JPH02197290A - ブラシレスモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、回転子の磁極位置の検出をモータの端子電圧
で行なうセンサ省略形のブラシレスモータ駆動装置に関
する。

（ロ）従来の技術 この種のブラシレスモータ駆動装置の従来例を第４図〜
第９図を参照して説明する。

第４図において、１は６個の１−ランジスタＴｌ〜Ｔ６
を３相ブリツジ接続して成るインバータ、２は電機子巻
線が中性点非接地スター結線されて成るブラシレスモー
タ、３は回転子の磁極位置を検出する位置検出回路で、
詳しくは後述するが、電機子巻線の各相の相励磁切換が
、ブラシレスモータ２を最大トルクで駆動することので
きる制御角零で行なわれるようにその相励磁切換位置の
検出信号Ｐ１．　Ｐ２．　Ｐ３を得るものである。４は
インバータ制御回路、５は速度制御回路で、デユーティ
可変のチョッパ信号発生回路５１を含み、このチョッパ
信号発生回路５１の出力で、インバータ制御回路４より
出力されるインバータ制御伯号のうちインバータ１の上
段の１−ランジスタＴ］〜Ｔ３に加わる信号のみをチョ
ッピングして、ブラシレスモータ２を速度制御するよう
になっている。

このチョッパ信号発生回路５１の回路構成は第５図に示
す如きで、のこぎり波発生回路５１１からののこぎり波
５Ａと、高速設定器５１２からの設定電圧５Ｂを比較器
５１３で比較することにより、設定電圧５Ｂに比較した
デユーティのチョッピングパルス５Ｃを簡単に得られる
ようになっている。６はサンプルホールド回路で、前記
チョッパ信号発生回路５１のチョッピング周波数に同期
して、電機子巻線の各相（ｕ、ｖ、ｗ）　の端子電圧Ｖ
ａ、Ｖｂ＋ＶｃをトランジスタＴ１．、Ｔ２．Ｔ３がオ
ンしているときサンプリングし、オフしているときホー
ルドすることにより端子電圧波形を復元して端子電圧Ｓ
　ｖａ　、　Ｓ　ｖｂ　、　Ｓ　ｖｃを取出す。そして
、このサンプルホールド回路６から出力される端子電圧
Ｓｖａ。

Ｓｖｂ、　Ｓｖｃは前記位置検出回路３に入力し、位置
検出信号Ｐ１．Ｐ２．Ｐ３が発生する。なお上記サンプ
ルホールド回路６、及び位置検出回路３の作用について
は後述する。

ところで、スター結線された電機子巻線の各相に発生す
る誘起電圧を対称３相交流電圧と仮定するとブラシレス
モータ２が正常１１１２動されているとき、各相の電圧
波形は第６図の（ａ）に示す如くなる。ブラシレスモー
タ２の出力を最大にする相励磁切換位相は該当する２つ
の相電圧か等しくなる位相（制御進み角γ＝○）であり
、このときの各相励磁の切換タイミンクは第６図の（ｂ
）に示すようになる。即ち、インバータ１を構成する各
トランジスタＴ１〜Ｔ６を第６図の（ｂ）に示すタイミ
ングでオン・オフし、ブラシレスモータ２の各相を励磁
することによりブラシレスモータ２を最大出力トルクで
効率良く駆動することができるようなる。

そこで、この１ヘランジスタＴＩ−Ｔ６をオン・オフす
る相励磁切換位置を検出するために設けられているのが
前記位置検出回路３で、第７図に示す如き回路構成とな
っており、前記サンプリングホール１−回路６から出力
される端子電圧Ｓｖａ、　Ｓｖｂ。

Ｓｖｃをスター結線された３つの抵抗Ｒｎを介して中性
点電圧Ｖｎを取り出し、これらをコンパレータ３２で比
較し、その出力をカウンタ３３に加えて９０°位相シフ
トすることにより相励磁切換位置検出信号ＰユＴ　Ｐ２
１　ｐ３を得るように構成されている。

