JPH03208289A - インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流電源を高電圧の高周波電流に変換し、こ
れを倍電圧整流回路により整流してマグネトロンに与え
るインバータ電子レンジに関し、特にスイッチング素子
の遷移時における損失を低減することができるインバー
タ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方
広に関する。

［従来の技術コ 近年、通常は商用交流電源で使用される電気・電子機器
であって、屋外でも使用可能な機器が各種開発されてい
る。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車
用蓄電池の１２Ｖ，２４Ｖなどの定電圧直流電源で駆動
する必要がある。そして、現在広く利用されているイン
バータ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられて
いる。

従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第６図に
示す。インバータ電子レンジ２０は、商用電源２１　（
ＡＣＩＯＯＶ，５０／６０Ｈｚ）から得られた交流電力
を整流回路２２で直流電力に変換する。この直流電力は
一石共振型インバータ回路２３で高周波に変換され、昇
圧用トランス２４て昇圧される。昇圧トランス２４の出
力は倍電圧整流回路２５て整流され、マグネトロン２６
の駆動に利用される。

上記インバータ電子レンジ２０を定電圧直流電源で使用
する場含には、第７図に示すように、定電圧直流電源２
７とインバータ電子レンジ２０の間にＤＣ／ＡＣインバ
ータ２８を設け、定電圧直流電源２７の出力をＤＣ／Ａ
Ｃインバータによって商用交流電源と同しＩＯＯＶ，５
０／６０Ｈｚの交流電力に変換し、この交流電力でイン
バータ電子レンジ２口を作動させていた。

［発明か解決しようとする課題］ 上述したようにインバータ電子レンジ２０を定電圧直流
電源２７で使用する場合、ＤＣ／ＡＣインバータ２８と
、インバータ電子レンジ２０の一石インバータ回路２３
とで２度の電力変換が行なわれるため、電力の利用効率
か極めて低くなるという問題かある。また、２個のイン
バータ２３、２８を必要とすることから、電源回路のコ
ストも高くなる。さらに、自動車用蓄電池等の定電圧直
流電源が小容量である場合には、蓄電容量の制限かある
ため電力損失の小さい、すなわち電力利用効率の高い高
価なインハータ回路が必要となる。

また、従来のインバータ電子レンジの一石共振型インバ
ータ回路２３に定電圧直流電源２７を直接接続するよう
に仕様を変更することは理論的には可能であるが、直流
電圧を低くする分電流容量を大きくする必要があり、し
かも共振電流の周波数とスイッチング素子のオン時間の
ずれからスインチング素子の遷移時における損失が大き
く、電流容量は非常に大きなものを必要とする。このよ
うな電流容量を持つスイッチング素子は現在では人手不
可能（市販されていない）、あるいは存在するとしても
非常に高価なものとなる。

本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源とし、
スイッチング損失が極めて小さく、しかも安価でかつコ
ンパクトなインハータ電子レンジを提供することにある
。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達或するための本発明のインバータ電子レン
ジのスイッチング時における遷移電流低減方〆去は、直
流電源をインバータ回路により高電圧の高周波に変換し
、高周波電力を倍電圧整流回路により整流して、マグネ
トロンに与えるインバータ電子レンジであって、 上記インバータ回路は、直流を高速でスイッチングする
ための２つのスイッチ素子と、この２つのスイッチング
素子を休止期間を設けて同じデューティサイクルで交互
にオンする制御手段とを備え、昇圧トランスのり一ケー
ジインダクタンス、整流回路のコンデンサ、および回路
抵抗の値、あるいはスイッチング素子のオン時間を調整
し、スイッチング素子に流れる電流波形の周波数の２分
の１周期が前記デューティサイクルとほぼ等しくなるよ
うに設定することを特徴とする。

［発明の作用コ 以上の本発明によれば、２つのスイッチング素子を同時
にオフした状態（休止期間）から、一方のスイッチング
素子をオンすると、倍電圧コンデンサ（倍電圧整流回路
に組込まれる）は昇圧用トランスのり一ヶ〜ジインダク
タンス、倍電圧コンデンサのキャパシタ、回路抵抗（但
しマグネトロンの抵抗を除く）で定まる振動の弧を描く
電流で充電される。倍電圧コンデンサの充電電圧の大き
さは、倍電圧コンデンサの初期電圧とスイッチング素子
のオン時間の長さで決まる。次に、前記と同しスイッチ
ング素子をオフすると、昇圧用トランスに蓄えられた電
磁エネルギが倍電圧コンデンサに供給されながら電源に
回生され、休止期間となる。

