JPS6048008A - 距離検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （ａ）　技術分野 本発明は、カメラ等に用いる距離検出装置に関するもの
である。

（ｂ）　従来技術 いわゆるコンパクトカメラ等におけるオートフォーカス
（自動焦点調整）の測距方式としては外光を利用するパ
ッシブ方式による二重像合致方式が主流となっている。

しかしながら、このパッシブ方式による二重像合致方式
は、一方の像の他方の像に対する相対位置を変化させる
ための可動ミラーを用いることが不可欠な要素となって
おり、この可動ミラーを用いることによる耐久性の低さ
、および二重像合致方式であるため被写体（測距対象）
のコントラスト情報により測距を行なっているので被写
体依存性が強く、コントラストの悪い被写体の測距や暗
いときの測距能力の低さといった問題点があちた。

また、このような可動部をもつ方式は調整・が複雑化し
調整に多くの手間を要するという欠点をもっている。

また、測距側の装置自体から光等を発するアクティブ方
式による三角測量方式を用いたものは、上述した被写体
依存性については改善されるものの、赤外光等の発光部
または受光部を回動させるなどの可動部を有するものは
やはり上述の耐久性の低さ、調整の複雑化等の問題は避
けられない。

一方、アクティブ方式の一種として超音波を発射し測距
対象による反射波を受信し送受に要する時間から測距対
象の距離を測定する超音波方式があり、これは純電気的
な処理のみによって測定するため処理は容易であるが、
高出力の発信が必要で大きな電源を必要とし、例えばコ
ンパクトカメラ等に用いられる電源では有効な超音波の
発信が困難である。また、超音波が測距対象以外の物体
に昂たって測距精度が低下するのを防止するためには指
向性をよくする必要があるが、そのためには超音波の送
受信面の面積を大きくしなければならず、この点もコン
パクトカメラ等には大きな問題となる。

これに対して、上述のアクティブ方式による三角測量方
式を採用したものの一種であって、その上可動部をなく
し、さほど大きな電力を要せず調整も容易、耐久性も良
好でしかも高い距離分解能が得られるものとして、次に
述べるような距離検出装置が考えられている。

すなわち、この距離検出装置は、測距対象にパルス光を
投射する光源と、前記測距対象による前記パルス光の反
射光スポットが結像される個所に設けられ前記光源との
視差に基づく前記測距対象の距離に応じた入射スポット
の位置を前記距離の変化による位置変化方向について連
続的に検出し検出位置に応じた相互電流比を有する第１
および第２の電流出力を得る半導体装置検出器（以下ｒ
ＰＳＤＪと略称する）と、このＰＳＤの前記第１の電流
出力を受け前記パルス光による前記第１の電流出力の変
動分を対数変換して出力する第１の検出回路と、前記Ｐ
ＳＤの前記第２の電流出力を受け前記パルス光による前
記第２の電流出力の変動分を対数変換して出力する第２
の検出回路と、これら第１および第２の検出回路から出
力された対数変換された前記第１および第２の電流出力
の変動分の差をとって距離検出信号を得る差分検出回路
とを具備したものである。

このような距離検出装置の一例について第１図、第２図
を参照してその概略を説明する。

第１図において、１は例えば、発光ダイオード等を用い
て構成したパルス発光器である。このパルス発光器１と
しては眼に見えないこととＰＳＤ２の感度の点から赤外
光を発生するものが望ましい。パルス発光器１から発し
たパルス光は投光レンズ３を通して測距対象である被写
体４　（４ａ　ｒ　４　ｂ　ｒ　４　’ｃ等）に投射さ
れる。被写体４で反射されたパルス光すなわち反射光は
受光レンズ５を介して前記ＰＳＤ２に入射結像される。

