JPH0224325B2

JPH0224325B2 -

Info

Publication number: JPH0224325B2
Application number: JP56193046A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Yamane; Toshitatsu Suzuki
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1981-12-01
Filing date: 1981-12-01
Publication date: 1990-05-29
Also published as: US4527892A; JPS5895210A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、カメラ等に用いる距離検出装置に関
するものである。

いわゆるコンパクトカメラ等におけるオートフ
オーカス（自動焦点調整）の測距方式としては外
光を利用するパツシブ方式による二重像合致方式
が主流となつている。しかしながら、このパツシ
ブ方式による二重像合致方式は、一方の像の他方
の像に対する相対位置を変化させるための可動ミ
ラーを用いることが不可欠な要素となつており、
この可動ミラーを用いることによる耐久性の低
さ、および二重像合致方式であるため被写体（測
距対象）のコントラスト情報により測距を行なつ
ているので被写体依存性が強く、コントラストの
悪い被写体の測距や暗いときの測距能力の低さと
いつた問題点があつた。また、このような可動部
をもつ方式は調整が複雑化し調整に多くの手間を
要するという欠点をもつている。

また、測距側の装置自体から光等を発するアク
テイブ方式による三角測量方式を用いたものは、
上述した被写体依存性については改善されるもの
の、赤外光等の発光部または受光部を回動させる
などの可動部を有するものはやはり上述の耐久性
の低さ、調整の複雑化等の問題は避けられない。

これに対して、アクテイブ方式による三角測量
方式を用いたもので、可動部のないものとして第
１図に示すようなものがある。これは、発光部１
から投射した赤外光等の光を測距対象２，２ａ，
２ｂ，２ｃ，２ｄ等で反射させこの反射光が複数
個例えば４個の受光素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ
からなる受光部３のどの受光素子で受光されたか
によつて測距対象の距離を知るものである。

この方式は可動部もなく、耐久性、調整等の点
でもほとんど問題がないといえる。しかしなが
ら、この場合は受光部３が量子化されているため
距離分解能がそれで制限されてしまうという致命
的な問題がある。例えば、第１図のように４個の
受光素子３ａ〜３ｄからなる受光部３とした場
合、仮に各受光素子３ａ〜３ｄの中間位置を含め
ても７個のゾーンしかとることができず、誤差を
考慮すればこれよりもさらに分解能は悪くなると
予想される。

一方、アクテイブ方式の一種として超音波を発
射し測距対象による反射波を受信し送受に要する
時間から測距対象の距離を測定する超音波方式が
あり、これは純電気的な処理のみによつて測定す
るため処理は容易であるが、高出力の発信が必要
で大きな電源を必要とし、例えばコンパクトカメ
ラ等に用いられる電源では有効な超音波の発信が
困難である。また、超音波が測距対象以外の物体
にあたつて測距精度が低下するのを防止するため
には指向性をよくする必要があるが、そのために
は超音波の送受信面の面積を大きくしなければな
らず、この点もコンパクトカメラ等には大きな問
題となる。

これに対して、さほど大きな電力を要せず調整
も容易、耐久性も良好でしかも高い距離分解能が
得られるものとして、次に述べるような距離検出
装置が考えられる。

すなわち、この距離検出装置は、測距対象にパ
ルス光を投射する光源と、前記測距対象による前
記パルス光の反射光スポツトが結像される個所に
設けられ前記光源との視差に基づく前記測距対象
の距離に応じた入射スポツトの位置を前記距離の
変化による位置変化方向について連続的に検出し
検出位置に応じた相互電流比を有する第１および
第２の電流出力を得る半導体光位置検出器（以下
「PSD」と略称する）と、このPSDの前記第１の
電流出力を受け前記パルス光による前記第１の電
流出力の変動分を対数変換して出力する第１の検
出回路と、前記PSDの前記第２の電流出力を受
け前記パルス光による前記第２の電流出力の変動
分を対数変換して出力する第２の検出回路と、こ
れら第１および第２の検出回路から出力された対
数変換された前記第１および第２の電流出力の変
動分の差をとつて距離検出信号を得る差分検出回
路とを具備したものである。

