JPS6048008A - 距離検出装置 - Google Patents
距離検出装置Info
- Publication number
- JPS6048008A JPS6048008A JP15686983A JP15686983A JPS6048008A JP S6048008 A JPS6048008 A JP S6048008A JP 15686983 A JP15686983 A JP 15686983A JP 15686983 A JP15686983 A JP 15686983A JP S6048008 A JPS6048008 A JP S6048008A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- operational amplifier
- distance
- light
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Automatic Focus Adjustment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(a) 技術分野
本発明は、カメラ等に用いる距離検出装置に関するもの
である。
である。
(b) 従来技術
いわゆるコンパクトカメラ等におけるオートフォーカス
(自動焦点調整)の測距方式としては外光を利用するパ
ッシブ方式による二重像合致方式が主流となっている。
(自動焦点調整)の測距方式としては外光を利用するパ
ッシブ方式による二重像合致方式が主流となっている。
しかしながら、このパッシブ方式による二重像合致方式
は、一方の像の他方の像に対する相対位置を変化させる
ための可動ミラーを用いることが不可欠な要素となって
おり、この可動ミラーを用いることによる耐久性の低さ
、および二重像合致方式であるため被写体(測距対象)
のコントラスト情報により測距を行なっているので被写
体依存性が強く、コントラストの悪い被写体の測距や暗
いときの測距能力の低さといった問題点があちた。
は、一方の像の他方の像に対する相対位置を変化させる
ための可動ミラーを用いることが不可欠な要素となって
おり、この可動ミラーを用いることによる耐久性の低さ
、および二重像合致方式であるため被写体(測距対象)
のコントラスト情報により測距を行なっているので被写
体依存性が強く、コントラストの悪い被写体の測距や暗
いときの測距能力の低さといった問題点があちた。
また、このような可動部をもつ方式は調整・が複雑化し
調整に多くの手間を要するという欠点をもっている。
調整に多くの手間を要するという欠点をもっている。
また、測距側の装置自体から光等を発するアクティブ方
式による三角測量方式を用いたものは、上述した被写体
依存性については改善されるものの、赤外光等の発光部
または受光部を回動させるなどの可動部を有するものは
やはり上述の耐久性の低さ、調整の複雑化等の問題は避
けられない。
式による三角測量方式を用いたものは、上述した被写体
依存性については改善されるものの、赤外光等の発光部
または受光部を回動させるなどの可動部を有するものは
やはり上述の耐久性の低さ、調整の複雑化等の問題は避
けられない。
一方、アクティブ方式の一種として超音波を発射し測距
対象による反射波を受信し送受に要する時間から測距対
象の距離を測定する超音波方式があり、これは純電気的
な処理のみによって測定するため処理は容易であるが、
高出力の発信が必要で大きな電源を必要とし、例えばコ
ンパクトカメラ等に用いられる電源では有効な超音波の
発信が困難である。また、超音波が測距対象以外の物体
に昂たって測距精度が低下するのを防止するためには指
向性をよくする必要があるが、そのためには超音波の送
受信面の面積を大きくしなければならず、この点もコン
パクトカメラ等には大きな問題となる。
対象による反射波を受信し送受に要する時間から測距対
象の距離を測定する超音波方式があり、これは純電気的
な処理のみによって測定するため処理は容易であるが、
高出力の発信が必要で大きな電源を必要とし、例えばコ
ンパクトカメラ等に用いられる電源では有効な超音波の
発信が困難である。また、超音波が測距対象以外の物体
に昂たって測距精度が低下するのを防止するためには指
向性をよくする必要があるが、そのためには超音波の送
受信面の面積を大きくしなければならず、この点もコン
パクトカメラ等には大きな問題となる。
これに対して、上述のアクティブ方式による三角測量方
式を採用したものの一種であって、その上可動部をなく
し、さほど大きな電力を要せず調整も容易、耐久性も良
好でしかも高い距離分解能が得られるものとして、次に
述べるような距離検出装置が考えられている。
式を採用したものの一種であって、その上可動部をなく
し、さほど大きな電力を要せず調整も容易、耐久性も良
好でしかも高い距離分解能が得られるものとして、次に
述べるような距離検出装置が考えられている。