次に、休止期間の後、他方のスイッチング素子をオンす
ると、昇圧用トランスのリーケージインダクタンスと倍
電圧コンデンサのキャパシティ、マグネトロン抵抗を含
む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電流でマグネトロン
に電気エネルギが供給される。ここでマグネトロンに供
給される電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチン
グ素子のオン時間の長さで決まる。そしてスイッチング
素子かオフすると、昇圧用トランスに蓄えられた電磁エ
ネルギがマグネトロンに供給されながら電源回路に回生
される。

以上のスイッチング動作が繰返されてマグネトロンは高
周波電力を発振する。

この場合において、スイッチング素子の電流波形は、昇
圧トランスのり一ケージインダクタンス、倍電圧コンデ
ンサおよび回路抵抗で定まる固有周波数の１／２周期で
振動する。モして昇圧トランス等の値を調整するか、ス
イッチング素子のＯＮ時間を調整して、固有の周波数の
１／２周期とスイッチング素子のＯＮ時間とを等しくし
ているので、スイッチング素子のオンオフ時における回
路電流はほほ０となる。

「発明の実施例］ 以下、本発明のインバータ電子レンジおよび遷移時にお
ける損失低減方法について添付図面を参照して詳細に説
明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。

第１図を参照して、インバータ電子レンジは、定電圧直
流電ｔｉ．（たとえば自動車用蓄電池）１の直流電力を
高周波電力に変換するプッシュブル電圧型インバータ回
路（以下、インバータ回路）２、高周波電圧を昇圧する
昇圧トランス３、昇圧トランス３の出力を整流する倍電
圧半波整流回路４を備えており、該倍電圧半波整流回路
４の出力によってマグネトロン５が駆動される。昇圧ト
ランス３の２次側からは、マグネトロン５のフィラメン
ト加熱用電源も供給される。

上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を有しており、
２個の高圧ダイオード６ａ、６ｂおよび倍電圧コンデン
サ７を備えている。上記インバータ回路２は、２個のパ
ワートランジスタ８ａ１８ｂ、およびパワートランジス
タ８ａ，８ｂを駆動するスイッチング素子ドライブ回路
９ａ，９ｂおよび制御回路１０を備えている。

パワートランジスタ８ａおよび８ｂのコレクタは昇圧ト
ランス３の１次巻線の一端３ａおよび他？３ｂにそれぞ
れ接続され、またパワートランジスタ８ａおよび８ｂの
エミッタ同士が接続されており、パワートランジスタ８
ａ，８ｂのベースか制御回路１０１スイッチング素子ド
ライブ回路９ａ、９ｂによって駆動されることにより、
昇圧トランス３の１次側を流れる電流が高速にスイッチ
ングされる。なお、トランシスタ８　ａ　ｓ　８　ｂに
代えて、パワートランジスタＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴな
どのスイッチング素子を用いてもよい。

直流電源１は、その一端かパワートランジスタ８ａのエ
ミッタとパワートランジスタ８ｂのエミッタとの接続点
に接続され、他端は昇圧トランス３の１次巻線のセンタ
ータツブ３Ｃに接続されている。

第２図は制御回路１０の回路図である。同図を参照して
、発振回路１１は、トグルフリップフロップ１２と鋸歯
状波発生回路１３に接続され、トグル・フリップフロッ
プ１２は２つのＡＮＤゲー１■　１　５　ａ、１，　５
　ｂに接続され、鋸歯状波発生回路］３は比較回路１４
を介して上記ＡＮＤゲート１５ａ、１５ｂに接続されて
いる。上記トグル・フリソブフロップ１２は発振回路１
２の出力信号をトリがとして、２相分割信号を出力する
。上記２相分割信号は２つのＡＮＤゲート１５ａ，１５
ｂにそれそれ人力される。一方、鋸歯状波発生回路１３
に与えられた発振出力は、発振回路１１の発振周波数に
同朗した鋸歯状波に変換された後に、比較回路１４に人
力される。そして、比較回路１４においてマグネトロン
５の出力を決定するための基準値（すなわちパワートラ
ンジスタをオンする時間を設定するためのスレッショル
ドレベル）との比較が行なわれ、予め設定されたオン時
間となるように変調される。変調された信号は上記ＡＮ
Ｄゲート１５ａ，１５ｂに人力され、トグル・フリップ
フロップ１２で２相に分割された信号とＡＮＤをとるこ
とで、２つのパワートランジスタ８ａ，８ｂを同時にオ
フする時間を持ちながら、パワートランジスタ８ａ，８
ｂを交互に駆動する。

比較器１４には、鋸歯状波発生回路１３からの鋸歯状波
と基準値とが人力されており、比較回路１４の出力は鋸
歯状波の電圧レベルか基準値より大きい期間にハイレベ
ルになる。