この距離検出装置の一例について第２図〜第６
図を参照して詳細に説明する。

第２図において、４はパルス発光器である。こ
のパルス発光器４としては眼に見えないことと
PSD５の感度の点から赤外光を発生するものが
望ましい。パルス発光器４から発したパルス光は
投光レンズ６を通して測距対象である被写体７，
７ａ，７ｂ，７ｃ等）に投射される。被写体７で
反射されたパルス光すなわち反射光は受光レンズ
８を介して前記PSD５に入射結像される。この
PSD５はイオン注入技術を用いて製造された一
次元の連続的な位置分解能を有するプレナー型の
PINフオトダイオードであり“position
sensitive detectors”と称されるものである。こ
の種の素子としては一次元タイプと二次元タイプ
とがあるが、要は一次元の位置検出を行なえばよ
いのでいずれのタイプでもよい。図示のように被
写体７の位置７ａに対してPSD５の５ａ，７ｂ
に対して５ｂ、…無限遠に対して５ｄの位置にそ
れぞれ反射光スポツトが結像される。このPSD
５は光スポツトの入射位置を２つの電流出力の割
合から知ることができるものであり、例えば第３
図ａのようにPSD５の受光面の中央位置S₁に光
スポツトが入射した場合２つの電流出力I_L1とI_L2
の割合はI_L1／I_L2＝１となり、同図ｂのような位
置S₂に入射した場合はI_L1／I_L2＝２、同図ｃのよ
うな位置S₃に入射した場合I_L1／I_L2＝１／２とな
る。

今第２図において、投光レンズ６と受光レンズ
８との間の距離つまり基線長をｌとし、受光レン
ズ８からPSD５までの距離をｆ、投光レンズ６
から被写体７までの距離をＴ、それに対する
PSD５上の光スポツトの無限遠に対応する位置
５ｄからの距離をＰとすれば、Ｔ＝ｆ・ｌ／Ｐ …(1) が成立する。PSD５に結像された光スポツトの
位置がPSD５から得られる２つの電流出力の割
合に対応していることから、これら２つの電流出
力から被写体距離Ｔの情報を得ることができる。

ここで、被写体距離ＴとPSD５の検出電流比I_L
_１／I_L2との関係を求めてみると、PSD５の全長を
単位長（つまり１）とすれば、Ｔ・I_L1／I_L1＋I_L2＝ｆ・ｌ …(2) より、Ｔ＝I_L1＋I_L2／I_L1ｆ・ｌ＝（１＋１／I_L1／I_L2）ｆ
・ｌ＝（１＋１／ｘ）ｆ・ｌ〔ｘ＝I_L1／I_L2〕 …(3) となり、第４図に示すようなｙ＝１／ｘ＋Ｋの関係であることがわかる。

ところで、真暗な場所における測距であれば問
題はないが、一般の写真撮影時等にはパルス発光
器４によるパルス光よりもはるかに高い光量の定
常光が存在するため前記パルス光の反射光の抽出
ができなくなつてしまう。そこでこの場合PSD
５の第１の電流出力を受ける第１の検出回路９お
よびPSD５の第２の電流出力を受ける第２の検
出回路１０により定常光の影響を除去し、パルス
光の反射光のみによる光電流の変動分をそれぞれ
対数変換して抽出し差分検出回路１１でこれらの
差を取つてPSD５の第１と第２の電流出力の電
流比に対応する距離検出信号を出力するようにし
ている。

