JPH0487184A - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents
インバータ電子レンジの駆動回路Info
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- JPH0487184A JPH0487184A JP20069090A JP20069090A JPH0487184A JP H0487184 A JPH0487184 A JP H0487184A JP 20069090 A JP20069090 A JP 20069090A JP 20069090 A JP20069090 A JP 20069090A JP H0487184 A JPH0487184 A JP H0487184A
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Links
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Landscapes
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は、低電圧直流電源を高電圧の高周波電流に変換
し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロン
に電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に関
するものである。
し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロン
に電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に関
するものである。
近年、通常は商用交流電源で使用していた電気・電子機
器において、屋外での使用を考慮した機器が各種開発さ
れており、現在家庭内で広く利用されているインバータ
電子レンジにおいても屋外ての使用が試みられている。 従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第8図に
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源(100
V、50/60Hz)から得られた交流電力は整流回路
で直流電力に変換される。この直流電力は−6共振型イ
ンバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧され
る。トランス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネ
トロンの駆動に利用される。 上記インバータ電子レンジを屋外で使用する際には自動
車用蓄電池等の12V、24V等の低電圧直流電源で使
用する必要があり、第9図に示すように、低電圧直流電
源とインバータ電子レンジの間にDC/ACインバータ
を設け、低電圧直流電源の出力をD C/A Cインパ
ルりによって商用交流電源と同じ100■、50/60
Hzの交流電力に変換し、この交流電力でイン)<−夕
電子レンジを作動させてい1こ。
器において、屋外での使用を考慮した機器が各種開発さ
れており、現在家庭内で広く利用されているインバータ
電子レンジにおいても屋外ての使用が試みられている。 従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第8図に
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源(100
V、50/60Hz)から得られた交流電力は整流回路
で直流電力に変換される。この直流電力は−6共振型イ
ンバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧され
る。トランス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネ
トロンの駆動に利用される。 上記インバータ電子レンジを屋外で使用する際には自動
車用蓄電池等の12V、24V等の低電圧直流電源で使
用する必要があり、第9図に示すように、低電圧直流電
源とインバータ電子レンジの間にDC/ACインバータ
を設け、低電圧直流電源の出力をD C/A Cインパ
ルりによって商用交流電源と同じ100■、50/60
Hzの交流電力に変換し、この交流電力でイン)<−夕
電子レンジを作動させてい1こ。
上述したようにインバータ電子レンジを低電■直流電源
で使用する場合、DC/ACインバータを使用して交流
電力をインバータ電子レンジに入力する方法では、DC
/ACインバータとインバータ電子レンジのインバータ
回路とで2度の電力変換が行なわれるfこめ、電力の利
用率が極めて低くなるという問題がある。また、2台の
独立したインバータを必要とすることから電源回路のコ
ストも高くなる。 また、従来のインバータ電子レンジの一石共振型インバ
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるか、電源電
圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチング
素子を必要とする。 このような電流容量を持つスイッチング素子は現状では
非常に高価なものとなる。 本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
、しかも安価でコンパクト、かつ高出力で高効率なイン
バータ電子し・ンノの駆動回路を提供することにある。
で使用する場合、DC/ACインバータを使用して交流
電力をインバータ電子レンジに入力する方法では、DC
/ACインバータとインバータ電子レンジのインバータ
回路とで2度の電力変換が行なわれるfこめ、電力の利
用率が極めて低くなるという問題がある。また、2台の
独立したインバータを必要とすることから電源回路のコ
ストも高くなる。 また、従来のインバータ電子レンジの一石共振型インバ
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるか、電源電
圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチング
素子を必要とする。 このような電流容量を持つスイッチング素子は現状では
非常に高価なものとなる。 本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
、しかも安価でコンパクト、かつ高出力で高効率なイン
バータ電子し・ンノの駆動回路を提供することにある。
本発明のインバータ電子レンジの駆動回路は、2つのス
イッチング素子と昇圧トランスの1次側巻線とを接続し
て閉ループが形成され、上記2つのスイッチング素子の
接続点と上記昇圧トランスの1次側巻線のセンタータッ
プとが直流電源の両端に接続される2つのプッシュプル
方式インバータ回路を備え、上記2つのプッシュプル方
式インバータ回路の昇圧トランスの2次側巻線の一端を
互いに接続し、さらに、上記2つのプソンユプル方式イ
ンバータ回路の2つの昇圧トランスの2次側巻線の他端
に接続され、マグネトロンに電力を供給する倍電圧整流
回路と、上記2つのインノ・−夕回路の一方のスイッチ
ング素子と他方のスイッチング素子を同じデユーティサ
イクルで交互にオンオフする制御手段を備えたことを特
徴としている。 また、上記昇圧トランスのリーケージ
インダクタンスおよび倍電圧整流回路のコンデンサの容
量値および回路抵抗の値、あるいは上記スイッチング素
子のデユーティサイクルを調整して、上記スイッチング
素子に流れる電流波形の2分の1の周期が上記デユーテ
ィサイクルと等しくなるように設定することが望ましい
。
イッチング素子と昇圧トランスの1次側巻線とを接続し
て閉ループが形成され、上記2つのスイッチング素子の
接続点と上記昇圧トランスの1次側巻線のセンタータッ
プとが直流電源の両端に接続される2つのプッシュプル
方式インバータ回路を備え、上記2つのプッシュプル方
式インバータ回路の昇圧トランスの2次側巻線の一端を
互いに接続し、さらに、上記2つのプソンユプル方式イ
ンバータ回路の2つの昇圧トランスの2次側巻線の他端
に接続され、マグネトロンに電力を供給する倍電圧整流
回路と、上記2つのインノ・−夕回路の一方のスイッチ
ング素子と他方のスイッチング素子を同じデユーティサ
イクルで交互にオンオフする制御手段を備えたことを特
徴としている。 また、上記昇圧トランスのリーケージ
インダクタンスおよび倍電圧整流回路のコンデンサの容
量値および回路抵抗の値、あるいは上記スイッチング素
子のデユーティサイクルを調整して、上記スイッチング
素子に流れる電流波形の2分の1の周期が上記デユーテ
ィサイクルと等しくなるように設定することが望ましい
。
2つのインバータ回路の合計4つのスイッチング素子を
同時にオフした状態(休止期間)から、2つのインバー
タ回路の一方のスイッチング素子を2つ同時にオンする
と、倍電圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャ
パシタンス、回路抵抗(但しマグネトロンの抵抗は除く
)で定まる振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コ
ンデンサの充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサの初期
電圧とスイッチング素子のオン時間の長さで決まる。次
に、前記と同し2つのスイッチング素子をオフすると、
2つの昇圧トランスに蓄えられに電磁エネルギーが倍電
圧コンデンサに供給されながら電源に回生さね、休止期
間となる。 次に、休止期間の後、2つのインバータ回路の他方のス
イッチング素子をオンすると、昇圧トランスのリーケー
ジインダクタンスと倍電圧コンデンサのキャパンティ、
マグネトロンの抵抗を含む回路抵抗で定まる振動の弧を
描く電流でマグネトロンに電気エネルギーが供給される
。ここでマグネトロンに供給される電力は、倍電圧コン
デンサの電圧とスイッチング素子のオン時間の長さで決
まる。そして上記2つのインバータ回路の他方のスイッ
チング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電
磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら電源に回
生される。 以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロンは
高周波電力を発振する。 また、2つのインバータ回路を直流電源と並列に接続し
て昇圧トランスを2個設けているので、昇圧トランスを
1個設ける場合に較へて昇圧トランス1個当りのトラン
ス巻線比は半減し、昇圧トランスのリーケージインダク
タンスか極めて小さくなり、スイッチング素子の電流波
形の固有周波数の高周波化が図れる。 、また、昇圧トランスのり一ケーンインダクタンスおよ
び倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサの容量および回路
抵抗の値、あるいは上記スイッチング素子のデユーティ
サイクルを調整して、上記スイッチング素子に流れる電
流波形の固有周波数の2分の1の周期とスイッチング素
子のオン時間とを等しく設定した場合には、出力される
回路出力電力は最大となる。また、このとき、スイッチ
ング素子のオフからオンへの遷移時およびオンからオフ
への遷移時にスイッチング素子に流れる電流はほぼゼロ
になるため遷移損が非常に小さくなり、スイッチング損
失が低減する。
同時にオフした状態(休止期間)から、2つのインバー
タ回路の一方のスイッチング素子を2つ同時にオンする
と、倍電圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャ
パシタンス、回路抵抗(但しマグネトロンの抵抗は除く
)で定まる振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コ
ンデンサの充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサの初期
電圧とスイッチング素子のオン時間の長さで決まる。次
に、前記と同し2つのスイッチング素子をオフすると、
