JPH03283289A - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、低電圧直流電源を高電圧の高周波電流に変換
し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロン
に電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に関
するものである。

〈従来の技術〉 近年、通常は商用交流電源で使用される電気・電子機器
であって、屋外でも使用可能な機器が各種開発されてい
る。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車
用蓄電池等の＋２Ｖ、２４Ｖ等の低電圧直流電源で駆動
する必要がある。そして、現在広く利用されているイン
バータ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられて
いる。

従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第５図に
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源（１００
Ｖ、５０／６０Ｈ２）から得られた交流電力は整流回路
で直流電力に変換される。この直流電力は−６共振型イ
ンバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧され
る。トランス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネ
トロンの駆動に利用される。

上記インバータ電子レンジを低電圧直流電源で使用する
場合には、第６図に示すように、低電圧直流電源とイン
バータ電子レンジの間にＤ　Ｃ／ＡＣインバータを設け
、低電圧直流電源の出力をＤＣ／ＡＣインバータによっ
て商用交流電源と同じ１００Ｖ、　５０／６０Ｈｚの交
流電力に変換し、この交流電力でインバータ電子レンジ
を作動させていた。

〈発明が解決しようとする課題〉 上述したようにインバータ電子レンジを低電圧直流電源
で使用する場合、Ｄ　Ｃ／Ａ　Ｃインバータを使用して
交流電力をインバータ電子レンジに入力する方法では、
Ｄ　Ｃ／Ａ　Ｃインバータとインバータ電子レンジのイ
ンバータ回路とで２度の電力変換が行なわれるため、電
力の利用率が極めて低くなるという問題がある。また、
２個のインバータを必要とすることから電源回路のコス
トも高くなる。

また、従来のインバータ電子レンジの−６共振型インバ
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源電
圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチング
素子を必要とする。

このような電流容量を持つスイッチング素子は現状では
入手不可能な（市販されていない）、あるいは非常に高
価なものとなる。

本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
、しかも安価でコンパクト、かつ高出力なインバータ電
子レンジの駆動回路を提供することにある。

〈課題を解決するための手段〉 本発明のインバータ電子レンジの駆動回路は、直流をス
イッチングする２つのスイッチング素子と、この２つの
スイッチング素子を同時にオフする期間を設けて、同じ
デユーティサイクルで交互にオンする制御手段とを有す
るプッンユブル電圧型インバータ回路と、上記インバー
タ回路から交流がセンタータップを有する１次側巻線に
供給される昇圧トランスと、上記昇圧トランスの２次側
巻線に接続され、マグネトロンに電力を供給する倍電圧
整流回路とを備えて、上記昇圧トランスのリーケージイ
ンダクタンスおよび倍電圧整流回路のコンデンサの値、
あるいは上記スイッチング素子のデユーティサイクルを
調整して、上記スイッチング素子に流れる電流波形の２
分の１周期が上記デユーティサイクルと等しくなるよう
に設定したことを特徴としている。

〈作用〉 ２つのスイッチング素子を同時にオフした状態（休止期
間）から、一方のスイッチング素子をオンすると、倍電
圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージインダクタン
ス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャパシタン
ス、回路抵抗（但しマグネトロンの抵抗は除く）で定ま
る振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コンデンサ
の充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサの初期電圧とス
イッチング素子のオン時間の長さで決まる。次に、前記
と同しスイッチング素子をオフすると、昇圧トランスに
蓄えられた電磁エネルギーか倍電圧コンデンサに供給さ
れながら電源に回生され、休止期間となる。

次に、休止期間の後、他方のスイッチング素子をオンす
ると、昇圧トランスのリーケージインダクタンスと倍電
圧コンデンサのキャパノティ、マグネトロンの抵抗を含
む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電流てマグネトロン
に電気エネルギーが供給される。ここてマグネトロンに
供給される電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチ
ング素子のオン時間の長さて決まる。そしてスイッチン
グ素子かオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エ
ネルギーがマグネトロンに供給されながら電源に回虫さ
れる。