このＰＳＤ２はイオン注入技術を用いて製造された一次
元の連続的な位置分解能を有するプレナー型のＰＩＮフ
ォトダイオードであり“Ｐｏ５ｉｔｉｏｎ　５ｅｎｓｉ
ｔｉｖｅＤｅｖｉｃｅ”と称されるものである。この場
合、図示のように被写体４の位置４ａに対してＰＳＤ２
の２ａ、４ｂに対して２１１．・・・・・・無限遠に対
して２ｄの位置にそれぞれ反射光スポットが結像される
。このＰＳＤ２は光スボッＩ−の入射位置を２つの電流
出力の割合から知ることができるものであり、例えば第
２図（、）のようにＰＳＤ２の受光面の中央位置Ｓ１に
光スポットが入射した場合２つの電流出力ＩＬＩ　とＩ
ｔ、ｚの割合はＩｔ−＋／Ｉｔ−２：＝１となり、同図
（ｂ）のような位置Ｓ２に入射した場合はＩＬＩ　／Ｉ
Ｌ２　＝１／２．同図（ｃ）のような位置Ｓ３に入射し
た場合ＩＬＩ／ＩＬ２＝２となる。このようにＰＳＤ２
に結像された光スポットの位置がＰＳＤ２から得られる
２つの電流出力の割合に対応していることから、これら
２つの電流出力より被写体距離の情報を得ることができ
る。この場合真暗な場所における測距・であれば問題は
ないが、一般の写真撮影時等にはパルス発光器１による
パルス光よりもはるかに高い光量の定常光が存在するた
め前記パルス光の反射光の抽出ができなくなってしまう
。そこでこの場合ＰＳＤ２の第１の電流出力を受ける゛
第１の検出回路６およびＰＳＤ２の第２の電流出力を受
ける第２の検出回路７により定常光の影響を除去し、パ
ルス光の反射光による光電流の変動分のみをそれぞれ対
数変換して抽出し差分検出回路８でこれらの差を取って
ＰＳＤ２の第１と第２の電流出力の電流比に対応する距
離検出信号を出力するようにしている。この出力が例え
ば、Ａ／Ｄ変換されるなどして表示、焦点調整等に供さ
れる。

第３図は第１図に示した第１の検出回路６を詳細に示す
ものである。赤外発光グイオード等を用いたパルス発光
器１のビーム光は例えば数ｍｓの幅でパルス状に放射さ
れるので、定常光を記憶し微弱な反射光によるＰＳＤ２
のパルス電流のみを増幅し取り出すのがこの第１の検出
回路６である。

定常光によるＰＳＤ２の光電流ＩＬ＋は、ＦＥＴ　（電
界効果形トランジスタ）Ｑｌを通してトランジスタＱ２
に流れる。演算増幅器Ａ１はＰＳＤ２の端子電圧を一定
に保つヘッドアンプとして機能する。この状態では演算
増幅器Ａ２の出力側のスイッチＳＷは閉じており、トラ
ンジスタＱ２のベース電位は一定電位Ｖ　ｓｕｐ、例え
ばＶ　ＢＵＰ　：０　、５　Ｖ　（：Ｉ　Ｌ／　’）夕
電流１ｃ＝６０ｎＡの時のベース−エミッタ間電圧Ｖに
相当する）に保持されている。この結果トランジスタＱ
３に一定の電流Ｉｏ　（＝６０　ｎＡ）が流れ、ダイオ
ードＤ１．トランジスタＱ４を用いて構成したカレント
ミラー回路によりダイオードＤ２．Ｄ３にも同じ６０　
ｎ　、Ａの電流が流れる。これが定常状態である。定常
光が白熱灯、蛍光灯等の場合は光電流ＩＬＩが交流成分
を含むので６０ｎＡの電流値が変動し誤差を生ずるがメ
モリコンデンサＣの容量を小さくすることによって誤差
を小さくできる。

次にパルス発晃器１が点灯したときは、それに同期して
スイッチＳＷがオフとなり、直前の光電流Ｉｔ、＋の値
に対応するトランジスタＱ２のベース電位がメモリコン
デンサＣによりホールドされる。反射光による光電流Ｉ
し＋の増加成分ΔＩｔ、＋はトランジスタＱ３のベース
に流れ込みｈｐＥ　（電流増幅率）倍されてダイオード
Ｄ２．Ｄ３に流れる。

従って、このときの出力電圧Ｖ　ｏ　１は次式で（但し
、ｑ：電子電荷、ｋ：ボルツマン定数。

Ｔ：絶対温度、Ｉｓ：ダイオードＤ２．Ｄ３の飽和電流
） ＰＳＤ２の他方の端子に接続された第２の検出回路７も
この第１の検出回路６と全く同様に構成ぎわ、これら雨
検出回路６，７によりＰＳＤ２の各端子から出力される
光電流を処理している。