すなわち、この距離検出装置は、測距対象にパルス光を
投射する光源と、前記測距対象による前記パルス光の反
射光スポットが結像される個所に設けられ前記光源との
視差に基づく前記測距対象の距離に応じた入射スポット
の位置を前記距離の変化による位置変化方向について連
続的に検出し検出位置に応じた相互電流比を有する第1
および第2の電流出力を得る半導体装置検出器(以下r
PSDJと略称する)と、このPSDの前記第1の電流
出力を受け前記パルス光による前記第1の電流出力の変
動分を対数変換して出力する第1の検出回路と、前記P
SDの前記第2の電流出力を受け前記パルス光による前
記第2の電流出力の変動分を対数変換して出力する第2
の検出回路と、これら第1および第2の検出回路から出
力された対数変換された前記第1および第2の電流出力
の変動分の差をとって距離検出信号を得る差分検出回路
とを具備したものである。
投射する光源と、前記測距対象による前記パルス光の反
射光スポットが結像される個所に設けられ前記光源との
視差に基づく前記測距対象の距離に応じた入射スポット
の位置を前記距離の変化による位置変化方向について連
続的に検出し検出位置に応じた相互電流比を有する第1
および第2の電流出力を得る半導体装置検出器(以下r
PSDJと略称する)と、このPSDの前記第1の電流
出力を受け前記パルス光による前記第1の電流出力の変
動分を対数変換して出力する第1の検出回路と、前記P
SDの前記第2の電流出力を受け前記パルス光による前
記第2の電流出力の変動分を対数変換して出力する第2
の検出回路と、これら第1および第2の検出回路から出
力された対数変換された前記第1および第2の電流出力
の変動分の差をとって距離検出信号を得る差分検出回路
とを具備したものである。
このような距離検出装置の一例について第1図、第2図
を参照してその概略を説明する。
を参照してその概略を説明する。
第1図において、1は例えば、発光ダイオード等を用い
て構成したパルス発光器である。このパルス発光器1と
しては眼に見えないこととPSD2の感度の点から赤外
光を発生するものが望ましい。パルス発光器1から発し
たパルス光は投光レンズ3を通して測距対象である被写
体4 (4a r 4 b r 4 ’c等)に投射さ
れる。被写体4で反射されたパルス光すなわち反射光は
受光レンズ5を介して前記PSD2に入射結像される。
て構成したパルス発光器である。このパルス発光器1と
しては眼に見えないこととPSD2の感度の点から赤外
光を発生するものが望ましい。パルス発光器1から発し
たパルス光は投光レンズ3を通して測距対象である被写
体4 (4a r 4 b r 4 ’c等)に投射さ
れる。被写体4で反射されたパルス光すなわち反射光は
受光レンズ5を介して前記PSD2に入射結像される。
このPSD2はイオン注入技術を用いて製造された一次
元の連続的な位置分解能を有するプレナー型のPINフ
ォトダイオードであり“Po5ition 5ensi
tiveDevice”と称されるものである。この場
合、図示のように被写体4の位置4aに対してPSD2
の2a、4bに対して211.・・・・・・無限遠に対
して2dの位置にそれぞれ反射光スポットが結像される
。このPSD2は光スボッI−の入射位置を2つの電流
出力の割合から知ることができるものであり、例えば第
2図(、)のようにPSD2の受光面の中央位置S1に
光スポットが入射した場合2つの電流出力ILI とI
t、zの割合はIt−+/It−2:=1となり、同図
(b)のような位置S2に入射した場合はILI /I
L2 =1/2.同図(c)のような位置S3に入射し
た場合ILI/IL2=2となる。このようにPSD2
に結像された光スポットの位置がPSD2から得られる
2つの電流出力の割合に対応していることから、これら
2つの電流出力より被写体距離の情報を得ることができ
る。この場合真暗な場所における測距・であれば問題は
ないが、一般の写真撮影時等にはパルス発光器1による
パルス光よりもはるかに高い光量の定常光が存在するた
め前記パルス光の反射光の抽出ができなくなってしまう
。そこでこの場合PSD2の第1の電流出力を受ける゛
第1の検出回路6およびPSD2の第2の電流出力を受
ける第2の検出回路7により定常光の影響を除去し、パ
ルス光の反射光による光電流の変動分のみをそれぞれ対
数変換して抽出し差分検出回路8でこれらの差を取って
PSD2の第1と第2の電流出力の電流比に対応する距
離検出信号を出力するようにしている。この出力が例え
ば、A/D変換されるなどして表示、焦点調整等に供さ
れる。
元の連続的な位置分解能を有するプレナー型のPINフ
ォトダイオードであり“Po5ition 5ensi
tiveDevice”と称されるものである。この場
合、図示のように被写体4の位置4aに対してPSD2
の2a、4bに対して211.・・・・・・無限遠に対
して2dの位置にそれぞれ反射光スポットが結像される
