JPH03283289A - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents
インバータ電子レンジの駆動回路Info
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- JPH03283289A JPH03283289A JP2082065A JP8206590A JPH03283289A JP H03283289 A JPH03283289 A JP H03283289A JP 2082065 A JP2082065 A JP 2082065A JP 8206590 A JP8206590 A JP 8206590A JP H03283289 A JPH03283289 A JP H03283289A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- HRANPRDGABOKNQ-ORGXEYTDSA-N (1r,3r,3as,3br,7ar,8as,8bs,8cs,10as)-1-acetyl-5-chloro-3-hydroxy-8b,10a-dimethyl-7-oxo-1,2,3,3a,3b,7,7a,8,8a,8b,8c,9,10,10a-tetradecahydrocyclopenta[a]cyclopropa[g]phenanthren-1-yl acetate Chemical group C1=C(Cl)C2=CC(=O)[C@@H]3C[C@@H]3[C@]2(C)[C@@H]2[C@@H]1[C@@H]1[C@H](O)C[C@@](C(C)=O)(OC(=O)C)[C@@]1(C)CC2 HRANPRDGABOKNQ-ORGXEYTDSA-N 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、低電圧直流電源を高電圧の高周波電流に変換
し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロン
に電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に関
するものである。
し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロン
に電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に関
するものである。
〈従来の技術〉
近年、通常は商用交流電源で使用される電気・電子機器
であって、屋外でも使用可能な機器が各種開発されてい
る。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車
用蓄電池等の+2V、24V等の低電圧直流電源で駆動
する必要がある。そして、現在広く利用されているイン
バータ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられて
いる。
であって、屋外でも使用可能な機器が各種開発されてい
る。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車
用蓄電池等の+2V、24V等の低電圧直流電源で駆動
する必要がある。そして、現在広く利用されているイン
バータ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられて
いる。
従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第5図に
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源(100
V、50/60H2)から得られた交流電力は整流回路
で直流電力に変換される。この直流電力は−6共振型イ
ンバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧され
る。トランス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネ
トロンの駆動に利用される。
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源(100
V、50/60H2)から得られた交流電力は整流回路
で直流電力に変換される。この直流電力は−6共振型イ
ンバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧され
る。トランス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネ
トロンの駆動に利用される。
上記インバータ電子レンジを低電圧直流電源で使用する
場合には、第6図に示すように、低電圧直流電源とイン
バータ電子レンジの間にD C/ACインバータを設け
、低電圧直流電源の出力をDC/ACインバータによっ
て商用交流電源と同じ100V、 50/60Hzの交
流電力に変換し、この交流電力でインバータ電子レンジ
を作動させていた。
場合には、第6図に示すように、低電圧直流電源とイン
バータ電子レンジの間にD C/ACインバータを設け
、低電圧直流電源の出力をDC/ACインバータによっ
て商用交流電源と同じ100V、 50/60Hzの交
流電力に変換し、この交流電力でインバータ電子レンジ
を作動させていた。
〈発明が解決しようとする課題〉
上述したようにインバータ電子レンジを低電圧直流電源
で使用する場合、D C/A Cインバータを使用して
