JP2005210839A - モータ制御装置，モータの制御方法及びコンピュータプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】 レゾルバを使用した回転位置検出を、低コストで且つ制御応答性の良い構成で実現することを可能としたモータ制御装置を提供する。
【解決手段】 マイクロコンピュータ２１は、ＰＷＭ変調における搬送周期の２倍の周期を有するクロック信号Ｓ１を出力し、同期励磁信号形成回路１１は、そのクロック信号Ｓ１を低域濾波することで正弦波状の励磁信号Ｓ２を形成する。そして、マイコン２１は、モータ１に配置されたレゾルバ２によって出力される余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４を搬送波周期に同期してＡ／Ｄ変換すると、連続する２回のＡ／Ｄ変換結果の差として余弦データＤｘ，正弦データＤｙを得、関数arctanを用いてロータの回転位置Θを演算する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータの回転位置を検出して、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するモータ制御装置及び制御方法、並びにそのような制御をコンピュータに実行させるプログラムに関する。

ブラシレスモータを通電制御するモータ制御装置の場合、通電相を最適化するためにブラシレスモータの回転位置を検出する必要がある。回転位置の検出手段としてホールＩＣを使用するのが一般的であるが、１回転中のトルク変動を極力抑制したい場合やブラシレスモータの停止位置を制御する場合などには、レゾルバを使用することが適切である。
回転位置を検出する手段としてレゾルバを使用する際、レゾルバの出力信号から回転位置を得るには変換手段が必要となるが、この手段としては、専用のレゾルバ／デジタル変換ＩＣ（例えば多摩川精機製の“ＡＵ６８０２”）が良く知られている。この変換ＩＣを用いた場合の構成例を図７に示す。

ブラシレスモータ１に取り付けられたレゾルバ２の励磁コイルには、制御装置３０を構成する変換ＩＣ１６に内蔵された発振器１４による励磁信号が、増幅器１２を介して入力される。レゾルバ２の出力コイルである余弦コイル及び正弦コイルの出力信号は、変換ＩＣ１６に内蔵される差動増幅器１３を介してレゾルバ／デジタル（Ｒ／Ｄ）変換器１５に入力され、ここで例えば１２ビットのデジタル信号に変換される。マイコン３１は、これらのデジタル信号を入力ポートから読み込むことによりモータ１の回転位置情報を得ている。

専用の変換ＩＣを用いることなく回転位置を検出する技術として、特許文献１に開示された構成を図８に示す。制御装置４０には励磁信号発生器１４及び増幅器１２が設けられ、レゾルバ２の励磁コイルが励磁される。余弦コイル及び正弦コイルの出力信号は、差動増幅器１３を介した後、同期検波回路１７及びローパスフィルタ１８を介してマイコン４１のアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）２２ｃに入力される。この際、交流成分を含む余弦コイル及び正弦コイルの出力信号は、同期検波回路１７及びローパスフィルタ１８により直流成分に変換されている。マイコン４１は、これらのＡ／Ｄ変換結果と変換テーブルに基づいてモータ１の回転位置を検出している。
特開２００１-２６４１１４号公報

図７に示すように専用の変換ＩＣを使用する構成では、精度の高い位置情報を得ることが出来るが、変換ＩＣが高コストであるという問題点がある。また、特許文献１に開示された構成では、ローパスフィルタ１８を使用するためモータ制御の応答性が悪くなるという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、レゾルバを使用したモータの回転位置検出を、低コストで且つ制御応答性の良い構成で実現することを可能としたモータ制御装置、及びモータの制御方法並びにコンピュータプログラムを提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するものにおいて、
制御周期に同期した励磁基準信号を形成及び出力し、前記モータ側に配置されているレゾルバに供給する基準信号形成手段と、
前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記制御周期に同期して且つ前記励磁基準信号の周期よりも速い周期でアナログ／デジタル変換し、その変換結果を演算することで、前記モータの回転位置を得る演算手段とを備えることを特徴とする。