。このPSD2は光スボッI−の入射位置を2つの電流
出力の割合から知ることができるものであり、例えば第
2図(、)のようにPSD2の受光面の中央位置S1に
光スポットが入射した場合2つの電流出力ILI とI
t、zの割合はIt−+/It−2:=1となり、同図
(b)のような位置S2に入射した場合はILI /I
L2 =1/2.同図(c)のような位置S3に入射し
た場合ILI/IL2=2となる。このようにPSD2
に結像された光スポットの位置がPSD2から得られる
2つの電流出力の割合に対応していることから、これら
2つの電流出力より被写体距離の情報を得ることができ
る。この場合真暗な場所における測距・であれば問題は
ないが、一般の写真撮影時等にはパルス発光器1による
パルス光よりもはるかに高い光量の定常光が存在するた
め前記パルス光の反射光の抽出ができなくなってしまう
。そこでこの場合PSD2の第1の電流出力を受ける゛
第1の検出回路6およびPSD2の第2の電流出力を受
ける第2の検出回路7により定常光の影響を除去し、パ
ルス光の反射光による光電流の変動分のみをそれぞれ対
数変換して抽出し差分検出回路8でこれらの差を取って
PSD2の第1と第2の電流出力の電流比に対応する距
離検出信号を出力するようにしている。この出力が例え
ば、A/D変換されるなどして表示、焦点調整等に供さ
れる。
第3図は第1図に示した第1の検出回路6を詳細に示す
ものである。赤外発光グイオード等を用いたパルス発光
器1のビーム光は例えば数msの幅でパルス状に放射さ
れるので、定常光を記憶し微弱な反射光によるPSD2
のパルス電流のみを増幅し取り出すのがこの第1の検出
回路6である。
ものである。赤外発光グイオード等を用いたパルス発光
器1のビーム光は例えば数msの幅でパルス状に放射さ
れるので、定常光を記憶し微弱な反射光によるPSD2
のパルス電流のみを増幅し取り出すのがこの第1の検出
回路6である。
定常光によるPSD2の光電流IL+は、FET (電
界効果形トランジスタ)Qlを通してトランジスタQ2
に流れる。演算増幅器A1はPSD2の端子電圧を一定
に保つヘッドアンプとして機能する。この状態では演算
増幅器A2の出力側のスイッチSWは閉じており、トラ
ンジスタQ2のベース電位は一定電位V sup、例え
ばV BUP :0 、5 V (:I L/ ’)夕
電流1c=60nAの時のベース−エミッタ間電圧Vに
相当する)に保持されている。この結果トランジスタQ
3に一定の電流Io (=60 nA)が流れ、ダイオ
ードD1.トランジスタQ4を用いて構成したカレント
ミラー回路によりダイオードD2.D3にも同じ60
n 、Aの電流が流れる。これが定常状態である。定常
光が白熱灯、蛍光灯等の場合は光電流ILIが交流成分
を含むので60nAの電流値が変動し誤差を生ずるがメ
モリコンデンサCの容量を小さくすることによって誤差
を小さくできる。
界効果形トランジスタ)Qlを通してトランジスタQ2
に流れる。演算増幅器A1はPSD2の端子電圧を一定
に保つヘッドアンプとして機能する。この状態では演算
増幅器A2の出力側のスイッチSWは閉じており、トラ
ンジスタQ2のベース電位は一定電位V sup、例え
ばV BUP :0 、5 V (:I L/ ’)夕
電流1c=60nAの時のベース−エミッタ間電圧Vに
相当する)に保持されている。この結果トランジスタQ
3に一定の電流Io (=60 nA)が流れ、ダイオ
ードD1.トランジスタQ4を用いて構成したカレント
ミラー回路によりダイオードD2.D3にも同じ60
n 、Aの電流が流れる。これが定常状態である。定常
光が白熱灯、蛍光灯等の場合は光電流ILIが交流成分
を含むので60nAの電流値が変動し誤差を生ずるがメ
モリコンデンサCの容量を小さくすることによって誤差
を小さくできる。
次にパルス発晃器1が点灯したときは、それに同期して
スイッチSWがオフとなり、直前の光電流It、+の値
に対応するトランジスタQ2のベース電位がメモリコン
デンサCによりホールドされる。反射光による光電流I
し+の増加成分ΔIt、+はトランジスタQ3のベース
に流れ込みhpE (電流増幅率)倍されてダイオード
D2.D3に流れる。
スイッチSWがオフとなり、直前の光電流It、+の値
に対応するトランジスタQ2のベース電位がメモリコン
デンサCによりホールドされる。反射光による光電流I
し+の増加成分ΔIt、+はトランジスタQ3のベース
に流れ込みhpE (電流増幅率)倍されてダイオード
D2.D3に流れる。
従って、このときの出力電圧V o 1は次式で(但し
、q:電子電荷、k:ボルツマン定数。
、q:電子電荷、k:ボルツマン定数。
T:絶対温度、Is:ダイオードD2.D3の飽和電流
) PSD2の他方の端子に接続された第2の検出回路7も
この第1の検出回路6と全く同様に構成ぎわ、これら雨
検出回路6,7によりPSD2の各端子から出力される
光電流を処理している。