交流電力をインバータ電子レンジに入力する方法では、
D C/A Cインバータとインバータ電子レンジのイ
ンバータ回路とで2度の電力変換が行なわれるため、電
力の利用率が極めて低くなるという問題がある。また、
2個のインバータを必要とすることから電源回路のコス
トも高くなる。
で使用する場合、D C/A Cインバータを使用して
交流電力をインバータ電子レンジに入力する方法では、
D C/A Cインバータとインバータ電子レンジのイ
ンバータ回路とで2度の電力変換が行なわれるため、電
力の利用率が極めて低くなるという問題がある。また、
2個のインバータを必要とすることから電源回路のコス
トも高くなる。
また、従来のインバータ電子レンジの−6共振型インバ
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源電
圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチング
素子を必要とする。
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源電
圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチング
素子を必要とする。
このような電流容量を持つスイッチング素子は現状では
入手不可能な(市販されていない)、あるいは非常に高
価なものとなる。
入手不可能な(市販されていない)、あるいは非常に高
価なものとなる。
本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
、しかも安価でコンパクト、かつ高出力なインバータ電
子レンジの駆動回路を提供することにある。
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
、しかも安価でコンパクト、かつ高出力なインバータ電
子レンジの駆動回路を提供することにある。
〈課題を解決するための手段〉
本発明のインバータ電子レンジの駆動回路は、直流をス
イッチングする2つのスイッチング素子と、この2つの
スイッチング素子を同時にオフする期間を設けて、同じ
デユーティサイクルで交互にオンする制御手段とを有す
るプッンユブル電圧型インバータ回路と、上記インバー
タ回路から交流がセンタータップを有する1次側巻線に
供給される昇圧トランスと、上記昇圧トランスの2次側
巻線に接続され、マグネトロンに電力を供給する倍電圧
整流回路とを備えて、上記昇圧トランスのリーケージイ
ンダクタンスおよび倍電圧整流回路のコンデンサの値、
あるいは上記スイッチング素子のデユーティサイクルを
調整して、上記スイッチング素子に流れる電流波形の2
分の1周期が上記デユーティサイクルと等しくなるよう
に設定したことを特徴としている。
イッチングする2つのスイッチング素子と、この2つの
スイッチング素子を同時にオフする期間を設けて、同じ
デユーティサイクルで交互にオンする制御手段とを有す
るプッンユブル電圧型インバータ回路と、上記インバー
タ回路から交流がセンタータップを有する1次側巻線に
供給される昇圧トランスと、上記昇圧トランスの2次側
巻線に接続され、マグネトロンに電力を供給する倍電圧
整流回路とを備えて、上記昇圧トランスのリーケージイ
ンダクタンスおよび倍電圧整流回路のコンデンサの値、
あるいは上記スイッチング素子のデユーティサイクルを
調整して、上記スイッチング素子に流れる電流波形の2
分の1周期が上記デユーティサイクルと等しくなるよう
に設定したことを特徴としている。
〈作用〉
2つのスイッチング素子を同時にオフした状態(休止期
間)から、一方のスイッチング素子をオンすると、倍電
圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージインダクタン
ス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャパシタン
ス、回路抵抗(但しマグネトロンの抵抗は除く)で定ま
る振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コンデンサ
の充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサの初期電圧とス
イッチング素子のオン時間の長さで決まる。次に、前記
と同しスイッチング素子をオフすると、昇圧トランスに
蓄えられた電磁エネルギーか倍電圧コンデンサに供給さ
れながら電源に回生され、休止期間となる。
間)から、一方のスイッチング素子をオンすると、倍電
圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージインダクタン
ス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャパシタン
ス、回路抵抗(但しマグネトロンの抵抗は除く)で定ま
る振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コンデンサ
の充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサの初期電圧とス
イッチング素子のオン時間の長さで決まる。次に、前記
と同しスイッチング素子をオフすると、昇圧トランスに
蓄えられた電磁エネルギーか倍電圧コンデンサに供給さ
れながら電源に回生され、休止期間となる。
次に、休止期間の後、他方のスイッチング素子をオンす
ると、昇圧トランスのリーケージインダクタンスと倍電