即ち、レゾルバによって出力される正弦波信号と余弦波信号の振幅は、モータ（ロータ）の回転位置に応じて変化する。そこで、レゾルバに供給する励磁基準信号を、モータ巻線に対する通電を制御するための周期に同期させて形成し、且つ、演算手段が、その制御周期に同期して且つ励磁基準信号の周期よりも速い周期で正弦波信号及び余弦波信号をアナログ／デジタル変換し、その変換結果を演算すれば、正弦波信号及び余弦波信号の交流的な振幅変化が反映した値を得ることができる。そして、それらの演算結果を用いれば、ロータの回転位置を得ることができる。

尚、ここで言う「制御周期に同期」とは、必ずしも制御周期に一致することを意味するのみならず、励磁基準信号のレベルが変化するタイミングが制御における何れかの処理時点に一致することを含む意味で用いている。

本発明のモータ制御装置によれば、レゾルバの出力信号を変換するためのＩＣを用いることなく、また、特許文献１とは異なりレゾルバの出力信号にローパスフィルタを介すことなく、低コストで且つ制御応答性の良い構成でロータの回転位置を検出することができる。

以下、本発明の一実施例について図１乃至図６を参照して説明する。モータ制御装置の構成を示す図１において、制御装置２０は、ブラシレスモータ１の巻線に流れる電流を検出するための電流検出回路５を備えおり、電流検出回路５の出力端子は、マイクロコンピュータ（マイコン，演算手段）２１に内蔵のＡ／Ｄ変換器２２aに接続されている。電流検出回路５は、例えばインバータ主回路３の下アームとグランドとの間に挿入されるシャント抵抗の端子電圧を検出するように構成される。

インバータ主回路３は、例えば６個のＭＯＳＦＥＴを三相ブリッジ接続して構成されている。マイコン２１内蔵のＰＷＭ回路２３の６本の出力端子は、ゲートドライブ回路４を介して、インバータ主回路３を構成する各ＦＥＴのゲートに夫々接続されている。そして、インバータ主回路３により、ブラシレスモータ１の三相巻線に対してＰＷＭ電圧を供給する構成となっている。

マイコン２１は、後述する電流制御処理に同期したクロック信号Ｓ１を出力し、そのクロック信号Ｓ１は、励磁信号Ｓ２（励磁基準信号）を形成する同期励磁信号形成回路（基準信号形成手段）１１に与えられている。励磁信号Ｓ２は、増幅器１２を介して、ブラシレスモータ１に取り付けられたレゾルバ２の励磁コイルに供給される。
レゾルバ２の出力コイルである余弦コイルと正弦コイルとは差動増幅器１３の入力端子（＋，−）に夫々接続されており、差動増幅器１３の出力信号は、余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４としてマイコン２１のＡ／Ｄ変換器２２ｃに与えられている。また、マイコン２１は、内部のメモリ２４に制御プログラム（コンピュータプログラム）２５が記憶されており、そのプログラム２５に基づいて処理を実行するようになっている。

図２は、同期励磁信号形成回路１１の構成を示すものである。入力されるクロック信号Ｓ１は、高調波を除去するための抵抗とコンデンサからなるローパスフィルタ５０,５１,５２とバッファ用のオペアンプ５３を介した後、増幅器５４に供給される。増幅器５４内のコンデンサＣ１は，基準電位Ｖｒに対する直流成分を除去するために挿入されている。そして、抵抗Ｒ１,Ｒ２とコンデンサＣ２によって、出力信号である励磁信号Ｓ２の振幅と位相とが調整される。

次に、本実施例の作用について図３乃至図６も参照して説明する。図３は、マイコン２１がＰＷＭ回路２３の動作に同期して実行するＰＷＭ割込み処理を示すフローチャートである。ＰＷＭ割込み処理は、例えば５０μ秒周期で実行される。マイコン２１は、ステップＳ１で割込み処理回数をカウントし、続くステップＳ２では、そのカウント値が奇数か偶数かによって処理を２つの経路に分岐させる。