以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロンは
高周波電力を発振する。

この場合において、スイッチング素子の電流波形は、昇
圧トランスのリーケージインダクタンス、倍電圧コンデ
ンサおよび回路抵抗で定まる固有周波数で振動する。モ
して昇圧トランスのリーケーノインダクタンス等の値を
調整するか、スイッチング素子のオン時間を調整して、
固有周波数の２分の１の周期とスイッチング素子のオン
時間とを等しくしているので、出力される回路出力電力
は最大となる。

〈実施例〉 以下、本発明のインバータ電子レンジの駆動回路につい
て添付図面を参照して詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。

第１図に示すように、このインバータ電子レンジは、低
電圧直流電源（例えば自動車用蓄電池口の直流電力を高
周波電力に変換するプッシュプル電圧型インバータ回路
（以下、インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇
圧トランス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する
倍電圧半波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整
流回路４の出力によってマグネトロン５が駆動される。

昇圧トランス３の２次側からは、マグネトロン５のフィ
ラメント加熱用電源も供給される。

上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を有しており、
２個の高圧ダイオード’６ａ、６ｂおよび倍電圧コンデ
ンサ７を備えている。

上記インバータ回路２は、２個のパワートランジスタ８
ａ　８ｂと、このパワートランジスタ８ａ８ｂを駆動す
るスイッチング素子ドライブ回路９８９ｂと、制御回路
ＩＯを備えている。

上記パワートランジスタ８ａおよび８ｂのコレクタは昇
圧トランス３の１次巻線の一端３ａおよび他端３ｂにそ
れぞれ接続され、またパワートランジスタ８ａおよび８
ｂのエミッタ同士が接続されており、パワートランジス
タ８　ａ、　８　ｂのベースがスイッチング素子ドライ
ブ回路９ａ、９ｂを介して制御回路ｌＯによって駆動さ
れることにより、昇圧トランス３の１次側を流れる電流
が高速にスイッチングされる。トランジスタ８　ａ、　
８　ｂに代えて、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等のス
イッチング素子を用いてもよい。

直流電源ｌは、その一端がパワートランジスタ８ａのエ
ミッタとパワートランジスタ８ｂのエミッタとの接続点
に接続され、他端は昇圧トランス３の１次巻線のセンタ
ータップ３ｃに接続されている。

第２図は制御回路ｌＯの回路図である。同図に示すよう
に、発振回路１１はトグルフリップフロップ１２と鋸歯
状波発生回路１３に接続され、トグルフリップフロップ
１２は２つのＡＮＤゲート１５ａ、１５ｂに、また鋸歯
状波発生回路１３は比較回路１４を介して上記ＡＮＤゲ
ート１５ａ、１５ｂに接続されている。上記トグルフリ
ップフロップ１２は発振回路１１の出力信号をトリガと
して、２相分割信号を出力する。上記２相分割信号は２
つＡＮＤゲート１５ａ、１５ｂにそれぞれ入力される。

一方、上記鋸歯状波発生回路１３に与えられた発振出力
は、発振回路１１の発振周波数に同期した鋸歯状波に変
換された後に、比較回路１４に入力される。そして、こ
の比較回路１４において、マグネトロン５の出力を決定
するための基準値（すなわちパワートランジスタをオン
する時間を設定するためのスレッノヨルトレヘル）と鋸
歯状波との比較が行なわれ、比較回路１４の出力は鋸歯
状波の電圧レヘルか基準値より大きい期間にハイレベル
になり、予め設定されたオン時間となるように変調され
る。変調された信号は上記ＡＮＤゲート１５ａ、１５ｂ
に入力され、トグルフリップフロップ１２で２相に分割
された信号とＡＮＤをとることて、２つのパワートラン
ジスタを同時にオフする期間を持ちながら、パワートラ
ンジスタ８ａ、８ｂを交互に駆動する。