2つの昇圧トランスに蓄えられに電磁エネルギーが倍電
圧コンデンサに供給されながら電源に回生さね、休止期
間となる。 次に、休止期間の後、2つのインバータ回路の他方のス
イッチング素子をオンすると、昇圧トランスのリーケー
ジインダクタンスと倍電圧コンデンサのキャパンティ、
マグネトロンの抵抗を含む回路抵抗で定まる振動の弧を
描く電流でマグネトロンに電気エネルギーが供給される
。ここでマグネトロンに供給される電力は、倍電圧コン
デンサの電圧とスイッチング素子のオン時間の長さで決
まる。そして上記2つのインバータ回路の他方のスイッ
チング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電
磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら電源に回
生される。 以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロンは
高周波電力を発振する。 また、2つのインバータ回路を直流電源と並列に接続し
て昇圧トランスを2個設けているので、昇圧トランスを
1個設ける場合に較へて昇圧トランス1個当りのトラン
ス巻線比は半減し、昇圧トランスのリーケージインダク
タンスか極めて小さくなり、スイッチング素子の電流波
形の固有周波数の高周波化が図れる。 、また、昇圧トランスのり一ケーンインダクタンスおよ
び倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサの容量および回路
抵抗の値、あるいは上記スイッチング素子のデユーティ
サイクルを調整して、上記スイッチング素子に流れる電
流波形の固有周波数の2分の1の周期とスイッチング素
子のオン時間とを等しく設定した場合には、出力される
回路出力電力は最大となる。また、このとき、スイッチ
ング素子のオフからオンへの遷移時およびオンからオフ
への遷移時にスイッチング素子に流れる電流はほぼゼロ
になるため遷移損が非常に小さくなり、スイッチング損
失が低減する。
以下、本発明のインバータ電子レンジの駆動回路につい
て添付図面を参照して詳細に説明する。 第1図は本発明の一実施例を示す回路図である。 第1図に示すように、このインバータ電子レンジは、低
電圧直流電源(例えば自動車用蓄電池)1の直流電力を
高周波電力に変換するプッシュプル方式インバータ回路
(以下、インバータ回路)2および3と、上記インバー
タ回路2および3に設けられ電源電圧を昇圧する昇圧ト
ランス4および5の出力を整流する倍電圧半波整流回路
6を備えており、この倍電圧半波整流回路6の出力によ
ってマグネトロン7か駆動される。昇圧トランス4およ
び5の2次側からは、マグネトロン7のフィラメント加
熱用電源も供給される。 上記倍電圧半波整流回路6は公知の構成を有しており、
2個の高圧ダイオード8a、8bおよび倍電圧コンデン
サ9を備えている。 上記インバータ回路2および3は、それぞれ2個のパワ
ーMO8FET(メタル・オキサイド・セミコンダクタ
ー・フィールド・エフェクト・トランジスタ)IOa、
IObおよびIla、Ilbと、昇圧トランス4および
5を備えている。 また、制御回路13とスイッチング素子ドライブ回路1
2aおよび1.2bで制御手段を構成しており、上記ス
イッチング素子ドライブ回路12a、12bは上記パワ
ーMO9FET 10a、I Ob ] Ia11bを
駆動する。 上記パワーMO5PET I Oaおよび10bのドレ
インは昇圧トランス4の1次巻線の一端4aおよび他端
4bにそれぞれ接続され、またパワーMOSFETI
Oaおよび10bのソース同士が接続されており、さら
にパワーMOSFET 10a、10bのゲートがスイ
ッチング素子ドライブ回路12a、12bにそれぞれ接
続されている。また、上記パワーMO6FET 11a
およびll’bのトレインは昇圧トランス5の1次巻線
の一端5aおよび他端5bにそれぞれ接続され、またパ
ワーMO5FET11aおよびllbのソース同士が接
続されており、さらにパワーMO9FETI 1a、1
lbのケートがスイッチング素子ドライブ回路!2a
12bにそれぞれ接続されている。 また、昇圧トランス4の2次巻線の一端4eと昇圧トラ
ンス5の2次巻線の一端5bが接続されている。 直流電源lは、上記2つのインバータ回路23と並列に
接続される。すなわち、直流電源lの負極側が、パワー
MOSFETI OaおよびlObのソース同士の接続
点と、パワーMO9PETI1aおよびIlbのソース
の接続点に接続される。 また、直流電源lの正極側は、昇圧トランス4の1次巻
線のセンタータップ4Cおよび昇圧トランス5のセンタ
ータップ5Cに接続される。 ここで、スイッチング素子であるパワーMOSFET
10a、10b、11a、1 lbが、スイッチング素
子ドライブ回路+2a、12bを介して制御回路I3に
よって駆動されることにより、昇圧トランス4および5
の1次側を流れる電流か高速にスイッチングされる。な
お、スイッチング素子としては、パワーMO9FETに
代えて、I GBT(インシュレーティド・ゲート・バ
イポーラ・トランジスタ)等の電圧駆動型パワーデバイ
スを用いてもよい。 ・第2図は制御回路13の回路図である。同図に示すよ
うに、発振回路21はトグルフリップフロップ22と鋸
歯状波発生回路23に接続さメt、トグルフリップフロ
ップ22は2つのANDゲート25a、25bに、また
鋸歯状波発生回路23は比較回路24を介して上記AN
Dゲート25a、25bに接続されている。上記トグル
フリップフロップ22は発振回路21の出力信号をトリ
力として、2相分割信号を出力する。上記2相分割信号
は2つのANDゲート25a、25bにそれぞれ入力さ
れる。一方、上記鋸歯状波発生回路23に与えられた発
振出力は、発振回路21の発振周波数に同期した鋸歯状
波に変換された後に、比較回路24に入力される。そし
て、この比較回路24において、マグネトロン7の出力
を決定するための基準値(すなわちパワーMOSPET
をオンする時間を設定するためのスレッノヨルドレヘル
)と鋸歯状波との比較が行なわれ、比較回路24の出力
は鋸歯状波の電圧レベルが基準値より大きい期間にハイ