ステップＳ２でカウント値が奇数の場合、ステップＳ３に移行して同期励磁信号形成回路１１に対して出力するクロック信号Ｓ１をハイレベルとする。そして、ステップＳ４でＡ／Ｄ変換器２２ｃによる余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４のデータ読み込みを実行する。この時、Ａ／Ｄ変換結果は、夫々データＤ１,Ｄ２としてメモリ２４に記憶される。次のステップＳ５では、Ａ／Ｄ変換器２２ａによる電流検出回路５の検出結果の読み込みを実行する。これにより、ブラシレスモータ１の各相の巻線電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗが認識される。

尚、本実施例では、制御装置２０は所謂ベクトル制御により電流の制御を行っており、ステップＳ６では、後述する回転位置演算結果に基づいて、巻線電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗをｄ（direct）軸，ｑ（quadrature）軸の電流Ｉｄ,Ｉｑに変換する。ステップＳ７では、変換した電流Ｉｄ,Ｉｑと電流指令Ｉｄr,Ｉｑrとの差に基づいて比例積分（ＰＩ）制御を行い、電圧Ｖｄ,Ｖｑを決定する。ステップＳ８では、電圧Ｖｄ,Ｖｑから後述する回転位置演算結果に基づいてブラシレスモータ１に印加する各相の電圧Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを計算し、ＰＷＭ回路２３に出力する。
即ち、ステップＳ５〜Ｓ８の処理によって、モータ電流が検出され、指令値との比較結果により電圧が決定される電流制御動作が実行されるようになっている。つまり、図３のフローチャートがＰＷＭ変調の搬送波周期で実行されるのに対して、電流制御はその２倍の周期で実行されている。

一方、ステップＳ２でカウント値が遇数の場合はステップＳ９に移行する。ステップＳ９では、同期励磁信号形成回路１１に出力するクロック信号Ｓ１をローレベルとする。即ち、ステップＳ３，Ｓ９により、クロック信号Ｓ１はＰＷＭ変調の搬送波周期毎に反転されるため、搬送波周期に対して２倍周期の信号となる。続くステップＳ１０では、Ａ／Ｄ変換器２２ｃによる余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４のデータ読み込みを実行する。この場合も、Ａ／Ｄ変換結果は夫々データＤ３,Ｄ４としてメモリ２４に記憶される。