ＡＮＤゲート１５ａおよび１５ｂの出力は、それぞれス
イッチング素子ドライブ回路９ａ、９ｂを経て、パワー
トランジスタ８ａおよび８ｂのべ−スに与えられる。Ａ
ＮＤゲート１５ａの出力がハイレベルのとき、パワート
ランジスタ８ａはオン状態になる。また、ＡＮＤゲート
１５ｂの出力がハイレベルのときパワートランジスタ８
ｂはオン状態になる。

第３図は制御回路工０の動作タイミングを示す図である
。同図を参照して、ＡＮＤゲート１５ａおよび１５ｂの
出力は交互にハイレベルになるので、パワートランジス
タ８ａおよび８ｂも交互にオン状態にされる。ここでＡ
ＮＤゲート１５ａおよび１５ｂの出力は同時にローレベ
ルになる期間、つまりデッドタイムが存在するように、
基準値が設定されている。なお、デッドタイムは２つの
スイッチング素子が同時にオンして短絡状態になるのを
防止するために設けるものである。

次に、本実施例の動作を説明する。パワートランジスタ
８ａおよび８ｂが共にオフしている状態からパワートラ
ンジスタ８ｂがオンされると、昇圧トランス３の２次側
回路は高圧コンデンサ７、倍電圧ダイオード６ａ，昇圧
トランス３の２次巻線の一端３ｅ１２次巻線の他端３ｄ
の閉ループ（第１図中のＢ）に電流が流れ倍電圧コンデ
ンサ７が充電される。なお倍電圧コンデンサ７の充電電
圧の大きさは、倍電圧コンデンサ７の初期電圧とパワー
トランジスタトランジスタ８ａ，８ｂのオン時間の長さ
で決まる。

次に、再び上記と同じトランジスタ８ｂをオンすると、
昇圧トランス３に蓄えられた電磁エネルギが倍電圧コン
デンサ７に供給されながら電源１に回生され、パワート
ランジスタ８ａ、８ｂが同時にオフする期間に移る。

次に、パワートランジスタ８ａがオンされると、昇圧ト
ランス３の２次側回路は高電圧ダイオード６ａ，倍電圧
コンデンサ７、昇圧トランス３の２次側巻線の一端３ｄ
，２次巻線の他端３　ｅ　ｓマグネトロン５の閉ループ
（第１図中のＡ）に電流か流れマグネトロン５に電気エ
ネルギが供給される。

ここてマグネトロン５に供給される電力は＠電圧コンデ
ンサ７の電圧とパワートランジスタ８　ａ　ｓ８ｂのオ
ン時間の長さで決まる。そして、パワートランジスタ８
ａをオフすると、昇圧トランス３に蓄えられた電磁エネ
ルギはマグネトロン５に供給されながら電源１に回生さ
れる。以上の動作が繰返されてマグネトロン５は高周波
電力の発振を続ける。

倍電圧コンデンサ７には、昇圧トランス３のリ一ケージ
インダクタンス、倍電圧コンデンサ７のキャパシティ、
回路抵抗（ただしマグネトロン５の抵抗分は除く）で定
まる振動の弧を描くパワートランジスタ８ｂのコレクタ
電流波形と同様の電流波形で充電され、また、マグネト
ロン５には昇圧トランス３のリ一ケージインダクタンス
と倍電圧コンデンサ７のキャパシティ、回路抵抗（ただ
しマグネトロン５の抵抗分を含む）で定まる振動の弧を
描くパワートランジスタトランジスタ８ａのコレクタ電
流波形と同様の電流彼形で電気エネルギを供給される。

ここで、一般的なパワートランジスタのスイッチング損
失は第４図に示すとおり“導通”ときに流れる電流と“
断″にかかる電圧との交叉面積で決まり、遷移損、導通
損に区分できる。遷移損はスイッチング素子が“断”か
ら“導通“導通″から“断″の遷移時に発生する損失、
導通損はスインチング素子の“導通”時の順方向降下分
による損失であり、導通損はスイッチング素子の特性に
より損失の大きさが決まるが、遷移損はスイッチング素
子の電流の波形の状態で低減することが可能である。な
おスイッチング素子がパワートランジスタの場合にはさ
らに、“断゛時に発生する漏れ電流分による漏れ損かあ
る。ただし、この損失は極めて小さい。

第５図は本実施例におけるパワートランジスタのスイッ
チング損失を示す図である。同図を参照してスイッチン
グ損失は低減できることを詳細に説明する。同図中破線
はパワートランジスタの電圧波形であり、直線はパワー
トランジスタの電流波形であり、この電流波形は昇圧ト
ランス３のリ一ケージインダクタンス、倍電圧コンデン
サ７のキャバンティ、回路抵抗で定まる固有の周波数で
決まる。この固有の周波数の２分の１の周期が、パワー
トランジスタ８ａ，８ｂのオン時間に近づくように振動
させると、同図に示すように遷移損Ａ，Ｂも低減するこ
とができ、パワートランジスタトランジスタ８ａ，８ｂ
として電流容量の比較的低いスイッチング素子を使用す
ることができ、またスイッチング周波数を高くすること
ができる。