) PSD2の他方の端子に接続された第2の検出回路7も
この第1の検出回路6と全く同様に構成ぎわ、これら雨
検出回路6,7によりPSD2の各端子から出力される
光電流を処理している。
差分検出回路8で両チャンネルの検出回路6゜7の出力
の差をとると距離に対応した電圧が得通常hFE ・Δ
It、)Ioであるので第4図に示すように被写体距離
をQ、受光レンズ5からPSD2までの距離(受光レン
ズ5の焦点距離)をf、PSD2の全長をC9基線長を
Sとし、PSD2の中央位置が受光レンズ5の光軸に対
応しているとすると、ΔILL。
の差をとると距離に対応した電圧が得通常hFE ・Δ
It、)Ioであるので第4図に示すように被写体距離
をQ、受光レンズ5からPSD2までの距離(受光レン
ズ5の焦点距離)をf、PSD2の全長をC9基線長を
Sとし、PSD2の中央位置が受光レンズ5の光軸に対
応しているとすると、ΔILL。
ΔIL2と距離Qの関係は次のようになる。
ΔIL + QCC/2−fS/(i
(4)
ΔIL z (X: C/2+f s/Qしたがって、
電圧vODは次式であられすことこの電圧Vooは例え
ばサンプルホールド回路を通してリニア出力端子に導か
れ、あるいは同時にA/D変換回路に入力されてディジ
タル出力に変換されラッチ回路でホールドされるなどし
て距離表示等に供される。
電圧vODは次式であられすことこの電圧Vooは例え
ばサンプルホールド回路を通してリニア出力端子に導か
れ、あるいは同時にA/D変換回路に入力されてディジ
タル出力に変換されラッチ回路でホールドされるなどし
て距離表示等に供される。
ところで、前記(1)式におけるIoは、前述したよう
に演算増幅器A2を介してトランジスタQ3のベース電
位が一定(VIILIF)に保たれているためにQ3に
流れる電流である。
に演算増幅器A2を介してトランジスタQ3のベース電
位が一定(VIILIF)に保たれているためにQ3に
流れる電流である。
すなわち、
このように、定常状態でもトランジスタQ3に電流IO
を流しておく理由は、Q3の寄生容量をこの電流Ioに
よりチャージしておくことによってパルス発光器1の点
灯時の応答を早めるためと、定常状態において例えば被
写体よりパルス光が帰ってこないとき(1)式のΔIL
I−が0となりV o 1 が不、安定となって誤動作
を生じるのを防止するためである。
を流しておく理由は、Q3の寄生容量をこの電流Ioに
よりチャージしておくことによってパルス発光器1の点
灯時の応答を早めるためと、定常状態において例えば被
写体よりパルス光が帰ってこないとき(1)式のΔIL
I−が0となりV o 1 が不、安定となって誤動作
を生じるのを防止するためである。
この電流■0は、かなり安定であることが要求されるが
、演算増幅器A2のオフセット電圧の影響で必らずしも
安定とならない。すなわち、演算増幅器A2は、特に高
入力インピーダンスが要求される関係上、その演算素子
としてMos FET が多く用いられるのであるが、
MOS FETは、オフセット電圧のバラツキがバイポ
ーラトランジスタが±2mV程度であるのに比し、±3
0mV程度と1桁以上も大きい。このため、トランジス
タQ3のベース電位は、演算増幅器A2の反転入力端電
位V BUPに対して±30mV変化し、これによって
IOは所望の値(前述の例では60nA)に対し0.3
1〜3.2倍も変化することになる。この場合、■0が
小さいとパルス発光器1魚灯時の1〜ランジスタQ3の
立上りが遅くなり、逆にIOが人きくなると(3)式が
成立しなくなって差分検出回路8の出力電圧が零に近づ
き、その後の処理が困難となる。
、演算増幅器A2のオフセット電圧の影響で必らずしも
安定とならない。すなわち、演算増幅器A2は、特に高
入力インピーダンスが要求される関係上、その演算素子
としてMos FET が多く用いられるのであるが、
MOS FETは、オフセット電圧のバラツキがバイポ
ーラトランジスタが±2mV程度であるのに比し、±3
0mV程度と1桁以上も大きい。このため、トランジス
タQ3のベース電位は、演算増幅器A2の反転入力端電
位V BUPに対して±30mV変化し、これによって
IOは所望の値(前述の例では60nA)に対し0.3
1〜3.2倍も変化することになる。この場合、■0が
小さいとパルス発光器1魚灯時の1〜ランジスタQ3の
立上りが遅くなり、逆にIOが人きくなると(3)式が
成立しなくなって差分検出回路8の出力電圧が零に近づ
き、その後の処理が困難となる。
また、オフセット電圧が両チャンネルで異なることによ
り、Ioも両チャンネルで異な・す、光電流ILI 、
IL2が微弱な場合(被写体距離が遠いとき)、IOの
差が測距誤差の要因となる。
り、Ioも両チャンネルで異な・す、光電流ILI 、
IL2が微弱な場合(被写体距離が遠いとき)、IOの
差が測距誤差の要因となる。
これらの問題を解決するには、第5図に示すようにMO
S FET Ql 1.Ql 2と電流源O8および負