次のステップＳ１１では、まず、余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４の振幅に相当するデータとなる、Ａ／Ｄ変換結果の差を求める。以下に、その詳細を説明する。先ず、ステップＳ４にて取得したデータＤ１，Ｄ２と、ステップＳ９にて取得したデータＤ３，Ｄ４との差を求め、余弦データＤｘ,正弦データＤｙとする。
Ｄｘ＝Ｄ１―Ｄ３
Ｄｙ＝Ｄ２―Ｄ４
次に、これらのデータＤｘ,Ｄｙの関係から、図４に示すように８つのパターンに区別して異なる演算を実行することで、モータ１の回転位置Θを求める。
［パターン１］Ｄｘ≧０ 且つ Ｄｙ≧０ 且つ ｜Ｄｘ｜≧｜Ｄｙ｜
回転位置Θ＝arctan（Ｄｙ／Ｄｘ）
［パターン２］Ｄｘ≧０ 且つ Ｄｙ≧０ 且つ ｜Ｄｙ｜≧｜Ｄｘ｜
回転位置Θ＝π／２−arctan（Ｄｘ／Ｄｙ）
［パターン３］Ｄｘ＜０ 且つ Ｄｙ≧０ 且つ ｜Ｄ｜ｙ≧｜Ｄｘ｜
回転位置Θ＝π／２＋arctan（Ｄｘ／Ｄｙ）
［パターン４］Ｄｘ＜０ 且つ Ｄｙ≧０ 且つ ｜Ｄｘ｜≧｜Ｄｙ｜
回転位置Θ＝π−arctan（Ｄｙ／Ｄｘ）
［パターン５］Ｄｘ＜０ 且つ Ｄｙ＜０ 且つ ｜Ｄｘ｜≧｜Ｄｙ｜
回転位置Θ＝π＋arctan（Ｄｙ／Ｄｘ）
［パターン６］Ｄｘ＜０ 且つ Ｄｙ＜０ 且つ ｜Ｄｙ｜≧｜Ｄｘ｜
回転位置Θ＝−π／２−arctan（Ｄｘ／Ｄｙ）
［パターン７］Ｄｘ≧０ 且つ Ｄｙ＜０ 且つ ｜Ｄｙ｜≧｜Ｄｘ｜
回転位置Θ＝−π／２＋arctan（Ｄｘ／Ｄｙ）
［パターン８］Ｄｘ≧０ 且つ Ｄｙ＜０ 且つ ｜Ｄｘ｜≧｜Ｄｙ｜
回転位置Θ＝−arctan（Ｄｙ／Ｄｘ）
ここで、図４に示すように、Ｄｘ，Ｄｙの２次元座標における単位円を１／２象限（π／４）ずつ区切ることで８パターンに区別しているのは、関数arctan（アークタンジェント）の計算ではπ／２付近の計算精度が悪くなることから、その領域を避けて、０〜π／４の範囲のみを使用して計算を行うためである。

即ち、マイコン２１は、ステップＳ１０及びＳ１１により、レゾルバの出力信号をＰＷＭ周期でＡ／Ｄ変換し、ステップＳ１，Ｓ９において連続する２回のＡ／Ｄ変換結果に基づいた演算で回転位置Θを得ている。図５には、余弦データＤｘ，正弦データＤｙと回転位置Θの関係を示している。これら２つのデータＤｘ，Ｄｙの値を参照することで、回転位置Θを一意に決定することができる。

次に、図６のタイミングチャートを参照して、図３のフローチャートに基づく回転位置検出動作について説明する。図６（ａ）は、ＰＷＭ回路２３によって出力されるＰＷＭ信号の一例を示しており、このＰＷＭ信号の搬送波周期と同期してマイコン２１の割込み処理が図６（ｂ）の様に発生する。割込み処理では、前述したようにステップＳ１，Ｓ９における処理により、クロック信号Ｓ１が出力される（図６（ｃ）参照）。また、電流制御はＰＷＭ搬送波周期の倍の周期で行われているので、図６（ａ）に示すＰＷＭ信号のパルス幅は１回おきに変化している。

同期励磁信号形成回路１１により図６（ｄ）に示す励磁信号Ｓ２が形成されるが、ここでは時間t１の遅れを与えている。これは、後述するＡ／Ｄ変換タイミングを余弦信号Ｓ３や正弦信号Ｓ４の最大振幅タイミングと一致させるためである。励磁信号Ｓ２は増幅器１２を介してレゾルバ２の励磁コイルに印加される。そして、レゾルバ２の出力コイルからは、差動増幅器１３を介して余弦信号Ｓ３と（図６（ｅ）参照）正弦信号Ｓ４（図６（ｆ）参照）とがマイコン２１に与えられる。

割込み処理におけるステップＳ４，Ｓ１０では、図６（ｅ），（ｆ）及び（ｇ）に示すタイミングでＡ／Ｄ変換動作が行われ、余弦信号Ｓ３についてはデータＤ１，Ｄ３が図示のように取り込まれ、その差が余弦データＤｘとなる（図６（ｈ）参照）。また、余弦信号Ｓ４についてはデータＤ２，Ｄ４が図示の様に取り込まれ、その差が正弦データＤｙとなる（図６（ｈ）参照）。