従って、この位置検出信号Ｐ□ｌ　Ｐ２＋　ｐ３を基に
インバータ制御回路４で、インバータ１の各トランジス
タＴ１〜Ｔ６をオン、オフする信号を作り、これをその
まま、速度制御回路５を介することなくインバータ１に
出力すれば、前述したように第６図の（ｂ）に示すタイ
ミングで各トランジスタＴ１〜Ｔ６をオン、オフしてブ
ラシレスモータ２を最大出力トルクで駆動できることに
なる。

このブラシレスモータ２を速度制御するため、第４図に
示す従来例では、インバータ制御回路４の出力のうち、
インバータ１の上段の１−ランジスタＴ】〜Ｔ３に加わ
る出力のみを速度制御回路５のデユーティ可変のチョッ
パ信号発生回路１の出力でチョッピングしてインバータ
１に加えている。

即ち、インバータ制御回路４が位置検出回路３からの位
置検出信号Ｐ、、　Ｐ２．　Ｐ、に基づき出力する第６
図（ｂ）に示したような制御進み角窓（γＯ）では換わ
る相励磁制御信号をチョッピングしているのである。第
８図はこのときの様子を示す波形で、チョッピングはｉ
−ランジスタＴ１〜Ｔ３のオンしている全期間１２０°
に亘ってチョッピングしている。

次にこの第８図並びに以上に説明した構成に基づき相励
磁切換位置検出信号Ｐ□　ｐ２．ｐ３の取出され方を説
明する。

先ず速度制御回路５は、このインバータ制御回路４から
出力される制御信号のうち、インバータ１の上側の１〜
ランジスタＴｌ、Ｔ２．Ｔ３に加える信号のみを全期間
チョッピングするため、チョッパ信号発生回路５１から
のチョッピング信号とのアンドをとってインバータ１に
出力する。一方、インバータ制御回路４から出力される
制御信号のうち、インバータ１の下側のトランジスタＴ
７Ｉ、　Ｔ５゜Ｔ６に加える信号はそのまま出力する。

これにより、インバータ１の各１〜ランジスタＴ１〜１
゛６には第８図の（ａ）に示す如き信号が加わり、３組
型機子巻線に流す電流をチョッピングする。このインバ
ータ１のチョッピング動作により、各端子電圧Ｖａ、Ｖ
ｂ、Ｖｃも例えば第８図（ｂ）に示す如くチョッピング
されるが、このチョッピング電圧をサンプルホール１へ
回路６に入力し、そのチョッピング周波数に同期してサ
ンプリングホールドすることにより、第８図（ｃ）に示
すようにチョッピングしない場合とほぼ同等の端子電圧
Ｓｖａが得られる。

従って、これらの端子電圧Ｓｖａ、　Ｓｖｂ、　Ｓｖｃ
を、第７図に示した位置検出回路３のコンパレータ３２
で、中性点電圧Ｖｎと比較し、一致する毎に反転する信
号Ｃ１〜Ｃ３を作り出しカウンタ３３に出力する。

一方、カウンタ３３（例えば３３−１）は、該当する相
（例えばＵ相）の相励磁切換位置検出信号Ｐ。

を１つの前の相（Ｗ相）の端子電圧（Ｓｖｃ）を処理す
るカウンタ（３３−３）よりもらってクロックのカウン
トを開始し、コンパレータ（３２−１）からの一致信号
Ｃ１の入力までの３倍の値をカウントしたとき、次の相
（■相）の相励磁切換位置検出信号Ｐ２を出力する。

即ち、第８図の（ｄ）に示す如く、コンパレータ３２−
１からは一致信号ＣＩが出力する。Ｕ相からＶ相への切
換時点をＡ（この時点はカウンタ３：３３からの出力Ｐ
１によって判る）とすると、この時点Ａから端子電圧Ｓ
ｖａが中性点電圧Ｖｎと一致する時点Ｂ（この時点は一
致信号ＣＩにより判る）までの位相は電気角で丁度３０
°になる。そこて、この時点ＡからＢまての間、一定周
期で入力するクロックをカウンタ３３てカウントして値
を求め、更に続けてこの方つント値の３倍をカウントし
た時点Ｃで次の相への切換位置検出信号（Ｐ　２　）を
出力すれば、時点ＡからＣまで丁度電気角で１２０°期
間となる１つの相（Ｖ相）の励磁期間が算出できる。