差分検出回路８で両チャンネルの検出回路６゜７の出力
の差をとると距離に対応した電圧が得通常ｈＦＥ　・Δ
Ｉｔ、）Ｉｏであるので第４図に示すように被写体距離
をＱ、受光レンズ５からＰＳＤ２までの距離（受光レン
ズ５の焦点距離）をｆ、ＰＳＤ２の全長をＣ９基線長を
Ｓとし、ＰＳＤ２の中央位置が受光レンズ５の光軸に対
応しているとすると、ΔＩＬＬ。

ΔＩＬ２と距離Ｑの関係は次のようになる。

ΔＩＬ　＋　ＱＣＣ／２−ｆＳ／（ｉ （４） ΔＩＬ　ｚ　（Ｘ：　Ｃ／２＋ｆ　ｓ／Ｑしたがって、
電圧ｖＯＤは次式であられすことこの電圧Ｖｏｏは例え
ばサンプルホールド回路を通してリニア出力端子に導か
れ、あるいは同時にＡ／Ｄ変換回路に入力されてディジ
タル出力に変換されラッチ回路でホールドされるなどし
て距離表示等に供される。

ところで、前記（１）式におけるＩｏは、前述したよう
に演算増幅器Ａ２を介してトランジスタＱ３のベース電
位が一定（ＶＩＩＬＩＦ）に保たれているためにＱ３に
流れる電流である。

すなわち、 このように、定常状態でもトランジスタＱ３に電流ＩＯ
を流しておく理由は、Ｑ３の寄生容量をこの電流Ｉｏに
よりチャージしておくことによってパルス発光器１の点
灯時の応答を早めるためと、定常状態において例えば被
写体よりパルス光が帰ってこないとき（１）式のΔＩＬ
Ｉ−が０となりＶ　ｏ　１　が不、安定となって誤動作
を生じるのを防止するためである。

この電流■０は、かなり安定であることが要求されるが
、演算増幅器Ａ２のオフセット電圧の影響で必らずしも
安定とならない。すなわち、演算増幅器Ａ２は、特に高
入力インピーダンスが要求される関係上、その演算素子
としてＭｏｓ　ＦＥＴ　が多く用いられるのであるが、
ＭＯＳ　ＦＥＴは、オフセット電圧のバラツキがバイポ
ーラトランジスタが±２ｍＶ程度であるのに比し、±３
０ｍＶ程度と１桁以上も大きい。このため、トランジス
タＱ３のベース電位は、演算増幅器Ａ２の反転入力端電
位Ｖ　ＢＵＰに対して±３０ｍＶ変化し、これによって
ＩＯは所望の値（前述の例では６０ｎＡ）に対し０．３
１〜３．２倍も変化することになる。この場合、■０が
小さいとパルス発光器１魚灯時の１〜ランジスタＱ３の
立上りが遅くなり、逆にＩＯが人きくなると（３）式が
成立しなくなって差分検出回路８の出力電圧が零に近づ
き、その後の処理が困難となる。

また、オフセット電圧が両チャンネルで異なることによ
り、Ｉｏも両チャンネルで異な・す、光電流ＩＬＩ　、
ＩＬ２が微弱な場合（被写体距離が遠いとき）、ＩＯの
差が測距誤差の要因となる。

これらの問題を解決するには、第５図に示すようにＭＯ
Ｓ　ＦＥＴ　Ｑｌ　１．Ｑｌ　２と電流源Ｏ８および負
荷としてのトランジスタＱ１３、ダイオード接続のトラ
ンジスタＱ１４よりなるカレントミラー回路によって演
算増幅器を構成するとともに、カレントミラー回路の電
流比（１〜ランジスタＱ１４．Ｑｌ３のコレクタ電流）
Ｉｃを調整する可変抵抗器ＶＲを設け、この調整によっ
て演算増幅器のオフセット電圧を減らし、さらに両チャ
ンネルの演算増幅器Ａ２間でそのオフセラ１へ電圧を等
しくすればよい。

しかしながら、このような方法では第３図のような回路
をＩＣ化する場合、可変抵抗器ＶＲは外付けとなるため
、演算増幅器Ａ２のオフセット電圧調整のために１チャ
ンネル当り２個のピンＰＩ、Ｐ２．合計で４個のピンを
必要とする。

