JPH1028378A - 電力変換装置の制御方法及び電力変換システムの制御方法 - Google Patents
電力変換装置の制御方法及び電力変換システムの制御方法Info
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- JPH1028378A JPH1028378A JP8181800A JP18180096A JPH1028378A JP H1028378 A JPH1028378 A JP H1028378A JP 8181800 A JP8181800 A JP 8181800A JP 18180096 A JP18180096 A JP 18180096A JP H1028378 A JPH1028378 A JP H1028378A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】電力変換装置の高調波流出電流を抑制するとと
もに、運転時の総合的な電力損失を減少させて、運転効
率を向上させる。 【解決手段】ＰＷＭ制御によって交流電力を直流電力に
変換するコンバータを有する電力変換装置を制御する場
合、前記電力変換装置の負荷量Ｉd に対応して前記コン
バータのスイッチング周波数ｆを可変制御し、前記コン
バータのスイッチング損失を負荷量に対応して変化さ
せ、運転状態により電力損失を減少させ、総合運転効率
を向上させる。
もに、運転時の総合的な電力損失を減少させて、運転効
率を向上させる。 【解決手段】ＰＷＭ制御によって交流電力を直流電力に
変換するコンバータを有する電力変換装置を制御する場
合、前記電力変換装置の負荷量Ｉd に対応して前記コン
バータのスイッチング周波数ｆを可変制御し、前記コン
バータのスイッチング損失を負荷量に対応して変化さ
せ、運転状態により電力損失を減少させ、総合運転効率
を向上させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＷＭ制御により
交流電力を直流電力に変換するコンバータを有する電力
変換装置及びシステムの制御方法に係り、特にその運転
効率の向上と交流電源へ流出する高調波電流を抑制する
ようにした電力変換装置及びシステムの制御方法に関す
るものである。
交流電力を直流電力に変換するコンバータを有する電力
変換装置及びシステムの制御方法に係り、特にその運転
効率の向上と交流電源へ流出する高調波電流を抑制する
ようにした電力変換装置及びシステムの制御方法に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】ＮＰＣインバータ（中性点クランプ式イ
ンバータ）はＰＷＭ制御により直流電力を交流電力に変
換するものとして用いられているが、可逆の電力変換が
可能であり、ＰＷＭ制御により交流電力を直流電力に変
換するコンバータとして使用することができる。ＮＰＣ
インバータの文献として、電気学会論文誌Ｄ、１１６巻
４号、平成８年、４１２〜４１９頁に「ＮＰＣインバー
タのパルス幅制限による波形歪みをなくすＰＷＭ制御方
式と中性点電位制御」が記載されている。この論文によ
ると、ＰＷＭ制御によって交流電力を直流電力に変換す
ることが示され、また、スイッチング素子としてＧＴＯ
（ゲートターンオフサイリスタ）を使用して数百Ｈz の
スイッチング周波数で運転することが示されている。
ンバータ）はＰＷＭ制御により直流電力を交流電力に変
換するものとして用いられているが、可逆の電力変換が
可能であり、ＰＷＭ制御により交流電力を直流電力に変
換するコンバータとして使用することができる。ＮＰＣ
インバータの文献として、電気学会論文誌Ｄ、１１６巻
４号、平成８年、４１２〜４１９頁に「ＮＰＣインバー
タのパルス幅制限による波形歪みをなくすＰＷＭ制御方
式と中性点電位制御」が記載されている。この論文によ
ると、ＰＷＭ制御によって交流電力を直流電力に変換す
ることが示され、また、スイッチング素子としてＧＴＯ
（ゲートターンオフサイリスタ）を使用して数百Ｈz の
スイッチング周波数で運転することが示されている。
【０００３】このようなＮＰＣインバータをＰＷＭ制御
によって交流電力を直流電力に変換するコンバータとし
て使用する電力変換装置を図７を示す。この電力変換装
置は、交流電源１１の交流電力をコンバータ１２により
ＰＷＭ制御して直流電力に変換し、この直流電力をコン
デンサ１３、１４で平滑化し、平滑化された直流電力を
インバータ１５で再び所望の交流電力に変換し、負荷１
６に供給するものである。
によって交流電力を直流電力に変換するコンバータとし
て使用する電力変換装置を図７を示す。この電力変換装
置は、交流電源１１の交流電力をコンバータ１２により
ＰＷＭ制御して直流電力に変換し、この直流電力をコン
デンサ１３、１４で平滑化し、平滑化された直流電力を
インバータ１５で再び所望の交流電力に変換し、負荷１
６に供給するものである。
【０００４】コンバータ１２は３組の電力変換回路１２
Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔで構成され、各電力変換回路１２
Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔは、交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔと直流端子
Ｐ，Ｎ及び中性点端子Ｃを有し、交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔが
交流電源１１に接続され、直流端子Ｐ，Ｎが直流母線
Ｐ，Ｎに接続される。また、直流母線Ｐ，Ｎ間にはＰ，
Ｎ間の直流電圧を分圧して中性点電位Ｃを得る２個のコ
ンデンサ１３、１４の直列回路が接続され、この中性点
電位Ｃに各電力変換回路１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔの中性
点端子Ｃが接続される。
Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔで構成され、各電力変換回路１２
Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔは、交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔと直流端子
Ｐ，Ｎ及び中性点端子Ｃを有し、交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔが
交流電源１１に接続され、直流端子Ｐ，Ｎが直流母線
Ｐ，Ｎに接続される。また、直流母線Ｐ，Ｎ間にはＰ，
Ｎ間の直流電圧を分圧して中性点電位Ｃを得る２個のコ
ンデンサ１３、１４の直列回路が接続され、この中性点
電位Ｃに各電力変換回路１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔの中性
点端子Ｃが接続される。
【０００５】各電力変換回路１２Ｒ、１２Ｓ、１２Ｔの
内部は同じように構成され、それぞれダイオードＤ１〜
Ｄ４が逆並列に接続されたスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４
が直列接続されて直流端子Ｐ，Ｎに接続され、スイッチ
ング素子Ｓ２とＳ３の接続点が交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔにそ
れぞれ接続される。また、２個のダイオードＤ５、Ｄ６
の直列回路がダイオードＤ２、Ｄ３と同一向きで並列接
続され、ダイオードＤ５とＤ６の接続点が中性点端子Ｃ
に接続される。
内部は同じように構成され、それぞれダイオードＤ１〜
