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１ ｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０ ｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０ ｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝１ とする。モノマルチ回路ＭＭ１ はゲ―ト信号ｇ１ の
立下がりによって動作し、Δｔの時間「０」を出力する
。同様に、モノマルチ回路ＭＭ２ はゲ―ト信号ｇ２
の立下がりによって動作し、Δｔの時間「０」を出力す
る。
【００２９】論理積回路ＡＮＤ１ により、ゲ―ト信号
ｇ１ とモノマルチ回路ＭＭ２ の出力信号 ｍ２
との論理積をとり、新たなゲ―ト信号ｇ１１を得る。又
、論理積回路ＡＮＤ２ により、ゲ―ト信号ｇ２ とモ
ノマルチ回路ＭＭ１ の出力信号ｍ１ との論理積をと
り、新たなゲ―ト信号ｇ２２を得る。即ち、 ｇ１１＝ｇ１ ・ｍ２ ，ｇ２２＝ｇ２ ・ｍ１と
なる。インバ―タを構成する素子Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３
，Ｓ４ は新しいゲ―ト信号ｇ１１およびｇ２２によっ
て次のようにオン、オフ制御される。即ち、 ｇ１１＝１のとき、素子Ｓ１ をオン（素子Ｓ３ をオ
フ）ｇ１１＝０のとき、素子Ｓ３ をオン（素子Ｓ１
をオフ）ｇ２２＝０のとき、素子Ｓ２ をオン（素子Ｓ
４ をオフ）ｇ２２＝１のとき、素子Ｓ４ をオン（素
子Ｓ２ をオフ）となる。
ｇ１ とモノマルチ回路ＭＭ２ の出力信号 ｍ２
との論理積をとり、新たなゲ―ト信号ｇ１１を得る。又
、論理積回路ＡＮＤ２ により、ゲ―ト信号ｇ２ とモ
ノマルチ回路ＭＭ１ の出力信号ｍ１ との論理積をと
り、新たなゲ―ト信号ｇ２２を得る。即ち、 ｇ１１＝ｇ１ ・ｍ２ ，ｇ２２＝ｇ２ ・ｍ１と
なる。インバ―タを構成する素子Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３
，Ｓ４ は新しいゲ―ト信号ｇ１１およびｇ２２によっ
て次のようにオン、オフ制御される。即ち、 ｇ１１＝１のとき、素子Ｓ１ をオン（素子Ｓ３ をオ
フ）ｇ１１＝０のとき、素子Ｓ３ をオン（素子Ｓ１
をオフ）ｇ２２＝０のとき、素子Ｓ２ をオン（素子Ｓ
４ をオフ）ｇ２２＝１のとき、素子Ｓ４ をオン（素
子Ｓ２ をオフ）となる。
【００３０】又、インバ―タの出力電圧ＶＵ は、素子
Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ のオン、オフにより、
次のように変化する。但し、全体の直流電圧をＶｄ と
し、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、 素子Ｓ１ とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／
２素子Ｓ２ とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０素子Ｓ
３ とＳ４ がオンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２とな
り、３レベルの出力電圧となる。その平均値ＶＵ は上
記入力信号ｅｉ に比例位した値となる。
Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ のオン、オフにより、
次のように変化する。但し、全体の直流電圧をＶｄ と
し、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、 素子Ｓ１ とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／
２素子Ｓ２ とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０素子Ｓ
３ とＳ４ がオンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２とな
り、３レベルの出力電圧となる。その平均値ＶＵ は上
記入力信号ｅｉ に比例位した値となる。
【００３１】今、ａ点で入力信号ｅｉ が急変した場合
を考える。ゲ―ト信号ｇ１ の幅が素子Ｓ１ の最小オ
ン時間ΔｔＯＮより短くなるが、新しいゲ―ト信号ｇ１
１は当該最小オン時間ΔｔＯＮを確保するように破線で
示す信号となる。
を考える。ゲ―ト信号ｇ１ の幅が素子Ｓ１ の最小オ
ン時間ΔｔＯＮより短くなるが、新しいゲ―ト信号ｇ１
１は当該最小オン時間ΔｔＯＮを確保するように破線で
示す信号となる。
【００３２】一方、ゲ―ト信号ｇ２ はａの時点で「１
」に変化するがモノマルチ回路ＭＭ１の出力ｍ１ が「
０」になるため、新しいゲ―ト信号ｇ２２はモノマルチ
回路ＭＭ１の設定時間Δｔだけ「０」の状態を保つ。
」に変化するがモノマルチ回路ＭＭ１の出力ｍ１ が「
０」になるため、新しいゲ―ト信号ｇ２２はモノマルチ
回路ＭＭ１の設定時間Δｔだけ「０」の状態を保つ。
【００３３】図３は、図２のａ点付近を拡大したもので
ある。ａ点でモノマルチ回路ＭＭ１が動作し、Δｔの時
間だけｍ１ ＝０となり、前のゲ―ト信号ｇ２ がａ点
で「０」から「１」に変っても、新しいゲ―ト信号ｇ２
２は「０」の状態を保っていることを示す。もう一方の
新しいゲ―ト信号ｇ１１は素子最小オン時間ΔｔＯＮだ
けパルス幅が広げられるが、Δｔ＞ΔｔＯＮに選ぶこと
により、従来問題となっていたモ―ドの発生はなくなる
。
ある。ａ点でモノマルチ回路ＭＭ１が動作し、Δｔの時
間だけｍ１ ＝０となり、前のゲ―ト信号ｇ２ がａ点
で「０」から「１」に変っても、新しいゲ―ト信号ｇ２