レベルになり、予め設定されたオン時間となるように変
調される。変調された信号は上記ANDゲート25a、
25bに入力され、トグルフリップフロップ22で2相
に分割されγ三信号とANDをとることで、スイッチン
グ素子としての4つのパワーMOSFETを同時にオフ
する期間を持ちながら、パワーMOSFET I Oa
I laとパワーMO8FETI Ob、I lb
を交互に駆動する。 上記ANDゲート25aおよび25bの出力は、それぞ
れスイッチング素子ドライブ回路12a、]2bを経て
、パワMOSFETl0a、10b、I 1a11bの
ゲートに与えられる。ANDゲート25aの出力がハイ
レベルの時、パワーMO8FETIOaとl1gはオン
状態になる。またANDゲート25bの出力がハイレベ
ルの時パワーMO9FET10bとllbはオン状態に
なる。 第3図は制御回路13の動作タイミングを示す図である
。同図に示すように、ANDゲート25a及び25bの
出力は交互にハイレベルになるのて、パワーMO9FE
T 10a、I IaとパワーMO9FETI Ob、
I lbも交互にオン状態にされる。 ここでANDゲート25aおよび25bの出力は同時に
ローレベルになる期間、つまりデッドタイムが存在する
ように、基準値か設定されている。なお、デッドタイム
はパワーMO5FET I Oaと10bあるいはIl
aとIlbが同時にオンして短絡状態になるのを防止す
るために設けたものであ次に、本実施例の動作を説明す
る。パワーMOSPET 10a、 I Ob、 11
a、 l lbがともにオフしている状態からインバー
タ回路2のパワーMOSFET I Obとインバータ
回路3のパワーMOSPETl1bがオンすると、昇圧
トランス4.5の2次側回路は高圧コンデンサ9、高圧
ダイオード8a、昇圧トランス5の2次巻線の一端5e
12次巻線の他端5d、昇圧トランス4の2次巻線の一
端4e、2次巻線の他端4dの閉ループに電流が流れ、
倍電圧コンデンサ9か充電される。なお、倍電圧コンデ
ンサ9の充電電圧の大きさは、倍電圧コンデンサ9の初
期電圧とスイッチング素子としてのパワーMOSFET
I Oa I Ob、 I Ia l】bのオン時間
の長さて決まる。 次に、再び上記と同じパワーMO5FETI 0b11
bをオフすると、昇圧トランス4および5に蓄えられた
電磁エネルギーが倍電圧コンデンサ9に供給されながら
電源1に回生され、4つのパワーMO9FET I O
a、10b、I la、l Ibが同時オフする期間に
移る。 次に、インバータ回路2.3のパワーMOSFET]O
a、I]aかオンすると、昇圧トランス45の2次側回
路は高圧ダイオード8b、倍電圧コンデンサ9、昇圧ト
ランス4の2次巻線の一端4d。 2次巻線の他端4e、昇圧トランス5の2次巻線の一端
5d、2次巻線の他端5e、マグネトロン7の閉ループ
に電流が流れ、マグネトロン7に電気エネルギーが供給
される。ここでマグネトロン7に供給される電力は倍電
圧コンデンサ9の電圧とパワーMOSFETI Oa、
10b、I Ia、I lbのオン時間の長さて決まる
。そしてパワーM OS FET10a、Ilaをオフ
すると、昇圧トラン4および5に蓄えられ1こ電磁エネ
ルギーはマクネトロン7に供給されなから電源lに回生
される。以上の動作か繰り返されてマクネトロン7は高
周波電力の発振を続ける。 上記倍電圧コンデンサ9には昇圧トランス4および5の
リーケージインダクタンスの和、倍電田コンデンサ9の
キャパシタンス、回路抵抗(但しマグネトロン7の抵抗
分は除く)で定まる振動の弧を描くパワーMOSF”E
T 10b、l lbのドレイン電流波形と同様の電流
波形で充電され、またマグネトロン7には昇圧トランス
4および5のリーケージインダクタンスの和と倍電圧コ
ンデンサ9のキャパシタンス、回路抵抗(但しマグネト
ロン7の抵抗分を含む)で定まる振動の弧を描くパワー
MOSFET10a、I laのドレイン電流波形と同
様の電流波形で電気エネルギーが供給される。 第4図(a)は本実施例におけるパワーMOSFETに
流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路出
力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電流波
形は昇圧トランス4および5のリーケージインダクタン
スの和、倍電圧コンデンサ9のキャパシタンス、回路抵
抗の各位で定まる固有周波数Fで振動する。この波形の
2分の1周期をパワーMOSPETのオン時間Tonに
等しくなるように振動させると(Ton= 1/(2F
)にすると)、第4図(a)に示すようにパワーMOS
FETのオン期間における電流(電流波形のオン期間に
おける積分値)はほぼ最大になり、したがって、回路出
力電力もほぼ最大にできる。なお、T on< 1 /
(2F)、Ton> 1 /(2F)にすると、第4図
(b) 、 (c)に示すように、オン期間における電
流か小さくなる。 第5図は本実施例(Ton=1/(2F))におけるパ
ワーMO8FETのスイッチング損失の説明図である。 第5図参照して、スイッチング損失が低減できることを
説明する。第5図において、破線はパワーMO5PET
の電圧波形であり、実線はパワーMO9FETの電流波
形である。また、第5図に示すように、パワーMO5P
ETのオフからオンへの遷移時のライズタイムTrおよ
びオンからオフへの遷移時のフォールタイムTfにパワ
ーMO9FETに流れるトレイン電流がほぼゼロとなる
ため遷移損の発生が極力抑えられ、スイッチング損失を
低減できる。なお、−船釣なスイッチング素子は、第6
図に示すように、ライズタイムTrおよびフォールタイ
ムTfにおけるスイッチング電流が大きく遷移損が大き
い。 具体的な昇圧トランス4および5のリーケージインダク
タンスの和と倍電圧コンデンサ9のキャパシタンスの設
定は以下の通りである。 パワーMOSFETの電流波形の固有周波数Fは次式で
示される。 ここで、L、昇圧トランス4および5のリーケージイン
ダクタンスの和 倍電圧コンデンサのキャパシタンス 回路抵抗 昇圧用トランス巻数比 パワーMOSFET I Oa、] Iaお1bのオン
時間をTonとして C: R3 n゛ したかって、 よびl0bl となるようにり、C,Hの値を設定する。また逆に、L