第５図にPSD５と第１、第２の検出回路１０，
１１の検出ヘツド部の一例を示す。

第５図ではPSD５を等価回路で示しており、
５−１は表面抵抗、５−２は並列抵抗、５−３は
接合容量、５−４は理想ダイオード、５−５は電
流源である。PSD５から発生した光電流I_L1およ
びI_L2はそれぞれ対数変換トランジスタTr₁と演算
増幅器OA₁および対数変換トランジスタTr₂と演
算増幅器OA₂からなる対数変換部LA₁およびLA₂
で対数変換され次のような出力V_L1およびV_L2と
して出力される。

V_L1＝−kT／ｑ・lnI_L1／Is …(4) V_L2＝−kT／ｑ・lnI_L2／Is …(5) （但し、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、
ｑ：電子の電荷、Is：トランジスタTr₁，Tr₂の
エミツタ飽和電流である。）このように対数変換を行なう理由は、ダイナミ
ツクレンジを広くとれるようにするためと、単に
差をとることによつて容易に両出力の割合を算出
できるようにするためである。

次に、このようにして得られた対数変換出力
V_L1，V_L2から定常光による影響を除去するため
の回路を含む検出回路の一例の構成を第６図に示
す。

第６図はPSD５の第１の電流出力I_L1および第
２の電流出力I_L2のいずれに対しても設けられる
が、ここでは一方のI_L1側の第１の検出回路９の
みを示す。I_L2側についてもこれと全く同様の構
成を有する第２の検出回路１０が設けられる。第
６図において、定常状態において定常光電流I_L1r
がトランジスタTr₁に流れるがトランジスタTr₃
にもトランジスタTr₄を介して同じ電流が流れ
る。このとき、スイツチSw₁は閉じており、演算
増幅器OA₃にはボルテージフオロワを構成する演
算増幅器OA₄、トランジスタTr₅，Tr₄を介して
フイードバツクがかかつているから図示Ａ点の電
位はVbなる電圧の与えられている図示Ｂ点の電
位に固定されている。

次にパルス発光器４によりパルス光を発生させ
ると同時にスイツチSw₁を開く。このとき、トラ
ンジスタTr₄のベース電位はコンデンサC₁により
上記定常状態のときと等しい値に保持されてお
り、定常光電流I_L1rが依然としてトランジスタ
Tr₄からトランジスタTr₃に供給されたままとな
る。そして、パルス光の反射光をとらえた光電流
I_L1の変動分△I_L1はダイオードD₁を介してＢ点か
らトランジスタTr₃に供給される。よつて、Ａ点
の電位Va₁は、 Va₁＝Vb−kT／ｑln△I_L1／Is …(6) （但し、この場合のIsはダイオードD₁の逆方向電
流である。）となる。こうして、光電流I_L1の変動分△I_L1のみ
を抽出することができる。このVa₁と同様の光電
流I_L2の変動分△I_L2に対応するVa₂がPSD５の第
２の光電流出力I_L2側の第２の検出回路１０で求
められるから、差分検出回路１１でこれらの差を
とることによつて Va₁−Va₂＝kT／ｑln△I_L1／Is−kT／ｑln△I_L2／
Is＝kT／ｑln△I_L1／△I_L2…(7) となり、パルス光の反射光による光電流の割合の
みが求められる。

このような構成とすれば、パルス光による光電
流の変動分のみを検出して測距を行なうことがで
きる。

しかしながら上述の第６図に示した構成の第１
の検出回路は、理想的な状態では特に問題はない
が、トランジスタTr₄として用いているPNPトラ
ンジスタのコレクタ−エミツタ間電圧V_CE−コレ
クタ−電流Ic特性は第７図に示すようにV_CEが△
Ｖだけ変化するとIcも図示△Ｉのようにわずかな
がら変化する。したがつて、例えば定常状態で
Vbの電位を0Vとしパルス発光時に前記PNPトラ
ンジスタTr₄のコレクタ電圧Vcが−2Vまで下つ
たとすれば、V_CEの変化分は2Vとなり、Icの変動
は相当大きな値となる。この現象は定常光の光量
が多ければ多いほど問題が大きくなる。