このようなビン数の増加は、いうまでもなくＩＣの集積
度を損ない、搭載可能素子数を減少させるので、コンパ
クトカメラ等では特に不利である。

さらに、上述の方法では、オフセット電圧調整をチャン
ネル毎に行ない、しかも最終的に両チャンネルのオフセ
ット電圧が等しくなるようにする調整が必要であり、そ
の調整にかなりの労力をさかねばならず、コストアップ
を招くという難点がある。

（Ｃ）　目的 本発明は、上述した問題に対処すべくなされたもので、
その目的とするところは、演算増幅器のオフセット電圧
の影響を除去して誤差の少ない検出を可能とするととも
に、オフセット電圧調整のためのピン数を減らし、調整
箇所を１つで済むようにした距離検出装置を提供するこ
とにある。

（ｄ）　構成 本発明の構成について、以下一実施例に基づいて説明す
る。

第６図は、本発明の一実施例を示すもので、第１図で説
明した第１および第２の検出回路６゜７における第２の
演算増幅器Ａ２（第３図参照）の詳細な構成と、オフセ
ット電圧調整手段を示している。

第６図においてＡ２−１．Ａ２−２がそれぞれ第２の演
算増幅器であり、全く同一の構成となっている。すなわ
ち、Ｑｌ　１．Ｑｌ　２．Ｑ２１、Ｑ２２は、ＭＯＳ　
ＦＥＴ　であり、Ｑｌｌ。

ＱＬ２のソースは、共通の電流源Ｃ８１１に接続され、
Ｑ２１．Ｑ２２のソースも共通の電流源Ｃ３２１に接続
されている。そして、Ｑｌｌ。

Ｑ２１のゲートが非反転入力端、ＱＬ２．Ｑ２２のゲー
トが反転入力端となっている。反転入力端には前述のよ
うに第３図に示すトランジスタＱ３に電流■０を流すた
めの一定電位Ｖ　ＢＬＩＦが与えられている。

ＭＯ８＝ＦＥＴ　Ｑｌ　１．Ｑ２１のドレインは、ダイ
オード接続のトランジスタＱ１５．Ｑ２５をそれぞれ介
して接地されている。一方、ＭＯＳ　ＦＥＴ　ＱＬ２．
Ｑ２２のドレインは、それぞれ負荷としてのトランジス
タＱ１３．Ｑ２３のコレクタに接続されている。これら
の負荷トランジスタＱ１３．Ｑ２３は、それぞれダイオ
ード接続のトランジスタＱ１４．Ｑ２４とともにカレン
トミラー回路を構成している。ダイード接続されたトラ
ンジスタＱ１４．Ｑ２４のコレクタ・ベースは、電流源
Ｃ８１２，０８２２にそれぞれ接続され、エミッタは接
地されている。そり、てＭＯＳ　ＦＥＴ　ＱＬ　２．Ｑ
２’２のドレインを出力端としている。

尚、電流源Ｃ，’Ｓｌ　１．Ｃ８１２，Ｃ３２１，。

ＣＳ２２の電流は、全て等しいものとする。

負荷トランジスタＱ１３．Ｑ’２３の各エミッタは、可
変抵抗器ＶＲの両端にそれぞれ接続される。この可変抵
抗器ＶＲの摺動端子は、接地、すなわち定電位端に接続
されている。この可変抵抗器ＶＲは、トランジスタＱ１
３．．Ｑ１４からなるカレントミラー回路の電流比（ま
たはＱ２３、Ｑ２４のコレクタの電流比）を同時・に変
化させ、もって演算増幅器Ａ２＝１．Ａ２−２のオフセ
ット電圧を同時に調整するためのものである。

今、演算増幅器Ａ２−１に注目すると、Ｑｌ４のベース
−エミッタ間電圧ＶＢＥ　（Ｑｌ４）は、 で与えられる。但しＩｓは、トランジスタＱ１４の飽和
電流である。

このとき、Ｑｌ３のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ　（
Ｑ　１３）　ｌ＊、 ＝ＶＢｚ　（Ｑｌ４）　Ｉ＋　Ｒｘ＋　（８）となる。