上記ＡＮＤゲート１５ａおよび１５ｂの出力は、それぞ
れスイッチング素子ドライブ回路９ａ　９ｂを経て、パ
ワートランジスタ８ａおよび８ｂのベースに与えられる
。ＡＮＤゲート１５ａの出力かハイレベルの時、パワー
トランジスタ８ａはオン状態になる。またＡＮＤゲート
１５ｂの出力はハイレベルの時パワートランジスタ８ｂ
はオン状態になる。

第３図は制御回路ＩＯの動作タイミングを示す図である
。同図に示すように、ＡＮＤゲート１５ａ及び１５ｂの
出力は交互にハイレヘルになるので、パワートランジス
タ８ａおよび８ｂも交互にオン状態にされる。ここでＡ
ＮＤゲート１５ａおよび１５ｂの出力は同時にローレベ
ルになる期間、つまリデットタイムが存在するように、
基準値が設定されている。なお、デッドタイムは２つの
パワートランジスタ８ａ、８ｂが同時にオンして短絡状
態になるのを防止するために設けたものである。

次に、本実施例の動作を説明する。パワートランジスタ
８ａおよび８ｂがともにオフしている状態からパワート
ランジスタ８ｂがオンされると、昇圧トランス３の２次
側回路は高圧コンデンサ７、高圧ダイオード６ａ、昇圧
トランス３の２次巻線の一端３８１２次巻線の他端３ｄ
の閉ループに電流が流れ、倍電圧コンデンサ７が充電さ
れる。なお、倍電圧コンデンサ７の充電電圧の大きさは
、倍電圧コンデンサ７の初期電圧とパワートランジスタ
８ａ　８ｂのオン時間の長さで決まる。

次に、再び上記と同じパワートランジスタ８ｂをオフす
ると、昇圧トランス３に蓄えられた電磁エネルギーか倍
電圧コンデンサ７に供給されなから電源ｌに回生され、
２つのパワートランジスタ８ａ、８ｂが同時オフする期
間に移る。

次に、パワートランジスタ８ａがオンされると、昇圧ト
ランス３の２次側回路は高圧ダイオード６ｂ、倍電圧コ
ンデンサ７、昇圧トランス３の２次巻線の一端３ｄ、２
次巻線の他端３ｅ、マグネトロン５の閉ループに電流か
流れ、マグネトロン５に電気エネルギーが供給される。

ここてマグネトロン５に供給される電力は倍電圧コンデ
ンサ７の電圧とパワートランジスタ８ａ　８ｂのオン時
間の長さで決まる。そしてパワートランジスタ８ａをオ
フすると、昇圧トランス３に蓄えられた電磁エネルギー
はマグネトロン５に供給されながら電源１に回生される
。以上の動作が繰り返されてマグネトロン５は高周波電
力の発振を続ける。

上記倍電圧コンデンサ７には昇圧トランス３のリーケー
ジインダクタンス、倍電圧コンデンサ７のキヤパシタン
ス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分は除く）で
定まる振動の弧を描くパワートランジスタ８ｂのコレク
タ電流波形と同様の電流波形で充電され、またマグネト
ロン５に昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ７のキャノくンタンス、回路抵抗（但
しマグネトロン５の抵抗分を含む）で定まる振動の弧を
描くパワートランジスタ８ａのコレクタ電流波形と同様
の電流波形で電気エネルギーが供給される。

第４図（ａ）は本実施例におけるパワートランジスタに
流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路出
力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電流波
形は昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、倍電
圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各位で定
まる固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１周期
をノ切−トランジスタのオン時間Ｔｏｎに等しくなるよ
うに振動させると（Ｔｏｎ＝　１　／（２Ｆ　）にする
と）、第４図（ａ）に示すようにパワートランジスタの
オン期間における電流（電流波形のオン期間における積
分値）を最大にでき、したがって、回路出力電力も最大
にできる。Ｔｏｎ＜１／（２Ｆ）、Ｔｏｎ＞１／（２Ｆ
）にすると、第４図（ｂ）　、　（ｃ）に示すように、
オン期間の電流が小さくなる。