従って、位置検出回路３からの相励磁切換位置検出信号
Ｐ□ｌＰ３をインバータ制御回路４に入力一 することにより、制御進み角γ＝０で相励磁切換を行な
うインバータ制御信号が得られ、ブラシレスモータ２を
最大出力トルクで駆動することができる。

このように、速度制御回路５で第８図（ａ）に示すよう
に１〜ランジスタＴ１〜Ｔ３の各ベース入力信号をチョ
ッピング処理し、また、サンプルホールド回路６によっ
て回転子の磁極位置の検出タイミングの信号源を取出す
ようにしている。

（ハ）発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来装置にあっては、サンプルホー
ルドされた端子電圧Ｓ　ｖａ　、　Ｓ　ｖｂ　、　Ｓ　
ｖｃが位置検出回路３内のコンパレータ３２で、中性点
電圧Ｖｎと比較され、それと一致する時点が次の位置検
出信号をカウンタ３３が正しく算出する基となっている
。即ち、この一致する時点、例えば第８図（ｃ）に示す
端子電圧Ｓｖａと中性点電圧Ｖｎとの一致時点Ｂが同図
のように、端子電圧波形ＳｖａのＯＮの期間に中性点電
圧Ｖｎとの一致が取れれば次の相の切換位置検出信号（
Ｐ２）が正しく出力する時点Ｃとなるが、必ずしもこの
端子電圧がＯＮの期間に一致せず、ＯＦＦの期間で検出
されるような場合が起こる。そのような場合に次のよう
な不都合が生ずる。今、それに付いて第９図に従い説明
する。説明の便宜」二負から正に移行するサンプルホー
ルドされた端子電圧Ｓｖａと電源電圧ＶＤＣの１７２で
中性点電圧Ｖｎを代用した１／２ＶＤＣとで図示してい
るが、同図に示す如く、１／２ＶＤＣとクロスする本来
の検出点Ａ（時刻Ｔ１）が、端子電圧波形ＳｖがＯＦＦ
の期間（図中点Ｂ−Ｃ間）にあることによって、点Ａに
すべき位置検出を、サンプルホール１（後の検出点Ｂ、
即ち時刻Ｔ２において代用演算するため、本来検出すべ
き時刻Ｔ１より八Ｔだけ遅れてしまい、位置検出の精度
が落ち、正しく相励磁切換タイミングの信号Ｐ１＋　Ｐ
２１　Ｐ３が発せられないという問題点があった。

本発明は、上記問題点を解決し、正しく位置検出タイミ
ングがサンプルホール１へされた端子電圧より算出され
るように回路構成を改良し、より精度の高い速度制御を
可能としたブラシレスモータ駆動装置を提供することを
目的とする。

（ニ）課題を解決するための手段 そこで、本発明では、端子電圧波形Ｓｖと電源電圧の半
分１．／２ＶＤＣとのクロスする点が、端子電圧波形Ｏ
ＦＦ　（点３〜点Ｃ）の期間にある場合に生じる位置検
出の遅れを改善するべく、この端子電圧Ｓｖをもとに位
置検出タイミングを補正する補正回路を設けたものであ
る。

（ホ）作　用 即ち、回転子の磁極位置検出すべき点Ａより八Ｔだけ遅
れたサンプルホールド後の点Ｂで行なうのではなく、第
２図に示すように、次の端子電圧が立ち上がった点Ｂの
時刻Ｔ２、その時の端子電圧ＶＢと１．／２ＶＤＣとの
差へＶ、さらに端子電圧の傾きｋから、本来検出すべき
点Ａの正しい時刻Ｔ１が補正回路によって演算、算出さ
れるようになっている。こうして正しい検出時刻Ｔ□に
補正して、高精度の位置検出でブラシレスモータを可変
速駆動できる。