荷としてのトランジスタQ13、ダイオード接続のトラ
ンジスタQ14よりなるカレントミラー回路によって演
算増幅器を構成するとともに、カレントミラー回路の電
流比(1〜ランジスタQ14.Ql3のコレクタ電流)
Icを調整する可変抵抗器VRを設け、この調整によっ
て演算増幅器のオフセット電圧を減らし、さらに両チャ
ンネルの演算増幅器A2間でそのオフセラ1へ電圧を等
しくすればよい。
S FET Ql 1.Ql 2と電流源O8および負
荷としてのトランジスタQ13、ダイオード接続のトラ
ンジスタQ14よりなるカレントミラー回路によって演
算増幅器を構成するとともに、カレントミラー回路の電
流比(1〜ランジスタQ14.Ql3のコレクタ電流)
Icを調整する可変抵抗器VRを設け、この調整によっ
て演算増幅器のオフセット電圧を減らし、さらに両チャ
ンネルの演算増幅器A2間でそのオフセラ1へ電圧を等
しくすればよい。
しかしながら、このような方法では第3図のような回路
をIC化する場合、可変抵抗器VRは外付けとなるため
、演算増幅器A2のオフセット電圧調整のために1チャ
ンネル当り2個のピンPI、P2.合計で4個のピンを
必要とする。
をIC化する場合、可変抵抗器VRは外付けとなるため
、演算増幅器A2のオフセット電圧調整のために1チャ
ンネル当り2個のピンPI、P2.合計で4個のピンを
必要とする。
このようなビン数の増加は、いうまでもなくICの集積
度を損ない、搭載可能素子数を減少させるので、コンパ
クトカメラ等では特に不利である。
度を損ない、搭載可能素子数を減少させるので、コンパ
クトカメラ等では特に不利である。
さらに、上述の方法では、オフセット電圧調整をチャン
ネル毎に行ない、しかも最終的に両チャンネルのオフセ
ット電圧が等しくなるようにする調整が必要であり、そ
の調整にかなりの労力をさかねばならず、コストアップ
を招くという難点がある。
ネル毎に行ない、しかも最終的に両チャンネルのオフセ
ット電圧が等しくなるようにする調整が必要であり、そ
の調整にかなりの労力をさかねばならず、コストアップ
を招くという難点がある。
(C) 目的
本発明は、上述した問題に対処すべくなされたもので、
その目的とするところは、演算増幅器のオフセット電圧
の影響を除去して誤差の少ない検出を可能とするととも
に、オフセット電圧調整のためのピン数を減らし、調整
箇所を1つで済むようにした距離検出装置を提供するこ
とにある。
その目的とするところは、演算増幅器のオフセット電圧
の影響を除去して誤差の少ない検出を可能とするととも
に、オフセット電圧調整のためのピン数を減らし、調整
箇所を1つで済むようにした距離検出装置を提供するこ
とにある。
(d) 構成
本発明の構成について、以下一実施例に基づいて説明す
る。
る。
第6図は、本発明の一実施例を示すもので、第1図で説
明した第1および第2の検出回路6゜7における第2の
演算増幅器A2(第3図参照)の詳細な構成と、オフセ
ット電圧調整手段を示している。
明した第1および第2の検出回路6゜7における第2の
演算増幅器A2(第3図参照)の詳細な構成と、オフセ
ット電圧調整手段を示している。
第6図においてA2−1.A2−2がそれぞれ第2の演
算増幅器であり、全く同一の構成となっている。すなわ
ち、Ql 1.Ql 2.Q21、Q22は、MOS
FET であり、Qll。
算増幅器であり、全く同一の構成となっている。すなわ
ち、Ql 1.Ql 2.Q21、Q22は、MOS
FET であり、Qll。
QL2のソースは、共通の電流源C811に接続され、
Q21.Q22のソースも共通の電流源C321に接続
されている。そして、Qll。
Q21.Q22のソースも共通の電流源C321に接続
されている。そして、Qll。
Q21のゲートが非反転入力端、QL2.Q22のゲー
トが反転入力端となっている。反転入力端には前述のよ
うに第3図に示すトランジスタQ3に電流■0を流すた
めの一定電位V BLIFが与えられている。
トが反転入力端となっている。反転入力端には前述のよ
うに第3図に示すトランジスタQ3に電流■0を流すた
めの一定電位V BLIFが与えられている。
MO8=FET Ql 1.Q21のドレインは、ダイ
オード接続のトランジスタQ15.Q25をそれぞれ介
して接地されている。一方、MOS FET QL2.
Q22のドレインは、それぞれ負荷としてのトランジス
タQ13.Q23のコレクタに接続されている。これら
の負荷トランジスタQ13.Q23は、それぞれダイオ
ード接続のトランジスタQ14.Q24とともにカレン
トミラー回路を構成している。ダイード接続されたトラ
ンジスタQ14.Q24のコレクタ・ベースは、電流源
C812,0822にそれぞれ接続され、エミッタは接
地されている。そり、てMOS FET QL 2.Q
2’2のドレインを出力端としている。
オード接続のトランジスタQ15.Q25をそれぞれ介
して接地されている。一方、MOS FET QL2.