、C,Rで定まる固有周波数の周期の2分のlにパワー
MO9FET10a、11aおよび10b、llbのオ
ン時間を設定してもよい。 また、本実施例におけるインバータ回路2とインバータ
回路3の並列接続は、スイッチング素子のオン抵抗が半
減できるため回路抵抗低減の役割を有している。したが
って、第7図に示すように、回路抵抗を小さくした分だ
け、スイッチング電流が大きくなり出力をアップするこ
とができる。さらに、インバータ回路を並列接続させる
ことのメリットとして、1石あたりの回路電流低減によ
る導通損低減の効果もある。 ま1こ、先に述べた通り、パワーMO5FETIObl
lbがオンして、倍電圧コンデンサ9に充電される期間
の回路抵抗はマグネトロン7の抵抗骨を含まないが、パ
ワーMOSFET I Oa、I laがオンしてマグ
ネトロン7に電気エネルギーか供給される期間の回路抵
抗はマグネトロン7の抵抗骨を含む。このとき回路抵抗
にはマグネトロン7の抵抗骨として、マグネトロン7の
等価抵抗を1次側に変換した値か加わる。しかしながら
、本回路では低電圧直流電源を電源としており、商用電
源を直接整流するのと比較して、昇圧トランス4および
5の巻数比nが高いことがらマクネトロンの7の抵抗骨
は非常に小さい。したがって、パワーMOS FET
I Oa、 I I aかオン期間でも、またパワーM
O8FET I Ob、l lbがオン期間でも同様の
スイッチング電流波形が得られ、どちらの場合であって
もほぼ最大出力が得られる。その上、パワーMOSFE
Tのオフ時における遷移損を抑えることかできる。 ところで、駆動回路のコンパクト化を実現するには、ス
イッチング素子のスイッチング周波数の高周波化を要し
、このためには、上記4つのパワーMO5PETのオン
時間Tonを短縮する必要かある。そして、Tonを短
縮するため7こは、回路抵抗Rの値か上述の通り定まっ
ているとすると、上記Tonの算出式から、昇圧トラン
ス4および5のリーケージインダクタンスの和である■
−あるし)は倍電圧コンデンサ7のキャパシタンスCの
値を低減すればよいことか1つかる。ここて、昇圧l・
う/ス4および5のリーケージインダクタンスの和であ
るLについては、第1図に示した本実施例の回路図の通
り2つのインバータ回路2と3を直流電源1と並列に接
続して昇圧トランスを2個設けているので、昇圧トラン
ス1個当りのトランス巻線比が半減でき、昇圧トランス
のリーケージインダクタンスが極めて小さくなる。この
ため、上記スイッチング周波数を高周波化でき、駆動回
路をコンパクト化できるのである。 尚、第1図で示した本実施例の他、直流電源にプッシュ
プル方式インバータを3回路以上並列接続してもよい。 また、上記インバータ回路の各スイッチング素子を2個
以上並列接続してもよい。
て添付図面を参照して詳細に説明する。 第1図は本発明の一実施例を示す回路図である。 第1図に示すように、このインバータ電子レンジは、低
電圧直流電源(例えば自動車用蓄電池)1の直流電力を
高周波電力に変換するプッシュプル方式インバータ回路
(以下、インバータ回路)2および3と、上記インバー
タ回路2および3に設けられ電源電圧を昇圧する昇圧ト
ランス4および5の出力を整流する倍電圧半波整流回路
6を備えており、この倍電圧半波整流回路6の出力によ
ってマグネトロン7か駆動される。昇圧トランス4およ
び5の2次側からは、マグネトロン7のフィラメント加
熱用電源も供給される。 上記倍電圧半波整流回路6は公知の構成を有しており、
2個の高圧ダイオード8a、8bおよび倍電圧コンデン
サ9を備えている。 上記インバータ回路2および3は、それぞれ2個のパワ
ーMO8FET(メタル・オキサイド・セミコンダクタ
ー・フィールド・エフェクト・トランジスタ)IOa、
IObおよびIla、Ilbと、昇圧トランス4および
5を備えている。 また、制御回路13とスイッチング素子ドライブ回路1
2aおよび1.2bで制御手段を構成しており、上記ス
イッチング素子ドライブ回路12a、12bは上記パワ
ーMO9FET 10a、I Ob ] Ia11bを
駆動する。 上記パワーMO5PET I Oaおよび10bのドレ
インは昇圧トランス4の1次巻線の一端4aおよび他端
4bにそれぞれ接続され、またパワーMOSFETI
Oaおよび10bのソース同士が接続されており、さら
にパワーMOSFET 10a、10bのゲートがスイ
ッチング素子ドライブ回路12a、12bにそれぞれ接
続されている。また、上記パワーMO6FET 11a
およびll’bのトレインは昇圧トランス5の1次巻線
の一端5aおよび他端5bにそれぞれ接続され、またパ
ワーMO5FET11aおよびllbのソース同士が接
続されており、さらにパワーMO9FETI 1a、1
lbのケートがスイッチング素子ドライブ回路!2a
12bにそれぞれ接続されている。 また、昇圧トランス4の2次巻線の一端4eと昇圧トラ
ンス5の2次巻線の一端5bが接続されている。 直流電源lは、上記2つのインバータ回路23と並列に
接続される。すなわち、直流電源lの負極側が、パワー
MOSFETI OaおよびlObのソース同士の接続
点と、パワーMO9PETI1aおよびIlbのソース
の接続点に接続される。 また、直流電源lの正極側は、昇圧トランス4の1次巻
線のセンタータップ4Cおよび昇圧トランス5のセンタ
ータップ5Cに接続される。 ここで、スイッチング素子であるパワーMOSFET
10a、10b、11a、1 lbが、スイッチング素
子ドライブ回路+2a、12bを介して制御回路I3に
よって駆動されることにより、昇圧トランス4および5
の1次側を流れる電流か高速にスイッチングされる。な
お、スイッチング素子としては、パワーMO9FETに
代えて、I GBT(インシュレーティド・ゲート・バ
イポーラ・トランジスタ)等の電圧駆動型パワーデバイ
スを用いてもよい。 ・第2図は制御回路13の回路図である。同図に示すよ
うに、発振回路21はトグルフリップフロップ22と鋸
歯状波発生回路23に接続さメt、トグルフリップフロ
ップ22は2つのANDゲート25a、25bに、また
鋸歯状波発生回路23は比較回路24を介して上記AN
Dゲート25a、25bに接続されている。上記トグル