（へ）実施例 以下、本発明の実施例を図面を参照しなから説明する。

第１図は本発明の一実施例に係るＤＣフラジレスモータ
駆動装置の回路構成図を示したものである。

図中、第４図と同一符号は同一または相当部分を示し、
異なる点はサンプルホールド回路６のより出力電圧より
位置検出タイミングを補正する補正回路７を新たに設け
た点で、これにより正しい検出タイミングの信号を位置
検出回路３に入力するようにしている。なお、８はチョ
ッパ信号発生回路５１から出力するチョッパ信号発生回
路２］から出力するチョッパ信号のデユーティサイクル
を変える指令信号を出力する速度制御部で第５図に示す
高速設定器５１２に相当する。

上記の構成で、先ず速度制御部８からの指令信号、即ち
第５図の設定電圧５Ｂがチヨッピンク発生回路５１に入
力され、同図に示すようにのこぎり比較方式で比較され
、チョッピングパルス５Ｃとして出力される。このチョ
ッピングパルス５Ｃは、インバータ制御回路４から出力
されるベースＩ−ライブ信号のうち、インバータ］の上
側のトランジスタＴ１〜Ｔ３に加わる信号と論理積をと
り、上側のみのトランジスタＴ１〜Ｔ３をチョッピング
する。

この時のブラシレスモータ２の電機子巻線の電圧の波形
は、第８図（ｂ）に示すようにチョッピングされた電圧
波形（Ｕ相の端子電圧Ｖ　ａ　）となる。

この電圧波形Ｖａをチョッピングパルスと同期して、サ
ンプルホールド回路６によって、トランジスタＴ１〜Ｔ
３がＯＮの時サンプルし、ＯＦＦの時ホールドすると、
第８図（ｃ）に示す波形の端子電圧Ｓｖａが得られる。

この端子電圧Ｓｖａと中性点端子電圧Ｖｎとの比較一致
が位置検出回路３内で行なわれて、相励磁切換位置検出
信号Ｐ１が取り出される。而るにこの比較一致の時点（
第８図のＢ点）が、前述した第９図の説明図の如く電圧
波形ＳｖがＯＦＦの期間（点３〜点Ｃ）にある場合は、
位置検出に遅れが生しる。この場合に、本発明の補正回
路７によって正しく検出時点Ａが正しく演算、算出され
るようにしている。

次に、この本発明の検出、演算方法を第２図の説明図に
基づき説明する。同図において、正しく検出されるべき
点Ａ（時刻Ｔ１）が端子電圧ＳｖのＯＦＦ期間（Ｃ点〜
Ｂ点）にある時、次の端子電圧が立ち上がった点Ｂの時
刻Ｔ２、その時の電圧ＶＢと］／２ＶＤｃとの差を演算
し、次いて端子電圧の傾きｋとが求まれば、正しい検出
点Ａの時刻Ｔユと上記のＴ　２１ΔＶ、にとの間には次
の関係式（１）があり、 Ｔ２−Ｔ□ よって、この（１）式よす に という簡単な演算により正確な検出点、時刻Ｔ。

が求める。

ここで、上記各数値のうち端子電圧の傾きｋはブラシレ
スモータの現在速度より求まる。即ち、モータの１秒間
当りの回転数Ｎｍ（ｒｐｍ）とするとモータが１回転す
るのに必要な時間ＴＢはＴＢ−となる。

Ｎｍ 一方、電気角Ｏと機械角Ｏｎ１との間にはＯｍ　　　　
Ｏｍ（Ｐ：極数） の関係が成立する。従って、例えば４極モータを例にあ
げると１回転で電気角Ｏは７２０°となり、また本発明
のブラシレスモータ２では１２０°通電角のインバータ
制御が行なわれている。よって、この場合は第３図に示
す如き端子電圧の波形に展開される。よって同図より、
１２０°通電のモータではＯから電源電圧ＶＤｃまで上
昇するまでの電気角は６０”であり、それ迄に掛かる時
間はＴＡであることが判る。よって、この時間Ｔｎｔオ
フ２０°　　　　Ｎｍ　　　　　７２０°　　　　Ｎｏ
＋どなる。一方、モータの端子電圧が電源電圧Ｖまで上
昇するのにＴＡかかるのだから端子電圧の傾きｌ（は ｖ　　　　　　　■　　　　　　　］−ＴＡ５／Ｎ口１
５ により、このｋを用いて、上記（２）式により検出時刻
Ｔ□が算出されることになる。このようにして、補正回
路７で正しい検出時刻Ｔ１が求まる。