Q22のドレインは、それぞれ負荷としてのトランジス
タQ13.Q23のコレクタに接続されている。これら
の負荷トランジスタQ13.Q23は、それぞれダイオ
ード接続のトランジスタQ14.Q24とともにカレン
トミラー回路を構成している。ダイード接続されたトラ
ンジスタQ14.Q24のコレクタ・ベースは、電流源
C812,0822にそれぞれ接続され、エミッタは接
地されている。そり、てMOS FET QL 2.Q
2’2のドレインを出力端としている。
尚、電流源C,’Sl 1.C812,C321,。
CS22の電流は、全て等しいものとする。
負荷トランジスタQ13.Q’23の各エミッタは、可
変抵抗器VRの両端にそれぞれ接続される。この可変抵
抗器VRの摺動端子は、接地、すなわち定電位端に接続
されている。この可変抵抗器VRは、トランジスタQ1
3..Q14からなるカレントミラー回路の電流比(ま
たはQ23、Q24のコレクタの電流比)を同時・に変
化させ、もって演算増幅器A2=1.A2−2のオフセ
ット電圧を同時に調整するためのものである。
変抵抗器VRの両端にそれぞれ接続される。この可変抵
抗器VRの摺動端子は、接地、すなわち定電位端に接続
されている。この可変抵抗器VRは、トランジスタQ1
3..Q14からなるカレントミラー回路の電流比(ま
たはQ23、Q24のコレクタの電流比)を同時・に変
化させ、もって演算増幅器A2=1.A2−2のオフセ
ット電圧を同時に調整するためのものである。
今、演算増幅器A2−1に注目すると、Ql4のベース
−エミッタ間電圧VBE (Ql4)は、 で与えられる。但しIsは、トランジスタQ14の飽和
電流である。
−エミッタ間電圧VBE (Ql4)は、 で与えられる。但しIsは、トランジスタQ14の飽和
電流である。
このとき、Ql3のベース−エミッタ間電圧VBE (
Q 13) l*、 =VBz (Ql4) I+ Rx+ (8)となる。
Q 13) l*、 =VBz (Ql4) I+ Rx+ (8)となる。
但し、I+はQl3のエミッタ電流(コレクタ電流にほ
ぼ等しい)−Rx+ は可変抵抗器VRの摺動端子から
左側の部分の抵抗値、つまりQl3のエミッタ抵抗であ
る。
ぼ等しい)−Rx+ は可変抵抗器VRの摺動端子から
左側の部分の抵抗値、つまりQl3のエミッタ抵抗であ
る。
(7)+’ (8)式より次式が成立する。
(9)式の左辺I+Rx+は(8)式のVBE(Ql3
)に等しい。ここで、一般にトランジスタは、VBB
が18mV低下するとコレクタ電流が1/2になるので
、llRx+が18mVであればI/I+=2となる。
)に等しい。ここで、一般にトランジスタは、VBB
が18mV低下するとコレクタ電流が1/2になるので
、llRx+が18mVであればI/I+=2となる。
これによりMOS FET Ql2.Ql3を流れる電
流はいずれもI/2となってバランスする。この状態で
オフセット電圧は前述した±30mVの範囲に入る。
流はいずれもI/2となってバランスする。この状態で
オフセット電圧は前述した±30mVの範囲に入る。
一方、演算増幅器A2−2についても同様に可変抵抗器
VRの摺動端子から右側の部分の抵抗値(トランジスタ
Q23のエミッタ抵抗)をRX2、トランジスタQ23
のエミッタ電流を12として、l2RX2が18mVで
あれば、I/l2=2となってMOS FET Q2]
、。
VRの摺動端子から右側の部分の抵抗値(トランジスタ
Q23のエミッタ抵抗)をRX2、トランジスタQ23
のエミッタ電流を12として、l2RX2が18mVで
あれば、I/l2=2となってMOS FET Q2]
、。
Q22の電流は1/2でバランスする。
ここで、今、演算増幅器A2−1のオフセット電圧が+
10mV、演算増幅器演算−2のオフセット電圧が一2
0mVであったとすると、可変抵抗器VRを調整し、摺
動端子両側部分の抵抗値Rx+ 、RX2を相補的に変
化させることにより、+10mVのオフセット電圧は一
方向に移動し、−20mVのオフセット電圧は子方向に
移動する。その結果、やがて両オフセット電圧は等しく
なり、その大きさも共に小さくなる。
10mV、演算増幅器演算−2のオフセット電圧が一2
0mVであったとすると、可変抵抗器VRを調整し、摺
動端子両側部分の抵抗値Rx+ 、RX2を相補的に変
化させることにより、+10mVのオフセット電圧は一
方向に移動し、−20mVのオフセット電圧は子方向に
移動する。その結果、やがて両オフセット電圧は等しく
なり、その大きさも共に小さくなる。
尚、可変抵抗器VRの両端間の抵抗値Rx(= Rx+
十Rxz )は、I −Rx / 2 = 18mV
となるように、すなわちRx=36mV/Iに選定する
のが最適である。
十Rxz )は、I −Rx / 2 = 18mV
となるように、すなわちRx=36mV/Iに選定する
のが最適である。
このように、演算増幅器A2−1.A2−2のオフセッ
ト電圧が小さくなり、且つ両者が等しくなると、前述し
た第3図のトランジスタQ3に流す電流IOを所望の値
に設定することが容易となり、しかもチャンネル間での
Ioの差をなくすことができる。これによって、測距精
度の向上が図られる。
ト電圧が小さくなり、且つ両者が等しくなると、前述し
た第3図のトランジスタQ3に流す電流IOを所望の値
に設定することが容易となり、しかもチャンネル間での
Ioの差をなくすことができる。これによって、測距精
度の向上が図られる。
また、第6図から明らかなように、オフセット電圧調整
のために設けられるピンは、外付けの可変抵抗器VRの
両端に接続される2個のピンPIO,P20のみであり
、これは両チャンネルに共通のものであるから、全体と
しては2個の減少となる。これは実際上大きなメリット