圧コンデンサのキャパノティ、マグネトロンの抵抗を含
む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電流てマグネトロン
に電気エネルギーが供給される。ここてマグネトロンに
供給される電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチ
ング素子のオン時間の長さて決まる。そしてスイッチン
グ素子かオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エ
ネルギーがマグネトロンに供給されながら電源に回虫さ
れる。
ると、昇圧トランスのリーケージインダクタンスと倍電
圧コンデンサのキャパノティ、マグネトロンの抵抗を含
む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電流てマグネトロン
に電気エネルギーが供給される。ここてマグネトロンに
供給される電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチ
ング素子のオン時間の長さて決まる。そしてスイッチン
グ素子かオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エ
ネルギーがマグネトロンに供給されながら電源に回虫さ
れる。
以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロンは
高周波電力を発振する。
高周波電力を発振する。
この場合において、スイッチング素子の電流波形は、昇
圧トランスのリーケージインダクタンス、倍電圧コンデ
ンサおよび回路抵抗で定まる固有周波数で振動する。モ
して昇圧トランスのリーケーノインダクタンス等の値を
調整するか、スイッチング素子のオン時間を調整して、
固有周波数の2分の1の周期とスイッチング素子のオン
時間とを等しくしているので、出力される回路出力電力
は最大となる。
圧トランスのリーケージインダクタンス、倍電圧コンデ
ンサおよび回路抵抗で定まる固有周波数で振動する。モ
して昇圧トランスのリーケーノインダクタンス等の値を
調整するか、スイッチング素子のオン時間を調整して、
固有周波数の2分の1の周期とスイッチング素子のオン
時間とを等しくしているので、出力される回路出力電力
は最大となる。
〈実施例〉
以下、本発明のインバータ電子レンジの駆動回路につい
て添付図面を参照して詳細に説明する。
て添付図面を参照して詳細に説明する。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第1図に示すように、このインバータ電子レンジは、低
電圧直流電源(例えば自動車用蓄電池口の直流電力を高
周波電力に変換するプッシュプル電圧型インバータ回路
(以下、インバータ回路)2と、電源電圧を昇圧する昇
圧トランス3と、この昇圧トランス3の出力を整流する
倍電圧半波整流回路4を備えており、この倍電圧半波整
流回路4の出力によってマグネトロン5が駆動される。
電圧直流電源(例えば自動車用蓄電池口の直流電力を高
周波電力に変換するプッシュプル電圧型インバータ回路
(以下、インバータ回路)2と、電源電圧を昇圧する昇
圧トランス3と、この昇圧トランス3の出力を整流する
倍電圧半波整流回路4を備えており、この倍電圧半波整
流回路4の出力によってマグネトロン5が駆動される。
昇圧トランス3の2次側からは、マグネトロン5のフィ
ラメント加熱用電源も供給される。
ラメント加熱用電源も供給される。
上記倍電圧半波整流回路4は公知の構成を有しており、
2個の高圧ダイオード’6a、6bおよび倍電圧コンデ
ンサ7を備えている。
2個の高圧ダイオード’6a、6bおよび倍電圧コンデ
ンサ7を備えている。
上記インバータ回路2は、2個のパワートランジスタ8
a 8bと、このパワートランジスタ8a8bを駆動す
るスイッチング素子ドライブ回路989bと、制御回路
IOを備えている。
a 8bと、このパワートランジスタ8a8bを駆動す
るスイッチング素子ドライブ回路989bと、制御回路
IOを備えている。
上記パワートランジスタ8aおよび8bのコレクタは昇
圧トランス3の1次巻線の一端3aおよび他端3bにそ
れぞれ接続され、またパワートランジスタ8aおよび8
bのエミッタ同士が接続されており、パワートランジス
タ8 a、 8 bのベースがスイッチング素子ドライ
ブ回路9a、9bを介して制御回路lOによって駆動さ
れることにより、昇圧トランス3の1次側を流れる電流
が高速にスイッチングされる。トランジスタ8 a、
8 bに代えて、パワーMOSFET、IGBT等のス
イッチング素子を用いてもよい。
圧トランス3の1次巻線の一端3aおよび他端3bにそ
れぞれ接続され、またパワートランジスタ8aおよび8
bのエミッタ同士が接続されており、パワートランジス
タ8 a、 8 bのベースがスイッチング素子ドライ
ブ回路9a、9bを介して制御回路lOによって駆動さ
れることにより、昇圧トランス3の1次側を流れる電流
が高速にスイッチングされる。トランジスタ8 a、
8 bに代えて、パワーMOSFET、IGBT等のス
イッチング素子を用いてもよい。
直流電源lは、その一端がパワートランジスタ8aのエ
ミッタとパワートランジスタ8bのエミッタとの接続点
に接続され、他端は昇圧トランス3の1次巻線のセンタ
ータップ3cに接続されている。
ミッタとパワートランジスタ8bのエミッタとの接続点
に接続され、他端は昇圧トランス3の1次巻線のセンタ
ータップ3cに接続されている。
第2図は制御回路lOの回路図である。同図に示すよう