Ｄ４が逆並列に接続されたスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４
が直列接続されて直流端子Ｐ，Ｎに接続され、スイッチ
ング素子Ｓ２とＳ３の接続点が交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔにそ
れぞれ接続される。また、２個のダイオードＤ５、Ｄ６
の直列回路がダイオードＤ２、Ｄ３と同一向きで並列接
続され、ダイオードＤ５とＤ６の接続点が中性点端子Ｃ
に接続される。
【０００６】スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２及びダイオー
ドＤ１，Ｄ２が正側アームとして機能し、スイッチング
素子Ｓ３，Ｓ４及びダイオードＤ３，Ｄ４が負側アーム
として機能する。また、ダイオードＤ５、Ｄ６が中性点
クランプダイオードとして機能する。スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ４は、一般にＧＴＯやＩＧＢＴ（ゲート絶縁形
バイポーラトランジスタ）などの自己消弧形スイッチン
グ素子が使用される。
ドＤ１，Ｄ２が正側アームとして機能し、スイッチング
素子Ｓ３，Ｓ４及びダイオードＤ３，Ｄ４が負側アーム
として機能する。また、ダイオードＤ５、Ｄ６が中性点
クランプダイオードとして機能する。スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ４は、一般にＧＴＯやＩＧＢＴ（ゲート絶縁形
バイポーラトランジスタ）などの自己消弧形スイッチン
グ素子が使用される。
【０００７】この電力変換装置のコンバータ１２では、
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ動作を選択して
制御するＰＷＭ制御によって交流電源１１から入力され
る交流電力を所望の直流電力に変換することができる。
また、交流電力をＰＷＭ制御する時、交流電源１１側か
ら見ると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング
周波数の２倍の周波数でＰＷＭ制御される場合と同等の
スイッチング周波数となり、交流電源１１へ流出する高
調波電流も少なくなる。
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ動作を選択して
制御するＰＷＭ制御によって交流電源１１から入力され
る交流電力を所望の直流電力に変換することができる。
また、交流電力をＰＷＭ制御する時、交流電源１１側か
ら見ると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング
周波数の２倍の周波数でＰＷＭ制御される場合と同等の
スイッチング周波数となり、交流電源１１へ流出する高
調波電流も少なくなる。
【０００８】このように、交流電力をＰＷＭ制御によっ
て直流電力に変換すると、交流電源１１の電流に含まれ
る高調波電流成分が変化すること、スイッチング周波数
を高くすると高調波電流成分が減少することが知られて
いる。
て直流電力に変換すると、交流電源１１の電流に含まれ
る高調波電流成分が変化すること、スイッチング周波数
を高くすると高調波電流成分が減少することが知られて
いる。
【０００９】一方、最近のパワーエレクトロニクス機器
の普及に伴い、これら機器から発生する高調波電流によ
り、電力系統の電圧歪みが増大し、同電力系統に接続さ
れた他の機器への影響が顕在化している。このような状
況から資源エネルギー庁では高調波抑制対策を円滑に進
めるための検討を行い、「高圧又は特別高圧で受電する
需要家の高調波抑制対策ガイドライン」を制定（平成６
年９月３０日）し、各需要家側で高調波流出電流を抑制
することを期待している。
の普及に伴い、これら機器から発生する高調波電流によ
り、電力系統の電圧歪みが増大し、同電力系統に接続さ
れた他の機器への影響が顕在化している。このような状
況から資源エネルギー庁では高調波抑制対策を円滑に進
めるための検討を行い、「高圧又は特別高圧で受電する
需要家の高調波抑制対策ガイドライン」を制定（平成６
年９月３０日）し、各需要家側で高調波流出電流を抑制
することを期待している。
【００１０】各需要家は契約電力に対応して受電点で電
力系統へ流出する高調波電流を前記ガイドラインの規制
値以内にしなければならない。このように高調波流出電
流を減少させるためには、図７に示すような電力変換装
置を使用して、機器自身の発生する高調波電流を抑制す
ることが望ましい。
力系統へ流出する高調波電流を前記ガイドラインの規制
値以内にしなければならない。このように高調波流出電
流を減少させるためには、図７に示すような電力変換装
置を使用して、機器自身の発生する高調波電流を抑制す
ることが望ましい。
【００１１】コンバータ１２に用いられるスイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ４は、前述するようにＧＴＯやＩＧＢＴが
使用され、その電力損失は、電流通電時に発生する導通
損失（Ｐi ）と、スイッチング素子が非導通状態から導
通状態へ移行するときに発生するオン損失（Ｐon）と、
スイッチング素子が導通状態から非導通状態へ移行する
ときに発生するオフ損失（Ｐoff ）の３つの損失の総和
（Ｐi ＋Ｐon＋Ｐoff）となる。導通損失（Ｐi ）はス
イッチング素子の電圧降下がほぼ一定となるので通電電
流にほぼ比例する。また、スイッチング損失（Ｐon＋Ｐ
off ）はスイッチングする度に発生するのでほぼスイッ
チング周波数に比例する。
素子Ｓ１〜Ｓ４は、前述するようにＧＴＯやＩＧＢＴが
使用され、その電力損失は、電流通電時に発生する導通
損失（Ｐi ）と、スイッチング素子が非導通状態から導
通状態へ移行するときに発生するオン損失（Ｐon）と、
スイッチング素子が導通状態から非導通状態へ移行する
ときに発生するオフ損失（Ｐoff ）の３つの損失の総和
（Ｐi ＋Ｐon＋Ｐoff）となる。導通損失（Ｐi ）はス
イッチング素子の電圧降下がほぼ一定となるので通電電
流にほぼ比例する。また、スイッチング損失（Ｐon＋Ｐ
off ）はスイッチングする度に発生するのでほぼスイッ
チング周波数に比例する。
【００１２】スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、その種別
により最大スイッチング周波数が制限され、電流駆動形
スイッチング素子であるＧＴＯならば５００Ｈz など数
百Ｈz 、電圧駆動形スイッチング素子であるＩＧＢＴな
らば５ＫＨz など数ＫＨz 〜１０ＫＨz 程度のスイッチ
ング周波数で使用される。また、スイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ４に許容される最大電力損失は、冷却条件などによ
り制限される。
により最大スイッチング周波数が制限され、電流駆動形
スイッチング素子であるＧＴＯならば５００Ｈz など数
百Ｈz 、電圧駆動形スイッチング素子であるＩＧＢＴな
らば５ＫＨz など数ＫＨz 〜１０ＫＨz 程度のスイッチ
ング周波数で使用される。また、スイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ４に許容される最大電力損失は、冷却条件などによ
り制限される。
【００１３】大容量の電力変換装置では、スイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ４としてＧＴＯを使用する場合が多く、例
えば、スイッチング周波数が５００Ｈz で所定負荷量の
とき、ＧＴＯの電力損失は約６ＫＷ程度になり、その内
訳は次のようになる。