そこで本発明者は先にこのような問題に対処し
たものとして次のような構成の距離検出装置を提
案した。（特願昭56−69995号）すなわち、PSD出力からパルス光による変動
分のみを対数変換するための第１および第２の検
出回路を、それぞれ、入力電流信号がコレクタに
供給される対数圧縮用の第１のトランジスタと、
この第１のトランジスタのコレクタが反転入力端
に接続されエミツタが出力端に接続された第１の
演算増幅器と、この第１の演算増幅器の出力端に
エミツタが接続された第２のトランジスタと、こ
の第２のトランジスタのコレクタが反転入力端に
接続された第２の演算増幅器と、この第２の演算
増幅器の出力電圧を制御電圧としこの電圧に応じ
て前記第２のトランジスタのコレクタに電流供給
を行なう電流供給回路と、この電流供給回路に対
する前記制御電圧をホールドするコンデンサと、
前記光源のパルス光受光時にのみ前記第２の演算
増幅器の出力から前記入力電流信号の変動分に対
応する電流を前記第２のトランジスタのコレクタ
に供給しその電流値の対数に対応する電圧降下を
生ずるダイオードまたは第３のトランジスタとを
備え、前記第２の演算増幅器の出力端から検出出
力をとり出す構成とすることにより上述したトラ
ンジスタの特性に絡む不具合を除去し高安定化を
図つたものである。

第８図にこのような距離検出装置の一具体例に
おける要部である第１および第２の検出回路の構
成を示す。なお、第１および第２の検出回路９，
１０は全く同様に構成されるため、ここでは第１
の検出回路９の構成のみを示している。

第８図に示すように、PSD５の第１の電流出
力I_L1は対数圧縮トランジスタTr₁と演算増幅器
OA₁からなる対数変換部LA₁の対数圧縮トランジ
スタTr₁を通して対数変換され(4)式に示したV_L1
＝−kT／ｑ・lnI_L1／Isなる出力となる。前記電流I_L1と同じ電流はＮ−MOS FET（ＮチヤンネルMOS電
界効果型トランジスタ）FT₁を通して電源＋Vcc
から流れ、伸長トランジスタTr₃によつて伸長さ
れる。このとき、トランジスタTr₃のベース電位
をトランジスタTr₁のベース電位よりも約60mV
高くすれば10倍の伸長電流が得られ、また、トラ
ンジスタTr₃のエミツタ面積をトランジスタTr₁
の２倍にすれば２倍の伸長電流が得られることに
なる。ここでは、特に伸長していない（１倍伸
長）ものとして説明する。

そして、定常状態ではスイツチSW₂は閉じ、ス
イツチSW₃は開いている。したがつてＮ−MOS
FET FT₁のソース電位は、演算増幅器OA₅に帰
還がかかつているため該演算増幅器OA₅の非反転
入力端の電位Vcに固定されている。

次にパルス光が射出されると同時にスイツチ
SW₂を開き、スイツチSW₃を閉じる。定常光入射
時にコンデンサC₂に蓄積された電荷によつてＮ
−MOS FET FT₁のゲート電位が固定されてい
るため、定常光電流I_L1r分はこのEFT FT₁によ
つてトランジスタTr₃に供給される。パルス光に
よる電流変化分△I_L1はダイオードD₂を通して演
算増幅器OA₅から供給される。このとき演算増幅
器OA₅はダイオードD₂を介してのループで帰還
がかかつているためFET FT₁のゲート−ソース
間電圧V_GSは変化しない。この状態を演算増幅器
OA₅の出力端から導出した出力Voについて検討
すれば第９図のように変化することがわかる。つ
まり定常状態では Vo₁＝Vc＋V_GS（I_D＝I_Lｓ） …(8) であり、パルス光が送受されると、 Vo₁＝Vc＋kT／ｑln（△I_L1／Is） …(9) （但し、IsはダイオードD₂の逆方向電流である。）になることがわかる。