以上のように本実施例によれば、マイコン２１は、ＰＷＭ変調における搬送波周期の２倍の周期を有するクロック信号Ｓ１を出力し、同期励磁信号形成回路１１は、そのクロック信号Ｓ１を低域濾波することで正弦波状の励磁信号Ｓ２を形成する。そして、マイコン２１は、モータ１に配置されたレゾルバ２によって出力される余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４を搬送波周期に同期してＡ／Ｄ変換すると、連続する２回のＡ／Ｄ変換結果の差により余弦データＤｘ，正弦データＤｙを得て、関数arctanを用いてロータの回転位置Θを演算するようにした。

即ち、この場合、マイコン２１がＡ／Ｄ変換を行う周期はＰＷＭ変調の搬送周期に等しいので、励磁信号Ｓ２並びに余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４の周期に対しては１／２の周期となり、余弦信号Ｓ３及び正弦信号Ｓ４の交流的な振幅変化が最大値，最小値を示す付近でＡ／Ｄ変換を行うことができる。従って、レゾルバ２の出力信号を変換するための専用ＩＣを用いることなく、また、特許文献１とは異なりレゾルバ２の出力信号にローパスフィルタを介すことなく、低コストで且つ制御応答性の良い構成で回転位置Θを検出することができる。

そして、マイコン２１がＰＷＭ制御周期に同期したクロック信号Ｓ１を出力し、同期励磁信号形成回路１１が励磁信号Ｓ２を形成するので、マイコン２１は、電流制御処理とＡ／Ｄ変換処理、及び回転位置検出演算を一連の動作で実行することが可能となるから、同期制御が容易となり、プログラムの負担を軽減することができる。また、マイコン２１は、Ａ／Ｄ変換して得られる正弦波データ及び余弦波データの正負及び大小関係により、８つの異なるパターンに区別して演算を行なうので、関数arctanを用いた演算を精度良く実行することができる。

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
励磁基準信号は、ＰＷＭ制御周期のｎ（ｎは自然数）倍の周期となるように形成すれば良く、それ対して余弦信号及び正弦信号をＡ／Ｄ変換する周期は、ＰＷＭ制御周期のｎ／２倍とすれば良い。

また、励磁基準信号を、電流制御周期を基準としてそのｎ（ｎは自然数）倍の周期にする場合、Ａ／Ｄ変換周期は電流制御周期のｎ／２倍とすれば良い。
電流制御処理の同期基準となるクロック信号を出力する回路は、マイコン２１の外部に存在しても良い。
計算精度の高さが要求されない場合には、関数arctanを用いた演算を８つのパターンに区別して行なう必要はない。

本発明の一実施例であり、モータ制御装置の構成を示す図 同期励磁信号形成回路の構成を示す図 マイクロコンピュータがＰＷＭ回路の動作に同期して実行するＰＷＭ割込み処理を示すフローチャート Ｄｘ，Ｄｙの２次元座標上で、回転位置を検出するための演算式を切換える８つのパターンを示す図 余弦データＤｘ，正弦データＤｙの値と回転位置Θとの関係を示す図 図３のフローチャートによる処理内容に対応する各信号の変化状態を示すタイミングチャート 従来技術を示す図１相当図（その１） 従来技術を示す図１相当図（その２）

符号の説明

図面中、１はブラシレスモータ、２はレゾルバ、１１は同期励磁信号形成回路、１２は増幅器、２１はマイクロコンピュータ、２３はＰＷＭ回路、２５は制御プログラムを示す。

Claims (13)

1. モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するモータ制御装置において、
   制御周期に同期した励磁基準信号を形成及び出力して、前記モータ側に配置されているレゾルバに供給する基準信号形成手段と、
   前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記制御周期に同期して且つ前記励磁基準信号の周期よりも速い周期でアナログ／デジタル変換し、その変換結果を演算することで、前記モータの回転位置を得る演算手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記基準信号形成手段は、電流制御周期のｎ倍（ｎは自然数）に同期した励磁基準信号形成し、
   前記演算手段は、前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記電流制御周期のｎ／２倍でアナログ／デジタル変換し、連続する２回のアナログ／デジタル変換結果を演算することで、前記モータの回転位置を得ることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記基準信号形成手段は、前記ＰＷＭ変調に使用する搬送波周期のｎ倍（ｎは自然数）に同期した励磁基準信号を形成し、
   前記演算手段は、前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記ＰＷＭ搬送波周期のｎ／２倍でアナログ／デジタル変換し、連続する２回のアナログ／デジタル変換結果を演算して前記モータの回転位置を得ることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
4. 前記演算手段は、制御周期に同期したクロック信号を出力し、
   前記基準信号形成手段は、前記クロック信号に同期した励磁基準信号を形成するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のモータ制御装置。
5. 前記演算手段は、アナログ／デジタル変換して得られる正弦波データ及び余弦波データの正負及び大小関係により、８つの異なるパターンに区別して演算を行なうことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のモータ制御装置。
6. モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するモータ制御方法において、
   制御周期に同期した励磁基準信号を形成して、前記モータ側に配置されているレゾルバに供給し、
   前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記制御周期に同期して且つ前記励磁基準信号の周期よりも速い周期でアナログ／デジタル変換し、
   その変換結果を演算することで、前記モータの回転位置を得ることを特徴とするモータ制御方法。
7. 電流制御周期のｎ倍（ｎは自然数）に同期した励磁基準信号を形成し、
   前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記電流制御周期のｎ／２倍でアナログ／デジタル変換し、
   連続する２回のアナログ／デジタル変換結果を演算することで、前記モータの回転位置を得ることを特徴とする請求項６記載のモータ制御方法。
8. 前記ＰＷＭ変調に使用する搬送波周期のｎ倍（ｎは自然数）に同期した励磁基準信号を形成し、
   前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記ＰＷＭ搬送波周期のｎ／２倍でアナログ／デジタル変換し、
   連続する２回のアナログ／デジタル変換結果を演算して前記モータの回転位置を得ることを特徴とする請求項６記載のモータ制御方法。
9. アナログ／デジタル変換して得られる正弦波データ及び余弦波データの正負及び大小関係により、８つの異なるパターンに区別して演算を行なうことを特徴とする請求項６乃至８の何れかに記載のモータ制御方法。
10. モータの回転位置を検出し、前記モータの巻線に通電する電流をＰＷＭ変調して制御するコンピュータによって実行されるプログラムであって、
    制御周期に同期した励磁基準信号を形成させて、前記モータ側に配置されているレゾルバに供給させ、
    前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記制御周期に同期して且つ前記励磁基準信号の周期よりも速い周期でアナログ／デジタル変換させ、
    その変換結果を演算させることで、前記モータの回転位置を得るように処理させることを特徴とするコンピュータプログラム。
11. 電流制御周期のｎ倍（ｎは自然数）に同期した励磁基準信号を形成させ、
    前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記電流制御周期のｎ／２倍でアナログ／デジタル変換させ、
    連続する２回のアナログ／デジタル変換結果を演算させることで、前記モータの回転位置を得るように処理させることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータプログラム。
12. 前記ＰＷＭ変調に使用する搬送波周期のｎ倍（ｎは自然数）に同期した励磁基準信号を形成させ、
    前記レゾルバによって出力される正弦波信号及び余弦波信号を、前記ＰＷＭ搬送波周期のｎ／２倍でアナログ／デジタル変換させ、
    連続する２回のアナログ／デジタル変換結果を演算して前記モータの回転位置を得るように処理させることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータプログラム。
13. アナログ／デジタル変換して得られる正弦波データ及び余弦波データの正負及び大小関係により、８つの異なるパターンに区別して演算を行なわせることを特徴とする請求項１０乃至１２の何れかに記載のコンピュータプログラム。
    
    

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