２は「０」の状態を保っていることを示す。もう一方の
新しいゲ―ト信号ｇ１１は素子最小オン時間ΔｔＯＮだ
けパルス幅が広げられるが、Δｔ＞ΔｔＯＮに選ぶこと
により、従来問題となっていたモ―ドの発生はなくなる
。
【００３４】即ち、ｇ１１＝１のとき、素子Ｓ１ はオ
ンになるが、図３からも解るようにｇ１１＝１のときは
必ずｇ２２＝０となり、素子Ｓ１ がオンのときＳ２
も必ずオンとなり直流全電圧が素子Ｓ２ に印加される
ことはなくなる。同様に、ｇ２２＝１となるとときは必
ずｇ１１＝０となり、素子Ｓ３ がオンのときＳ４ も
必ずオンとなって、直流全電圧が素子Ｓ３ に印加され
ることはなくなる。
ンになるが、図３からも解るようにｇ１１＝１のときは
必ずｇ２２＝０となり、素子Ｓ１ がオンのときＳ２
も必ずオンとなり直流全電圧が素子Ｓ２ に印加される
ことはなくなる。同様に、ｇ２２＝１となるとときは必
ずｇ１１＝０となり、素子Ｓ３ がオンのときＳ４ も
必ずオンとなって、直流全電圧が素子Ｓ３ に印加され
ることはなくなる。
【００３５】これを言い代えると、素子Ｓ２ がオフの
とき素子Ｓ１ もオフとなっており、図１の出力電流Ｉ
Ｕ が矢印の向きに流れている場合、ダイオ―ドＤ３
，Ｄ４ が導通し、全電圧Ｖｄ が素子Ｓ１ とＳ２
の直列回路に印加されるが、両者ともオフなので、各素
子にはＶｄ ／２の電圧が印加される。同様に、素子Ｓ
３ がオフのときは素子Ｓ４ もオフとなっており、や
はり各素子にはＶｄ ／２以上の電圧は印加されない。
とき素子Ｓ１ もオフとなっており、図１の出力電流Ｉ
Ｕ が矢印の向きに流れている場合、ダイオ―ドＤ３
，Ｄ４ が導通し、全電圧Ｖｄ が素子Ｓ１ とＳ２
の直列回路に印加されるが、両者ともオフなので、各素
子にはＶｄ ／２の電圧が印加される。同様に、素子Ｓ
３ がオフのときは素子Ｓ４ もオフとなっており、や
はり各素子にはＶｄ ／２以上の電圧は印加されない。
【００３６】即ち、従来のＰＷＭ制御装置によると、入
力信号ｅｉ が急激に変化すると、４つの素子Ｓ１ ，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ のうち、内側の素子Ｓ２ かＳ
３ のいずれかに直流全電圧がＶｄ が印加される危険
があったが、本発明によれば、その危険をなくすること
ができるよになる。
力信号ｅｉ が急激に変化すると、４つの素子Ｓ１ ，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ のうち、内側の素子Ｓ２ かＳ
３ のいずれかに直流全電圧がＶｄ が印加される危険
があったが、本発明によれば、その危険をなくすること
ができるよになる。
【００３７】以上はＵ相分のインバ―タについて説明し
たが、Ｖ相、Ｗ相も同様に制御され、従来の問題点は解
決される。又、３相３線式の負荷にも同様に適用できる
ことは言うまでもない。
たが、Ｖ相、Ｗ相も同様に制御され、従来の問題点は解
決される。又、３相３線式の負荷にも同様に適用できる
ことは言うまでもない。
【００３８】又、図１の制御回路は説明を分り易くする
ため、ハ―ドウェアの制御ブロック図として表したが、
マイクロコンピュ―タ等を用いて本発明をソフトウェア
による演算で行なうことができることは言うまでもない
。
ため、ハ―ドウェアの制御ブロック図として表したが、
マイクロコンピュ―タ等を用いて本発明をソフトウェア
による演算で行なうことができることは言うまでもない
。
【００３９】以上は直流電力を交流電力に変換するイン
バ―タについて説明したが、交流電力を直流電力に変換
するコンバ―タについても同様に適用することができる
ことは言うまでもない。
バ―タについて説明したが、交流電力を直流電力に変換
するコンバ―タについても同様に適用することができる
ことは言うまでもない。
【００４０】
【発明の効果】以上説明のように、本発明の中性点クラ
ンプ式電力変換器の制御装置によれば、ＰＷＭ制御の入
力信号が急変しても、１つの素子に直流全電圧が印加さ
れるようなモ―ドを避けることができ、素子破壊の危険
をなくすることが可能となる。
ンプ式電力変換器の制御装置によれば、ＰＷＭ制御の入
力信号が急変しても、１つの素子に直流全電圧が印加さ
れるようなモ―ドを避けることができ、素子破壊の危険
をなくすることが可能となる。
【図１】本発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。
【図２】本発明の動作を説明するためのタイムチャ―ト
図。
図。
【図３】本発明の動作を説明するための［図２］のタイ
ムチャ―ト図の一部拡大図。
ムチャ―ト図の一部拡大図。
【図４】本発明が適用される中性点クランプ式電力変換
器の主回路構成図。
器の主回路構成図。
【図５】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するためのタイムチャ―ト図。
の動作を説明するためのタイムチャ―ト図。
【図６】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
において、ＰＷＭ制御入力信号を急変させた場合のタイ
ムチャ―ト図。
において、ＰＷＭ制御入力信号を急変させた場合のタイ
ムチャ―ト図。
【図７】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するための［図６］のタイムチャ―ト図の
一部拡大図。
の動作を説明するための［図６］のタイムチャ―ト図の
一部拡大図。
Ｖｄ１，Ｖｄ２…直流電源、Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，
Ｓ４ …自己消弧素子、Ｄ１ ，Ｄ２，Ｄ３ ，Ｄ４
…フリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ５ ，Ｄ６ …クラ
ンプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤ…負荷、ＣＴＵ …電流検
出器、ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ …比較器、ＧＵ （ｓ）
…電流制御補償回路、ＴＲＧ…三角波発生器、ＳＨ１
，ＳＨ２ …シュミット回路、ＭＭ１ ，ＭＭ２ …モ
ノマルチ回路、ＡＮＤ１ ，ＡＮＤ２ …論理積回路。
Ｓ４ …自己消弧素子、Ｄ１ ，Ｄ２，Ｄ３ ，Ｄ４
…フリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ５ ，Ｄ６ …クラ
ンプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤ…負荷、ＣＴＵ …電流検
出器、ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ …比較器、ＧＵ （ｓ）
…電流制御補償回路、ＴＲＧ…三角波発生器、ＳＨ１
，ＳＨ２ …シュミット回路、ＭＭ１ ，ＭＭ２ …モ
ノマルチ回路、ＡＮＤ１ ，ＡＮＤ２ …論理積回路。
Claims (1)
- 【請求項１】 直列接続された４個の自己消弧素子Ｓ
１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ と、これらの各素子に逆
並列接続されるフリ―ホイリングダイオ―ドＤ１ ，Ｄ
２ ，Ｄ３ ，Ｄ４ と、クランプ用ダイオ―ドＤ５
，Ｄ６ とで構成される中性点クランプ式電力変換器に
おいて、パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零と
プラス側で変化する三角波Ｘ、もう１つは零とマイナス
側で変化する三角波Ｙを発生する手段と、この２つの三
角波Ｘ，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅｉ とを比較し、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１ ｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０ ｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０ ｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝１ となる第１及び第２のゲ―ト信号ｇ１ ，ｇ２ を作る
手段と、前記第１のゲ―ト信号ｇ１ が「１」から「０
」に変化するとき一定時間Δｔだけ前記第２のゲ―ト信
号ｇ２ を「０」の状態に固定させた新たなゲ―ト信号
ｇ２２を作る手段と、前記第２のゲ―ト信号ｇ２が「１
」から「０」に変化するとき一定時間Δｔだけ前記第１
のゲ―ト信号ｇ１ を「０」の状態に固定させた新たな
ゲ―ト信号ｇ１１を作る手段を設け、 前記ゲ―ト信号ｇ１１＝１のとき、前記素子Ｓ１ をオ
ン（素子Ｓ３ をオフ） ｇ１１＝０のとき、前記素子Ｓ３ をオン（素子Ｓ１
をオフ） ｇ２２＝０のとき、前記素子Ｓ２ をオン（素子Ｓ４
をオフ） ｇ２２＝１のとき、前記素子Ｓ４ をオン（素子Ｓ２
をオフ） となるようにパルス幅変調制御するようにしたことを特
徴とする中性点クランプ式電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03033911A JP3029305B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03033911A JP3029305B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04275058A true JPH04275058A (ja) | 1992-09-30 |
| JP3029305B2 JP3029305B2 (ja) | 2000-04-04 |
Family
ID=12399706
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03033911A Expired - Fee Related JP3029305B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3029305B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU668306B2 (en) * | 1993-06-14 | 1996-04-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter |
| WO2003107521A1 (ja) * | 2002-06-12 | 2003-12-24 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍインバータ制御装置および制御方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02261063A (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-23 | Hitachi Ltd | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
-
1991