素子Ｓ１〜Ｓ４としてＧＴＯを使用する場合が多く、例
えば、スイッチング周波数が５００Ｈz で所定負荷量の
とき、ＧＴＯの電力損失は約６ＫＷ程度になり、その内
訳は次のようになる。
【００１４】導通損失（Ｐi ） ＝ 約 １．８ＫＷ オン損失（Ｐon） ＝ 約 １．０ＫＷ オフ損失（Ｐoff ）＝ 約 ３．２ＫＷ
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の電力変
換装置は、ＰＷＭ制御により交流電力を直流電力に変換
するとき、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で発生するスイ
ッチング損失（Ｐon＋Ｐoff ）が比較的大きいために、
スイッチング周波数を高くして電力変換装置の発生する
高調波電流を低減しようとすると、ＧＴＯの電力損失が
増加して運転効率が低下するという問題があり、次のよ
うな条件を満たす運転が望まれる。 (1) 各電力変換装置の高調波流出電流が前記ガイドライ
ンの規制値を満たすように、スイッチング素子をできる
だけ高いスイッチング周波数で動作させる。 (2) 低負荷時に、導通損失（Ｐi ）は負荷電流に対応し
て減少するが、スイッチング損失（Ｐon＋Ｐoff ）は余
り変化しないためスイッチング周波数を高くすると運転
効率が低下するので、低負荷時に運転効率が低下しない
ようにする。 (3) 負荷電流が増加すると高調波流出電流も増加するの
でスイッチング周波数をできるだけ高くして高調波流出
電流を抑制することが望ましいが、スイッチング素子の
冷却条件で定まる最大許容電力損失を越えないようにす
る。
換装置は、ＰＷＭ制御により交流電力を直流電力に変換
するとき、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で発生するスイ
ッチング損失（Ｐon＋Ｐoff ）が比較的大きいために、
スイッチング周波数を高くして電力変換装置の発生する
高調波電流を低減しようとすると、ＧＴＯの電力損失が
増加して運転効率が低下するという問題があり、次のよ
うな条件を満たす運転が望まれる。 (1) 各電力変換装置の高調波流出電流が前記ガイドライ
ンの規制値を満たすように、スイッチング素子をできる
だけ高いスイッチング周波数で動作させる。 (2) 低負荷時に、導通損失（Ｐi ）は負荷電流に対応し
て減少するが、スイッチング損失（Ｐon＋Ｐoff ）は余
り変化しないためスイッチング周波数を高くすると運転
効率が低下するので、低負荷時に運転効率が低下しない
ようにする。 (3) 負荷電流が増加すると高調波流出電流も増加するの
でスイッチング周波数をできるだけ高くして高調波流出
電流を抑制することが望ましいが、スイッチング素子の
冷却条件で定まる最大許容電力損失を越えないようにす
る。
【００１６】本発明は、上述の問題に鑑みてなされたも
ので、電力変換装置の高調波流出電流を抑制するととも
に、運転時の総合的な電力損失を減少させて、運転効率
を向上させることができる電力変換装置及びシステムの
制御方法を提供することを目的としている。
ので、電力変換装置の高調波流出電流を抑制するととも
に、運転時の総合的な電力損失を減少させて、運転効率
を向上させることができる電力変換装置及びシステムの
制御方法を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の電力変換装置の制御方法は、ＰＷＭ制御に
よって交流電力を直流電力に変換するコンバータを有す
る電力変換装置を制御する場合、前記電力変換装置の負
荷量に対応して前記コンバータのスイッチング周波数を
可変制御する手段を備え、前記コンバータのスイッチン
グ損失を負荷量に対応して変化させ、運転状態により電
力損失を減少させ、運転効率を向上させる。（請求項
１） 更に、前記負荷量が増加し所定負荷量を越えると、前記
コンバータのスイッチング周波数を減少させる手段を備
え、負荷量が所定負荷量を越える高負荷時のスイッチン
グ損失を抑制して、高負荷時の運転効率を向上させる。
（請求項２） 更に、前記負荷量が増加し所定負荷量を越えると前記コ
ンバータのスイッチング周波数を増加させる手段を備
え、軽負荷時のスイッチング周波数を低くしてスイッチ
ング損失を減少させ運転効率を向上させ、高負荷時に交
流電源側へ流出する高調波電流を抑制する。（請求項
３） 更に、前記負荷量に対応してスイッチング周波数を減少
させる場合、特定の変化比率（例えば２／３或いは１．
５）でステップ状に変化させる手段を備え、交流電源側
へ流出する高調波電流の次数を近似させ、高調波電流の
流出を防止するフィルタ回路の構成を容易にする。（請
求項４） また、本発明の電力変換システムの制御方法は、ＰＷＭ
制御によって交流電力を直流電力に変換するコンバータ
を有する電力変換装置を複数台備え、それぞれ負荷機械
を運転する電力変換システムを制御する場合、それぞれ
の電力変換装置を上述電力変換装置の制御方法のいずれ
かの制御方法を用いて制御し、それぞれの電力変換装置
の負荷量に基づいて電力変換システム全体として、高調
波流出電流を抑制するとともにスイッチング損失を減少
させるようにそれぞれの電力変換装置のスイッチング周
波数を変化させ、システム全体の総合運転効率を向上さ
せ、交流電源側へ流出する高調波電流の総和を抑制す
る。（請求項５） 更に、スイッチング動作速度の速いスイッチング素子で
なるコンバータを有する第２電力変換装置を加えて前記
電力変換システムを構成し、複数台の電力変換装置を上
述電力変換装置の制御方法のいずれかの制御方法による
２種類のスイッチング周波数で制御し、前記第２電力変
換装置を前記電力変換装置のスイッチング周波数より充
分に高いスイッチング周波数で制御して、少なくとも３
種類のスイッチング周波数で運転することによって、交
流系統側に流出する高調波電流をきめ細かく抑制制御す
る。（請求項６） 更に、前記電力変換装置のコンバータのスイッチング素
子として電流駆動形スイッチング素子を用い、前記第２
電力変換装置のコンバータのスイッチング素子として電
圧駆動形スイッチング素子を用い、前記第２電力変換装
置のスイッチング周波数を前記電力変換装置のスイッチ
ング周波数の１０倍近く高くし、交流系統側に流出する
高調波電流をきめ細かく抑制制御する。（請求項７）
に、本発明の電力変換装置の制御方法は、ＰＷＭ制御に
よって交流電力を直流電力に変換するコンバータを有す
る電力変換装置を制御する場合、前記電力変換装置の負
荷量に対応して前記コンバータのスイッチング周波数を
可変制御する手段を備え、前記コンバータのスイッチン
グ損失を負荷量に対応して変化させ、運転状態により電
力損失を減少させ、運転効率を向上させる。（請求項
１） 更に、前記負荷量が増加し所定負荷量を越えると、前記
コンバータのスイッチング周波数を減少させる手段を備
え、負荷量が所定負荷量を越える高負荷時のスイッチン
グ損失を抑制して、高負荷時の運転効率を向上させる。
（請求項２） 更に、前記負荷量が増加し所定負荷量を越えると前記コ
ンバータのスイッチング周波数を増加させる手段を備
え、軽負荷時のスイッチング周波数を低くしてスイッチ
ング損失を減少させ運転効率を向上させ、高負荷時に交
流電源側へ流出する高調波電流を抑制する。（請求項
３） 更に、前記負荷量に対応してスイッチング周波数を減少
させる場合、特定の変化比率（例えば２／３或いは１．
５）でステップ状に変化させる手段を備え、交流電源側
へ流出する高調波電流の次数を近似させ、高調波電流の
流出を防止するフィルタ回路の構成を容易にする。（請
求項４） また、本発明の電力変換システムの制御方法は、ＰＷＭ
制御によって交流電力を直流電力に変換するコンバータ
を有する電力変換装置を複数台備え、それぞれ負荷機械