に、発振回路11はトグルフリップフロップ12と鋸歯
状波発生回路13に接続され、トグルフリップフロップ
12は2つのANDゲート15a、15bに、また鋸歯
状波発生回路13は比較回路14を介して上記ANDゲ
ート15a、15bに接続されている。上記トグルフリ
ップフロップ12は発振回路11の出力信号をトリガと
して、2相分割信号を出力する。上記2相分割信号は2
つANDゲート15a、15bにそれぞれ入力される。
に、発振回路11はトグルフリップフロップ12と鋸歯
状波発生回路13に接続され、トグルフリップフロップ
12は2つのANDゲート15a、15bに、また鋸歯
状波発生回路13は比較回路14を介して上記ANDゲ
ート15a、15bに接続されている。上記トグルフリ
ップフロップ12は発振回路11の出力信号をトリガと
して、2相分割信号を出力する。上記2相分割信号は2
つANDゲート15a、15bにそれぞれ入力される。
一方、上記鋸歯状波発生回路13に与えられた発振出力
は、発振回路11の発振周波数に同期した鋸歯状波に変
換された後に、比較回路14に入力される。そして、こ
の比較回路14において、マグネトロン5の出力を決定
するための基準値(すなわちパワートランジスタをオン
する時間を設定するためのスレッノヨルトレヘル)と鋸
歯状波との比較が行なわれ、比較回路14の出力は鋸歯
状波の電圧レヘルか基準値より大きい期間にハイレベル
になり、予め設定されたオン時間となるように変調され
る。変調された信号は上記ANDゲート15a、15b
に入力され、トグルフリップフロップ12で2相に分割
された信号とANDをとることて、2つのパワートラン
ジスタを同時にオフする期間を持ちながら、パワートラ
ンジスタ8a、8bを交互に駆動する。
は、発振回路11の発振周波数に同期した鋸歯状波に変
換された後に、比較回路14に入力される。そして、こ
の比較回路14において、マグネトロン5の出力を決定
するための基準値(すなわちパワートランジスタをオン
する時間を設定するためのスレッノヨルトレヘル)と鋸
歯状波との比較が行なわれ、比較回路14の出力は鋸歯
状波の電圧レヘルか基準値より大きい期間にハイレベル
になり、予め設定されたオン時間となるように変調され
る。変調された信号は上記ANDゲート15a、15b
に入力され、トグルフリップフロップ12で2相に分割
された信号とANDをとることて、2つのパワートラン
ジスタを同時にオフする期間を持ちながら、パワートラ
ンジスタ8a、8bを交互に駆動する。
上記ANDゲート15aおよび15bの出力は、それぞ
れスイッチング素子ドライブ回路9a 9bを経て、パ
ワートランジスタ8aおよび8bのベースに与えられる
。ANDゲート15aの出力かハイレベルの時、パワー
トランジスタ8aはオン状態になる。またANDゲート
15bの出力はハイレベルの時パワートランジスタ8b
はオン状態になる。
れスイッチング素子ドライブ回路9a 9bを経て、パ
ワートランジスタ8aおよび8bのベースに与えられる
。ANDゲート15aの出力かハイレベルの時、パワー
トランジスタ8aはオン状態になる。またANDゲート
15bの出力はハイレベルの時パワートランジスタ8b
はオン状態になる。
第3図は制御回路IOの動作タイミングを示す図である
。同図に示すように、ANDゲート15a及び15bの
出力は交互にハイレヘルになるので、パワートランジス
タ8aおよび8bも交互にオン状態にされる。ここでA
NDゲート15aおよび15bの出力は同時にローレベ
ルになる期間、つまリデットタイムが存在するように、
基準値が設定されている。なお、デッドタイムは2つの
パワートランジスタ8a、8bが同時にオンして短絡状
態になるのを防止するために設けたものである。
。同図に示すように、ANDゲート15a及び15bの
出力は交互にハイレヘルになるので、パワートランジス
タ8aおよび8bも交互にオン状態にされる。ここでA
NDゲート15aおよび15bの出力は同時にローレベ
ルになる期間、つまリデットタイムが存在するように、
基準値が設定されている。なお、デッドタイムは2つの
パワートランジスタ8a、8bが同時にオンして短絡状
態になるのを防止するために設けたものである。
次に、本実施例の動作を説明する。パワートランジスタ
8aおよび8bがともにオフしている状態からパワート
ランジスタ8bがオンされると、昇圧トランス3の2次
側回路は高圧コンデンサ7、高圧ダイオード6a、昇圧
トランス3の2次巻線の一端3812次巻線の他端3d
の閉ループに電流が流れ、倍電圧コンデンサ7が充電さ
れる。なお、倍電圧コンデンサ7の充電電圧の大きさは
、倍電圧コンデンサ7の初期電圧とパワートランジスタ
8a 8bのオン時間の長さで決まる。
8aおよび8bがともにオフしている状態からパワート
ランジスタ8bがオンされると、昇圧トランス3の2次
側回路は高圧コンデンサ7、高圧ダイオード6a、昇圧
トランス3の2次巻線の一端3812次巻線の他端3d
の閉ループに電流が流れ、倍電圧コンデンサ7が充電さ
れる。なお、倍電圧コンデンサ7の充電電圧の大きさは
、倍電圧コンデンサ7の初期電圧とパワートランジスタ
8a 8bのオン時間の長さで決まる。
次に、再び上記と同じパワートランジスタ8bをオフす
ると、昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネルギーか倍
電圧コンデンサ7に供給されなから電源lに回生され、
2つのパワートランジスタ8a、8bが同時オフする期
間に移る。
ると、昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネルギーか倍
