JP2682885B2 - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、低電圧直流電源を高電圧の高周波電流に変
換し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロ
ンに電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に
関するものである。

〈従来の技術〉 近年、通常は商用交流電源で使用される電気・電子機
器であって、屋外でも使用可能な機器が各種開発されて
いる。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動
車用蓄電池等の12V、24V等の低電圧直流電源で駆動する
必要がある。そして、現在広く利用されているインバー
タ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられてい
る。

従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第５図
に示す。このインバータ電子レンジでは商用電源（100
V、50/60Hz）から得られた交流電力は整流回路で直流電
力に変換される。この直流電力は一石共振型インバータ
回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧される。トラ
ンス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネトロンの
駆動に利用される。

上記インバータ電子レンジを低電圧直流電源で使用す
る場合には、第６図に示すように、低電圧直流電源とイ
ンバータ電子レンジの間にDC/ACインバータを設け、低
電圧直流電源の出力をDC/ACインバータによって商用交
流電源と同じ100V、50/60Hzの交流電力に変換し、この
交流電力でインバータ電子レンジを作動させていた。

〈発明が解決しようとする課題〉 上述したようにインバータ電子レンジを低電圧直流電
源で使用する場合、DC/ACインバータを使用して交流電
力をインバータ電子レンジに入力する方法では、DC/AC
インバータとインバータ電子レンジのインバータ回路と
で２度の電力変換が行なわれるため、電力の利用率が極
めて低くなるという問題がある。また、２個のインバー
タを必要とすることから電源回路のコストも高くなる。

また、従来のインバータ電子レンジの一石共振型イン
バータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するよう
に仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源
電圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチン
グ素子を必要とする。このような電流容量を持つスイッ
チング素子を現状では入手不可能な（市販されていな
い）、あるいは非常に高価なものとなる。

本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、低電圧直流電源を電源と
して、しかも安価でコンパクト、かつ高出力なインバー
タ電子レンジの駆動回路を提供することにある。

〈課題を解決するための手段〉 本発明のインバータ電子レンジの駆動回路は、直流を
スイッチングする２つのスイッチング素子と、この２つ
のスイッチング素子を同じデューティサイクルで交互に
オンする制御手段とを有するプッシュプル電圧型インバ
ータ回路と、上記インバータ回路から交流がセンタータ
ップを有する１次側巻線に供給される昇圧トランスと、
上記昇圧トランスの２次側に接続され、マグネトロンに
電力を供給する倍電圧整流回路を備えたインバータ電子
レンジの駆動回路において、 上記スイッチング素子がオンした時に流れる回路電流
の積分値が最大になるように、過渡振動周期の半周期
と、それぞれのスイッチング素子のオン時間とが等しく
なるように、過渡振動周期を決定する回路内インピーダ
ンス値もしくはスイッチング素子のオン時間を設定した
ことを特徴としている。

〈作用〉 ２つのスイッチング素子を同時にオフした状態（休止
期間）から、一方のスイッチング素子をオンすると、倍
電圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージインダクタ
ンス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャパシタ
ンス、回路抵抗（但しマグネトロンの抵抗は除く）で定
まる振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コンデン
サの充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサとの初期電圧
とスイッチング素子のオン時間の長さで決まる。次に、
前記と同じスイッチング素子をオフすると、昇圧トラン
スに蓄えられた電磁エネルギーが倍電圧コンデンサに供
給されながら電源に回生され、休止期間となる。

次に、休止期間の後、他方のスイッチング素子をオン
すると、昇圧トランスのリーケージインダクタンスと倍
電圧コンデンサのキャパシティ、マグネトロンの抵抗を
含む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電流でマグネトロ
ンに電気エネルギーが供給される。ここでマグネトロン
に供給される電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッ
チング素子のオン時間の長さで決まる。そしてスイッチ
ング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁
エネルギーがマグネトロンに供給されながら電源に回生
される。