を運転する電力変換システムを制御する場合、それぞれ
の電力変換装置を上述電力変換装置の制御方法のいずれ
かの制御方法を用いて制御し、それぞれの電力変換装置
の負荷量に基づいて電力変換システム全体として、高調
波流出電流を抑制するとともにスイッチング損失を減少
させるようにそれぞれの電力変換装置のスイッチング周
波数を変化させ、システム全体の総合運転効率を向上さ
せ、交流電源側へ流出する高調波電流の総和を抑制す
る。（請求項５） 更に、スイッチング動作速度の速いスイッチング素子で
なるコンバータを有する第２電力変換装置を加えて前記
電力変換システムを構成し、複数台の電力変換装置を上
述電力変換装置の制御方法のいずれかの制御方法による
２種類のスイッチング周波数で制御し、前記第２電力変
換装置を前記電力変換装置のスイッチング周波数より充
分に高いスイッチング周波数で制御して、少なくとも３
種類のスイッチング周波数で運転することによって、交
流系統側に流出する高調波電流をきめ細かく抑制制御す
る。（請求項６） 更に、前記電力変換装置のコンバータのスイッチング素
子として電流駆動形スイッチング素子を用い、前記第２
電力変換装置のコンバータのスイッチング素子として電
圧駆動形スイッチング素子を用い、前記第２電力変換装
置のスイッチング周波数を前記電力変換装置のスイッチ
ング周波数の１０倍近く高くし、交流系統側に流出する
高調波電流をきめ細かく抑制制御する。（請求項７）
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明による電力変換装置の制御
方法の実施例について以下に説明する。図１は本発明の
請求項１、２及び請求項４に係る実施例を示したもの
で、電力変換装置における負荷量Ｉd とスイッチング周
波数ｆの関係を示し、電力変換装置としては図７に示し
たものを適用するものとし、負荷量Ｉd はコンバータ１
２の入力電流或いは出力電流であり、スイッチング周波
数ｆはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をＰＷＭ制御するキ
ャリア周波数である。図１に示すように、コンバータ１
２の負荷量Ｉd が所定負荷量Ｉn 以下の領域では、１．
５ｆc のスイッチング周波数でＰＷＭ制御を行い、負荷
量Ｉd が所定負荷Ｉn を越えるとスイッチング周波数を
ｆc に減少させる。図２はこのようにスイッチング周波
数ｆを変化させた場合のコンバータ１２のスイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ４における電力損失を示したもので、図２
(a) は負荷量Ｉn でスイッチング周波数が１．５ｆc の
場合、図２(b) は負荷量２Ｉn でスイッチング周波数が
ｆc の場合を示したものである。
方法の実施例について以下に説明する。図１は本発明の
請求項１、２及び請求項４に係る実施例を示したもの
で、電力変換装置における負荷量Ｉd とスイッチング周
波数ｆの関係を示し、電力変換装置としては図７に示し
たものを適用するものとし、負荷量Ｉd はコンバータ１
２の入力電流或いは出力電流であり、スイッチング周波
数ｆはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をＰＷＭ制御するキ
ャリア周波数である。図１に示すように、コンバータ１
２の負荷量Ｉd が所定負荷量Ｉn 以下の領域では、１．
５ｆc のスイッチング周波数でＰＷＭ制御を行い、負荷
量Ｉd が所定負荷Ｉn を越えるとスイッチング周波数を
ｆc に減少させる。図２はこのようにスイッチング周波
数ｆを変化させた場合のコンバータ１２のスイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ４における電力損失を示したもので、図２
(a) は負荷量Ｉn でスイッチング周波数が１．５ｆc の
場合、図２(b) は負荷量２Ｉn でスイッチング周波数が
ｆc の場合を示したものである。
【００１９】スイッチング周波数が１．５ｆc のとき５
００Ｈz に対応し、負荷量Ｉn で前述した電力損失が発
生するＧＴＯを例にとると、負荷量Ｉn でスイッチング
周波数が１．５ｆc の場合、電力損失Ｐは導通損失（Ｐ
i ）とオン損失（Ｐon）とオフ損失（Ｐoff ）の総和と
なり、下記(1) 式から６．０ＫＷになる。（図２(a)）
００Ｈz に対応し、負荷量Ｉn で前述した電力損失が発
生するＧＴＯを例にとると、負荷量Ｉn でスイッチング
周波数が１．５ｆc の場合、電力損失Ｐは導通損失（Ｐ
i ）とオン損失（Ｐon）とオフ損失（Ｐoff ）の総和と
なり、下記(1) 式から６．０ＫＷになる。（図２(a)）
【００２０】
【数１】 Ｐ＝Ｐi ＋Ｐon＋Ｐoff ＝1.8 ＋1.0 ＋3.2 ＝6.0 ＫＷ (1) スイッチング周波数が１．５ｆc のままで負荷量が２倍
（２Ｉn ）になると、導通損失（Ｐi ）が約２倍にな
り、電力損失Ｐは下記(2) 式から７．８ＫＷとなり、
１．８ＫＷだけ増加する。
（２Ｉn ）になると、導通損失（Ｐi ）が約２倍にな
り、電力損失Ｐは下記(2) 式から７．８ＫＷとなり、
１．８ＫＷだけ増加する。
【００２１】
【数２】 Ｐ＝ 2Ｐi ＋Ｐon＋Ｐoff ＝2*1.8 ＋1.0 ＋3.2 ＝7.8 ＫＷ (2) しかし、負荷量が２Ｉｎ の場合に、スイッチング周波
数をｆc に減少させるとスイッチング損失（Ｐon＋Ｐof
f ）が約２／３に減少し、電力損失Ｐは下記(3)式から
６．４ＫＷとなり、０．４ＫＷしか増加しない。（図２
(b) ）
数をｆc に減少させるとスイッチング損失（Ｐon＋Ｐof
f ）が約２／３に減少し、電力損失Ｐは下記(3)式から
６．４ＫＷとなり、０．４ＫＷしか増加しない。（図２
(b) ）
【００２２】
【数３】 Ｐ＝ 2Ｐi+2/3(Ｐon＋Ｐoff)＝2*1.8+2/3(1.0+3.2)＝6.4 ＫＷ (3) このように負荷量Ｉd に対応してスイッチング周波数ｆ
を制御すると、負荷量Ｉd が大きくなって導通損失（Ｐ
i ）が増加しても、オン損失（Ｐon）とオフ損失（Ｐof
f ）を減少させることができ、負荷量Ｉd が大きくなっ
ても電力損失が負荷量Ｉd に対応して増加することなく
高負荷時の電力損失を抑制することができる。従って、
本実施例によれば、低負荷時の高調波流出電流を抑制す
るとともに、高負荷時の電力変換装置の運転効率を向上
させることができる。
を制御すると、負荷量Ｉd が大きくなって導通損失（Ｐ
i ）が増加しても、オン損失（Ｐon）とオフ損失（Ｐof
f ）を減少させることができ、負荷量Ｉd が大きくなっ
ても電力損失が負荷量Ｉd に対応して増加することなく
高負荷時の電力損失を抑制することができる。従って、
本実施例によれば、低負荷時の高調波流出電流を抑制す
るとともに、高負荷時の電力変換装置の運転効率を向上
させることができる。
【００２３】図３は本発明の請求項１、３及び請求項４
に係る実施例を示したもので、電力変換装置における負
荷量Ｉd とスイッチング周波数ｆの関係を示し、その他
の条件は上記実施例と同様とする。
に係る実施例を示したもので、電力変換装置における負
荷量Ｉd とスイッチング周波数ｆの関係を示し、その他
の条件は上記実施例と同様とする。
【００２４】この実施例では、コンバータ１２の負荷量
Ｉd が所定負荷Ｉn 以下の領域では、ｆc のスイッチン
グ周波数でＰＷＭ制御を行い、負荷量Ｉd が所定負荷Ｉ
n を越えるとスイッチング周波数を１．５ｆc に増加さ
せる。図４はこのようにスイッチング周波数ｆを変化さ
せた場合のコンバータ１２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ
４における電力損失を示したもので、図４(a) は負荷量
