JPH0136172B2 - - Google Patents
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- JPH0136172B2 JPH0136172B2 JP57003137A JP313782A JPH0136172B2 JP H0136172 B2 JPH0136172 B2 JP H0136172B2 JP 57003137 A JP57003137 A JP 57003137A JP 313782 A JP313782 A JP 313782A JP H0136172 B2 JPH0136172 B2 JP H0136172B2
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- pulse
- signal
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
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- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 1
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/02—Analogue recording or reproducing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は磁気再生装置に係り、コントロールト
ラツクから再生した被振幅変調波のピーク値をそ
の1又は半サイクル毎に検出してその検出パター
ンを判別することにより、被振幅変調波より検出
したコントロール信号が供給されるサーボ回路の
動作をドロツプアウトやノイズ等に対しても安定
に行ない得、しかも上記被振幅変調波から例えば
再生音声信号のワウ・フラツタ成分を低域するた
めのパイロツト信号をも再生し得る磁気再生装置
を提供することを目的とする。
ラツクから再生した被振幅変調波のピーク値をそ
の1又は半サイクル毎に検出してその検出パター
ンを判別することにより、被振幅変調波より検出
したコントロール信号が供給されるサーボ回路の
動作をドロツプアウトやノイズ等に対しても安定
に行ない得、しかも上記被振幅変調波から例えば
再生音声信号のワウ・フラツタ成分を低域するた
めのパイロツト信号をも再生し得る磁気再生装置
を提供することを目的とする。
ヘリカルスキヤン型磁気記録再生装置(以下
「VTR」という)は、周知の如く、記録再生時に
キヤプスタンサーボをかけて磁気テープ走行速度
を一定としているが、近年の記録再生時間の長時
間化のため磁気テープ走行速度が遅くされている
ため、外乱による速度変化が大であり、また磁気
テープの伸びや縮みの長さに対するワウ・フラツ
タの影響が大となつた。このワウ・フラツタは磁
気テープ長手方向に対して傾斜したビデオトラツ
クと回転ヘツドとの相対線速度よりも磁気テープ
長手方向に沿うオーデイオトラツク(及びコント
ロールトラツク)とオーデイオヘツド(及びコン
トロールヘツド5との相対線速度の方がオーデイ
オヘツド(及びコントロールヘツド)が固定であ
ることから遥かに小であるため、再生音声信号
(及び再生コントロール信号)に与える悪影響が
大である。
「VTR」という)は、周知の如く、記録再生時に
キヤプスタンサーボをかけて磁気テープ走行速度
を一定としているが、近年の記録再生時間の長時
間化のため磁気テープ走行速度が遅くされている
ため、外乱による速度変化が大であり、また磁気
テープの伸びや縮みの長さに対するワウ・フラツ
タの影響が大となつた。このワウ・フラツタは磁
気テープ長手方向に対して傾斜したビデオトラツ
クと回転ヘツドとの相対線速度よりも磁気テープ
長手方向に沿うオーデイオトラツク(及びコント
ロールトラツク)とオーデイオヘツド(及びコン
トロールヘツド5との相対線速度の方がオーデイ
オヘツド(及びコントロールヘツド)が固定であ
ることから遥かに小であるため、再生音声信号
(及び再生コントロール信号)に与える悪影響が
大である。
このワウ・フラツタを小さくするためには、キ
ヤプスタンサーボ系の速度制御回路内のFGパル
ス発生器からキヤプスタンの1回転当たり発生さ
れるパルス数を増すことが考えられるが、製造上
の制約から上記のワウ・フラツタ低域に必要なパ
ルスを得ることができず、他方、キヤプスタン軸