以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロン
は高周波電力を発振する。

この場合において、スイッチング素子の電流波形は、
昇圧トランスのリーケージインダクタンス、倍電圧コン
デンサおよび回路抵抗で定まる固有周波数で振動する。
上記スイッチング素子がオンした時に流れる回路電流の
過渡振動周期の半周期と、それぞれのスイッチング素子
のオン時間とが等しくなるように、過渡振動周期を決定
する回路内インピーダンス値もしくはスイッチング素子
のオン時間を設定しているので、振動する電流波形の最
も大きな波を効率よく捕らえることができ、単位時間あ
たり最大の電流、すなわち定められたオン時間内にでき
るだけ多くの電力を負荷に送り込める。

〈実施例〉 以下、本発明のインバータ電子レンジの駆動回路につ
いて添付図面を参照して詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。第１
図に示すように、このインバータ電子レンジは、低電圧
直流電源（例えば自動車用蓄電池）１の直流電力を高周
波電力に変換するプッシュプル電圧型インバータ回路
（以下、インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇
圧トランス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する
倍電圧半波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整
流回路４の出力によってマグネトロン５が駆動される。
昇圧トランス３の２次側からは、マグネトロン５のフィ
ラメント加熱用電源も供給される。

上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を有してお
り、２個の高圧ダイオード6a,6bおよび倍電圧コンデン
サ７を備えている。

上記インバータ回路２は、２個のパワートランジスタ
8a,8bと、このパワートランジスタ8a,8bを駆動するスイ
ッチング素子ドライブ回路9a,9bと、制御回路10を備え
ている。

上記パワートランジスタ8aおよび8bのコレクタは昇圧
トランス３の１次巻線の一端3aおよび他端3bにそれぞれ
接続され、またパワートランジスタ8aおよび8bのエミッ
タ同志が接続されており、パワートランジスタ8a,8bの
ベースがスイッチング素子ドライブ回路9a,9bを介して
制御回路10によって駆動されることにより、昇圧トラン
ス３の１次側を流れる電流が高速にスイッチングされ
る。トランジスタ8a,8bに代えて、パワーMOSFET、IGBT
等のスイッチング素子を用いてもよい。

直流電源１は、その一端がパワートランジスタ8aのエ
ミッタとパワートランジスタ8bのエミッタとの接続点に
接続され、他端は昇圧トランス３の１次巻線のセンター
タップ3cに接続されている。

第２図は制御回路10の回路図である。同図に示すよう
に、発振回路11はトグルフリップフロップ12と鋸歯状波
発生回路13に接続され、トグルフリップフロップ12は２
つのANDゲート15a,15bに、また鋸歯状波発生回路13は比
較回路14を介して上記ANDゲート15a,15bに接続されてい
る。上記トグルフリップフロップ12は発振回路11の出力
信号をトリガとして、２相分割信号を出力する。上記２
相分割信号は２つANDゲート15a,15bにそれぞれ入力され
る。一方、上記鋸歯状波発生回路13に与えられた発振出
力は、発振回路11の発振周波数に同期した鋸歯状波に変
換された後に、比較回路14に入力される。そして、この
比較回路14において、マグネトロン５の出力を決定する
ための基準値（すなわちパワートランジスタをオンする
時間を設定するためのスレッショルドレベル）と鋸歯状
波との比較が行なわれ、比較回路14の出力は鋸歯状波の
電圧レベルが基準値より大きい期間にハイレベルにな
り、予め設定されたオン時間となるように変調される。
変調された信号は上記ANDゲート15a,15bに入力され、ト
グルフリップフロップ12で２相に分割された信号とAND
をとることで、２つのパワートランジスタを同時にオフ
する期間を持ちながら、パワートランジスタ8a,8bを交
互に駆動する。