となる。
のために設けられるピンは、外付けの可変抵抗器VRの
両端に接続される2個のピンPIO,P20のみであり
、これは両チャンネルに共通のものであるから、全体と
しては2個の減少となる。これは実際上大きなメリット
となる。
さらに、単一の可変抵抗器VRの調整のみで両チャンネ
ルの演算増幅器A2−1.A2−2のオフセット電圧を
同時に調整できることから、調整に要する労力、コスト
が大きく低減されるという利点がある。
ルの演算増幅器A2−1.A2−2のオフセット電圧を
同時に調整できることから、調整に要する労力、コスト
が大きく低減されるという利点がある。
第7図は、本発明の他の実施例を示したもので、第6図
における電流源12.22とトランジスタQ15.Q2
5を除去し、カレントミラー回路のダイオード接続トラ
ンジスタQ14゜Q24をそれぞれMOS FET Q
l 1.Q21のドレイン側に挿入したものである。こ
の場合、負荷トランジスタQ13.Q23の間にオフセ
ット電圧調整用の可変抵抗器VRを接続した点は第6図
の実施例と同様であり、作用効果も同じである。このと
き、Ql4.Q24のトランジスタのエミッタ面積はQ
l3.Q23のトランジスタのエミッタ面積の2倍にす
る必要がある。
における電流源12.22とトランジスタQ15.Q2
5を除去し、カレントミラー回路のダイオード接続トラ
ンジスタQ14゜Q24をそれぞれMOS FET Q
l 1.Q21のドレイン側に挿入したものである。こ
の場合、負荷トランジスタQ13.Q23の間にオフセ
ット電圧調整用の可変抵抗器VRを接続した点は第6図
の実施例と同様であり、作用効果も同じである。このと
き、Ql4.Q24のトランジスタのエミッタ面積はQ
l3.Q23のトランジスタのエミッタ面積の2倍にす
る必要がある。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、そ
の要旨に含まれる範囲内で種々変形して実施することが
可能である。
の要旨に含まれる範囲内で種々変形して実施することが
可能である。
(e) 効果
以上詳述したように本発明によれば、第1および第2の
検出回路における第2の演算増幅器のカレントミラー回
路の負荷トランジスタに共通のオフセット電圧調整用可
変抵抗器を接続したことにより、オフセット電圧の影響
のない高精度な距離検出が可能で、しかもオフセット電
圧の調整のためのピン数が少なくIC化に適し、調整も
容易な距離検出装置を提供することができる。
検出回路における第2の演算増幅器のカレントミラー回
路の負荷トランジスタに共通のオフセット電圧調整用可
変抵抗器を接続したことにより、オフセット電圧の影響
のない高精度な距離検出が可能で、しかもオフセット電
圧の調整のためのピン数が少なくIC化に適し、調整も
容易な距離検出装置を提供することができる。
第1図〜第4図は、本発明が適用される距離検出装置の
一例を説明するための図、第5図は演算増幅器の一般的
なオフセット電圧調整方法を説明丈るための回路図、第
6図は、本発明の一実施例の要部構成を示す回路図、第
7図は本発明の他の実施例の要部構成を示す回路図であ
る。 1・・・・・・パルス発光器、 2・・・・・・半導体装置検出器、 6.7・・・・・・第1および第2の検出回路、8・・
・・・・差分検出回路、 Q1〜Q4・・・・・・トランジスタ、A1・・・・・
・第1の演算増幅器、 A2.A2−1.A2−2・・・・・・第2の演算増幅
器、 Ql 1.Ql2.Q21.Q22 ・・・・・・MOS FET。 CSI 1.C812,C821,C822・・・・・
・電流源、 Ql3.Q23・・・・・・負荷トランジスタ、Ql4
.Q24 ・・・・・・ダイオード接続トランジスタ、VR・・・
・・・可変抵抗器、 PIo、Pxo・・・・・・オフセット電圧調整のため
のピン。 第 1 図 (aン (+)) (C) 第 3 図
一例を説明するための図、第5図は演算増幅器の一般的
なオフセット電圧調整方法を説明丈るための回路図、第
6図は、本発明の一実施例の要部構成を示す回路図、第
7図は本発明の他の実施例の要部構成を示す回路図であ
る。 1・・・・・・パルス発光器、 2・・・・・・半導体装置検出器、 6.7・・・・・・第1および第2の検出回路、8・・
・・・・差分検出回路、 Q1〜Q4・・・・・・トランジスタ、A1・・・・・
・第1の演算増幅器、 A2.A2−1.A2−2・・・・・・第2の演算増幅
器、 Ql 1.Ql2.Q21.Q22 ・・・・・・MOS FET。 CSI 1.C812,C821,C822・・・・・
・電流源、 Ql3.Q23・・・・・・負荷トランジスタ、Ql4
.Q24 ・・・・・・ダイオード接続トランジスタ、VR・・・
・・・可変抵抗器、 PIo、Pxo・・・・・・オフセット電圧調整のため
のピン。 第 1 図 (aン (+)) (C) 第 3 図
Claims (1)
- 測距対象にパルス光を投射する光源と、前記測距対象に
よる前記パルス光の反射光スポットが結像される個所に
設けられ前記光源との視差に基づく前記測距対象の距離
に応じた入射スポットの位置を前記距離の変化による位
置変化方向について連続的に検出し検出位置に応じた相
互電流比を有する第1および第2の電流出力を得る半導
体装置検出器と、この半導体装置検出器の前記第1の電
流出力を受け前記パルス光による前記第1の電流出力の
変動分を対数変換して出力する第1の検出回路と、前記
半導体装置検出器の前記第2の電流出力を受け前記パル
ス光による前記第2の電流出力の変動分を対数変換して
出力する鬼2の検出回路と、これら第1および第2の構
出回路から出力された対数変換された前記第1および第