フリップフロップ22は発振回路21の出力信号をトリ
力として、2相分割信号を出力する。上記2相分割信号
は2つのANDゲート25a、25bにそれぞれ入力さ
れる。一方、上記鋸歯状波発生回路23に与えられた発
振出力は、発振回路21の発振周波数に同期した鋸歯状
波に変換された後に、比較回路24に入力される。そし
て、この比較回路24において、マグネトロン7の出力
を決定するための基準値(すなわちパワーMOSPET
をオンする時間を設定するためのスレッノヨルドレヘル
)と鋸歯状波との比較が行なわれ、比較回路24の出力
は鋸歯状波の電圧レベルが基準値より大きい期間にハイ
レベルになり、予め設定されたオン時間となるように変
調される。変調された信号は上記ANDゲート25a、
25bに入力され、トグルフリップフロップ22で2相
に分割されγ三信号とANDをとることで、スイッチン
グ素子としての4つのパワーMOSFETを同時にオフ
する期間を持ちながら、パワーMOSFET I Oa
I laとパワーMO8FETI Ob、I lb
を交互に駆動する。 上記ANDゲート25aおよび25bの出力は、それぞ
れスイッチング素子ドライブ回路12a、]2bを経て
、パワMOSFETl0a、10b、I 1a11bの
ゲートに与えられる。ANDゲート25aの出力がハイ
レベルの時、パワーMO8FETIOaとl1gはオン
状態になる。またANDゲート25bの出力がハイレベ
ルの時パワーMO9FET10bとllbはオン状態に
なる。 第3図は制御回路13の動作タイミングを示す図である
。同図に示すように、ANDゲート25a及び25bの
出力は交互にハイレベルになるのて、パワーMO9FE
T 10a、I IaとパワーMO9FETI Ob、
I lbも交互にオン状態にされる。 ここでANDゲート25aおよび25bの出力は同時に
ローレベルになる期間、つまりデッドタイムが存在する
ように、基準値か設定されている。なお、デッドタイム
はパワーMO5FET I Oaと10bあるいはIl
aとIlbが同時にオンして短絡状態になるのを防止す
るために設けたものであ次に、本実施例の動作を説明す
る。パワーMOSPET 10a、 I Ob、 11
a、 l lbがともにオフしている状態からインバー
タ回路2のパワーMOSFET I Obとインバータ
回路3のパワーMOSPETl1bがオンすると、昇圧
トランス4.5の2次側回路は高圧コンデンサ9、高圧
ダイオード8a、昇圧トランス5の2次巻線の一端5e
12次巻線の他端5d、昇圧トランス4の2次巻線の一
端4e、2次巻線の他端4dの閉ループに電流が流れ、
倍電圧コンデンサ9か充電される。なお、倍電圧コンデ
ンサ9の充電電圧の大きさは、倍電圧コンデンサ9の初
期電圧とスイッチング素子としてのパワーMOSFET
I Oa I Ob、 I Ia l】bのオン時間
の長さて決まる。 次に、再び上記と同じパワーMO5FETI 0b11
bをオフすると、昇圧トランス4および5に蓄えられた
電磁エネルギーが倍電圧コンデンサ9に供給されながら
電源1に回生され、4つのパワーMO9FET I O
a、10b、I la、l Ibが同時オフする期間に
移る。 次に、インバータ回路2.3のパワーMOSFET]O
a、I]aかオンすると、昇圧トランス45の2次側回
路は高圧ダイオード8b、倍電圧コンデンサ9、昇圧ト
ランス4の2次巻線の一端4d。 2次巻線の他端4e、昇圧トランス5の2次巻線の一端
5d、2次巻線の他端5e、マグネトロン7の閉ループ
に電流が流れ、マグネトロン7に電気エネルギーが供給
される。ここでマグネトロン7に供給される電力は倍電
圧コンデンサ9の電圧とパワーMOSFETI Oa、
10b、I Ia、I lbのオン時間の長さて決まる
。そしてパワーM OS FET10a、Ilaをオフ
すると、昇圧トラン4および5に蓄えられ1こ電磁エネ
ルギーはマクネトロン7に供給されなから電源lに回生
される。以上の動作か繰り返されてマクネトロン7は高
周波電力の発振を続ける。 上記倍電圧コンデンサ9には昇圧トランス4および5の
リーケージインダクタンスの和、倍電田コンデンサ9の
キャパシタンス、回路抵抗(但しマグネトロン7の抵抗
分は除く)で定まる振動の弧を描くパワーMOSF”E
T 10b、l lbのドレイン電流波形と同様の電流
波形で充電され、またマグネトロン7には昇圧トランス
4および5のリーケージインダクタンスの和と倍電圧コ
ンデンサ9のキャパシタンス、回路抵抗(但しマグネト
ロン7の抵抗分を含む)で定まる振動の弧を描くパワー
MOSFET10a、I laのドレイン電流波形と同
様の電流波形で電気エネルギーが供給される。 第4図(a)は本実施例におけるパワーMOSFETに
流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路出
力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電流波
形は昇圧トランス4および5のリーケージインダクタン
スの和、倍電圧コンデンサ9のキャパシタンス、回路抵
抗の各位で定まる固有周波数Fで振動する。この波形の
2分の1周期をパワーMOSPETのオン時間Tonに
等しくなるように振動させると(Ton= 1/(2F
)にすると)、第4図(a)に示すようにパワーMOS
FETのオン期間における電流(電流波形のオン期間に
おける積分値)はほぼ最大になり、したがって、回路出
力電力もほぼ最大にできる。なお、T on< 1 /
(2F)、Ton> 1 /(2F)にすると、第4図
(b) 、 (c)に示すように、オン期間における電
流か小さくなる。 第5図は本実施例(Ton=1/(2F))におけるパ
ワーMO8FETのスイッチング損失の説明図である。 第5図参照して、スイッチング損失が低減できることを
説明する。第5図において、破線はパワーMO5PET
の電圧波形であり、実線はパワーMO9FETの電流波
形である。また、第5図に示すように、パワーMO5P
ETのオフからオンへの遷移時のライズタイムTrおよ
びオンからオフへの遷移時のフォールタイムTfにパワ
ーMO9FETに流れるトレイン電流がほぼゼロとなる
ため遷移損の発生が極力抑えられ、スイッチング損失を