PSD５の第２の電流出力I_L2側にも全く同様に
構成された第２の検出回路１０がありその出力を
Vo₂とする。

このようにして得られた出力Vo₁とVo₂は例え
ば第１０図に示すような構成の差分検出回路に与
えられる。第１０図において信号Vo₁とVo₂は差
動増幅器として構成された演算増幅器OA₆に導か
れて次のような電圧信号V_Dｏを得る。

V_Dｏ＝Vo₁−Vo₂ ＝Vc＋kT／ｑln△I_L1／Is−（Vc＋kT／ｑln△I_L2／
Is）＝kT／ｑln（△I_L1／△I_L2） …(10) こうして距離に対応する電流比が電圧値V_Dｏ
として得られることになる。この電圧V_Dｏは例
えば第１０図に示したサンプルスイツチSw₄、ホ
ールデイングコンデンサC₃およびバツフアとし
てのボルテージフオロワを構成する演算増幅器
OA₇からなるサンプル−ホールド回路部SHによ
つてパルス光の発光期間中にサンプルアンドホー
ルドすればよいが、例えば発光素子として発光ダ
イオード等を用いる場合には接合部の温度上昇に
より発光効率が大幅に低下するため発光直後にサ
ンプリングする方がよい結果が得られる。この発
光直後にサンプリングする方式は周囲光源に電源
の周期成分（脈動光成分）がのるような場合にも
有効である。

サンプリングされた出力は距離に比例した電圧
を有しているので、そのまま距離信号として利用
して自動焦点調整制御や表示等に用いてもよく、
またコンパレータ等を用い適宜なるレベル毎に複
数の距離ゾーンに分割した信号に変換して用いて
もよい。

このようにして、定常光の影響を効果的にしか
も安定に除去することができ、高精度の測距が可
能となる。

しかしながらこのような構成では第８図に示す
ようにS_W2，S_W3なる２個のアナログスイツチを
設け定常状態とパルス発光状態とで回路を切換え
パルス光に対する検出信号を抽出するようにして
いるため、アナログスイツチを適切なタイミング
で駆動するのが容易でなく、特に上記構成をIC
（集積回路）化回路に置き換えた場合、２個のア
ナログスイツチの適切なタイミングでの駆動が困
難になり、しかも発振等が生じがちになるなど不
安定要素が増し回路の充分な安定性が得られなく
なるため、IC化が困難であるという問題があつ
た。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたもの
で、比較的簡単な回路構成を用いて回路の不安定
要素を除去しIC化等に際しても充分な安定性の
得られる距離検出装置を提供することを目的とし
ている。

すなわち、本発明の特徴とするところは、
PSD出力からパルス光による変動分のみを対数
変換するための第１および第２の検出回路をそれ
ぞれ、入力電流信号がエミツタに供給される第１
のトランジスタと、この第１のトランジスタのエ
ミツタが反転入力端に接続されベースが出力端に
接続された第１の演算増幅器と、前記第１のトラ
ンジスタのコレクタにコレクタまたはドレインが
接続された第２のトランジスタと、この第２のト
ランジスタのコレクタまたはドレインが非反転入
力端に接続されベースまたはゲートが出力端に接
続されるとともに反転入力端に予定の電圧が与え
られた第２の演算増幅器と、前記第２のトランジ
スタのコレクタまたはドレインにベースが接続さ
れた第３のコレクタと、前記第２のトランジスタ
のベースまたはゲートとエミツタまたはソースと
の間に接続された充分な容量のコンデンサと、前
記第３のトランジスタのコレクタ電流を検出し前
記差分検出回路に与える電流検出回路を具備する
構成とし、アナログスイツチによる切換え等を要
しないでパルス光に対する成分のみを抽出するよ
うにしたことにある。