2の電流出力の変動分の差をとって距離検出信号を得る
差分検出回路とを具備した距離検出装置であって、前記
第1および第2の検出回路がそれぞれ、入力電流信号が
エミッタまたはソースに供給される第1のトランジスタ
と、この第1のトランジスタのエミッタまたはソースが
反転入力端に接続されベースまたはゲートが出力端に接
続された第1の演算増幅器と、前記第1のトランジスタ
のコレクタまたはドレインにコレクタが接続された第2
のトランジスタと、この第2のトランジスタのコレクタ
が非反転入力端に接続され反転入力端に予定の電圧が与
えられた第2の演算増幅器と、この第2の演算増幅器と
前記第2のトランジスタとの間に挿入され前記光源の発
光時にのみオフ制御されるスイッチと、前記第2のトラ
ンジスタのベース−エミッタ間に接続されたコンデンサ
と、前記第2のトランジスタ、のコレクタにベースが接
続された第3のトランジスタと、この第3−のトランジ
スタのコレクタ電流を検出し前記差分検出回路に与える
電流検出回路とを含んで構成される距離検出装置におい
て前記第1および第2の検出回路における前記第2の演
算増幅器がそれぞれ、ソースが共通の電流源に接続され
一方のゲートを非反転入力端とし他方のゲートを反転入
力端とする一対のMOS FETと、これら一対のMO
S FETの一方のドレインにコレクタが接続された負
荷トランジスタと、この負荷トランジスタとベースが互
いに接続されて上記負荷トランジスタとともにカレン1
〜ミラ一回路を構成するダイオード接続のトランジスタ
とを含んで構成され、さらに前記第1の検出回路におけ
る第2の演算増幅器内の前記負荷トランジスタのエミッ
タに一端が接続され前記第2の検出回路における第2の
演算増幅器内の前記負荷トランジスタのエミッタに他端
が接続され、摺動端子が定電位端に接続された可変抵抗
器を備えたことを特徴とする距離検出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15686983A JPS6048008A (ja) | 1983-08-27 | 1983-08-27 | 距離検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15686983A JPS6048008A (ja) | 1983-08-27 | 1983-08-27 | 距離検出装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6048008A true JPS6048008A (ja) | 1985-03-15 |
Family
ID=15637165
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15686983A Pending JPS6048008A (ja) | 1983-08-27 | 1983-08-27 | 距離検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6048008A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105699955A (zh) * | 2014-12-09 | 2016-06-22 | 英特希尔美国公司 | 用于光学式邻近侦测器的精确度估计 |
-
1983
- 1983-08-27 JP JP15686983A patent/JPS6048008A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105699955A (zh) * | 2014-12-09 | 2016-06-22 | 英特希尔美国公司 | 用于光学式邻近侦测器的精确度估计 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
USRE35652E (en) | Object distance detecting apparatus | |
JPS5895210A (ja) | 距離検出装置 | |
JPH07174549A (ja) | 測距装置 | |
JPH0519159A (ja) | カメラの測距装置 | |
JPS5952362B2 (ja) | 距離検出装置 | |
JPS6048008A (ja) | 距離検出装置 | |
JPS58151511A (ja) | 距離検出装置 | |
JPH06317741A (ja) | 測距装置 | |
JPS59142412A (ja) | 距離検出装置 | |
JPS60104203A (ja) | 半導***置検出素子の信号処理回路 | |
JPH05280973A (ja) | 測距装置 | |
JPS5845523A (ja) | 測光回路 | |
JPS6227688A (ja) | 距離設定用光電スイツチ | |
JP2888492B2 (ja) | 距離情報出力装置 | |
JP2838638B2 (ja) | アクティブ測距用集積回路の製造方法 | |
JP2942593B2 (ja) | 被写体距離検出装置 | |
JPH0453361B2 (ja) | ||
JPH0326408Y2 (ja) | ||
JPS59151013A (ja) | 距離検出装置 | |
JPS6234082B2 (ja) | ||
JPH06186029A (ja) | 測距装置 | |
JP2002341238A (ja) | 測距装置のための調整装置 | |
JP2558545B2 (ja) | 誤差増幅器及び急速充電回路 | |
JP3193481B2 (ja) | 測距装置 | |
JPH02195203A (ja) | 距離検出装置 |