この結果、例えば第７図のコンパレータ３２−１から出
力する一致信号Ｃ１の時点Ｂは常にＵ相からＶ相への切
換時点Ａから位相が電気角で３０’　となる時点（時刻
Ｔ□）である。よってこの時点ＡからＢ（時刻Ｔ□）ま
での間に、カウンタ３３がカウントするクロック数も正
しい値となり、このカウント値の３倍をカラン［・シた
時点Ｃも正しく求められ、この時点で次の相への切換位
置検出信号（Ｐ２）を正しく出力する。

このようにして従来の位置検出の遅れ時間Δｔが修正さ
れて、高精度の位置検出を行なってブラシレスモータを
可変速駆動できる。

（ト）発明の詳細 な説明したように本発明によれば、サンプルホールド回
路により取り出される電機子巻線の端］５ 子電圧に基づき、位置検出回路が相励磁切換信号を出力
する際、その切換信号を正しい時点で出力する基となる
回転子の磁極位置の検出タイミングを常に正しく補正す
る補正回路を設けであるので、より高精度の励磁切換位
置の検出が可能となり、正補な相励磁切換信号を出力で
きるようにしたブラシレスモータの駆動装置となる。ま
た、補正回路で行なう演算も比較的簡単なものであるか
ら、ブラシレスモータの種類が変わってもその演算処理
のソフトウェアのみを変更することで十分対応可能とな
り汎用性のあるものとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は磁極位置検出タイミングの補正手段を備える本
発明のＤＣブラシレスモータルＶ動装置の回路構成図、
第２図はサンプルホールドされたモータ端子電圧波形よ
り本発明のタイミング補正の原理及び方法を説明する説
明図、第３図はタイミング補正の演算に必要となる成る
定数の算出に係るモータ端子電圧の波形図、第４図は従
来のブラシレスモータ駆動装置の回路構成図、第５図は
チョッパ信号発生回路の一例を示す回路構成図、第６図
は従来装置におけるインバータ制御回路の出力信号を説
明するための波形図、第７図は従来装置の位置検出回路
の回路構成図、第８図は同装置各部の波形図、第９図は
同従来装置における磁極位置検出にタイミング的誤差が
生じることを説明するサンプルホールド端子電圧波形図
である。 １・・・インバータ、　　　２　・ブラシレスモータ、
３・・・位置検出回路、　４・インバータ制御回路、５
・・・速度制御回路、 ６・・サンプルホールド回路、 ７　・補正回路、　　　　３１　　フィルタ、３２・・
コンパレータ、　３３・・カウンタ、５１・・チョッパ
信号発生回路。 ｎ の 〉 の　・

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ブラシレスモータの端子電圧から回転子の磁極位置を検
   出してインバータを制御し、制御進み角零で相励磁切換
   を行なうブラシレスモータ駆動装置において、インバー
   タの各スイッチング回路をオンさせる制御信号を出力す
   るインバータ制御手段と、その制御信号をチョッピング
   処理することによりモータの回転速度を制御する速度制
   御手段と、上記端子電圧を上記チョッピング処理に同期
   してサンプルホールドするサンプルホールド手段と、こ
   のサンプルホールド手段の出力信号に基づいて回転子の
   磁極位置を検出して上記インバータ制御手段に出力する
   位置検出手段と、上記位置検出手段が検出する回転子の
   磁極位置検出タイミングを補正する補正手段とを備える
   ことを特徴とするブラシレスモータ駆動装置。