以下、このような本発明の一実施例につき図面
を参照しながら説明する。

第１１図に本発明の一実施例の基本回路の構成
を概略的に示す。第１１図において第２図、第１
０図と同様の部分には同符号を付して示してお
り、第２の検出回路１０は第１の検出回路９と同
様の構成であるので省略して示している。

PSD５は両出力端子の電位を揃える必要があ
ることから両出力端子はそれぞれ第１および第２
の検出回路９，１０の演算増幅器OA₈，OA₉に接
続されており、該PSD５の基準電位端には第１
の基準電位E₁が与えられている。PSD５の出力
端子に反転入力端が接続された演算増幅器OA₈の
非反転入力端には第２の基準電位E₂が与えられ
ており、この演算増幅器OA₈の出力端はエミツタ
が該演算増幅器OA₈の反転入力端に接続されたト
ランジスタTr₆のベースに接続されている。トラ
ンジスタTr₆のコレクタは、エミツタが接地され
たトランジスタTr₇のコレクタに接続されてい
る。トランジスタTr₇のベース−エミツタ間に並
列に充分な容量を有するコンデンサC₃が接続さ
れている。トランジスタTr₇のコレクタは、エミ
ツタが接地されたトランジスタTr₈のベースに接
続されている。トランジスタTr₈のベースは演算
増幅器OA₁₀の非反転入力端に接続されており、
この演算増幅器OA₁₀の出力端はトランジスタTr₇
のベースに接続されている。そして演算増幅器
OA₁₀の反転入力端には基準電位E₃が与えられて
いる。トランジスタTr₈のコレクタは、図示極性
のダイオードD₃を介して電源Vccに接続されると
ともに、エミツタが電源Vccにそしてコレクタが
図示極性のダイオードD₄を介して接地されたト
ランジスタTr₉のベースに接続され、この部分全
体でいわゆるカレントミラー回路を構成してい
る。トランジスタTr₉とダイオードD₄の接続点か
ら取り出した出力は差分検出回路１１の演算増幅
器OA₆の反転入力端に与えられている。演算増幅
器OA₆の非反転入力端には第２の検出回路１０の
同様の個所から取り出した出力が与えられるとと
もに基準電位E₄が与えられている。

次にこのような構成における動作について述べ
る。

PSD５から出力された光電流は、トランジス
タTr₆を通つてトランジスタTr₇に流れる。この
時トランジスタTr₇のベース電位（エミツタ−ベ
ース間電圧V_BE1）は光電流I_Lに対して V_BE1＝kT／ｑln I_L／Is …(11) （但し、Is：トランジスタTr₇のエミツタ飽和電
流である。）で表わされる電位となる。また、この時トランジ
スタTr₈のベース、エミツタ電位は演算増幅器
OA₁₀を介して基準電位E₃に固定されており、こ
のトランジスタTr₈のコレクタ−エミツタ間に
は、 Ibias＝Isexp（V_BE2／kT／ｑ …(12) （但し、Is：トランジスタTr₈のエミツタ飽和電
流、V_BE2：トランジスタTr₈のベース−エミツタ
間電圧である。）なる電流が流れている。これは、カレントミラー
回路を介してダイオードD₄に流れることからダ
イオードD₄とトランジスタTr₉の接続点にはV_BE2
なる電位が表われている。第２の検出回路１０も
第１の検出回路９と同様であるので差分検出回路
１１の演算増幅器OA₆の出力V₀は定常状態では
基準電位E₄がそのままあらわれる。

ここで、パルス光による光電流△I_L1がトラン
ジスタTr₆を流れると、トランジスタTr₇のベー
ス電位はコンデンサC₃でホールドされているの
でトランジスタTr₈のベースに流れ込む。そし
て、トランジスタTr₈の電流増幅率をh_FEとすれ
ば、トランジスタTr₈のコレクタにはhFE・△I_L1
なる電流が流れ、ひいてはこれがダイオードD₄
に流れることになる。従つて、ダイオードD₄と
トランジスタTr₉の接続点にはh_FE・△I_L1に対応
する電位V_BE2が表われることになる。

PSD５はすでに述べたように光スポツトの入
射する位置によつて両出力端から出る光電流の割
合が異なり、この光電流の割合（I_L1／I_L2）の対
数を縦軸に、距離の逆数を横軸にとつたものを第
１２図に示す。

さて、パルス光入射時の演算増幅器OA₆の出力
Voは次式で表わされる。

Vo＝kT／ｑ・lnh_FE・△I_L2／Is−kT／ｑlnh_FE・△I_L1／Is＋E₄＝kT／ｑlnh_FE・△I_L1／h_FE・△I_L1＋E₄…(13)
この（13）式は第１２図と同様の形であり、出
力Voは明らかに距離に応じて変化しているので、
この出力Voを用いて距離を判定することができ
る。

このようにすれば、回路構成も簡単で不安定要
因をほとんど含まず、またアナログスイツチ等を
用いていないので、極めて安定度が高く、IC化
した際も不安定要素の生じることがない。

なお、本発明は上述の実施例に限定されず、
種々の変形実施が可能である。

例えば、トランジスタTr₇はFETに置き換えて
もよく、電流検出回路を構成するカレントミラー
回路のダイオードD₃をダイオード接続したトラ
ンジスタに置き換えてもよい。

以上詳述したように、本発明によれば簡単な構
成を用いて回路の不安定要素を除去しIC化等に
際しても充分な安定性の得られる距離検出装置を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１０図は先行技術およびその問題点
を説明するための図、第１１図は本発明の一実施
例の構成を示す回路図、第１２図は同実施例を説
明するための図である。５…半導体光位置検出器（PSD）、９，１０…
第１、第２の検出回路、１１…差分検出回路、
OA₆，OA₈〜OA₁₀…演算増幅器、Tr₆〜Tr₉…ト
ランジスタ、D₃，D₄…ダイオード、C₃…コンデ
ンサ。

Claims

【特許請求の範囲】

１測距対象にパルス光を投射する光源と、前記
測距対象による前記パルス光の反射光スポツトが
結像される個所に設けられ前記光源との視差に基
づく前記測距対象の距離に応じた入射スポツトの
位置を前記距離の変化による位置変化方向につい
て連続的に検出し検出位置に応じた相互電流比を
有する第１および第２の電流出力を得る半導体光
位置検出器と、この半導体光位置検出器の前記第
１の電流出力を受け前記パルス光による前記第１
の電流出力の変動分を対数変換して出力する第１
の検出回路と、前記半導体光位置検出器の前記第
２の電流出力を受け前記パルス光による前記第２
の電流出力の変動分を対数変換して出力する第２
の検出回路と、これら第１および第２の検出回路
から出力された対数変換された前記第１および第
２の電流出力の変動分の差をとつて距離検出信号
を得る差分検出回路とを具備した距離検出回路に
おいて、前記第１および第２の検出回路をそれぞ
れ、入力電流信号がエミツタに供給される第１の
トランジスタと、この第１のトランジスタのエミ
ツタが反転入力端に接続されベースが出力端に接
続された第１の演算増幅器と、前記第１のトラン
ジスタのコレクタにコレクタまたはドレインが接
続された第２のトランジスタと、この第２のトラ
ンジスタのコレクタまたはドレインが非反転入力
端に接続されベースまたはゲートが出力端に接続
されるとともに反転入力端に予定の電圧が与えら
れた第２の演算増幅器と、前記第２のトランジス
タのコレクタまたはドレインにベースが接続され
た第３のトランジスタと、前記第２のトランジス
タのベースまたはゲートとエミツタまたはソース
との間に接続された充分な容量のコンデンサと、
前記第３のトランジスタのコレクタ電流を検出し
前記差分検出回路に与える電流検出回路とを具備
する構成としたことを特徴とする距離検出装置。