- 1991-02-28 JP JP03033911A patent/JP3029305B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02261063A (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-23 | Hitachi Ltd | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU668306B2 (en) * | 1993-06-14 | 1996-04-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter |
| WO2003107521A1 (ja) * | 2002-06-12 | 2003-12-24 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍインバータ制御装置および制御方法 |
| US7031172B2 (en) | 2002-06-12 | 2006-04-18 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | PMW inverter control apparatus and control method |
| KR100726536B1 (ko) * | 2002-06-12 | 2007-06-11 | 가부시키가이샤 야스카와덴키 | Ｐｗｍ 인버터 제어 장치 및 제어 방법 |
| CN100401629C (zh) * | 2002-06-12 | 2008-07-09 | 株式会社安川电机 | Pwm逆变器控制装置和控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3029305B2 (ja) | 2000-04-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3102499B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 | |
| JPH0965658A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6789197B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3374918B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| US6366064B1 (en) | Dual mode controller for switching circuirty | |
| JP4029282B2 (ja) | 交流／交流直接変換形電力変換装置 | |
| JP2000102257A (ja) | インバータのｐｗｍパルス発生方法および発生装置 | |
| JPH04275058A (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 | |
| JPH04275057A (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 | |
| JPH04334977A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH1028378A (ja) | 電力変換装置の制御方法及び電力変換システムの制御方法 | |
| JP2577514B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御方法 | |
| JP2003111428A (ja) | インバータ制御エンジン駆動発電機 | |
| JP3253694B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 | |
| JPH04295279A (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 | |
| JP3115160B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3113117B2 (ja) | 電力変換器の制御方法およびその制御装置 | |
| JP3222490B2 (ja) | 電力変換装置およびその制御方法 | |
| JPH05207753A (ja) | 中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| JP3207582B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御方法およびその制御装置 | |
| JPH07194137A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2752189B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3524626B2 (ja) | 静止型電力変換装置 | |
| JPH09233856A (ja) | 直流−交流変換器およびその制御装置 | |
| JPH05207752A (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080204 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090204 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100204 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100204 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110204 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |