JPH04275057A - 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 - Google Patents
中性点クランプ式電力変換器の制御装置Info
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- JPH04275057A JPH04275057A JP3033910A JP3391091A JPH04275057A JP H04275057 A JPH04275057 A JP H04275057A JP 3033910 A JP3033910 A JP 3033910A JP 3391091 A JP3391091 A JP 3391091A JP H04275057 A JPH04275057 A JP H04275057A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
［発明の目的］
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバ―タや
、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバ―タ
等に適用される３レベルの出力電圧を発生する中性点ク
ランプ式電力変換器の制御装置に関する。
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバ―タや
、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバ―タ
等に適用される３レベルの出力電圧を発生する中性点ク
ランプ式電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、中性点クランプ式インバ―タの
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバ―タの場合、Ｖ，Ｗ，相も同様に構成され
る。
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバ―タの場合、Ｖ，Ｗ，相も同様に構成され
る。
【０００３】図中、Ｖｄ１，Ｖｄ２は直流電源、Ｓ１
〜Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１ 〜Ｄ４ はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｄ５ ，Ｄ６ はクランプ用ダイオ
―ド、ＬＯＡＤば負荷である。
〜Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１ 〜Ｄ４ はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｄ５ ，Ｄ６ はクランプ用ダイオ
―ド、ＬＯＡＤば負荷である。
【０００４】このインバ―タの出力電圧ＶＵ は、４つ
の素子Ｓ１〜Ｓ４ をオン、オフさせることによって、
次のように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶｄ
とし、Ｖｄ１，＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、Ｓ
１ とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／２Ｓ２
とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０Ｓ３ とＳ４ が
オンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２となる。この時、素
子は２個ずつオンさせなければならない。３個同時にオ
ンになると、直流電源を短絡し、過電流によって素子を
破壊してしまう。
の素子Ｓ１〜Ｓ４ をオン、オフさせることによって、
次のように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶｄ
とし、Ｖｄ１，＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、Ｓ
１ とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／２Ｓ２
とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０Ｓ３ とＳ４ が
オンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２となる。この時、素
子は２個ずつオンさせなければならない。３個同時にオ
ンになると、直流電源を短絡し、過電流によって素子を
破壊してしまう。
【０００５】例えば、素子Ｓ１ 〜Ｓ３ にオン信号が
入ると、直流電圧Ｖｄ１を素子Ｓ１ ―Ｓ２―Ｓ３ ―
ダイオ―ドＤ６ で短絡し、過大な短絡電流が素子に流
れ、素子を壊してしまう。
入ると、直流電圧Ｖｄ１を素子Ｓ１ ―Ｓ２―Ｓ３ ―
ダイオ―ドＤ６ で短絡し、過大な短絡電流が素子に流
れ、素子を壊してしまう。
【０００６】このような直流短絡を防止するため、素子
Ｓ１ とＳ３ を逆動作させ、素子Ｓ２Ｓ４ を逆動作
させている。即ち、素子Ｓ１ がオンのときは素子Ｓ３
をオフさせ、素子Ｓ３ がオンのときは素子Ｓ１ を
オフさせている。同様に、素子Ｓ２ がオンのときは素
子Ｓ４ をオフさせ、素子Ｓ４ がオンのときは、素子
Ｓ２ をオフさせている。図６は、中性点クランプ式イ
ンバ―タの従来のパルス幅変調制御法を説明するための
タイムチャ―ト図である。
Ｓ１ とＳ３ を逆動作させ、素子Ｓ２Ｓ４ を逆動作
させている。即ち、素子Ｓ１ がオンのときは素子Ｓ３
をオフさせ、素子Ｓ３ がオンのときは素子Ｓ１ を
オフさせている。同様に、素子Ｓ２ がオンのときは素
子Ｓ４ をオフさせ、素子Ｓ４ がオンのときは、素子
Ｓ２ をオフさせている。図６は、中性点クランプ式イ
ンバ―タの従来のパルス幅変調制御法を説明するための
タイムチャ―ト図である。
【０００７】図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御の搬送波信号で
、Ｘは＋ＥＭＡＸ 〜０の間を変化する三角波、ＹはＸ
の反転値（または位相が電気角で１８０°ずれた三角波
）である。また、ｅｉ はＰＷＭ制御入力信号である。 入力信号ｅｉ と三角波Ｘ、Ｙとを比較し、素子Ｓ１
〜Ｓ４ のゲ―ト信号ｇ１ ，ｇ２ を作る。即ち、ｅ
ｉ ＞Ｘで、かつｅｉ ＞Ｙのとき、ｇ１ ＝１で、Ｓ
１ をオン、Ｓ３ をオフさせる。ｅｉ ≦Ｘ、または
ｅｉ ≦Ｙのとき、ｇ１ ＝０で、Ｓ１ をオフ、Ｓ３
をオンさせる。ｅｉ ＜Ｘで、かつｅｉ ＜Ｙのとき
、ｇ２ ＝１で、Ｓ４ をオン、Ｓ２ をオフさせる。 ｅｉ ≧Ｘ、またはｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０で、
Ｓ４ をオフ、Ｓ２ をオンさせる。
、Ｘは＋ＥＭＡＸ 〜０の間を変化する三角波、ＹはＸ
の反転値（または位相が電気角で１８０°ずれた三角波
）である。また、ｅｉ はＰＷＭ制御入力信号である。 入力信号ｅｉ と三角波Ｘ、Ｙとを比較し、素子Ｓ１
〜Ｓ４ のゲ―ト信号ｇ１ ，ｇ２ を作る。即ち、ｅ
ｉ ＞Ｘで、かつｅｉ ＞Ｙのとき、ｇ１ ＝１で、Ｓ
１ をオン、Ｓ３ をオフさせる。ｅｉ ≦Ｘ、または
ｅｉ ≦Ｙのとき、ｇ１ ＝０で、Ｓ１ をオフ、Ｓ３
をオンさせる。ｅｉ ＜Ｘで、かつｅｉ ＜Ｙのとき
、ｇ２ ＝１で、Ｓ４ をオン、Ｓ２ をオフさせる。 ｅｉ ≧Ｘ、またはｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０で、
Ｓ４ をオフ、Ｓ２ をオンさせる。
【０００８】この結果、出力電圧ＶＵ は、図の最下段
のようになる。このように、中性点クランプ式インバ―
タでは、出力電圧ＶＵ として、３レベル（＋Ｖｄ ／
２，０，−Ｖｄ ／２）の電圧が得られ、高調波成分の
少ない電圧波形となる。電動機負荷の場合は、電流の脈
動は小さくなり、トルクリップルも低減できる利点があ
る。
のようになる。このように、中性点クランプ式インバ―
タでは、出力電圧ＶＵ として、３レベル（＋Ｖｄ ／
２，０，−Ｖｄ ／２）の電圧が得られ、高調波成分の
少ない電圧波形となる。電動機負荷の場合は、電流の脈
動は小さくなり、トルクリップルも低減できる利点があ
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の中性点
クランプ式インバ―タの制御装置には、次のような問題
点がある。図７は、図６と同様に従来のＰＷＭ制御方法
を説明するためのタイムチャ―ト図を示すもので、入力
信号ｅｉ が急激に変化した場合の動作を表す。
クランプ式インバ―タの制御装置には、次のような問題
点がある。図７は、図６と同様に従来のＰＷＭ制御方法
を説明するためのタイムチャ―ト図を示すもので、入力
信号ｅｉ が急激に変化した場合の動作を表す。
【００１０】ｅｉ がａ点で、正から負に急変すると、
ゲ―ト信号ｇ１ は「１」から「０」に、ゲ―ト信号ｇ
２ は「０」から「１」に変化する。このゲ―ト信号に
従って、素子Ｓ１ 〜Ｓ４ が瞬時にオン、オフできれ
ば、出力電圧ＶＵ は図示のようになり、何の問題も発
生しない。
ゲ―ト信号ｇ１ は「１」から「０」に、ゲ―ト信号ｇ
２ は「０」から「１」に変化する。このゲ―ト信号に
従って、素子Ｓ１ 〜Ｓ４ が瞬時にオン、オフできれ
ば、出力電圧ＶＵ は図示のようになり、何の問題も発
生しない。
【００１１】しかし、大容量のインバ―タでは、自己消
弧素子としてＧＴＯ（ゲ―トタ―ンオフサイリスタ）な
どが使われ、タ―ンオフ時の過電圧を抑制するためスナ
バ回路が設置される。
弧素子としてＧＴＯ（ゲ―トタ―ンオフサイリスタ）な
どが使われ、タ―ンオフ時の過電圧を抑制するためスナ
バ回路が設置される。
【００１２】このスナバ回路のコンデンサの電圧を初期
化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオンさせた時、一
定時間（最小オン時間：例えば１００マイクロ秒程度）
オン状態を維持しなければならない。
化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオンさせた時、一
定時間（最小オン時間：例えば１００マイクロ秒程度）
オン状態を維持しなければならない。
【００１３】図８は、図７のａ点付近のゲ―ト信号の動
作を拡大したものでゲ―ト信号ｇ１＝１の幅が最小オン
時間Δｔより狭くなった場合を示す。素子Ｓ１ の最小
オン時間Δｔを確保するため、ゲ―ト信号ｇ１ はｇ１
´のように１の期間が広げられる。 この結果、ｇ
１ ´とｇ２ とが期間δだけ重なり、素子Ｓ１ がオ
ン、Ｓ２ がオフ、Ｓ３ がオフ、Ｓ４ がオンとなる
。
作を拡大したものでゲ―ト信号ｇ１＝１の幅が最小オン
時間Δｔより狭くなった場合を示す。素子Ｓ１ の最小
オン時間Δｔを確保するため、ゲ―ト信号ｇ１ はｇ１
´のように１の期間が広げられる。 この結果、ｇ
１ ´とｇ２ とが期間δだけ重なり、素子Ｓ１ がオ
ン、Ｓ２ がオフ、Ｓ３ がオフ、Ｓ４ がオンとなる
。
【００１４】図５の主回路において、出力電流ＩＵ が
図の矢印の向に流れている場合、ダイオ―ドＤ３ 、Ｄ
４ が導通し、かつ素子Ｓ１ にオン信号が来ているの
で、素子Ｓ２に直流全電圧Ｖｄ ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が印
加される。逆に、出力電流ＩＵ が図の矢印と反対方向
にながれている場合は、ダイオ―ドＤ１ 、Ｄ２ が導
通し、Ｓ４ にオン信号が入っているので、素子Ｓ３
に全電圧Ｖｄ が印加される。中性点クランプ式インバ
―タでは、各素子（各ア―ム）の耐圧は直流電圧Ｖｄ
の半分が印加されるものとして設計されており、全電圧
が印加された場合、過電圧により素子破壊に至ってしま
う。
図の矢印の向に流れている場合、ダイオ―ドＤ３ 、Ｄ
４ が導通し、かつ素子Ｓ１ にオン信号が来ているの
で、素子Ｓ２に直流全電圧Ｖｄ ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が印
加される。逆に、出力電流ＩＵ が図の矢印と反対方向
にながれている場合は、ダイオ―ドＤ１ 、Ｄ２ が導
通し、Ｓ４ にオン信号が入っているので、素子Ｓ３
に全電圧Ｖｄ が印加される。中性点クランプ式インバ
―タでは、各素子（各ア―ム）の耐圧は直流電圧Ｖｄ
の半分が印加されるものとして設計されており、全電圧
が印加された場合、過電圧により素子破壊に至ってしま
う。
【００１５】図７は入力信号ｅｉ が大きく急激に変化
した場合を例にとって説明したが、三角波ＸとＹが交差
する点（ｂ点）では入力信号ｅｉ が正負に少しでも変
化すると、上記問題点が発生する。
した場合を例にとって説明したが、三角波ＸとＹが交差
する点（ｂ点）では入力信号ｅｉ が正負に少しでも変
化すると、上記問題点が発生する。
【００１６】このように従来の中性点クランプ式インバ
―タのＰＷＭ制御装置では、入力信号ｅｉの急変に対し
て弱く、特に三角波ＸとＹが交差する点付近では頻繁に
素子破壊の危険にさらされることになる。
―タのＰＷＭ制御装置では、入力信号ｅｉの急変に対し
て弱く、特に三角波ＸとＹが交差する点付近では頻繁に
素子破壊の危険にさらされることになる。
【００１７】本発明は、以上の問題点に鑑みてなされた
もので、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉが急激に変化しても
１つの素子に直流全電圧が印加されることのないような
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。 ［発明の構成］
もので、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉが急激に変化しても
１つの素子に直流全電圧が印加されることのないような
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。 ［発明の構成］
【００１８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明は、直列接続された４個の自己消弧素子Ｓ１，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ と、これらの各素子に逆並列接
続されるフリ―ホイリングダイオ―ドＤ１ ，Ｄ２ ，
Ｄ３ ，Ｄ４ と、クランプ用ダイオ―ドＤ５ ，Ｄ６
とで構成される中性点クランプ式電力変換器において
、パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零とプラス
側で変化する三角波Ｘ、もう１つは零とマイナス側で変
化する三角波Ｙを発生する手段と、この２つの三角波Ｘ
，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅｉ とを比較し、 ｅｉ ＞Ｘのとき、 前記素子Ｓ１ ，Ｓ２ を
オン（Ｓ３ ，Ｓ４ をオフ） Ｙ≦ｅｉ ≦Ｘのとき、前記素子Ｓ２ ，Ｓ３ をオン
（Ｓ１ ，Ｓ４ をオフ） ｅｉ ＜Ｙのとき、 前記素子Ｓ３ ，Ｓ４ を
オン（Ｓ１ ，Ｓ２ をオフ）となるようにパルス幅変
調制御する手段を具備したことを特徴とするものである
。
に本発明は、直列接続された４個の自己消弧素子Ｓ１，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ と、これらの各素子に逆並列接
続されるフリ―ホイリングダイオ―ドＤ１ ，Ｄ２ ，
Ｄ３ ，Ｄ４ と、クランプ用ダイオ―ドＤ５ ，Ｄ６
とで構成される中性点クランプ式電力変換器において
、パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零とプラス
側で変化する三角波Ｘ、もう１つは零とマイナス側で変
化する三角波Ｙを発生する手段と、この２つの三角波Ｘ
，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅｉ とを比較し、 ｅｉ ＞Ｘのとき、 前記素子Ｓ１ ，Ｓ２ を
オン（Ｓ３ ，Ｓ４ をオフ） Ｙ≦ｅｉ ≦Ｘのとき、前記素子Ｓ２ ，Ｓ３ をオン
（Ｓ１ ，Ｓ４ をオフ） ｅｉ ＜Ｙのとき、 前記素子Ｓ３ ，Ｓ４ を
オン（Ｓ１ ，Ｓ２ をオフ）となるようにパルス幅変
調制御する手段を具備したことを特徴とするものである
。
【００１９】
【作用】本発明は、ＰＷＭ制御の搬送波として、１つは
０〜＋ＥＭＡＸ の間で変化する三角波Ｘ、もう１つは
三角波Ｘと同位相で０〜−ＥＭＡＸの間で変化する三角
波Ｙを用い、この２つの三角波Ｘ，Ｙと入力信号ｅｉ
とを比較して中性点クランプ式電力変換器を構成する素
子Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ のゲ―ト信号を作っ
ている。即ち、ｅｉ ＞Ｘのとき、 素子Ｓ１
，Ｓ２ をオン（Ｓ３ ，Ｓ４ をオフ） Ｙ≦ｅｉ ≦Ｘのとき、素子Ｓ２ ，Ｓ３ をオン（Ｓ
１ ，Ｓ４ をオフ） ｅｉ ＜Ｙのとき、 素子Ｓ３ ，Ｓ４ をオン
（Ｓ１ ，Ｓ２ をオフ） となるようにパルス幅変調制御する。
０〜＋ＥＭＡＸ の間で変化する三角波Ｘ、もう１つは
三角波Ｘと同位相で０〜−ＥＭＡＸの間で変化する三角
波Ｙを用い、この２つの三角波Ｘ，Ｙと入力信号ｅｉ
とを比較して中性点クランプ式電力変換器を構成する素
子Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ のゲ―ト信号を作っ
ている。即ち、ｅｉ ＞Ｘのとき、 素子Ｓ１
，Ｓ２ をオン（Ｓ３ ，Ｓ４ をオフ） Ｙ≦ｅｉ ≦Ｘのとき、素子Ｓ２ ，Ｓ３ をオン（Ｓ
１ ，Ｓ４ をオフ） ｅｉ ＜Ｙのとき、 素子Ｓ３ ，Ｓ４ をオン
（Ｓ１ ，Ｓ２ をオフ） となるようにパルス幅変調制御する。
【００２０】これにより、三角波ＸとＹは常にＥＭＡＸ
だけの電圧差を有し、この電圧差以内に入力信号ｅｉ
が変化しても、ｅｉ ＞Ｘからｅｉ ＜Ｙの状態に、
あるいはｅｉ ＜Ｙからｅｉ ＞Ｘの状態にモ―ドが直
接変化することはなくなり、素子の最小オン時間を考慮
しても、素子Ｓ１ オンで素子Ｓ２ がオフ或いは素子
Ｓ４ がオンで素子Ｓ３ がオフとなるモ―ドが発生し
なくなる。従って、素子Ｓ２ あるいは素子Ｓ３ に直
流全電圧が印加されることがなくなり、従来の問題点を
解決することができる。
だけの電圧差を有し、この電圧差以内に入力信号ｅｉ
が変化しても、ｅｉ ＞Ｘからｅｉ ＜Ｙの状態に、
あるいはｅｉ ＜Ｙからｅｉ ＞Ｘの状態にモ―ドが直
接変化することはなくなり、素子の最小オン時間を考慮
しても、素子Ｓ１ オンで素子Ｓ２ がオフ或いは素子
Ｓ４ がオンで素子Ｓ３ がオフとなるモ―ドが発生し
なくなる。従って、素子Ｓ２ あるいは素子Ｓ３ に直
流全電圧が印加されることがなくなり、従来の問題点を
解決することができる。
【００２１】
【実施例】図１は、本発明の中性点クランプ式インバ―
タの制御装置を説明するための主回路構成図および制御
装置のブロック図の一実施例を示す。
タの制御装置を説明するための主回路構成図および制御
装置のブロック図の一実施例を示す。
【００２２】図中、Ｖｄ１，Ｖｄ２は直流電源、Ｓ１
，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１Ｄ２
，Ｄ３ ，Ｄ４ はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ５
，Ｄ６ はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは負荷、
ＣＴＵ は電流検出器である。又、制御回路として、比
較器ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ 、電流制御補償回路ＧＵ
（ｓ） 、三角波発生器ＴＲＧ、シュミット回路ＳＨ１
，ＳＨ２ が設けられている。 この図は１相分（Ｕ相分）のみを示しているが、３相負
荷の場合、他の２相（Ｖ相，Ｗ相）も同様に構成される
。
，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ は自己消弧素子、Ｄ１Ｄ２
，Ｄ３ ，Ｄ４ はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ５
，Ｄ６ はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは負荷、
ＣＴＵ は電流検出器である。又、制御回路として、比
較器ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ 、電流制御補償回路ＧＵ
（ｓ） 、三角波発生器ＴＲＧ、シュミット回路ＳＨ１
，ＳＨ２ が設けられている。 この図は１相分（Ｕ相分）のみを示しているが、３相負
荷の場合、他の２相（Ｖ相，Ｗ相）も同様に構成される
。
【００２３】Ｕ相の負荷電流ＩＵ を電流検出器ＣＴＵ
により検出し、電流制御回路の比較器ＣＵ に入力す
る。比較器ＣＵ は電流指令値ＩＵ ＊と電流検出値
ＩＵ とを比較し、偏差εＵ ＝ＩＵ ＊−ＩＵ を
求める。当該偏差εＵ を次の制御補償回路ＧＵ （ｓ
） で増幅し、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉ とする。
により検出し、電流制御回路の比較器ＣＵ に入力す
る。比較器ＣＵ は電流指令値ＩＵ ＊と電流検出値
ＩＵ とを比較し、偏差εＵ ＝ＩＵ ＊−ＩＵ を
求める。当該偏差εＵ を次の制御補償回路ＧＵ （ｓ
） で増幅し、ＰＷＭ制御の入力信号ｅｉ とする。
【００２４】三角波発生器ＴＲＧは２つの三角波Ｘ，Ｙ
を発生し、比較器Ｃ１ ，Ｃ２ に入力する。比較器Ｃ
１ は三角波Ｘと前記入力信号ｅｉ を比較しシュミッ
ト回路ＳＨ１を介して素子素子Ｓ１ とＳ３ のゲ―ト
信号ｇ１ を作る。又、比較器Ｃ２ は三角波Ｙと前記
入力信号ｅｉ を比較し、シュミット回路ＳＨ２ を介
して素子素子Ｓ２ とＳ４ のゲ―ト信号ｇ２ を作る
。図２は、本発明の動作を説明するためのタイムチャ―
ト図である。
を発生し、比較器Ｃ１ ，Ｃ２ に入力する。比較器Ｃ
１ は三角波Ｘと前記入力信号ｅｉ を比較しシュミッ
ト回路ＳＨ１を介して素子素子Ｓ１ とＳ３ のゲ―ト
信号ｇ１ を作る。又、比較器Ｃ２ は三角波Ｙと前記
入力信号ｅｉ を比較し、シュミット回路ＳＨ２ を介
して素子素子Ｓ２ とＳ４ のゲ―ト信号ｇ２ を作る
。図２は、本発明の動作を説明するためのタイムチャ―
ト図である。
【００２５】ＰＷＭ制御の搬送波Ｘは０〜＋ＥＭＡＸ
の間で変化する一定周波数の三角波である。又、搬送波
Ｙは０〜−ＥＭＡＸ の間で変化する一定周波数の三角
波で、搬送波Ｘと同相になっている。即ち、Ｘ＝＋ＥＭ
ＡＸ のとき、Ｙ＝０となり、Ｘ＝０ のと
き、Ｙ＝−ＥＭＡＸ となる。故に、ｂ１ 点（Ｘ＝０
）からｂ２ 点（Ｙ＝−ＥＭＡＸ ）まで、電圧差とし
てＥＭＡＸの差がある。ＰＷＭ制御入力信号ｅｉ と前
記三角波Ｘ，Ｙとを比較し、ゲ―ト信号ｇ１ 及びｇ２
を作る。即ち、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１で、素子Ｓ１ をオン（
素子Ｓ３ をオフ） ｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０で、素子Ｓ１ をオフ（
素子Ｓ３ をオン） ｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝１で、素子Ｓ４ をオン（
素子Ｓ２ をオフ） ｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０で、素子Ｓ４ をオフ（
素子Ｓ２ をオン） とする。このとき、インバ―タの出力電圧ＶＵ は、次
のように変化する。但し、全体の直流電圧をＶｄ とし
、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、素子Ｓ１
とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／２素子Ｓ
２ とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０素子Ｓ３ とＳ
４ がオンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２となり、３レ
ベルの出力電圧となる。その平均値ＶＵ は上記入力信
号ｅｉ に比例位した値となる。
の間で変化する一定周波数の三角波である。又、搬送波
Ｙは０〜−ＥＭＡＸ の間で変化する一定周波数の三角
波で、搬送波Ｘと同相になっている。即ち、Ｘ＝＋ＥＭ
ＡＸ のとき、Ｙ＝０となり、Ｘ＝０ のと
き、Ｙ＝−ＥＭＡＸ となる。故に、ｂ１ 点（Ｘ＝０
）からｂ２ 点（Ｙ＝−ＥＭＡＸ ）まで、電圧差とし
てＥＭＡＸの差がある。ＰＷＭ制御入力信号ｅｉ と前
記三角波Ｘ，Ｙとを比較し、ゲ―ト信号ｇ１ 及びｇ２
を作る。即ち、 ｅｉ ＞Ｘのとき、ｇ１ ＝１で、素子Ｓ１ をオン（
素子Ｓ３ をオフ） ｅｉ ≦Ｘのとき、ｇ１ ＝０で、素子Ｓ１ をオフ（
素子Ｓ３ をオン） ｅｉ ＜Ｙのとき、ｇ２ ＝１で、素子Ｓ４ をオン（
素子Ｓ２ をオフ） ｅｉ ≧Ｙのとき、ｇ２ ＝０で、素子Ｓ４ をオフ（
素子Ｓ２ をオン） とする。このとき、インバ―タの出力電圧ＶＵ は、次
のように変化する。但し、全体の直流電圧をＶｄ とし
、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ ／２とする。即ち、素子Ｓ１
とＳ２ がオンのとき、ＶＵ ＝＋Ｖｄ ／２素子Ｓ
２ とＳ３ がオンのとき、ＶＵ ＝０素子Ｓ３ とＳ
４ がオンのとき、ＶＵ ＝−Ｖｄ ／２となり、３レ
ベルの出力電圧となる。その平均値ＶＵ は上記入力信
号ｅｉ に比例位した値となる。
【００２６】今、ａ点で入力信号ｅｉ が急変した場合
を考える。ゲ―ト信号ｇ１ の幅が素子Ｓ１ の最小オ
ン時間Δｔより短くなるが、当該最小オン時間Δｔを確
保するため破線で示す信号ｇ１ ´となる。しかし入力
信号ｅｉ の変化がＥＭＡＸ より小さい場合、ｅｉ
は三角波Ｙとａ点で交差することなく、ゲ―ト信号ｇ２
は「０」の状態を保つ。この結果、ｇ１ ´＝１とｇ２
＝１の期間が重なることはなく、素子Ｓ１がオンのと
きは素子Ｓ２も必ずオンとなっている。同様に、素子Ｓ
４ がオンのときは素子Ｓ３ も必ずオン状態を保って
いる。
を考える。ゲ―ト信号ｇ１ の幅が素子Ｓ１ の最小オ
ン時間Δｔより短くなるが、当該最小オン時間Δｔを確
保するため破線で示す信号ｇ１ ´となる。しかし入力
信号ｅｉ の変化がＥＭＡＸ より小さい場合、ｅｉ
は三角波Ｙとａ点で交差することなく、ゲ―ト信号ｇ２
は「０」の状態を保つ。この結果、ｇ１ ´＝１とｇ２
＝１の期間が重なることはなく、素子Ｓ１がオンのと
きは素子Ｓ２も必ずオンとなっている。同様に、素子Ｓ
４ がオンのときは素子Ｓ３ も必ずオン状態を保って
いる。
【００２７】これを言い代えると、素子Ｓ２ がオフの
とき素子Ｓ１ もオフとなっており、図１の出力電流Ｉ
Ｕ が矢印の向きに流れている場合、ダイオ―ドＤ３
，Ｄ４ が導通し、全電圧Ｖｄ が素子Ｓ１ とＳ２
の直列回路に印加されるが、両者ともオフなので、各素
子にはＶｄ ／２の電圧が印加される。同様に、素子Ｓ
３ がオフのときは素子Ｓ４ もオフとなっており、や
はり各素子にはＶｄ ／２以上の電圧は印加されない。
とき素子Ｓ１ もオフとなっており、図１の出力電流Ｉ
Ｕ が矢印の向きに流れている場合、ダイオ―ドＤ３
，Ｄ４ が導通し、全電圧Ｖｄ が素子Ｓ１ とＳ２
の直列回路に印加されるが、両者ともオフなので、各素
子にはＶｄ ／２の電圧が印加される。同様に、素子Ｓ
３ がオフのときは素子Ｓ４ もオフとなっており、や
はり各素子にはＶｄ ／２以上の電圧は印加されない。
【００２８】即ち、従来のＰＷＭ制御装置によると、入
力信号ｅｉ が零点付近で変動すると、４つの素子Ｓ１
〜Ｓ４ のうち、内側の素子Ｓ２ かＳ３ のいずれ
かに直流全電圧Ｖｄ が印加される危険があったが、本
発明によればその危険を除去できる。
力信号ｅｉ が零点付近で変動すると、４つの素子Ｓ１
〜Ｓ４ のうち、内側の素子Ｓ２ かＳ３ のいずれ
かに直流全電圧Ｖｄ が印加される危険があったが、本
発明によればその危険を除去できる。
【００２９】以上はＵ相分のインバ―タについて説明し
たが、Ｖ相、Ｗ相も同様に制御され、従来の問題点は解
決される。又、３相３線式の負荷にも同様に適用できる
ことは言うまでもない。尚、搬送波Ｘ，Ｙの周波数は一
定として説明したが、両者の位相が一致していれば、周
波数を可変しても同様に適用できることは言うまでもな
い。
たが、Ｖ相、Ｗ相も同様に制御され、従来の問題点は解
決される。又、３相３線式の負荷にも同様に適用できる
ことは言うまでもない。尚、搬送波Ｘ，Ｙの周波数は一
定として説明したが、両者の位相が一致していれば、周
波数を可変しても同様に適用できることは言うまでもな
い。
【００３０】図３は単相フルブリッジ結線の中性点クラ
ンプ式インバ―タの主回路構成を示すもので、図４はそ
のインバ―タに本発明を適用したときのタイムチャ―ト
図を示す。
ンプ式インバ―タの主回路構成を示すもので、図４はそ
のインバ―タに本発明を適用したときのタイムチャ―ト
図を示す。
【００３１】図中、Ｖｄ１，ｖｄ２は直流電源、Ｓ１
〜Ｓ８ は自己消弧素子、Ｄ１ 〜Ｄ８ はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｄ９ 〜Ｄ１２はクランプ用ダイオ
―ド、ＬＯＡＤは負荷である。以下、図４を用いて図３
のインバ―タのＰＷＭ制御動作を説明する。
〜Ｓ８ は自己消弧素子、Ｄ１ 〜Ｄ８ はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｄ９ 〜Ｄ１２はクランプ用ダイオ
―ド、ＬＯＡＤは負荷である。以下、図４を用いて図３
のインバ―タのＰＷＭ制御動作を説明する。
【００３２】ＰＷＭ制御の搬送波Ｘ１ ，Ｘ２ は０〜
＋ＥＭＡＸ の間で変化する一定周波数の三角波で、Ｘ
２ はＸ１ に対して位相が１８０°ずれている。又、
搬送波Ｙ１ ，Ｙ２は０〜−ＥＭＡＸ の間で変化する
一定周波数の三角波で、それぞれＸ１ ，Ｘ２ と同相
になっている。素子Ｓ１ とＳ３ のゲ―ト信号ｇ１
は入力信号ｅｉ と三角波Ｘ１ とを比較することによ
って求められる。即ち、ｅｉ ＞Ｘ１ のとき、ｇ１
＝１で、素子Ｓ１をオン（素子Ｓ３ をオフ） ｅｉ ≦Ｘ１ のとき、ｇ１ ＝０で、素子Ｓ１をオフ
（素子Ｓ３ をオン） となる。又、入力信号ｅｉ と三角波Ｙ１ とを比較す
ることにより、素子Ｓ２ 及びＳ４ のゲ―ト信号ｇ２
が得られる。 ｅｉ ＜Ｙ１ のとき、ｇ２ ＝１で、素子Ｓ４をオン
（素子Ｓ２ をオフ） ｅｉ ≧Ｙ１ のとき、ｇ２ ＝０で、素子Ｓ４をオフ
（素子Ｓ２ をオン） となる。同様に、入力信号ｅｉ と三角波Ｘ２ ，Ｙ２
を比較することにより、素子Ｓ５ 〜Ｓ８ のゲ―ト
信号ｇ３ ，ｇ４ が得られる。即ち、 ｅｉ ＞Ｘ２ のとき、ｇ３ ＝１で、素子Ｓ８ をオ
ン（素子Ｓ６ をオフ） ｅｉ ≦Ｘ２ のとき、ｇ３ ＝０で、素子Ｓ８ をオ
フ（素子Ｓ６ をオン） ｅｉ ＜Ｙ２ のとき、ｇ４ ＝１で、素子Ｓ５ をオ
ン（素子Ｓ７ をオフ） ｅｉ ≧Ｙ２ のとき、ｇ４ ＝０で、素子Ｓ５ をオ
フ（素子Ｓ７ をオン） となる。この結果、図３のＡ点の電圧ＶＡ およびＢ点
の電圧ＶＢは図４に示すようになり、負荷ＬＯＡＤに印
加される電圧ＶＵ はの平均値は前記ＰＷＭ制御入力信
号ｅｉ に比例した値となる。
＋ＥＭＡＸ の間で変化する一定周波数の三角波で、Ｘ
２ はＸ１ に対して位相が１８０°ずれている。又、
搬送波Ｙ１ ，Ｙ２は０〜−ＥＭＡＸ の間で変化する
一定周波数の三角波で、それぞれＸ１ ，Ｘ２ と同相
になっている。素子Ｓ１ とＳ３ のゲ―ト信号ｇ１
は入力信号ｅｉ と三角波Ｘ１ とを比較することによ
って求められる。即ち、ｅｉ ＞Ｘ１ のとき、ｇ１
＝１で、素子Ｓ１をオン（素子Ｓ３ をオフ） ｅｉ ≦Ｘ１ のとき、ｇ１ ＝０で、素子Ｓ１をオフ
（素子Ｓ３ をオン） となる。又、入力信号ｅｉ と三角波Ｙ１ とを比較す
ることにより、素子Ｓ２ 及びＳ４ のゲ―ト信号ｇ２
が得られる。 ｅｉ ＜Ｙ１ のとき、ｇ２ ＝１で、素子Ｓ４をオン
（素子Ｓ２ をオフ） ｅｉ ≧Ｙ１ のとき、ｇ２ ＝０で、素子Ｓ４をオフ
（素子Ｓ２ をオン） となる。同様に、入力信号ｅｉ と三角波Ｘ２ ，Ｙ２
を比較することにより、素子Ｓ５ 〜Ｓ８ のゲ―ト
信号ｇ３ ，ｇ４ が得られる。即ち、 ｅｉ ＞Ｘ２ のとき、ｇ３ ＝１で、素子Ｓ８ をオ
ン（素子Ｓ６ をオフ） ｅｉ ≦Ｘ２ のとき、ｇ３ ＝０で、素子Ｓ８ をオ
フ（素子Ｓ６ をオン） ｅｉ ＜Ｙ２ のとき、ｇ４ ＝１で、素子Ｓ５ をオ
ン（素子Ｓ７ をオフ） ｅｉ ≧Ｙ２ のとき、ｇ４ ＝０で、素子Ｓ５ をオ
フ（素子Ｓ７ をオン） となる。この結果、図３のＡ点の電圧ＶＡ およびＢ点
の電圧ＶＢは図４に示すようになり、負荷ＬＯＡＤに印
加される電圧ＶＵ はの平均値は前記ＰＷＭ制御入力信
号ｅｉ に比例した値となる。
【００３３】入力信号ｅｉ が急変してもその変動幅が
ＥＭＡＸ より小さければ、図２で説明したときと同様
の効果が得られる。もちろん、入力信号の変動幅がＥＭ
ＡＸ より大きくなっても、それが緩やかに変化するの
であれば何の問題も発生しない。
ＥＭＡＸ より小さければ、図２で説明したときと同様
の効果が得られる。もちろん、入力信号の変動幅がＥＭ
ＡＸ より大きくなっても、それが緩やかに変化するの
であれば何の問題も発生しない。
【００３４】尚、図１の制御回路は説明を分り易くする
ため、ハ―ドウェアの制御ブロック図として表したが、
マイクロコンピュ―タ等を用いて本発明をソフトウェア
による演算で行なうことができることは言うまでもない
。
ため、ハ―ドウェアの制御ブロック図として表したが、
マイクロコンピュ―タ等を用いて本発明をソフトウェア
による演算で行なうことができることは言うまでもない
。
【００３５】以上は直流電力を交流電力に変換するイン
バ―タについて説明したが、交流電力を直流電力に変換
するコンバ―タについても同様に適用することができる
ことは言うまでもない。
バ―タについて説明したが、交流電力を直流電力に変換
するコンバ―タについても同様に適用することができる
ことは言うまでもない。
【００３６】
【発明の効果】以上説明のように、本発明の中性点クラ
ンプ式電力変換器の制御装置によれば、ＰＷＭ制御の入
力信号が急変してもその変化の幅が許容値以内であれば
、１つの素子に直流全電圧が印加されるようなモ―ドを
避けることができ、素子破壊の危険をなくすることが可
能となる。
ンプ式電力変換器の制御装置によれば、ＰＷＭ制御の入
力信号が急変してもその変化の幅が許容値以内であれば
、１つの素子に直流全電圧が印加されるようなモ―ドを
避けることができ、素子破壊の危険をなくすることが可
能となる。
【図１】本発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。
【図２】本発明の動作を説明するためのタイムチャ―ト
図。
図。
【図３】本発明が適用できる中性点クランプ式電力変換
器の他の実施例を示す主回路構成図。
器の他の実施例を示す主回路構成図。
【図４】［図３］に示す本中性点クランプ式電力変換器
に本発明を適用した場合の動作を説明するためのタイム
チャ―ト図。
に本発明を適用した場合の動作を説明するためのタイム
チャ―ト図。
【図５】本発明が適用される中性点クランプ式電力変換
器の主回路構成図。
器の主回路構成図。
【図６】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するためのタイムチャ―ト図。
の動作を説明するためのタイムチャ―ト図。
【図７】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
において、ＰＷＭ制御入力信号を急変させた場合の動作
を説明するためのタイムチャ―ト図。
において、ＰＷＭ制御入力信号を急変させた場合の動作
を説明するためのタイムチャ―ト図。
【図８】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するための［図７］のタイムチャ―ト図の
一部を拡大した図。
の動作を説明するための［図７］のタイムチャ―ト図の
一部を拡大した図。
Ｖｄ１，Ｖｄ２…直流電源、Ｓ１ 〜Ｓ４ …自己消弧
素子、Ｄ１ 〜Ｄ４ …フリ―ホイリングダイオ―ド、
Ｄ５ ，Ｄ６ …クランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤ…負
荷、ＣＴＵ…電流検出器、ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ …比
較器、ＧＵ （ｓ） …電流制御補償回路、ＴＲＧ…三
角波発生器、ＳＨ１ ，ＳＨ２ …シュミット回路。
素子、Ｄ１ 〜Ｄ４ …フリ―ホイリングダイオ―ド、
Ｄ５ ，Ｄ６ …クランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤ…負
荷、ＣＴＵ…電流検出器、ＣＵ ，Ｃ１ ，Ｃ２ …比
較器、ＧＵ （ｓ） …電流制御補償回路、ＴＲＧ…三
角波発生器、ＳＨ１ ，ＳＨ２ …シュミット回路。
Claims (1)
- 【請求項１】 直列接続された４個の自己消弧素子Ｓ
１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ と、これらの各素子に逆
並列接続されるフリ―ホイリングダイオ―ドＤ１ ，Ｄ
２ ，Ｄ３ ，Ｄ４ と、クランプ用ダイオ―ドＤ５
，Ｄ６ とで構成される中性点クランプ式電力変換器に
おいて、パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零と
プラス側で変化する三角波Ｘ、もう１つは零とマイナス
側で変化する三角波Ｙを発生する手段と、この２つの三
角波Ｘ，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅｉ とを比較し、 ｅｉ ＞Ｘのとき、 前記素子Ｓ１ ，Ｓ２ を
オン（Ｓ３ ，Ｓ４ をオフ） Ｙ≦ｅｉ ≦Ｘのとき、前記素子Ｓ２ ，Ｓ３ をオン
（Ｓ１ ，Ｓ４ をオフ） ｅｉ ＜Ｙのとき、 前記素子Ｓ３ ，Ｓ４ を
オン（Ｓ１ ，Ｓ２ をオフ） となるようにパルス幅変調制御する手段を具備して成る
中性点クランプ式電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3033910A JPH0767272B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3033910A JPH0767272B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04275057A true JPH04275057A (ja) | 1992-09-30 |
| JPH0767272B2 JPH0767272B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=12399675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3033910A Expired - Lifetime JPH0767272B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767272B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU668306B2 (en) * | 1993-06-14 | 1996-04-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter |
| WO2003107521A1 (ja) * | 2002-06-12 | 2003-12-24 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍインバータ制御装置および制御方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5917723A (ja) * | 1982-07-21 | 1984-01-30 | Internatl Rectifier Corp Japan Ltd | ゲ−トタ−ンオフサイリスタのゲ−ト駆動方法 |
| JPS6447277A (en) * | 1987-08-14 | 1989-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse width modulation system for power converter |
| JPH02261063A (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-23 | Hitachi Ltd | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
-
1991
- 1991-02-28 JP JP3033910A patent/JPH0767272B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5917723A (ja) * | 1982-07-21 | 1984-01-30 | Internatl Rectifier Corp Japan Ltd | ゲ−トタ−ンオフサイリスタのゲ−ト駆動方法 |
| JPS6447277A (en) * | 1987-08-14 | 1989-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse width modulation system for power converter |
| JPH02261063A (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-23 | Hitachi Ltd | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU668306B2 (en) * | 1993-06-14 | 1996-04-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter |
| WO2003107521A1 (ja) * | 2002-06-12 | 2003-12-24 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍインバータ制御装置および制御方法 |
| US7031172B2 (en) | 2002-06-12 | 2006-04-18 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | PMW inverter control apparatus and control method |
| CN100401629C (zh) * | 2002-06-12 | 2008-07-09 | 株式会社安川电机 | Pwm逆变器控制装置和控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0767272B2 (ja) | 1995-07-19 |
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