具体的な昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ７のキヤパシタンスの設定は以下の通
りである。

パワートランジスタの電流波形の固有周波数Ｆは次式で
示される。

ここで、Ｌ：昇圧トランスのリーケージインダクタンス Ｃ倍電圧コンデンサのキャパシタンス Ｒ１回路抵抗 ｎ：昇圧用トランス巻数比 したがって、パワートランジスタ８　ａ、　８　ｂのオ
ン時間をＴｏｎとして となるようにり、Ｃの値を設定する。また逆に、Ｌ、Ｃ
，Ｒて定まる固有周波数の周期の２分の１にパワートラ
ンジスタ８ａ、８ｂのオン時間を設定してもよい。また
、ここでＬは昇圧トランス３のリーケージインダクタン
スとしているが、インダクタンス値の調整を行う場合、
コイルを回路に追加してもよい。

また、先に述べた通り、パワートランジスタ８ｂがオン
して、倍電圧コンデンサ７に充電される期間の回路抵抗
はマグネトロン５の抵抗分を含まないが、パワートラン
ジスタ８ａがオンしてマグネトロン５に電気エネルギー
が供給される期間の回路抵抗はマグネトロン５の抵抗分
を含む。このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗分
として、マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換した
値（昇圧トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加わ
る。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源と
しており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧
トランスの巻数比ｎが高いことがらマグネトロンの５の
抵抗分は非常に小さい。したがって、パワートランジス
タ８ａかオン期間でも、またパワートランジスタ８ｂか
オン期間でも同様のスイッチング電流波形が得られ、ど
ちらの場合であっても最大出力が得られる。

なお、いずれの場合でも２つのパワートランジスタ８ａ
および８ｂのオン時間は、昇圧トランス３の偏磁防止の
ため等しく制御する必要がある。

〈発明の効果〉 以上のように、本発明によれば、従来とは異なり、ＤＣ
／ＡＣインバータを使用せず、またスイッチング素子の
電流波形の固有周波数の２分の１の周期をスイッチング
素子のオン時間と等しくしているので、安価で電力利用
効率の高い、かつ高出力なインバータ電子レンジの駆動
回路を提供できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高
周波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大
きく、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量
化が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
駆動回路の回路図、第２図は制御回路のブロック図、第
３図は制御回路の各制御信号の波形図、第４図（ａ）は
本実施例のパワートランジスタのスイッチング電流波形
を示す図、第４図（ｂ）（ｃ）は比較例のパワートラン
ジスタのスイッチング電流波形を示す図、第５図は従来
のインバータ電子レンジの回路ブロック図、第６図は低
電圧直流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆
動する方法を示す図である。 Ｉ・直流ｉｔ源、２・・インバータ回路、３・・・昇圧
トランス、４　倍電圧半波整流回路、８　ａ、　８　ｂ
・・パワートランジスタ、９ａ、９ｂ−・スイッチング
素子ドライブ回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流をスイッチングする２つのスイッチング素子
   と、この２つのスイッチング素子を同時にオフする期間
   を設けて、同じデューティサイクルで交互にオンする制
   御手段とを有するプッシュプル電圧型インバータ回路と
   、 上記インバータ回路から交流がセンタータップを有する
   １次側巻線に供給される昇圧トランスと、上記昇圧トラ
   ンスの２次側巻線に接続され、マグネトロンに電力を供
   給する倍電圧整流回路とを備えて、 上記昇圧トランスのリーケージインダクタンスおよび倍
   電圧整流回路のコンデンサの値、あるいは上記スイッチ
   ング素子のデューティサイクルを調整して、上記スイッ
   チング素子に流れる電流波形の２分の１周期が上記デュ
   ーティサイクルと等しくなるように設定したことを特徴
   とするインバータ電子レンジの駆動回路。