Ｉn でスイッチング周波数がｆc の場合、図２(b) は負
荷量２Ｉn でスイッチング周波数が１．５ｆcの場合を
示したものである。
Ｉd が所定負荷Ｉn 以下の領域では、ｆc のスイッチン
グ周波数でＰＷＭ制御を行い、負荷量Ｉd が所定負荷Ｉ
n を越えるとスイッチング周波数を１．５ｆc に増加さ
せる。図４はこのようにスイッチング周波数ｆを変化さ
せた場合のコンバータ１２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ
４における電力損失を示したもので、図４(a) は負荷量
Ｉn でスイッチング周波数がｆc の場合、図２(b) は負
荷量２Ｉn でスイッチング周波数が１．５ｆcの場合を
示したものである。
【００２５】負荷量Ｉn でスイッチング周波数がｆc
（図４(a) ）の場合、スイッチング周波数が１．５ｆc
から２／３に減少するのでスイッチング損失（Ｐon＋Ｐ
off ）が約２／３に減少し、電力損失Ｐは(4) 式から
４．６ＫＷとなる。
（図４(a) ）の場合、スイッチング周波数が１．５ｆc
から２／３に減少するのでスイッチング損失（Ｐon＋Ｐ
off ）が約２／３に減少し、電力損失Ｐは(4) 式から
４．６ＫＷとなる。
【００２６】
【数４】 Ｐ＝Ｐi ＋2/3(Ｐon＋Ｐoff ) ＝1.8 ＋2/3(1.0+3.2)＝4.6 ＫＷ (4) 負荷量２Ｉn でスイッチング周波数が１．５ｆc （図４
(b) ）の場合、導通損失（Ｐi ）が約２倍になり、電力
損失Ｐは(5) 式から７．８ＫＷとなる。
(b) ）の場合、導通損失（Ｐi ）が約２倍になり、電力
損失Ｐは(5) 式から７．８ＫＷとなる。
【００２７】
【数５】 Ｐ＝２Ｐi ＋Ｐon＋Ｐoff ＝2*1.8+1.0+3.2 ＝7.8 ＫＷ (5) このように負荷量Ｉd に対応してスイッチング周波数ｆ
を増加させると、高負荷時にはスイッチング損失（Ｐon
＋Ｐoff ) が増加するが高調波流出電流を負荷量Ｉd に
対応して抑制することができる。また、低負荷時にはス
イッチング周波数ｆが減少するからスイッチング損失
（Ｐon＋Ｐoff ) が減少し、運転効率を向上させること
ができる。
を増加させると、高負荷時にはスイッチング損失（Ｐon
＋Ｐoff ) が増加するが高調波流出電流を負荷量Ｉd に
対応して抑制することができる。また、低負荷時にはス
イッチング周波数ｆが減少するからスイッチング損失
（Ｐon＋Ｐoff ) が減少し、運転効率を向上させること
ができる。
【００２８】以上の実施例に示すように、スイッチング
周波数を可変制御するとき、２／３に減少させるか、
１．５倍に増加させることによって、高次の高調波が近
接するので、高次高調波流出電流を抑制するフィルタ回
路を設ける場合も容易になり、スイッチング周波数ｆを
３相ＰＷＭ制御コンバータのキャリア周波数として最適
化でき、交流電源１１の電源周波数とスイッチング周波
数のビート現象も防止することができる。
周波数を可変制御するとき、２／３に減少させるか、
１．５倍に増加させることによって、高次の高調波が近
接するので、高次高調波流出電流を抑制するフィルタ回
路を設ける場合も容易になり、スイッチング周波数ｆを
３相ＰＷＭ制御コンバータのキャリア周波数として最適
化でき、交流電源１１の電源周波数とスイッチング周波
数のビート現象も防止することができる。
【００２９】次に、本発明による電力変換システムの制
御方法の実施例について説明する。図５は本発明の請求
項５に係る実施例を示したもので、１１は交流電源、１
７1 〜１７6 は図７に示した電力変換装置、１８1 〜１
８6 は電動機等の負荷機械、１９1 〜１９6 は負荷量Ｉ
を検出するための検出器、２０は電力変換装置１７1 〜
１７6 のスイッチング周波数を決定するための指令信号
２１1 〜２１6 を与える制御部、２２は原料の加工を行
う負荷ラインであり、製造プロセスラインを制御する電
力変換システムの構成を示したものである。
御方法の実施例について説明する。図５は本発明の請求
項５に係る実施例を示したもので、１１は交流電源、１
７1 〜１７6 は図７に示した電力変換装置、１８1 〜１
８6 は電動機等の負荷機械、１９1 〜１９6 は負荷量Ｉ
を検出するための検出器、２０は電力変換装置１７1 〜
１７6 のスイッチング周波数を決定するための指令信号
２１1 〜２１6 を与える制御部、２２は原料の加工を行
う負荷ラインであり、製造プロセスラインを制御する電
力変換システムの構成を示したものである。
【００３０】上記構成において、各電力変換装置１７1
〜１７6 は交流電源１１の電力を所望の電力に変換して
負荷機械１８1 〜１８6 を駆動し、負荷ライン２２の原
料を運搬しながら加工して製品とする。
〜１７6 は交流電源１１の電力を所望の電力に変換して
負荷機械１８1 〜１８6 を駆動し、負荷ライン２２の原
料を運搬しながら加工して製品とする。
【００３１】このような電力変換システムにおいては、
負荷機械１８1 〜１８6 は順次高負荷となり、全ての負
荷機械１８1 〜１８6 が同時に高負荷となる場合は少な
く、通常の運転状態では一部の負荷機械のみが高負荷と
なり、他の負荷機械は低負荷となっているのが一般的で
ある。このような運転状態において、各検出器１９1〜
１９6 によってそれぞれの電力変換装置１７1 〜１７6
の負荷量Ｉを検出し、制御部２０はそれぞれの負荷量Ｉ
に応じてスイッチング周波数の指令信号２１1〜２１6
を出力し、各電力変換装置１７1 〜１７6 はこの指令信
号２１1 〜２１6 に基づいて上述したようにＰＷＭ制御
のスイッチング周波数ｆを可変制御する。
負荷機械１８1 〜１８6 は順次高負荷となり、全ての負
荷機械１８1 〜１８6 が同時に高負荷となる場合は少な
く、通常の運転状態では一部の負荷機械のみが高負荷と
なり、他の負荷機械は低負荷となっているのが一般的で
ある。このような運転状態において、各検出器１９1〜
１９6 によってそれぞれの電力変換装置１７1 〜１７6
の負荷量Ｉを検出し、制御部２０はそれぞれの負荷量Ｉ
に応じてスイッチング周波数の指令信号２１1〜２１6
を出力し、各電力変換装置１７1 〜１７6 はこの指令信
号２１1 〜２１6 に基づいて上述したようにＰＷＭ制御
のスイッチング周波数ｆを可変制御する。
【００３２】この場合、制御部２０は交流電源１１より
給電される合計の交流電力に対して高調波流出電流を低
い値に抑制するようにスイッチング周波数の指令信号２
１1〜２１6 を出力し、また、この電力変換システム全
体のスイッチング損失が減少するようにスイッチング周
波数の指令信号２１1 〜２１6 を出力する。
給電される合計の交流電力に対して高調波流出電流を低
い値に抑制するようにスイッチング周波数の指令信号２
１1〜２１6 を出力し、また、この電力変換システム全
体のスイッチング損失が減少するようにスイッチング周
波数の指令信号２１1 〜２１6 を出力する。
【００３３】従って、本実施例によれば、電力変換シス
テム全体に対する高調波流出電流を抑制するとともに、
運転効率を向上させることができる。図６は本発明の請
求項６、７に係る実施例を示したもので、２３1 と２３
2 は原料運搬用の負荷機械２４1 〜２４6 を駆動する電
力変換装置で、図７に示した電力変換装置と同じ構成で
あるが、コンバータ１２のスイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4
が高いスイッチング周波数で動作するＩＧＢＴやＭＯＳ
ＦＥＴなどの電圧信号でオン・オフ制御される電圧駆動
形スイッチング素子を用いて構成され、スイッチング周
波数ｆが数ＫＨz から１０ＫＨz を越える領域で使用さ
れる。電力変換装置１７1 〜１７6 のコンバータ１２