低減できる。なお、−船釣なスイッチング素子は、第6
図に示すように、ライズタイムTrおよびフォールタイ
ムTfにおけるスイッチング電流が大きく遷移損が大き
い。 具体的な昇圧トランス4および5のリーケージインダク
タンスの和と倍電圧コンデンサ9のキャパシタンスの設
定は以下の通りである。 パワーMOSFETの電流波形の固有周波数Fは次式で
示される。 ここで、L、昇圧トランス4および5のリーケージイン
ダクタンスの和 倍電圧コンデンサのキャパシタンス 回路抵抗 昇圧用トランス巻数比 パワーMOSFET I Oa、] Iaお1bのオン
時間をTonとして C: R3 n゛ したかって、 よびl0bl となるようにり、C,Hの値を設定する。また逆に、L
、C,Rで定まる固有周波数の周期の2分のlにパワー
MO9FET10a、11aおよび10b、llbのオ
ン時間を設定してもよい。 また、本実施例におけるインバータ回路2とインバータ
回路3の並列接続は、スイッチング素子のオン抵抗が半
減できるため回路抵抗低減の役割を有している。したが
って、第7図に示すように、回路抵抗を小さくした分だ
け、スイッチング電流が大きくなり出力をアップするこ
とができる。さらに、インバータ回路を並列接続させる
ことのメリットとして、1石あたりの回路電流低減によ
る導通損低減の効果もある。 ま1こ、先に述べた通り、パワーMO5FETIObl
lbがオンして、倍電圧コンデンサ9に充電される期間
の回路抵抗はマグネトロン7の抵抗骨を含まないが、パ
ワーMOSFET I Oa、I laがオンしてマグ
ネトロン7に電気エネルギーか供給される期間の回路抵
抗はマグネトロン7の抵抗骨を含む。このとき回路抵抗
にはマグネトロン7の抵抗骨として、マグネトロン7の
等価抵抗を1次側に変換した値か加わる。しかしながら
、本回路では低電圧直流電源を電源としており、商用電
源を直接整流するのと比較して、昇圧トランス4および
5の巻数比nが高いことがらマクネトロンの7の抵抗骨
は非常に小さい。したがって、パワーMOS FET
I Oa、 I I aかオン期間でも、またパワーM
O8FET I Ob、l lbがオン期間でも同様の
スイッチング電流波形が得られ、どちらの場合であって
もほぼ最大出力が得られる。その上、パワーMOSFE
Tのオフ時における遷移損を抑えることかできる。 ところで、駆動回路のコンパクト化を実現するには、ス
イッチング素子のスイッチング周波数の高周波化を要し
、このためには、上記4つのパワーMO5PETのオン
時間Tonを短縮する必要かある。そして、Tonを短
縮するため7こは、回路抵抗Rの値か上述の通り定まっ
ているとすると、上記Tonの算出式から、昇圧トラン
ス4および5のリーケージインダクタンスの和である■
−あるし)は倍電圧コンデンサ7のキャパシタンスCの
値を低減すればよいことか1つかる。ここて、昇圧l・
う/ス4および5のリーケージインダクタンスの和であ
るLについては、第1図に示した本実施例の回路図の通
り2つのインバータ回路2と3を直流電源1と並列に接
続して昇圧トランスを2個設けているので、昇圧トラン
ス1個当りのトランス巻線比が半減でき、昇圧トランス
のリーケージインダクタンスが極めて小さくなる。この
ため、上記スイッチング周波数を高周波化でき、駆動回
路をコンパクト化できるのである。 尚、第1図で示した本実施例の他、直流電源にプッシュ
プル方式インバータを3回路以上並列接続してもよい。 また、上記インバータ回路の各スイッチング素子を2個
以上並列接続してもよい。
以上のように、本発明によれば、従来とは異なり、DC
/ACインハークを使用しないので、安価で電力利用効
率の高い、かつ高出力なインバータ電子レンジの駆動回
路を提供できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大き
く、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量化
か可能となり、しかも、2つのインバータ回路を直流電
源と並列に接続して昇圧トランスを2個設けているので
、昇圧トランスを1個設ける場合に比へて昇圧トランス
L個当りのトランス巻線比は半減し、昇圧トランスのリ
ーケージインダクタンスが極めて小さくなり、スイッチ
ング素子の電流波形の固有周波数が高周波化するので、
駆動回路のコンパクト化が図れる。また、2つのインバ
ータ回路を並列接続しているので、スイッチング素子の
オン抵抗が半減できて回路抵抗を低減できて、回路抵抗
を低減した分たけ、スイッチング電流が大きくなり出力
アップすることかてきる。さらに、インバータ回路を並
列接続させることで、スイッチング素子1個あたりの回
路電流が低減して、導通損が低減できる。またスイッチ
ング素子の電流波形の固有周波数の2分のIの周期をス
イッチング素子のオン時間と等しく設定した場合には、
回路出力の大きい、しかもスイッチング損失の小さい低
電圧入力のインバータ電子レンジの駆動回路が実現する
。
/ACインハークを使用しないので、安価で電力利用効
率の高い、かつ高出力なインバータ電子レンジの駆動回
路を提供できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大き
く、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量化
か可能となり、しかも、2つのインバータ回路を直流電
源と並列に接続して昇圧トランスを2個設けているので
、昇圧トランスを1個設ける場合に比へて昇圧トランス
L個当りのトランス巻線比は半減し、昇圧トランスのリ
ーケージインダクタンスが極めて小さくなり、スイッチ
ング素子の電流波形の固有周波数が高周波化するので、
駆動回路のコンパクト化が図れる。また、2つのインバ
ータ回路を並列接続しているので、スイッチング素子の
オン抵抗が半減できて回路抵抗を低減できて、回路抵抗
を低減した分たけ、スイッチング電流が大きくなり出力
アップすることかてきる。さらに、インバータ回路を並
列接続させることで、スイッチング素子1個あたりの回
路電流が低減して、導通損が低減できる。またスイッチ
ング素子の電流波形の固有周波数の2分のIの周期をス
イッチング素子のオン時間と等しく設定した場合には、