但し、Ｉ＋はＱｌ３のエミッタ電流（コレクタ電流にほ
ぼ等しい）−Ｒｘ＋　は可変抵抗器ＶＲの摺動端子から
左側の部分の抵抗値、つまりＱｌ３のエミッタ抵抗であ
る。

（７）＋’　（８）式より次式が成立する。

（９）式の左辺Ｉ＋Ｒｘ＋は（８）式のＶＢＥ（Ｑｌ３
）に等しい。ここで、一般にトランジスタは、ＶＢＢ　
が１８ｍＶ低下するとコレクタ電流が１／２になるので
、ｌｌＲｘ＋が１８ｍＶであればＩ／Ｉ＋＝２となる。

これによりＭＯＳ　ＦＥＴ　Ｑｌ２．Ｑｌ３を流れる電
流はいずれもＩ／２となってバランスする。この状態で
オフセット電圧は前述した±３０ｍＶの範囲に入る。

一方、演算増幅器Ａ２−２についても同様に可変抵抗器
ＶＲの摺動端子から右側の部分の抵抗値（トランジスタ
Ｑ２３のエミッタ抵抗）をＲＸ２、トランジスタＱ２３
のエミッタ電流を１２として、ｌ２ＲＸ２が１８ｍＶで
あれば、Ｉ／ｌ２＝２となってＭＯＳ　ＦＥＴ　Ｑ２］
、。

Ｑ２２の電流は１／２でバランスする。

ここで、今、演算増幅器Ａ２−１のオフセット電圧が＋
１０ｍＶ、演算増幅器演算−２のオフセット電圧が一２
０ｍＶであったとすると、可変抵抗器ＶＲを調整し、摺
動端子両側部分の抵抗値Ｒｘ＋　、ＲＸ２を相補的に変
化させることにより、＋１０ｍＶのオフセット電圧は一
方向に移動し、−２０ｍＶのオフセット電圧は子方向に
移動する。その結果、やがて両オフセット電圧は等しく
なり、その大きさも共に小さくなる。

尚、可変抵抗器ＶＲの両端間の抵抗値Ｒｘ（＝　Ｒｘ＋
　十Ｒｘｚ　）は、Ｉ　−Ｒｘ　／　２　＝　１８ｍＶ
となるように、すなわちＲｘ＝３６ｍＶ／Ｉに選定する
のが最適である。

このように、演算増幅器Ａ２−１．Ａ２−２のオフセッ
ト電圧が小さくなり、且つ両者が等しくなると、前述し
た第３図のトランジスタＱ３に流す電流ＩＯを所望の値
に設定することが容易となり、しかもチャンネル間での
Ｉｏの差をなくすことができる。これによって、測距精
度の向上が図られる。

また、第６図から明らかなように、オフセット電圧調整
のために設けられるピンは、外付けの可変抵抗器ＶＲの
両端に接続される２個のピンＰＩＯ，Ｐ２０のみであり
、これは両チャンネルに共通のものであるから、全体と
しては２個の減少となる。これは実際上大きなメリット
となる。

さらに、単一の可変抵抗器ＶＲの調整のみで両チャンネ
ルの演算増幅器Ａ２−１．Ａ２−２のオフセット電圧を
同時に調整できることから、調整に要する労力、コスト
が大きく低減されるという利点がある。

第７図は、本発明の他の実施例を示したもので、第６図
における電流源１２．２２とトランジスタＱ１５．Ｑ２
５を除去し、カレントミラー回路のダイオード接続トラ
ンジスタＱ１４゜Ｑ２４をそれぞれＭＯＳ　ＦＥＴ　Ｑ
ｌ　１．Ｑ２１のドレイン側に挿入したものである。こ
の場合、負荷トランジスタＱ１３．Ｑ２３の間にオフセ
ット電圧調整用の可変抵抗器ＶＲを接続した点は第６図
の実施例と同様であり、作用効果も同じである。このと
き、Ｑｌ４．Ｑ２４のトランジスタのエミッタ面積はＱ
ｌ３．Ｑ２３のトランジスタのエミッタ面積の２倍にす
る必要がある。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、そ
の要旨に含まれる範囲内で種々変形して実施することが
可能である。