電圧コンデンサ7に供給されなから電源lに回生され、
2つのパワートランジスタ8a、8bが同時オフする期
間に移る。
次に、パワートランジスタ8aがオンされると、昇圧ト
ランス3の2次側回路は高圧ダイオード6b、倍電圧コ
ンデンサ7、昇圧トランス3の2次巻線の一端3d、2
次巻線の他端3e、マグネトロン5の閉ループに電流か
流れ、マグネトロン5に電気エネルギーが供給される。
ランス3の2次側回路は高圧ダイオード6b、倍電圧コ
ンデンサ7、昇圧トランス3の2次巻線の一端3d、2
次巻線の他端3e、マグネトロン5の閉ループに電流か
流れ、マグネトロン5に電気エネルギーが供給される。
ここてマグネトロン5に供給される電力は倍電圧コンデ
ンサ7の電圧とパワートランジスタ8a 8bのオン時
間の長さで決まる。そしてパワートランジスタ8aをオ
フすると、昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネルギー
はマグネトロン5に供給されながら電源1に回生される
。以上の動作が繰り返されてマグネトロン5は高周波電
力の発振を続ける。
ンサ7の電圧とパワートランジスタ8a 8bのオン時
間の長さで決まる。そしてパワートランジスタ8aをオ
フすると、昇圧トランス3に蓄えられた電磁エネルギー
はマグネトロン5に供給されながら電源1に回生される
。以上の動作が繰り返されてマグネトロン5は高周波電
力の発振を続ける。
上記倍電圧コンデンサ7には昇圧トランス3のリーケー
ジインダクタンス、倍電圧コンデンサ7のキヤパシタン
ス、回路抵抗(但しマグネトロン5の抵抗分は除く)で
定まる振動の弧を描くパワートランジスタ8bのコレク
タ電流波形と同様の電流波形で充電され、またマグネト
ロン5に昇圧トランス3のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ7のキャノくンタンス、回路抵抗(但
しマグネトロン5の抵抗分を含む)で定まる振動の弧を
描くパワートランジスタ8aのコレクタ電流波形と同様
の電流波形で電気エネルギーが供給される。
ジインダクタンス、倍電圧コンデンサ7のキヤパシタン
ス、回路抵抗(但しマグネトロン5の抵抗分は除く)で
定まる振動の弧を描くパワートランジスタ8bのコレク
タ電流波形と同様の電流波形で充電され、またマグネト
ロン5に昇圧トランス3のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ7のキャノくンタンス、回路抵抗(但
しマグネトロン5の抵抗分を含む)で定まる振動の弧を
描くパワートランジスタ8aのコレクタ電流波形と同様
の電流波形で電気エネルギーが供給される。
第4図(a)は本実施例におけるパワートランジスタに
流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路出
力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電流波
形は昇圧トランス3のリーケージインダクタンス、倍電
圧コンデンサ7のキャパシタンス、回路抵抗の各位で定
まる固有周波数Fで振動する。この波形の2分の1周期
をノ切−トランジスタのオン時間Tonに等しくなるよ
うに振動させると(Ton= 1 /(2F )にする
と)、第4図(a)に示すようにパワートランジスタの
オン期間における電流(電流波形のオン期間における積
分値)を最大にでき、したがって、回路出力電力も最大
にできる。Ton<1/(2F)、Ton>1/(2F
)にすると、第4図(b) 、 (c)に示すように、
オン期間の電流が小さくなる。
流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路出
力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電流波
形は昇圧トランス3のリーケージインダクタンス、倍電
圧コンデンサ7のキャパシタンス、回路抵抗の各位で定
まる固有周波数Fで振動する。この波形の2分の1周期
をノ切−トランジスタのオン時間Tonに等しくなるよ
うに振動させると(Ton= 1 /(2F )にする
と)、第4図(a)に示すようにパワートランジスタの
オン期間における電流(電流波形のオン期間における積
分値)を最大にでき、したがって、回路出力電力も最大
にできる。Ton<1/(2F)、Ton>1/(2F
)にすると、第4図(b) 、 (c)に示すように、
オン期間の電流が小さくなる。
具体的な昇圧トランス3のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ7のキヤパシタンスの設定は以下の通
りである。
倍電圧コンデンサ7のキヤパシタンスの設定は以下の通
りである。
パワートランジスタの電流波形の固有周波数Fは次式で
示される。
示される。
ここで、L:昇圧トランスのリーケージインダクタンス
C倍電圧コンデンサのキャパシタンス
R1回路抵抗
n:昇圧用トランス巻数比
したがって、パワートランジスタ8 a、 8 bのオ
ン時間をTonとして となるようにり、Cの値を設定する。また逆に、L、C
,Rて定まる固有周波数の周期の2分の1にパワートラ
ンジスタ8a、8bのオン時間を設定してもよい。また
、ここでLは昇圧トランス3のリーケージインダクタン
スとしているが、インダクタンス値の調整を行う場合、
コイルを回路に追加してもよい。
ン時間をTonとして となるようにり、Cの値を設定する。また逆に、L、C
