JPH03208289A - インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法 - Google Patents
インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法Info
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- JPH03208289A JPH03208289A JP2002136A JP213690A JPH03208289A JP H03208289 A JPH03208289 A JP H03208289A JP 2002136 A JP2002136 A JP 2002136A JP 213690 A JP213690 A JP 213690A JP H03208289 A JPH03208289 A JP H03208289A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
- H01F2038/003—High frequency transformer for microwave oven
Landscapes
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、直流電源を高電圧の高周波電流に変換し、こ
れを倍電圧整流回路により整流してマグネトロンに与え
るインバータ電子レンジに関し、特にスイッチング素子
の遷移時における損失を低減することができるインバー
タ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方
広に関する。
れを倍電圧整流回路により整流してマグネトロンに与え
るインバータ電子レンジに関し、特にスイッチング素子
の遷移時における損失を低減することができるインバー
タ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方
広に関する。
[従来の技術コ
近年、通常は商用交流電源で使用される電気・電子機器
であって、屋外でも使用可能な機器が各種開発されてい
る。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車
用蓄電池の12V,24Vなどの定電圧直流電源で駆動
する必要がある。そして、現在広く利用されているイン
バータ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられて
いる。
であって、屋外でも使用可能な機器が各種開発されてい
る。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車
用蓄電池の12V,24Vなどの定電圧直流電源で駆動
する必要がある。そして、現在広く利用されているイン
バータ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられて
いる。
従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第6図に
示す。インバータ電子レンジ20は、商用電源21 (
ACIOOV,50/60Hz)から得られた交流電力
を整流回路22で直流電力に変換する。この直流電力は
一石共振型インバータ回路23で高周波に変換され、昇
圧用トランス24て昇圧される。昇圧トランス24の出
力は倍電圧整流回路25て整流され、マグネトロン26
の駆動に利用される。
示す。インバータ電子レンジ20は、商用電源21 (
ACIOOV,50/60Hz)から得られた交流電力
を整流回路22で直流電力に変換する。この直流電力は
一石共振型インバータ回路23で高周波に変換され、昇
圧用トランス24て昇圧される。昇圧トランス24の出
力は倍電圧整流回路25て整流され、マグネトロン26
の駆動に利用される。
上記インバータ電子レンジ20を定電圧直流電源で使用
する場含には、第7図に示すように、定電圧直流電源2
7とインバータ電子レンジ20の間にDC/ACインバ
ータ28を設け、定電圧直流電源27の出力をDC/A
Cインバータによって商用交流電源と同しIOOV,5
0/60Hzの交流電力に変換し、この交流電力でイン
バータ電子レンジ2口を作動させていた。
する場含には、第7図に示すように、定電圧直流電源2
7とインバータ電子レンジ20の間にDC/ACインバ
ータ28を設け、定電圧直流電源27の出力をDC/A
Cインバータによって商用交流電源と同しIOOV,5
0/60Hzの交流電力に変換し、この交流電力でイン
バータ電子レンジ2口を作動させていた。