は、ＧＴＯやバイポーラトランジスタ等の電流信号でオ
ン・オフ制御される電流駆動形スイッチング素子を使用
し、スイッチング周波数ｆが数百Ｈz から高くても１．
５ＫＨz 位の領域で使用される。
テム全体に対する高調波流出電流を抑制するとともに、
運転効率を向上させることができる。図６は本発明の請
求項６、７に係る実施例を示したもので、２３1 と２３
2 は原料運搬用の負荷機械２４1 〜２４6 を駆動する電
力変換装置で、図７に示した電力変換装置と同じ構成で
あるが、コンバータ１２のスイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4
が高いスイッチング周波数で動作するＩＧＢＴやＭＯＳ
ＦＥＴなどの電圧信号でオン・オフ制御される電圧駆動
形スイッチング素子を用いて構成され、スイッチング周
波数ｆが数ＫＨz から１０ＫＨz を越える領域で使用さ
れる。電力変換装置１７1 〜１７6 のコンバータ１２
は、ＧＴＯやバイポーラトランジスタ等の電流信号でオ
ン・オフ制御される電流駆動形スイッチング素子を使用
し、スイッチング周波数ｆが数百Ｈz から高くても１．
５ＫＨz 位の領域で使用される。
【００３４】２５は少なくとも交流電源１１から電力変
換装置１７1 〜１７6 に供給される電流（負荷量）を検
出するための検出器、２０は電力変換装置１７1 〜１７
6 のスイッチング周波数を決定するための指令信号２１
1 〜２１6 及び電力変換装置２３1 と２３2 のスイッチ
ング周波数を決定するための指令信号２６1 〜２６6を
与える制御部、その他は図５と同じもので同一符号を付
している。
換装置１７1 〜１７6 に供給される電流（負荷量）を検
出するための検出器、２０は電力変換装置１７1 〜１７
6 のスイッチング周波数を決定するための指令信号２１
1 〜２１6 及び電力変換装置２３1 と２３2 のスイッチ
ング周波数を決定するための指令信号２６1 〜２６6を
与える制御部、その他は図５と同じもので同一符号を付
している。
【００３５】上記構成において、電力変換装置１７1 〜
１７6 は交流電源１１の電力を所望の電力に変換して負
荷機械１８1 〜１８6 を駆動し、図５の実施例と同様に
負荷ライン２２の原料を運搬しながら製品加工する。ま
た、電力変換装置２３1 と２３2 は原料運搬用の負荷機
械２４1 〜２４6 を駆動する。
１７6 は交流電源１１の電力を所望の電力に変換して負
荷機械１８1 〜１８6 を駆動し、図５の実施例と同様に
負荷ライン２２の原料を運搬しながら製品加工する。ま
た、電力変換装置２３1 と２３2 は原料運搬用の負荷機
械２４1 〜２４6 を駆動する。
【００３６】この場合、制御部２０は電力変換装置１７
1 〜１７6 のそれぞれの検出負荷量Ｉに応じて上述実施
例と同様にスイッチング周波数の指令信号２１1 〜２１
6 を出力し、交流電源１１より給電される合計の交流電
力に対して高調波流出電流を低い値に抑制し、また、こ
の電力変換システム全体のスイッチング損失を減少させ
る。これらの指令信号により、電力変換装置１７1 〜１
７6 は数百Ｈz から高くても１．５ＫＨz 位の領域で負
荷量Ｉに対応して可変制御される。
1 〜１７6 のそれぞれの検出負荷量Ｉに応じて上述実施
例と同様にスイッチング周波数の指令信号２１1 〜２１
6 を出力し、交流電源１１より給電される合計の交流電
力に対して高調波流出電流を低い値に抑制し、また、こ
の電力変換システム全体のスイッチング損失を減少させ
る。これらの指令信号により、電力変換装置１７1 〜１
７6 は数百Ｈz から高くても１．５ＫＨz 位の領域で負
荷量Ｉに対応して可変制御される。
【００３７】また、制御部２０は交流電源１１から電力
変換装置１７1 〜１７6 に供給される合計電流が検出器
２５で検出されると、その合計電流の高調波成分を監視
し、交流電源１１へ流出する高調波電流を抑制するよう
にスイッチング周波数を決定するための指令信号２６1
〜２６6 を出力し、電力変換装置２３1 と２３2 は数Ｋ
Ｈz から１０ＫＨz を越える領域でスイッチング周波数
ｆが可変制御される。
変換装置１７1 〜１７6 に供給される合計電流が検出器
２５で検出されると、その合計電流の高調波成分を監視
し、交流電源１１へ流出する高調波電流を抑制するよう
にスイッチング周波数を決定するための指令信号２６1
〜２６6 を出力し、電力変換装置２３1 と２３2 は数Ｋ
Ｈz から１０ＫＨz を越える領域でスイッチング周波数
ｆが可変制御される。
【００３８】また、制御部２０は交流電源１１へ流出す
る所定の高調波成分を減少させるようにスイッチング周
波数を決定するための指令信号２６1 〜２６6 を出力
し、所定の高調波成分を抑制するようにスイッチング周
波数ｆを可変制御することもできる。この場合、スイッ
チング周波数をそのままにして制御位相を変えることに
より、所定の高調波電流成分を吸収するように制御する
こともできる。
る所定の高調波成分を減少させるようにスイッチング周
波数を決定するための指令信号２６1 〜２６6 を出力
し、所定の高調波成分を抑制するようにスイッチング周
波数ｆを可変制御することもできる。この場合、スイッ
チング周波数をそのままにして制御位相を変えることに
より、所定の高調波電流成分を吸収するように制御する
こともできる。
【００３９】本実施例によれば、スイッチング周波数が
低く、スイッチング損失が大きい大容量の電力変換装置
１７1 〜１７6 のスイッチング損失を減少させ、システ
ム全体の運転効率を向上させることができ、更にスイッ
チング周波数が高くスイッチング損失が小さい中小容量
の電力変換装置２３1 と２３2 で交流電源１１へ流出す
る高調波電流の一部を吸収することができる。
低く、スイッチング損失が大きい大容量の電力変換装置
１７1 〜１７6 のスイッチング損失を減少させ、システ
ム全体の運転効率を向上させることができ、更にスイッ
チング周波数が高くスイッチング損失が小さい中小容量
の電力変換装置２３1 と２３2 で交流電源１１へ流出す
る高調波電流の一部を吸収することができる。
【００４０】本発明は、ＰＷＭ制御により交流電力を直
流電力に変換するコンバータとして６アームブリッジで
成る通常のコンバータなどを用いることができ、図７に
示す如きＮＰＣインバータに限定するものではない。
流電力に変換するコンバータとして６アームブリッジで
成る通常のコンバータなどを用いることができ、図７に
示す如きＮＰＣインバータに限定するものではない。
【００４１】また、図６の実施例の場合、電力変換装置
１７1 〜１７6 では特定の高調波流出電流、例えば低次
の高調波流出電流を減少させるようにＰＷＭ制御の制御
パターンを選択し、この制御パターンを選択したことに
よる高次の高調波流出電流の増加を電力変換装置２３1
と２３2 で吸収して、交流電源１１への高調波流出電流
の各高調波成分をガイドラインの規制値以内とするよう
に、それぞれの電力変換装置のＰＷＭ制御方法を制御部
２０によって選択制御することができる。
１７1 〜１７6 では特定の高調波流出電流、例えば低次
の高調波流出電流を減少させるようにＰＷＭ制御の制御
パターンを選択し、この制御パターンを選択したことに
よる高次の高調波流出電流の増加を電力変換装置２３1
と２３2 で吸収して、交流電源１１への高調波流出電流
の各高調波成分をガイドラインの規制値以内とするよう
に、それぞれの電力変換装置のＰＷＭ制御方法を制御部
２０によって選択制御することができる。
【００４２】
【発明の効果】本発明の電力変換装置の制御方法によれ
ば、次のような効果が得られる。 (1) 負荷量Ｉに応じてＰＷＭ制御のスイッチング周波数
を可変制御できるから、ＰＷＭ制御によるオン損失やオ
フ損失が負荷量に対応して変化し、装置の電力損失も減
少して、総合的な運転効率を向上させることができる。
（請求項１） (2) 負荷量Ｉの増加に対応してＰＷＭ制御のスイッチン
グ周波数を減少させるように制御することによって、負
荷量Ｉが大きいときにスイッチング損失が減少し、スイ
ッチング素子自身の発生損失が抑制される。このため、
スイッチング素子の冷却が容易となり、小形化が可能と
なり、低コスト化した経済性の向上した電力変換装置と
することができる。（請求項２） (3) 負荷量Ｉの増加に対応してＰＷＭ制御のスイッチン
グ周波数を増加させるように制御することによって、高
調波発生電流を負荷量Ｉに対応して抑制することがで
き、負荷量Ｉが小さいときのスイッチング損失を減少さ
せ、軽負荷時の運転効率を向上させることができる。
（請求項３） (4) 可変制御するスイッチング周波数を特定の比率で変
化させることによって、高調波流出電流の次数を近接さ
せることができ、交流電源側に流出する高調波電流を抑
制するためのフィルタ回路の構成が容易となり、ＰＷＭ
制御に伴う高調波流出電流のビート現象を抑制すること
ができる。（請求項４） また、本発明の電力変換システムの制御方法によれば、
次のような効果が得られる。 (1) 複数台の電力変換装置の全てが同時に高負荷となら
ない運転状態の場合、複数台の電力変換装置は、それぞ
れの負荷量Ｉに対応してＰＷＭ制御のスイッチング周波
数が可変制御され、電力変換システム全体としてのスイ
ッチング損失を減少させて運転効率を向上させ、電力変
換システム全体としての高調波流出電流を抑制すること
ができる。（請求項５） (2) 更に、電力変換システム全体の高調波流出電流を抑
制するように、スイッチング動作速度が充分に速い電力
変換装置のスイッチング周波数を制御することができ、
高調波流出電流をきめ細かく抑制制御することができ
る。（請求項６） (3) 複数台の電力変換装置において、スイッチング周波
数の低い電流駆動スイッチング素子で構成される電力変
換装置の高調波発生電流の所定次数成分を、スイッチン
グ周波数の高い電圧駆動スイッチング素子で構成される
電力変換装置側で抑制、吸収などのきめ細かい高調波発
生電流の抑制ができるとともに、複数台の電力変換装置
の総合運転効率を向上させることができる。（請求項
７）
ば、次のような効果が得られる。 (1) 負荷量Ｉに応じてＰＷＭ制御のスイッチング周波数
を可変制御できるから、ＰＷＭ制御によるオン損失やオ
フ損失が負荷量に対応して変化し、装置の電力損失も減
少して、総合的な運転効率を向上させることができる。
（請求項１） (2) 負荷量Ｉの増加に対応してＰＷＭ制御のスイッチン
グ周波数を減少させるように制御することによって、負
荷量Ｉが大きいときにスイッチング損失が減少し、スイ
ッチング素子自身の発生損失が抑制される。このため、
スイッチング素子の冷却が容易となり、小形化が可能と
なり、低コスト化した経済性の向上した電力変換装置と
することができる。（請求項２） (3) 負荷量Ｉの増加に対応してＰＷＭ制御のスイッチン
グ周波数を増加させるように制御することによって、高
調波発生電流を負荷量Ｉに対応して抑制することがで
き、負荷量Ｉが小さいときのスイッチング損失を減少さ
せ、軽負荷時の運転効率を向上させることができる。
（請求項３） (4) 可変制御するスイッチング周波数を特定の比率で変
化させることによって、高調波流出電流の次数を近接さ
せることができ、交流電源側に流出する高調波電流を抑
制するためのフィルタ回路の構成が容易となり、ＰＷＭ
制御に伴う高調波流出電流のビート現象を抑制すること
ができる。（請求項４） また、本発明の電力変換システムの制御方法によれば、
次のような効果が得られる。 (1) 複数台の電力変換装置の全てが同時に高負荷となら
ない運転状態の場合、複数台の電力変換装置は、それぞ
れの負荷量Ｉに対応してＰＷＭ制御のスイッチング周波
数が可変制御され、電力変換システム全体としてのスイ
ッチング損失を減少させて運転効率を向上させ、電力変
換システム全体としての高調波流出電流を抑制すること
ができる。（請求項５） (2) 更に、電力変換システム全体の高調波流出電流を抑
制するように、スイッチング動作速度が充分に速い電力
変換装置のスイッチング周波数を制御することができ、
高調波流出電流をきめ細かく抑制制御することができ
る。（請求項６） (3) 複数台の電力変換装置において、スイッチング周波
数の低い電流駆動スイッチング素子で構成される電力変
換装置の高調波発生電流の所定次数成分を、スイッチン
グ周波数の高い電圧駆動スイッチング素子で構成される
電力変換装置側で抑制、吸収などのきめ細かい高調波発
生電流の抑制ができるとともに、複数台の電力変換装置
の総合運転効率を向上させることができる。（請求項
７）
【図１】本発明の請求項１、２及び請求項４に対応する
電力変換装置の制御方法の実施例を説明するための図
で、電力変換装置の負荷量Ｉとスイッチング周波数ｆの
関係を示す特性図。
電力変換装置の制御方法の実施例を説明するための図
で、電力変換装置の負荷量Ｉとスイッチング周波数ｆの
関係を示す特性図。
【図２】上記実施例の作用を説明するための図で、(a)
は負荷量ＩがＩN 時、(b) は負荷量Ｉが２ＩN 時の電力
損失図。
は負荷量ＩがＩN 時、(b) は負荷量Ｉが２ＩN 時の電力
損失図。
【図３】本発明の請求項１、３及び請求項４に対応する
電力変換装置の制御方法の実施例を説明するための図
で、電力変換装置の負荷量Ｉとスイッチング周波数ｆの
関係を示す特性図。
電力変換装置の制御方法の実施例を説明するための図
で、電力変換装置の負荷量Ｉとスイッチング周波数ｆの
関係を示す特性図。
【図４】上記実施例の作用を説明するための図で、(a)
は負荷量ＩがＩN 時、(b) は負荷量Ｉが２ＩN 時の電力
損失図。
は負荷量ＩがＩN 時、(b) は負荷量Ｉが２ＩN 時の電力
損失図。
【図５】本発明の請求項５に対応する電力変換システム
の制御方法の実施例を説明するための図で、電力変換シ
ステムのシステム構成図。
の制御方法の実施例を説明するための図で、電力変換シ
ステムのシステム構成図。
【図６】本発明の請求項６、７に対応する電力変換シス
テムの制御方法の実施例を説明するための図で、電力変
換システムのシステム構成図。
テムの制御方法の実施例を説明するための図で、電力変
換システムのシステム構成図。
【図７】従来技術によるＰＷＭ制御電力変換装置の主回
路構成図。
路構成図。
１１…交流電源 １２…コンバー
タ １３…コンデンサ １４…コンデン
サ １５…インバータ １６…負荷 Ｐ，Ｎ…直流母線 Ｃ…中性点 １２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ…３レベル電力変換回路 Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子 Ｄ５，Ｄ６…ダイオード Ｒ，Ｓ，Ｔ…交流入力端子 １７…ＰＷＭ制御電力変換装置 １８…負荷機械 １９…負荷量検出器 ２０…制御機能 ２１…スイッチング周波数指令信号 ２２…負荷ライ
ン ２３…ＰＷＭ制御電力変換装置 ２４…負荷機械 ２５…負荷量検出器 ２６…スイッチ
ング周波数指令信号
タ １３…コンデンサ １４…コンデン
サ １５…インバータ １６…負荷 Ｐ，Ｎ…直流母線 Ｃ…中性点 １２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ…３レベル電力変換回路 Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子 Ｄ５，Ｄ６…ダイオード Ｒ，Ｓ，Ｔ…交流入力端子 １７…ＰＷＭ制御電力変換装置 １８…負荷機械 １９…負荷量検出器 ２０…制御機能 ２１…スイッチング周波数指令信号 ２２…負荷ライ