,Rて定まる固有周波数の周期の2分の1にパワートラ
ンジスタ8a、8bのオン時間を設定してもよい。また
、ここでLは昇圧トランス3のリーケージインダクタン
スとしているが、インダクタンス値の調整を行う場合、
コイルを回路に追加してもよい。
また、先に述べた通り、パワートランジスタ8bがオン
して、倍電圧コンデンサ7に充電される期間の回路抵抗
はマグネトロン5の抵抗分を含まないが、パワートラン
ジスタ8aがオンしてマグネトロン5に電気エネルギー
が供給される期間の回路抵抗はマグネトロン5の抵抗分
を含む。このとき回路抵抗にはマグネトロン5の抵抗分
として、マグネトロン5の等価抵抗を1次側に変換した
値(昇圧トランス3の巻数比の2乗で除した値)が加わ
る。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源と
しており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧
トランスの巻数比nが高いことがらマグネトロンの5の
抵抗分は非常に小さい。したがって、パワートランジス
タ8aかオン期間でも、またパワートランジスタ8bか
オン期間でも同様のスイッチング電流波形が得られ、ど
ちらの場合であっても最大出力が得られる。
して、倍電圧コンデンサ7に充電される期間の回路抵抗
はマグネトロン5の抵抗分を含まないが、パワートラン
ジスタ8aがオンしてマグネトロン5に電気エネルギー
が供給される期間の回路抵抗はマグネトロン5の抵抗分
を含む。このとき回路抵抗にはマグネトロン5の抵抗分
として、マグネトロン5の等価抵抗を1次側に変換した
値(昇圧トランス3の巻数比の2乗で除した値)が加わ
る。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源と
しており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧
トランスの巻数比nが高いことがらマグネトロンの5の
抵抗分は非常に小さい。したがって、パワートランジス
タ8aかオン期間でも、またパワートランジスタ8bか
オン期間でも同様のスイッチング電流波形が得られ、ど
ちらの場合であっても最大出力が得られる。
なお、いずれの場合でも2つのパワートランジスタ8a
および8bのオン時間は、昇圧トランス3の偏磁防止の
ため等しく制御する必要がある。
および8bのオン時間は、昇圧トランス3の偏磁防止の
ため等しく制御する必要がある。
〈発明の効果〉
以上のように、本発明によれば、従来とは異なり、DC
/ACインバータを使用せず、またスイッチング素子の
電流波形の固有周波数の2分の1の周期をスイッチング
素子のオン時間と等しくしているので、安価で電力利用
効率の高い、かつ高出力なインバータ電子レンジの駆動
回路を提供できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高
周波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大
きく、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量
化が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。
/ACインバータを使用せず、またスイッチング素子の
電流波形の固有周波数の2分の1の周期をスイッチング
素子のオン時間と等しくしているので、安価で電力利用
効率の高い、かつ高出力なインバータ電子レンジの駆動
回路を提供できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高
周波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大
きく、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量
化が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。
第1図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
駆動回路の回路図、第2図は制御回路のブロック図、第
3図は制御回路の各制御信号の波形図、第4図(a)は
本実施例のパワートランジスタのスイッチング電流波形
を示す図、第4図(b)(c)は比較例のパワートラン
ジスタのスイッチング電流波形を示す図、第5図は従来
のインバータ電子レンジの回路ブロック図、第6図は低
電圧直流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆
動する方法を示す図である。 I・直流it源、2・・インバータ回路、3・・・昇圧
トランス、4 倍電圧半波整流回路、8 a、 8 b
・・パワートランジスタ、9a、9b−・スイッチング
素子ドライブ回路。
駆動回路の回路図、第2図は制御回路のブロック図、第
3図は制御回路の各制御信号の波形図、第4図(a)は
本実施例のパワートランジスタのスイッチング電流波形
を示す図、第4図(b)(c)は比較例のパワートラン
ジスタのスイッチング電流波形を示す図、第5図は従来
のインバータ電子レンジの回路ブロック図、第6図は低
電圧直流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆
動する方法を示す図である。 I・直流it源、2・・インバータ回路、3・・・昇圧
トランス、4 倍電圧半波整流回路、8 a、 8 b