これにより昇圧用トランス３を小型・軽量にすることが
できる。

上記昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと倍電
圧コンデンサ７のキャパシティと回路抵抗の設定は次の
とおりである。

パワートランジスタの電流波形の固有周波数Ｆは次式で
示される。

Ｆｚ　　４ ２７Ｉ− たたし、βｆ王石ＥＹ ここて、 Ｌ．昇圧トランスのリーケージインダクタンスＣ：倍電
圧コンデンサのキャパシティ Ｒ：回路抵抗 ｎ：昇圧トランスの巻数比（２次側巻数／１次側巻数） したがって、パワートランジスタ８ａ，８ｂのオン時間
をＴｏｎとして、 に、Ｌ．Ｃ，Ｒで定まる固有周波数の周期の２分の１に
近い値にパワートランジスタ８ａ，８ｂのオン時間を設
定してもよい。ここでＬは昇圧用トランス３のリ一ケー
ジインダクタンスとしているか、インダクタンス値の調
整を行なう場合、コイルを回路に追加してもよい。なお
、挿入位置は直流電源１と昇圧トランス３の１次巻線の
センタータツブ３ｃの間、あるいは倍電圧コンデンサ７
と昇圧用トランス３の２次側巻線の一端３ｄの間あるい
は、倍電圧コンデンサ７とダイオード６　ａ　ｓ６ｂの
接続点との間となる。

また、先に述べたとおりパワートランジスタ８ｂかオン
して倍電圧コンデンサ７に充電される期間の回路抵抗は
マグネトロン５の抵抗分は含まないが、パワートランジ
スタ８ａがオンしてマグネトロン５に電気エネルギが供
給される期間の回路抵抗は、マグ不トロン５の抵抗分を
含む。この回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗分として
、マグネトロン５の等価抵抗を一時側に変換した値（昇
圧トランス３の巻線数の２乗で除した値）が加わる。し
かしながら、本回路では定電圧直流電源１を電源として
おり、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧用ト
ランスの巻線比ｎが高いことからマグネトロン５の抵抗
分は非常に小さい。したかって、パワートランジスタ８
ａがオン期間でも、またパワートランジスタ８ｂがオン
期間でも同様のスイッチング電流波形が得られ、どちら
の場合であってもパワートランジスタ８ａ，８ｂのオン
オフ時の電流値を０に近づけることができる。

なお、いずれの場合でも２つのパワートランジスタ８ａ
，８ｂのオン時間は、昇圧トランス３の偏磁防１１−の
ため等しく設定する必要がある。

［発明の効果］ 以上の本発明によれば、従来のごと＜ＤＣ／ＡＣインバ
ータを使用することなく、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、安価でコンパクトな電源回
路を有するインバータ電子レンジか提供できる。また、
スイッチング素子のオン時間をスイッチング時における
電流波形の周波数の１／２期間とほほ等しくすることに
より、スイソチング素子の遷移時における損失を大幅に
低減しているので、スイッチング素子として市販のもの
を使用することができる。さらに、周波数を高くするこ
とができるので、昇圧用トランスを小型・軽量にするこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
回路図、第２図は制御回路のブロック図、第３図は制御
回路の各制御信号の波形図、第４図は一般的なパワート
ランジスタのスイッチング損夫、第５図は本実施例のパ
ワートランジスタのスイッチング電流波形、第６図は従
来のインバータ電子レンジの回路図、第７図は定電圧直
流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆動する
方法を示す図である。 図において、１は直流電源、２はインバータ回路、３は
昇圧トランス、４は倍電圧半波整流回路、８ａ，８ｂは
パワートランジスタ、９ａ，９ｂはスイッチング素子駆
動回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 直流電源をインバータ回路により高電圧の高周波に変換
   し、高周波電力を倍電圧整流回路により整流して、マグ
   ネトロンに与えるインバータ電子レンジにおいて、 上記インバータ回路は、直流を高速でスイッチングする
   ための２つのスイッチ素子と、この２つのスイッチング
   素子を休止期間を設けて同じデューティサイクルで交互
   にオンする制御手段とを備え、昇圧トランスのリーケー
   ジインダクタンス、整流回路のコンデンサ、および回路
   抵抗の値、あるいはスイッチング素子のオン時間を調整
   し、上記スイッチング素子に流れる電流波形の周波数の
   ２分の１周期が前記デューティサイクルとほぼ等しくな
   るように設定することを特徴とするインバータ電子レン
   ジのスイッチング時における遷移電流低減方法。