回路出力の大きい、しかもスイッチング損失の小さい低
電圧入力のインバータ電子レンジの駆動回路が実現する
。
第1図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
駆動回路の回路図、第2図は制御回路のブロック図、第
3図は制御回路の各制御信号の波形図、第4図(a)は
本実施例のパワーMOSFETのスイッチング電流波形
を示す図、第4図(b)。 (C)は比較例のパワーMOSFETのスイッチング電
流波形を示す図、第5図は本実施例のパワーMO9PE
Tのスイッチング損失の説明図、第6図は一般的なスイ
ッチング損失のスイッチング損失の説明図、第7図は回
路抵抗とスイッチング電流の関係を示す図、第8図は従
来のインバータ電子レンジの回路ブロック図、第9図は
低電圧直流電源を用し)て従来のインバータ電子レンジ
を駆動する方法を示す図である。 1・・直流電源、2・・イノバータ回路、4.5 昇圧
トランス、 6・倍電圧半波整流回路、 ]Oa lOb Ila Ilb パワーMO5FET。 2b・スイッチング素子ドライブ回路。 願人 ブ株式会社
駆動回路の回路図、第2図は制御回路のブロック図、第
3図は制御回路の各制御信号の波形図、第4図(a)は
本実施例のパワーMOSFETのスイッチング電流波形
を示す図、第4図(b)。 (C)は比較例のパワーMOSFETのスイッチング電
流波形を示す図、第5図は本実施例のパワーMO9PE
Tのスイッチング損失の説明図、第6図は一般的なスイ
ッチング損失のスイッチング損失の説明図、第7図は回
路抵抗とスイッチング電流の関係を示す図、第8図は従
来のインバータ電子レンジの回路ブロック図、第9図は
低電圧直流電源を用し)て従来のインバータ電子レンジ
を駆動する方法を示す図である。 1・・直流電源、2・・イノバータ回路、4.5 昇圧
トランス、 6・倍電圧半波整流回路、 ]Oa lOb Ila Ilb パワーMO5FET。 2b・スイッチング素子ドライブ回路。 願人 ブ株式会社
Claims (2)
- (1)2つのスイッチング素子と昇圧トランスの1次側
巻線とを接続して閉ループが形成され、上記2つのスイ
ッチング素子の接続点と上記昇圧トランスの1次側巻線
のセンタータップとが直流電源の両端に接続される2つ
のプッシュプル方式インバータ回路を備え、 上記2つのプッシュプル方式インバータ回路の昇圧トラ
ンスの2次側巻線の一端を互いに接続し、さらに、上記
2つのプッシュプル方式インバータ回路の2つの昇圧ト
ランスの2次側巻線の他端に接続され、マグネトロンに
電力を供給する倍電圧整流回路と、 上記2つのインバータ回路の一方のスイッチング素子と
他方のスイッチング素子を同じデューティサイクルで交
互にオンオフする制御手段を備えたことを特徴とするイ
ンバータ電子レンジの駆動回路。 - (2)上記昇圧トランスのリーケージインダクタンスお
よび倍電圧整流回路のコンデンサの容量値および回路抵
抗の値、あるいは上記スイッチング素子のデューティサ
イクルを調整して、上記スイッチング素子に流れる電流
波形の2分の1の周期が上記デューティサイクルと等し
くなるように設定したことを特徴とする請求項1に記載
のインバータ電子レンジの駆動回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20069090A JPH0487184A (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20069090A JPH0487184A (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0487184A true JPH0487184A (ja) | 1992-03-19 |
Family
ID=16428629
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20069090A Pending JPH0487184A (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0487184A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6320171B1 (en) * | 1999-11-16 | 2001-11-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Microwave oven |
EP1166601A1 (en) * | 1999-12-09 | 2002-01-02 | Samsung Electronics Co. Ltd. | Driving circuit of dc microwave oven and method of controlling the same |
-
1990
- 1990-07-26 JP JP20069090A patent/JPH0487184A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6320171B1 (en) * | 1999-11-16 | 2001-11-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Microwave oven |
EP1166601A1 (en) * | 1999-12-09 | 2002-01-02 | Samsung Electronics Co. Ltd. | Driving circuit of dc microwave oven and method of controlling the same |
US6852959B1 (en) | 1999-12-09 | 2005-02-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Driving circuit of DC microwave oven and method of controlling the same |
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