ン ２３…ＰＷＭ制御電力変換装置 ２４…負荷機械 ２５…負荷量検出器 ２６…スイッチ
ング周波数指令信号
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/757 8110−5Ｈ Ｈ０２Ｍ 7/757 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｒ // Ｈ０２Ｊ 3/18 Ｈ０２Ｊ 3/18 Ｄ
Claims (7)
- 【請求項１】ＰＷＭ制御によって交流電力を直流電力に
変換するコンバータを有する電力変換装置を制御する場
合、前記電力変換装置の負荷量に対応して前記コンバー
タのスイッチング周波数を可変制御し、前記コンバータ
のスイッチング素子のスイッチング損失を負荷量に対応
して変化させることを特徴とする電力変換装置の制御方
法。 - 【請求項２】請求項１に記載の電力変換装置の制御方法
において、前記負荷量が所定負荷量を越えて増加したと
き、前記コンバータのスイッチング周波数を減少させ、
高負荷時の前記スイッチング素子のスイッチング損失を
抑制して、高負荷時の運転効率を向上させることを特徴
とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項３】請求項１に記載の電力変換装置の制御方法
において、前記負荷量が所定負荷量を越えて増加したと
き、前記コンバータのスイッチング周波数を増加させ、
低負荷時にスイッチング周波数を低くして前記スイッチ
ング素子のスイッチング損失を減少させ、低負荷時の運
転効率を向上させることを特徴とする電力変換装置の制
御方法。 - 【請求項４】請求項２又は請求項３に記載の電力変換装
置の制御方法において、負荷量に対応してスイッチング
周波数を変化させる場合、特定の変化比率でステップ状
に変化させ、交流電源に流出する高調波電流の次数を近
接させることを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項５】ＰＷＭ制御によって交流電力を直流電力に
変換するコンバータを有する電力変換装置を複数台備
え、それぞれ同一の交流系統から受電して負荷機械を運
転する電力変換システムを制御する場合、それぞれの電
力変換装置を請求項１乃至請求項４に記載のいずれかの
制御方法を用いて制御し、それぞれの電力変換装置の負
荷量に基づいて電力変換システム全体として、高調波流
出電流を抑制するとともにスイッチング損失を減少させ
るようにそれぞれの電力変換装置のスイッチング周波数
を変化させ、システム全体の総合運転効率を向上させ、
交流系統側へ流出する高調波電流の総和を抑制すること
を特徴とする電力変換システムの制御方法。 - 【請求項６】請求項５に記載の電力変換システムの制御
方法において、スイッチング動作速度の速いスイッチン
グ素子でなるコンバータを有する第２電力変換装置を加
えて前記電力変換システムを構成し、複数台の電力変換
装置を請求項１乃至請求項４に記載のいずれかの制御方
法を用いて２種類のスイッチング周波数で制御し、前記
第２電力変換装置を前記電力変換装置のスイッチング周
波数より充分に高いスイッチング周波数で制御して、少
なくとも３種類のスイッチング周波数で運転することに
よって、交流系統側に流出する高調波電流をきめ細かく
抑制制御することを特徴とする電力変換システムの制御
方法。 - 【請求項７】請求項６に記載の電力変換システムの制御
方法において、前記電力変換装置のコンバータのスイッ
チング素子として電流駆動形スイッチング素子を用い、
前記第２電力変換装置のコンバータのスイッチング素子
として電圧駆動形スイッチング素子を用い、前記第２電
力変換装置のスイッチング周波数を前記電力変換装置の
スイッチング周波数より充分高くし、交流系統側に流出
する高調波電流をきめ細かく抑制制御することを特徴と
する電力変換システムの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8181800A JPH1028378A (ja) | 1996-07-11 | 1996-07-11 | 電力変換装置の制御方法及び電力変換システムの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8181800A JPH1028378A (ja) | 1996-07-11 | 1996-07-11 | 電力変換装置の制御方法及び電力変換システムの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1028378A true JPH1028378A (ja) | 1998-01-27 |
Family
ID=16107080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8181800A Pending JPH1028378A (ja) | 1996-07-11 | 1996-07-11 | 電力変換装置の制御方法及び電力変換システムの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1028378A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007049900A (ja) * | 2006-11-27 | 2007-02-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | １パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置 |
| JP2008067482A (ja) * | 2006-09-06 | 2008-03-21 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 多段変換器の運転制御装置 |
| US7466110B2 (en) | 2004-08-27 | 2008-12-16 | Sanken Electric Co., Ltd. | Power factor improving circuit |
| WO2015104886A1 (ja) * | 2014-01-09 | 2015-07-16 | 東芝キヤリア株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2016137577A (ja) * | 2015-01-26 | 2016-08-04 | 株式会社日本製鋼所 | 電動射出成形機の電力供給装置の制御方法および電力供給装置 |
| CN106332357A (zh) * | 2016-09-08 | 2017-01-11 | 深圳怡化电脑股份有限公司 | 一种光电传感器的驱动电路 |
| WO2018220777A1 (ja) * | 2017-06-01 | 2018-12-06 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電源装置およびそれを用いた電源システム |
-
1996
- 1996-07-11 JP JP8181800A patent/JPH1028378A/ja active Pending
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| JPWO2018220777A1 (ja) * | 2017-06-01 | 2020-01-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電源装置およびそれを用いた電源システム |
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