[発明か解決しようとする課題]
上述したようにインバータ電子レンジ20を定電圧直流
電源27で使用する場合、DC/ACインバータ28と
、インバータ電子レンジ20の一石インバータ回路23
とで2度の電力変換が行なわれるため、電力の利用効率
か極めて低くなるという問題かある。また、2個のイン
バータ23、28を必要とすることから、電源回路のコ
ストも高くなる。さらに、自動車用蓄電池等の定電圧直
流電源が小容量である場合には、蓄電容量の制限かある
ため電力損失の小さい、すなわち電力利用効率の高い高
価なインハータ回路が必要となる。
電源27で使用する場合、DC/ACインバータ28と
、インバータ電子レンジ20の一石インバータ回路23
とで2度の電力変換が行なわれるため、電力の利用効率
か極めて低くなるという問題かある。また、2個のイン
バータ23、28を必要とすることから、電源回路のコ
ストも高くなる。さらに、自動車用蓄電池等の定電圧直
流電源が小容量である場合には、蓄電容量の制限かある
ため電力損失の小さい、すなわち電力利用効率の高い高
価なインハータ回路が必要となる。
また、従来のインバータ電子レンジの一石共振型インバ
ータ回路23に定電圧直流電源27を直接接続するよう
に仕様を変更することは理論的には可能であるが、直流
電圧を低くする分電流容量を大きくする必要があり、し
かも共振電流の周波数とスイッチング素子のオン時間の
ずれからスインチング素子の遷移時における損失が大き
く、電流容量は非常に大きなものを必要とする。このよ
うな電流容量を持つスイッチング素子は現在では人手不
可能(市販されていない)、あるいは存在するとしても
非常に高価なものとなる。
ータ回路23に定電圧直流電源27を直接接続するよう
に仕様を変更することは理論的には可能であるが、直流
電圧を低くする分電流容量を大きくする必要があり、し
かも共振電流の周波数とスイッチング素子のオン時間の
ずれからスインチング素子の遷移時における損失が大き
く、電流容量は非常に大きなものを必要とする。このよ
うな電流容量を持つスイッチング素子は現在では人手不
可能(市販されていない)、あるいは存在するとしても
非常に高価なものとなる。
本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源とし、
スイッチング損失が極めて小さく、しかも安価でかつコ
ンパクトなインハータ電子レンジを提供することにある
。
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源とし、
スイッチング損失が極めて小さく、しかも安価でかつコ
ンパクトなインハータ電子レンジを提供することにある
。
[課題を解決するための手段]
上記目的を達或するための本発明のインバータ電子レン
ジのスイッチング時における遷移電流低減方〆去は、直
流電源をインバータ回路により高電圧の高周波に変換し
、高周波電力を倍電圧整流回路により整流して、マグネ
トロンに与えるインバータ電子レンジであって、 上記インバータ回路は、直流を高速でスイッチングする
ための2つのスイッチ素子と、この2つのスイッチング
素子を休止期間を設けて同じデューティサイクルで交互
にオンする制御手段とを備え、昇圧トランスのり一ケー
ジインダクタンス、整流回路のコンデンサ、および回路
抵抗の値、あるいはスイッチング素子のオン時間を調整
し、スイッチング素子に流れる電流波形の周波数の2分
の1周期が前記デューティサイクルとほぼ等しくなるよ
うに設定することを特徴とする。
ジのスイッチング時における遷移電流低減方〆去は、直
流電源をインバータ回路により高電圧の高周波に変換し
、高周波電力を倍電圧整流回路により整流して、マグネ
トロンに与えるインバータ電子レンジであって、 上記インバータ回路は、直流を高速でスイッチングする
ための2つのスイッチ素子と、この2つのスイッチング
素子を休止期間を設けて同じデューティサイクルで交互
にオンする制御手段とを備え、昇圧トランスのり一ケー
ジインダクタンス、整流回路のコンデンサ、および回路
抵抗の値、あるいはスイッチング素子のオン時間を調整
し、スイッチング素子に流れる電流波形の周波数の2分
の1周期が前記デューティサイクルとほぼ等しくなるよ
うに設定することを特徴とする。
[発明の作用コ
以上の本発明によれば、2つのスイッチング素子を同時
にオフした状態(休止期間)から、一方のスイッチング
素子をオンすると、倍電圧コンデンサ(倍電圧整流回路
に組込まれる)は昇圧用トランスのり一ヶ〜ジインダク
タンス、倍電圧コンデンサのキャパシタ、回路抵抗(但
しマグネトロンの抵抗を除く)で定まる振動の弧を描く
電流で充電される。倍電圧コンデンサの充電電圧の大き
さは、倍電圧コンデンサの初期電圧とスイッチング素子
のオン時間の長さで決まる。次に、前記と同しスイッチ
ング素子をオフすると、昇圧用トランスに蓄えられた電
磁エネルギが倍電圧コンデンサに供給されながら電源に
回生され、休止期間となる。
にオフした状態(休止期間)から、一方のスイッチング
素子をオンすると、倍電圧コンデンサ(倍電圧整流回路
に組込まれる)は昇圧用トランスのり一ヶ〜ジインダク
タンス、倍電圧コンデンサのキャパシタ、回路抵抗(但
しマグネトロンの抵抗を除く)で定まる振動の弧を描く
電流で充電される。倍電圧コンデンサの充電電圧の大き
さは、倍電圧コンデンサの初期電圧とスイッチング素子
のオン時間の長さで決まる。次に、前記と同しスイッチ
ング素子をオフすると、昇圧用トランスに蓄えられた電
磁エネルギが倍電圧コンデンサに供給されながら電源に
回生され、休止期間となる。
次に、休止期間の後、他方のスイッチング素子をオンす
ると、昇圧用トランスのリーケージインダクタンスと倍
電圧コンデンサのキャパシティ、マグネトロン抵抗を含
む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電流でマグネトロン
に電気エネルギが供給される。ここでマグネトロンに供
給される電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチン
グ素子のオン時間の長さで決まる。そしてスイッチング
素子かオフすると、昇圧用トランスに蓄えられた電磁エ
ネルギがマグネトロンに供給されながら電源回路に回生
される。
ると、昇圧用トランスのリーケージインダクタンスと倍
電圧コンデンサのキャパシティ、マグネトロン抵抗を含
む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電流でマグネトロン
に電気エネルギが供給される。ここでマグネトロンに供
給される電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチン
グ素子のオン時間の長さで決まる。そしてスイッチング
素子かオフすると、昇圧用トランスに蓄えられた電磁エ
ネルギがマグネトロンに供給されながら電源回路に回生
される。
以上のスイッチング動作が繰返されてマグネトロンは高
周波電力を発振する。
周波電力を発振する。
この場合において、スイッチング素子の電流波形は、昇
圧トランスのり一ケージインダクタンス、倍電圧コンデ
ンサおよび回路抵抗で定まる固有周波数の1/2周期で
振動する。モして昇圧トランス等の値を調整するか、ス
イッチング素子のON時間を調整して、固有の周波数の
1/2周期とスイッチング素子のON時間とを等しくし
ているので、スイッチング素子のオンオフ時における回
路電流はほほ0となる。
圧トランスのり一ケージインダクタンス、倍電圧コンデ
ンサおよび回路抵抗で定まる固有周波数の1/2周期で
振動する。モして昇圧トランス等の値を調整するか、ス
イッチング素子のON時間を調整して、固有の周波数の
1/2周期とスイッチング素子のON時間とを等しくし
ているので、スイッチング素子のオンオフ時における回
路電流はほほ0となる。
「発明の実施例]
以下、本発明のインバータ電子レンジおよび遷移時にお
ける損失低減方法について添付図面を参照して詳細に説
明する。
ける損失低減方法について添付図面を参照して詳細に説
明する。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第1図を参照して、インバータ電子レンジは、定電圧直
流電ti.(たとえば自動車用蓄電池)1の直流電力を
高周波電力に変換するプッシュブル電圧型インバータ回
路(以下、インバータ回路)2、高周波電圧を昇圧する
昇圧トランス3、昇圧トランス3の出力を整流する倍電
圧半波整流回路4を備えており、該倍電圧半波整流回路
4の出力によってマグネトロン5が駆動される。昇圧ト
ランス3の2次側からは、マグネトロン5のフィラメン
ト加熱用電源も供給される。
流電ti.(たとえば自動車用蓄電池)1の直流電力を
高周波電力に変換するプッシュブル電圧型インバータ回
路(以下、インバータ回路)2、高周波電圧を昇圧する
昇圧トランス3、昇圧トランス3の出力を整流する倍電
圧半波整流回路4を備えており、該倍電圧半波整流回路
4の出力によってマグネトロン5が駆動される。昇圧ト
ランス3の2次側からは、マグネトロン5のフィラメン
ト加熱用電源も供給される。
上記倍電圧半波整流回路4は公知の構成を有しており、
2個の高圧ダイオード6a、6bおよび倍電圧コンデン
サ7を備えている。上記インバータ回路2は、2個のパ
ワートランジスタ8a18b、およびパワートランジス
タ8a,8bを駆動するスイッチング素子ドライブ回路
9a,9bおよび制御回路10を備えている。
2個の高圧ダイオード6a、6bおよび倍電圧コンデン
サ7を備えている。上記インバータ回路2は、2個のパ
ワートランジスタ8a18b、およびパワートランジス
タ8a,8bを駆動するスイッチング素子ドライブ回路
9a,9bおよび制御回路10を備えている。
パワートランジスタ8aおよび8bのコレクタは昇圧ト
ランス3の1次巻線の一端3aおよび他?3bにそれぞ
れ接続され、またパワートランジスタ8aおよび8bの
エミッタ同士が接続されており、パワートランジスタ8
a,8bのベースか制御回路101スイッチング素子ド
ライブ回路9a、9bによって駆動されることにより、
昇圧トランス3の1次側を流れる電流が高速にスイッチ
ングされる。なお、トランシスタ8 a s 8 bに
代えて、パワートランジスタMOSFET,IGBTな
どのスイッチング素子を用いてもよい。
ランス3の1次巻線の一端3aおよび他?3bにそれぞ
れ接続され、またパワートランジスタ8aおよび8bの
エミッタ同士が接続されており、パワートランジスタ8
a,8bのベースか制御回路101スイッチング素子ド
ライブ回路9a、9bによって駆動されることにより、
昇圧トランス3の1次側を流れる電流が高速にスイッチ
ングされる。なお、トランシスタ8 a s 8 bに
代えて、パワートランジスタMOSFET,IGBTな
どのスイッチング素子を用いてもよい。
直流電源1は、その一端かパワートランジスタ8aのエ
ミッタとパワートランジスタ8bのエミッタとの接続点
に接続され、他端は昇圧トランス3の1次巻線のセンタ
ータツブ3Cに接続されている。
ミッタとパワートランジスタ8bのエミッタとの接続点
に接続され、他端は昇圧トランス3の1次巻線のセンタ
ータツブ3Cに接続されている。
第2図は制御回路10の回路図である。同図を参照して
、発振回路11は、トグルフリップフロップ12と鋸歯
状波発生回路13に接続され、トグル・フリップフロッ
プ12は2つのANDゲー1■ 1 5 a、1, 5
bに接続され、鋸歯状波発生回路]3は比較回路14
を介して上記ANDゲート15a、15bに接続されて
いる。上記トグル・フリソブフロップ12は発振回路1
2の出力信号をトリがとして、2相分割信号を出力する
。上記2相分割信号は2つのANDゲート15a,15
bにそれそれ人力される。一方、鋸歯状波発生回路13
に与えられた発振出力は、発振回路11の発振周波数に
同朗した鋸歯状波に変換された後に、比較回路14に人
力される。そして、比較回路14においてマグネトロン
5の出力を決定するための基準値(すなわちパワートラ
ンジスタをオンする時間を設定するためのスレッショル
ドレベル)との比較が行なわれ、予め設定されたオン時
間となるように変調される。変調された信号は上記AN
Dゲート15a,15bに人力され、トグル・フリップ
フロップ12で2相に分割された信号とANDをとるこ
とで、2つのパワートランジスタ8a,8bを同時にオ
フする時間を持ちながら、パワートランジスタ8a,8
bを交互に駆動する。
、発振回路11は、トグルフリップフロップ12と鋸歯
状波発生回路13に接続され、トグル・フリップフロッ
プ12は2つのANDゲー1■ 1 5 a、1, 5
bに接続され、鋸歯状波発生回路]3は比較回路14
を介して上記ANDゲート15a、15bに接続されて
いる。上記トグル・フリソブフロップ12は発振回路1
2の出力信号をトリがとして、2相分割信号を出力する
。上記2相分割信号は2つのANDゲート15a,15
bにそれそれ人力される。一方、鋸歯状波発生回路13
に与えられた発振出力は、発振回路11の発振周波数に
同朗した鋸歯状波に変換された後に、比較回路14に人
力される。そして、比較回路14においてマグネトロン
5の出力を決定するための基準値(すなわちパワートラ
ンジスタをオンする時間を設定するためのスレッショル
ドレベル)との比較が行なわれ、予め設定されたオン時
間となるように変調される。変調された信号は上記AN
Dゲート15a,15bに人力され、トグル・フリップ
フロップ12で2相に分割された信号とANDをとるこ
とで、2つのパワートランジスタ8a,8bを同時にオ
フする時間を持ちながら、パワートランジスタ8a,8
bを交互に駆動する。
比較器14には、鋸歯状波発生回路13からの鋸歯状波
と基準値とが人力されており、比較回路14の出力は鋸
歯状波の電圧レベルか基準値より大きい期間にハイレベ
ルになる。
と基準値とが人力されており、比較回路14の出力は鋸
歯状波の電圧レベルか基準値より大きい期間にハイレベ
ルになる。
ANDゲート15aおよび15bの出力は、それぞれス
イッチング素子ドライブ回路9a、9bを経て、パワー
トランジスタ8aおよび8bのべ−スに与えられる。A
NDゲート15aの出力がハイレベルのとき、パワート
ランジスタ8aはオン状態になる。また、ANDゲート
15bの出力がハイレベルのときパワートランジスタ8
bはオン状態になる。
イッチング素子ドライブ回路9a、9bを経て、パワー
トランジスタ8aおよび8bのべ−スに与えられる。A
NDゲート15aの出力がハイレベルのとき、パワート
ランジスタ8aはオン状態になる。また、ANDゲート
15bの出力がハイレベルのときパワートランジスタ8
bはオン状態になる。
第3図は制御回路工0の動作タイミングを示す図である
。同図を参照して、ANDゲート15aおよび15bの
出力は交互にハイレベルになるので、パワートランジス
タ8aおよび8bも交互にオン状態にされる。ここでA
NDゲート15aおよび15bの出力は同時にローレベ
ルになる期間、つまりデッドタイムが存在するように、
基準値が設定されている。なお、デッドタイムは2つの
スイッチング素子が同時にオンして短絡状態になるのを
防止するために設けるものである。
。同図を参照して、ANDゲート15aおよび15bの
出力は交互にハイレベルになるので、パワートランジス
タ8aおよび8bも交互にオン状態にされる。ここでA
NDゲート15aおよび15bの出力は同時にローレベ
ルになる期間、つまりデッドタイムが存在するように、
基準値が設定されている。なお、デッドタイムは2つの
スイッチング素子が同時にオンして短絡状態になるのを
防止するために設けるものである。
次に、本実施例の動作を説明する。パワートランジスタ
8aおよび8bが共にオフしている状態からパワートラ
ンジスタ8bがオンされると、昇圧トランス3の2次側
回路は高圧コンデンサ7、倍電圧ダイオード6a,昇圧
トランス3の2次巻線の一端3e12次巻線の他端3d
の閉ループ(第1図中のB)に電流が流れ倍電圧コンデ
ンサ7が充電される。なお倍電圧コンデンサ7の充電電
圧の大きさは、倍電圧コンデンサ7の初期電圧とパワー
トランジスタトランジスタ8a,8bのオン時間の長さ
で決まる。
8aおよび8bが共にオフしている状態からパワートラ
ンジスタ8bがオンされると、昇圧トランス3の2次側
回路は高圧コンデンサ7、倍電圧ダイオード6a,昇圧
トランス3の2次巻線の一端3e12次巻線の他端3d
の閉ループ(第1図中のB)に電流が流れ倍電圧コンデ
ンサ7が充電される。なお倍電圧コンデンサ7の充電電
圧の大きさは、倍電圧コンデンサ7の初期電圧とパワー
トランジスタトランジスタ8a,8bのオン時間の長さ
で決まる。
次に、再び上記と同じトランジスタ8bをオンすると、
昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネルギが倍電圧コン
デンサ7に供給されながら電源1に回生され、パワート
ランジスタ8a、8bが同時にオフする期間に移る。
昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネルギが倍電圧コン
デンサ7に供給されながら電源1に回生され、パワート
ランジスタ8a、8bが同時にオフする期間に移る。
次に、パワートランジスタ8aがオンされると、昇圧ト
ランス3の2次側回路は高電圧ダイオード6a,倍電圧
コンデンサ7、昇圧トランス3の2次側巻線の一端3d
,2次巻線の他端3 e sマグネトロン5の閉ループ
(第1図中のA)に電流か流れマグネトロン5に電気エ
ネルギが供給される。
ランス3の2次側回路は高電圧ダイオード6a,倍電圧
コンデンサ7、昇圧トランス3の2次側巻線の一端3d
,2次巻線の他端3 e sマグネトロン5の閉ループ
(第1図中のA)に電流か流れマグネトロン5に電気エ
ネルギが供給される。
ここてマグネトロン5に供給される電力は@電圧コンデ
ンサ7の電圧とパワートランジスタ8 a s8bのオ
ン時間の長さで決まる。そして、パワートランジスタ8
aをオフすると、昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネ
ルギはマグネトロン5に供給されながら電源1に回生さ
れる。以上の動作が繰返されてマグネトロン5は高周波
電力の発振を続ける。
ンサ7の電圧とパワートランジスタ8 a s8bのオ
ン時間の長さで決まる。そして、パワートランジスタ8
aをオフすると、昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネ
ルギはマグネトロン5に供給されながら電源1に回生さ
れる。以上の動作が繰返されてマグネトロン5は高周波
電力の発振を続ける。
倍電圧コンデンサ7には、昇圧トランス3のリ一ケージ
インダクタンス、倍電圧コンデンサ7のキャパシティ、
回路抵抗(ただしマグネトロン5の抵抗分は除く)で定
まる振動の弧を描くパワートランジスタ8bのコレクタ
電流波形と同様の電流波形で充電され、また、マグネト
ロン5には昇圧トランス3のリ一ケージインダクタンス
と倍電圧コンデンサ7のキャパシティ、回路抵抗(ただ
しマグネトロン5の抵抗分を含む)で定まる振動の弧を
描くパワートランジスタトランジスタ8aのコレクタ電
流波形と同様の電流彼形で電気エネルギを供給される。
インダクタンス、倍電圧コンデンサ7のキャパシティ、
回路抵抗(ただしマグネトロン5の抵抗分は除く)で定
まる振動の弧を描くパワートランジスタ8bのコレクタ
電流波形と同様の電流波形で充電され、また、マグネト
ロン5には昇圧トランス3のリ一ケージインダクタンス
と倍電圧コンデンサ7のキャパシティ、回路抵抗(ただ
しマグネトロン5の抵抗分を含む)で定まる振動の弧を
描くパワートランジスタトランジスタ8aのコレクタ電
流波形と同様の電流彼形で電気エネルギを供給される。
ここで、一般的なパワートランジスタのスイッチング損
失は第4図に示すとおり“導通”ときに流れる電流と“
断″にかかる電圧との交叉面積で決まり、遷移損、導通
損に区分できる。遷移損はスイッチング素子が“断”か
ら“導通“導通″から“断″の遷移時に発生する損失、
導通損はスインチング素子の“導通”時の順方向降下分
による損失であり、導通損はスイッチング素子の特性に
より損失の大きさが決まるが、遷移損はスイッチング素
子の電流の波形の状態で低減することが可能である。な
おスイッチング素子がパワートランジスタの場合にはさ
らに、“断゛時に発生する漏れ電流分による漏れ損かあ
る。ただし、この損失は極めて小さい。
失は第4図に示すとおり“導通”ときに流れる電流と“
断″にかかる電圧との交叉面積で決まり、遷移損、導通
損に区分できる。遷移損はスイッチング素子が“断”か
ら“導通“導通″から“断″の遷移時に発生する損失、
導通損はスインチング素子の“導通”時の順方向降下分
による損失であり、導通損はスイッチング素子の特性に
より損失の大きさが決まるが、遷移損はスイッチング素
子の電流の波形の状態で低減することが可能である。な
おスイッチング素子がパワートランジスタの場合にはさ
らに、“断゛時に発生する漏れ電流分による漏れ損かあ
る。ただし、この損失は極めて小さい。
第5図は本実施例におけるパワートランジスタのスイッ
チング損失を示す図である。同図を参照してスイッチン
グ損失は低減できることを詳細に説明する。同図中破線
はパワートランジスタの電圧波形であり、直線はパワー
トランジスタの電流波形であり、この電流波形は昇圧ト
ランス3のリ一ケージインダクタンス、倍電圧コンデン
サ7のキャバンティ、回路抵抗で定まる固有の周波数で
決まる。この固有の周波数の2分の1の周期が、パワー
トランジスタ8a,8bのオン時間に近づくように振動
させると、同図に示すように遷移損A,Bも低減するこ
とができ、パワートランジスタトランジスタ8a,8b
として電流容量の比較的低いスイッチング素子を使用す
ることができ、またスイッチング周波数を高くすること
ができる。
チング損失を示す図である。同図を参照してスイッチン
グ損失は低減できることを詳細に説明する。同図中破線
はパワートランジスタの電圧波形であり、直線はパワー
トランジスタの電流波形であり、この電流波形は昇圧ト
ランス3のリ一ケージインダクタンス、倍電圧コンデン
サ7のキャバンティ、回路抵抗で定まる固有の周波数で
決まる。この固有の周波数の2分の1の周期が、パワー
トランジスタ8a,8bのオン時間に近づくように振動
させると、同図に示すように遷移損A,Bも低減するこ
とができ、パワートランジスタトランジスタ8a,8b
として電流容量の比較的低いスイッチング素子を使用す
ることができ、またスイッチング周波数を高くすること
ができる。
これにより昇圧用トランス3を小型・軽量にすることが
できる。
できる。
上記昇圧トランス3のリーケージインダクタンスと倍電
圧コンデンサ7のキャパシティと回路抵抗の設定は次の
とおりである。
圧コンデンサ7のキャパシティと回路抵抗の設定は次の
とおりである。
パワートランジスタの電流波形の固有周波数Fは次式で
示される。
示される。
Fz 4
27I−
たたし、βf王石EY
ここて、
L.昇圧トランスのリーケージインダクタンスC:倍電
圧コンデンサのキャパシティ R:回路抵抗 n:昇圧トランスの巻数比(2次側巻数/1次側巻数) したがって、パワートランジスタ8a,8bのオン時間
をTonとして、 に、L.C,Rで定まる固有周波数の周期の2分の1に
近い値にパワートランジスタ8a,8bのオン時間を設
定してもよい。ここでLは昇圧用トランス3のリ一ケー
ジインダクタンスとしているか、インダクタンス値の調
整を行なう場合、コイルを回路に追加してもよい。なお
、挿入位置は直流電源1と昇圧トランス3の1次巻線の
センタータツブ3cの間、あるいは倍電圧コンデンサ7
と昇圧用トランス3の2次側巻線の一端3dの間あるい
は、倍電圧コンデンサ7とダイオード6 a s6bの
接続点との間となる。
圧コンデンサのキャパシティ R:回路抵抗 n:昇圧トランスの巻数比(2次側巻数/1次側巻数) したがって、パワートランジスタ8a,8bのオン時間
をTonとして、 に、L.C,Rで定まる固有周波数の周期の2分の1に
近い値にパワートランジスタ8a,8bのオン時間を設
定してもよい。ここでLは昇圧用トランス3のリ一ケー
ジインダクタンスとしているか、インダクタンス値の調
整を行なう場合、コイルを回路に追加してもよい。なお
、挿入位置は直流電源1と昇圧トランス3の1次巻線の
センタータツブ3cの間、あるいは倍電圧コンデンサ7
と昇圧用トランス3の2次側巻線の一端3dの間あるい
は、倍電圧コンデンサ7とダイオード6 a s6bの
接続点との間となる。
また、先に述べたとおりパワートランジスタ8bかオン
して倍電圧コンデンサ7に充電される期間の回路抵抗は
マグネトロン5の抵抗分は含まないが、パワートランジ
スタ8aがオンしてマグネトロン5に電気エネルギが供
給される期間の回路抵抗は、マグ不トロン5の抵抗分を
含む。この回路抵抗にはマグネトロン5の抵抗分として
、マグネトロン5の等価抵抗を一時側に変換した値(昇
圧トランス3の巻線数の2乗で除した値)が加わる。し
かしながら、本回路では定電圧直流電源1を電源として
おり、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧用ト
ランスの巻線比nが高いことからマグネトロン5の抵抗
分は非常に小さい。したかって、パワートランジスタ8
aがオン期間でも、またパワートランジスタ8bがオン
期間でも同様のスイッチング電流波形が得られ、どちら
の場合であってもパワートランジスタ8a,8bのオン
オフ時の電流値を0に近づけることができる。
して倍電圧コンデンサ7に充電される期間の回路抵抗は
マグネトロン5の抵抗分は含まないが、パワートランジ
スタ8aがオンしてマグネトロン5に電気エネルギが供
給される期間の回路抵抗は、マグ不トロン5の抵抗分を
含む。この回路抵抗にはマグネトロン5の抵抗分として
、マグネトロン5の等価抵抗を一時側に変換した値(昇
圧トランス3の巻線数の2乗で除した値)が加わる。し
かしながら、本回路では定電圧直流電源1を電源として
おり、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧用ト
ランスの巻線比nが高いことからマグネトロン5の抵抗
分は非常に小さい。したかって、パワートランジスタ8
aがオン期間でも、またパワートランジスタ8bがオン
期間でも同様のスイッチング電流波形が得られ、どちら
の場合であってもパワートランジスタ8a,8bのオン
オフ時の電流値を0に近づけることができる。
なお、いずれの場合でも2つのパワートランジスタ8a
,8bのオン時間は、昇圧トランス3の偏磁防11−の
ため等しく設定する必要がある。
,8bのオン時間は、昇圧トランス3の偏磁防11−の
ため等しく設定する必要がある。
[発明の効果]
以上の本発明によれば、従来のごと<DC/ACインバ
ータを使用することなく、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、安価でコンパクトな電源回
路を有するインバータ電子レンジか提供できる。また、
スイッチング素子のオン時間をスイッチング時における
電流波形の周波数の1/2期間とほほ等しくすることに
より、スイソチング素子の遷移時における損失を大幅に
低減しているので、スイッチング素子として市販のもの
を使用することができる。さらに、周波数を高くするこ
とができるので、昇圧用トランスを小型・軽量にするこ
とができる。
ータを使用することなく、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、安価でコンパクトな電源回
路を有するインバータ電子レンジか提供できる。また、
スイッチング素子のオン時間をスイッチング時における
電流波形の周波数の1/2期間とほほ等しくすることに
より、スイソチング素子の遷移時における損失を大幅に
低減しているので、スイッチング素子として市販のもの
を使用することができる。さらに、周波数を高くするこ
とができるので、昇圧用トランスを小型・軽量にするこ
とができる。
第1図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
回路図、第2図は制御回路のブロック図、第3図は制御
回路の各制御信号の波形図、第4図は一般的なパワート
ランジスタのスイッチング損夫、第5図は本実施例のパ
ワートランジスタのスイッチング電流波形、第6図は従
来のインバータ電子レンジの回路図、第7図は定電圧直
流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆動する
方法を示す図である。 図において、1は直流電源、2はインバータ回路、3は
昇圧トランス、4は倍電圧半波整流回路、8a,8bは
パワートランジスタ、9a,9bはスイッチング素子駆
動回路である。
回路図、第2図は制御回路のブロック図、第3図は制御
回路の各制御信号の波形図、第4図は一般的なパワート
ランジスタのスイッチング損夫、第5図は本実施例のパ
ワートランジスタのスイッチング電流波形、第6図は従
来のインバータ電子レンジの回路図、第7図は定電圧直
流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆動する
方法を示す図である。 図において、1は直流電源、2はインバータ回路、3は
昇圧トランス、4は倍電圧半波整流回路、8a,8bは
パワートランジスタ、9a,9bはスイッチング素子駆
動回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 直流電源をインバータ回路により高電圧の高周波に変換
し、高周波電力を倍電圧整流回路により整流して、マグ
ネトロンに与えるインバータ電子レンジにおいて、 上記インバータ回路は、直流を高速でスイッチングする
ための2つのスイッチ素子と、この2つのスイッチング
素子を休止期間を設けて同じデューティサイクルで交互
にオンする制御手段とを備え、昇圧トランスのリーケー
ジインダクタンス、整流回路のコンデンサ、および回路
抵抗の値、あるいはスイッチング素子のオン時間を調整
し、上記スイッチング素子に流れる電流波形の周波数の
2分の1周期が前記デューティサイクルとほぼ等しくな
るように設定することを特徴とするインバータ電子レン
ジのスイッチング時における遷移電流低減方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002136A JPH03208289A (ja) | 1990-01-08 | 1990-01-08 | インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002136A JPH03208289A (ja) | 1990-01-08 | 1990-01-08 | インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03208289A true JPH03208289A (ja) | 1991-09-11 |
Family
ID=11520922
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002136A Pending JPH03208289A (ja) | 1990-01-08 | 1990-01-08 | インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03208289A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03283289A (ja) * | 1990-03-29 | 1991-12-13 | Sharp Corp | インバータ電子レンジの駆動回路 |
-
1990
- 1990-01-08 JP JP2002136A patent/JPH03208289A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03283289A (ja) * | 1990-03-29 | 1991-12-13 | Sharp Corp | インバータ電子レンジの駆動回路 |
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