（ｅ）　効果 以上詳述したように本発明によれば、第１および第２の
検出回路における第２の演算増幅器のカレントミラー回
路の負荷トランジスタに共通のオフセット電圧調整用可
変抵抗器を接続したことにより、オフセット電圧の影響
のない高精度な距離検出が可能で、しかもオフセット電
圧の調整のためのピン数が少なくＩＣ化に適し、調整も
容易な距離検出装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第４図は、本発明が適用される距離検出装置の
一例を説明するための図、第５図は演算増幅器の一般的
なオフセット電圧調整方法を説明丈るための回路図、第
６図は、本発明の一実施例の要部構成を示す回路図、第
７図は本発明の他の実施例の要部構成を示す回路図であ
る。 １・・・・・・パルス発光器、 ２・・・・・・半導体装置検出器、 ６．７・・・・・・第１および第２の検出回路、８・・
・・・・差分検出回路、 Ｑ１〜Ｑ４・・・・・・トランジスタ、Ａ１・・・・・
・第１の演算増幅器、 Ａ２．Ａ２−１．Ａ２−２・・・・・・第２の演算増幅
器、 Ｑｌ　１．Ｑｌ２．Ｑ２１．Ｑ２２ ・・・・・・ＭＯＳ　ＦＥＴ。 ＣＳＩ　１．Ｃ８１２，Ｃ８２１，Ｃ８２２・・・・・
・電流源、 Ｑｌ３．Ｑ２３・・・・・・負荷トランジスタ、Ｑｌ４
．Ｑ２４ ・・・・・・ダイオード接続トランジスタ、ＶＲ・・・
・・・可変抵抗器、 ＰＩｏ、Ｐｘｏ・・・・・・オフセット電圧調整のため
のピン。 第　１　図 （ａン　（＋））　（Ｃ） 第　３　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 測距対象にパルス光を投射する光源と、前記測距対象に
   よる前記パルス光の反射光スポットが結像される個所に
   設けられ前記光源との視差に基づく前記測距対象の距離
   に応じた入射スポットの位置を前記距離の変化による位
   置変化方向について連続的に検出し検出位置に応じた相
   互電流比を有する第１および第２の電流出力を得る半導
   体装置検出器と、この半導体装置検出器の前記第１の電
   流出力を受け前記パルス光による前記第１の電流出力の
   変動分を対数変換して出力する第１の検出回路と、前記
   半導体装置検出器の前記第２の電流出力を受け前記パル
   ス光による前記第２の電流出力の変動分を対数変換して
   出力する鬼２の検出回路と、これら第１および第２の構
   出回路から出力された対数変換された前記第１および第
   ２の電流出力の変動分の差をとって距離検出信号を得る
   差分検出回路とを具備した距離検出装置であって、前記
   第１および第２の検出回路がそれぞれ、入力電流信号が
   エミッタまたはソースに供給される第１のトランジスタ
   と、この第１のトランジスタのエミッタまたはソースが
   反転入力端に接続されベースまたはゲートが出力端に接
   続された第１の演算増幅器と、前記第１のトランジスタ
   のコレクタまたはドレインにコレクタが接続された第２
   のトランジスタと、この第２のトランジスタのコレクタ
   が非反転入力端に接続され反転入力端に予定の電圧が与
   えられた第２の演算増幅器と、この第２の演算増幅器と
   前記第２のトランジスタとの間に挿入され前記光源の発
   光時にのみオフ制御されるスイッチと、前記第２のトラ
   ンジスタのベース−エミッタ間に接続されたコンデンサ
   と、前記第２のトランジスタ、のコレクタにベースが接
   続された第３のトランジスタと、この第３−のトランジ
   スタのコレクタ電流を検出し前記差分検出回路に与える
   電流検出回路とを含んで構成される距離検出装置におい
   て前記第１および第２の検出回路における前記第２の演
   算増幅器がそれぞれ、ソースが共通の電流源に接続され
   一方のゲートを非反転入力端とし他方のゲートを反転入
   力端とする一対のＭＯＳ　ＦＥＴと、これら一対のＭＯ
   Ｓ　ＦＥＴの一方のドレインにコレクタが接続された負
   荷トランジスタと、この負荷トランジスタとベースが互
   いに接続されて上記負荷トランジスタとともにカレン１
   〜ミラ一回路を構成するダイオード接続のトランジスタ
   とを含んで構成され、さらに前記第１の検出回路におけ
   る第２の演算増幅器内の前記負荷トランジスタのエミッ
   タに一端が接続され前記第２の検出回路における第２の
   演算増幅器内の前記負荷トランジスタのエミッタに他端
   が接続され、摺動端子が定電位端に接続された可変抵抗
   器を備えたことを特徴とする距離検出装置。