上記ANDゲート15aおよび15bの出力は、それぞれスイ
ッチング素子ドライブ回路9a,9bを経て、パワートラン
ジスタ8aおよび8bのベースに与えられる。ANDゲート15a
の出力がハイレベルの時、パワートランジスタ8aはオン
状態になる。またANDゲート15bの出力はハイレベルの時
パワートランジスタ8bはオン状態になる。

第３図は制御回路10の動作タイミングを示す図であ
る。同図に示すように、ANDゲート15a及び15bの出力は
交互にハイレベルになるので、パワートランジスタ8aお
よび8bも交互にオン状態にされる。ここでANDゲート15a
及び15bの出力は同時にローレベルになる期間、つまり
デットタイムが存在するように、基準値が設定されてい
る。なお、デットタイムは２つのパワートランジスタ8
a,8bが同時にオンして短絡状態になるのを防止するため
に設けたものである。

次に、本実施例の動作を説明する。パワートランジス
タ8aおよび8bがともにオフしている状態からパワートラ
ンジスタ8bがオンされると、昇圧トランス３の２次側回
路は高圧コンデンサ７、高圧ダイオード6a、昇圧トラン
ス３の２次巻線の一端3e、２次巻線の他端3dの閉ループ
に電流が流れ、倍電圧コンデンサ７が充電される。な
お、倍電圧コンデンサ７の充電電圧の大きさは、倍電圧
コンデンサ７の初期電圧とパワートランジスタ8a,8bの
オン時間の長さで決まる。

次に、再び上記と同じパワートランジスタ8bをオフす
ると、昇圧トランス３に蓄えられた電磁エネルギーが倍
電圧コンデンサ７に供給されながら電源１に回生され、
２つのパワートランジスタ8a,8bが同時オフする期間に
移る。

次に、パワートランジスタ8aがオンされると、昇圧ト
ランス３の２次側回路は高圧ダイオード6b、倍電圧コン
デンサ７、昇圧トランス３の２次巻線の一端3d、２次巻
線の他端3e、マグネトロン５の閉ループに電流が流れ、
マグネトロン５に電気エネルギーが供給される。ここで
マグネトロン５に供給される電力は倍電圧コンデンサ７
の電圧とパワートランジスタ8a,8bのオン時間の長さで
決まる。そしてパワートランジスタ8aをオフすると、昇
圧トランス３に蓄えられた電磁エネルギーはマグネトロ
ン５に供給されながら電源１に回生される。以上の動作
が繰り返されてマグネトロン５は高周波電力の発振を続
ける。

上記倍電圧コンデンサ７は昇圧トランス３のリーケー
ジインダクタンス、倍電圧コンデンサ７のキャパシタン
ス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分は除く）で
定まる振動の弧を描くパワートランジスタ8bのコレクタ
電流波形と同様の電流波形で充電され、またマグネトロ
ン５の昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと倍
電圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗（但しマ
グネトロン５の抵抗分を含む）で定まる振動の弧を描く
パワートランジスタ8aのコレクタ電流波形と同様の電流
波形で電気エネルギーが供給される。

第４図（ａ）は本実施例におけるパワートランジスタ
に流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路
出力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電流
波形は昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、倍
電圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各値で
定まる固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１周
期をパワートランジスタのオン時間Ｔonに等しくなるよ
うに振動させると（Ｔon＝1/（2F）にすると）、第４図
（ａ）に示すようにパワートランジスタたがって、回路
出力電力も最大にできる。Ｔon＜1/（2F）,Ton＞1/（2
F）にすると、第４図（ｂ），（ｃ）に示すように、オ
ン期間の電流が小さくなる。

具体的な昇圧トランス３のリーケージインダクタンス
と倍電圧コンデンサ７のキャパシタンスの設定は以下の
通りである。

パワートランジスタの電流波形の固有周波数Ｆは次式
で示される。

ここで、L:昇圧トランスのリーケージインダクタンス C:倍電圧コンデンサのキャバシタンス R:回路抵抗 n:昇圧用トランス巻数比 したがって、パワートランジスタ8a,8bのオン時間をＴo
nとして となるようにＬ、Ｃの値を設定する。また逆に、Ｌ、
Ｃ、Ｒで定まる固有周波数の周期の２分の１にパワート
ランジスタ8a,8bのオン時間を設定してもよい。また、
ここでＬは昇圧トランス３のリーケージインダクタンス
としているが、インダクタンス値の調整を行う場合、コ
イルを回路に追加してもよい。