・・パワートランジスタ、9a、9b−・スイッチング
素子ドライブ回路。
Claims (1)
- (1)直流をスイッチングする2つのスイッチング素子
と、この2つのスイッチング素子を同時にオフする期間
を設けて、同じデューティサイクルで交互にオンする制
御手段とを有するプッシュプル電圧型インバータ回路と
、 上記インバータ回路から交流がセンタータップを有する
1次側巻線に供給される昇圧トランスと、上記昇圧トラ
ンスの2次側巻線に接続され、マグネトロンに電力を供
給する倍電圧整流回路とを備えて、 上記昇圧トランスのリーケージインダクタンスおよび倍
電圧整流回路のコンデンサの値、あるいは上記スイッチ
ング素子のデューティサイクルを調整して、上記スイッ
チング素子に流れる電流波形の2分の1周期が上記デュ
ーティサイクルと等しくなるように設定したことを特徴
とするインバータ電子レンジの駆動回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2082065A JP2682885B2 (ja) | 1990-03-29 | 1990-03-29 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2082065A JP2682885B2 (ja) | 1990-03-29 | 1990-03-29 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03283289A true JPH03283289A (ja) | 1991-12-13 |
JP2682885B2 JP2682885B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=13764099
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2082065A Expired - Fee Related JP2682885B2 (ja) | 1990-03-29 | 1990-03-29 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2682885B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1166601A1 (en) * | 1999-12-09 | 2002-01-02 | Samsung Electronics Co. Ltd. | Driving circuit of dc microwave oven and method of controlling the same |
US20070068318A1 (en) * | 2005-03-03 | 2007-03-29 | Sram Corporation | Bicycle Control Apparatus |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5532325A (en) * | 1978-08-28 | 1980-03-07 | Tokyo Electric Co Ltd | Power supply for electronic range |
JPH03208289A (ja) * | 1990-01-08 | 1991-09-11 | Sharp Corp | インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法 |
-
1990
- 1990-03-29 JP JP2082065A patent/JP2682885B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5532325A (en) * | 1978-08-28 | 1980-03-07 | Tokyo Electric Co Ltd | Power supply for electronic range |
JPH03208289A (ja) * | 1990-01-08 | 1991-09-11 | Sharp Corp | インバータ電子レンジのスイッチング時における遷移電流低減方法 |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1166601A1 (en) * | 1999-12-09 | 2002-01-02 | Samsung Electronics Co. Ltd. | Driving circuit of dc microwave oven and method of controlling the same |
US6852959B1 (en) | 1999-12-09 | 2005-02-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Driving circuit of DC microwave oven and method of controlling the same |
US20070068318A1 (en) * | 2005-03-03 | 2007-03-29 | Sram Corporation | Bicycle Control Apparatus |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2682885B2 (ja) | 1997-11-26 |
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