また、先に述べた通り、パワートランジスタ8bがオン
して、倍電圧コンデンサ７に充電される期間の回路抵抗
はマグネトロン５の抵抗分を含まないが、パワートラン
ジスタ8aがオンしてマグネトロン５に電気エネルギーが
供給される期間の回路抵抗はマグネトロン５の抵抗分を
含む。このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗分と
して、マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換した値
（昇圧トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加わ
る。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源と
しており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧
トランスの巻数比ｎが高いことからマグネトロンの５の
抵抗分は非常に小さい。したがって、パワートランジス
タ8aがオン期間でも、またパワートランジスタ8bたがっ
て、パワートランジスタ8aがオン期間でも、またパワー
トランジスタ8bがオン期間でも同様のスイッチング電流
波形が得られ、どちらの場合であっても最大出力が得ら
れる。

なお、いずれの場合でも２つのパワートランジスタ8a
および8bのオン時間は、昇圧トランス３の偏磁防止のた
め等しく制御する必要がある。

〈発明の効果〉 以上のように、本発明によれば、従来とは異なり、DC
/ACインバータを使用せず、スイッチング素子がオンし
た時に流れる回路電流の積分値が最大になるように、過
渡振動周期の半周期と、それぞれのスイッチング素子の
オン時間とが等しくなるように、過渡振動周期を決定す
る回路内インピーダンス値もしくはスイッチング素子の
オン時間を設定しているので、振動する電流波形の最も
大きな波を効率よく捕らえることができ、単位時間あた
り最大の電流、すなわち定められたオン時間内にできる
だけ多くの電力を負荷に送り込むことができる。すなわ
ち、安価で電力利用効率の高い、かつ高出力なインバー
タ電子レンジの駆動回路を提供できる。さらに、低電圧
の直流電源を直接高周波電流に変換しているので、駆動
回路の中でも最も大きく、しかも重量のある昇圧用トラ
ンスの小型化、軽量化が可能となり、駆動回路のコンパ
クト化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
駆動回路の回路図、第２図は制御回路のブロック図、第
３図は制御回路の各制御信号の波形図、第４図（ａ）は
本実施例のパワートランジスタのスイッチング電流波形
を示す図、第４図（ｂ），（ｃ）は比較例のパワートラ
ンジスタのスイッチング電流波形を示す図、第５図は従
来のインバータ電子レンジの回路ブロック図、第６図は
低電圧直流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを
駆動する方法を示す図である。 １……直流電源、２……インバータ回路、３……昇圧ト
ランス、４……倍電圧半波整流回路、8a,8b……パワー
トランジスタ、9a,9b……スイッチング素子ドライブ回
路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流をスイッチングする２つのスイッチン
   グ素子と、この２つのスイッチング素子を同じデューテ
   ィサイクルで交互にオンする制御手段とを有するプッシ
   ュプル電圧型インバータ回路と、上記インバータ回路か
   ら交流がセンタータップを有する１次側巻線に供給され
   る昇圧トランスと、上記昇圧トランスの２次側に接続さ
   れ、マグネトロンに電力を供給する倍電圧整流回路を備
   えたインバータ電子レンジの駆動回路において、 上記スイッチング素子がオンした時に流れる回路電流の
   積分値が最大になるように、過渡振動周期の半周期と、
   それぞれのスイッチング素子のオン時間とが等しくなる
   ように、過渡振動周期を決定する回路内インピーダンス
   値もしくはスイッチング素子のオン時間を設定したこと
   を特徴とするインバータ電子レンジの駆動回路。