に固定されるフライホイールの直径を大にするこ
とによりワウ・フラツタ低域は可能であるが、
VTRの小型軽量化に制限を与えてしまうという
欠点があつた。
ヤプスタンサーボ系の速度制御回路内のFGパル
ス発生器からキヤプスタンの1回転当たり発生さ
れるパルス数を増すことが考えられるが、製造上
の制約から上記のワウ・フラツタ低域に必要なパ
ルスを得ることができず、他方、キヤプスタン軸
に固定されるフライホイールの直径を大にするこ
とによりワウ・フラツタ低域は可能であるが、
VTRの小型軽量化に制限を与えてしまうという
欠点があつた。
本発明はドロツプアウトやノイズ等によつてキ
ヤプスタンサーボに悪影響を受けることなく上記
の欠点を除去したものであり、以下その一実施例
について説明する。
ヤプスタンサーボに悪影響を受けることなく上記
の欠点を除去したものであり、以下その一実施例
について説明する。
本発明装置につき説明するに先立ち、まず本発
明装置で再生し得る本出願人が先に提案した信号
記録系の一例につき第1図乃至第4図と共に説明
する。第1図のブロツク系統図において、入力端
子1に入来した記録すべきフイールド周波数60Hz
の複合映像信号は、同期信号分離回路2を経て複
合同期信号が分離抽出された後垂直同期信号分離
回路3に供給され、ここで第2図A及び第3図A
に示す垂直同期信号のみが取り出される。この垂
直同期信号は分周器4に供給され、ここで1/2分
周されて第2図B及び第3図Bに示す如き繰り返
し周波数30Hzのパルス(これが後述のコントロー
ル信号となる)とされた後、単安定マルチバイブ
レータ(以下「モノマルチ」という)5,6及び
位相比較器7に夫々供給される。
明装置で再生し得る本出願人が先に提案した信号
記録系の一例につき第1図乃至第4図と共に説明
する。第1図のブロツク系統図において、入力端
子1に入来した記録すべきフイールド周波数60Hz
の複合映像信号は、同期信号分離回路2を経て複
合同期信号が分離抽出された後垂直同期信号分離
回路3に供給され、ここで第2図A及び第3図A
に示す垂直同期信号のみが取り出される。この垂
直同期信号は分周器4に供給され、ここで1/2分
周されて第2図B及び第3図Bに示す如き繰り返
し周波数30Hzのパルス(これが後述のコントロー
ル信号となる)とされた後、単安定マルチバイブ
レータ(以下「モノマルチ」という)5,6及び
位相比較器7に夫々供給される。
モノマルチ5は上記パルスの立上りによりトリ
ガーされて第2図Cに示す如き幅の狭いパルスを
リセツトパルスとして後記のカウンタ10のリセ
ツト端子に印加し、そのリセツトパルスの立下り
でカウンタ10をリセツトする。またモノマルチ
6は分周器4よりのパルスの立上りによりトリガ
ーされ、第2図D及び第3図Cに示す如く、例え
ばカウンタ10の出力パルス(第2図Eに示す)
の三周期程度の幅Tのパルスを出力する。なお、
第2図A〜Fと第3図A〜Cとは夫々時間軸を異
ならせて図示してある。
ガーされて第2図Cに示す如き幅の狭いパルスを
リセツトパルスとして後記のカウンタ10のリセ
ツト端子に印加し、そのリセツトパルスの立下り
でカウンタ10をリセツトする。またモノマルチ
6は分周器4よりのパルスの立上りによりトリガ
ーされ、第2図D及び第3図Cに示す如く、例え
ばカウンタ10の出力パルス(第2図Eに示す)
の三周期程度の幅Tのパルスを出力する。なお、
第2図A〜Fと第3図A〜Cとは夫々時間軸を異
ならせて図示してある。
一方、位相比較器7は電圧制御発振器(以下
「VCO」という)8及び14ビツトのカウンタよ
り構成されている分周器9と共に周知のフエー
ズ・ロツクド・ループ(以下「PLL」という)
を構成しており、位相比較器7の出力位相誤差電
圧により発振周波数が可変制御されてVCO8か
らは分周器4の繰り返し周波数30Hzのパルスに位
相同期した、繰り返し周波数491.52kHz(=30×
214)のパルスが取り出され、カウンタ10にク
ロツクパルスとして印加される。
「VCO」という)8及び14ビツトのカウンタよ
り構成されている分周器9と共に周知のフエー
ズ・ロツクド・ループ(以下「PLL」という)
を構成しており、位相比較器7の出力位相誤差電
圧により発振周波数が可変制御されてVCO8か
らは分周器4の繰り返し周波数30Hzのパルスに位
相同期した、繰り返し周波数491.52kHz(=30×
214)のパルスが取り出され、カウンタ10にク
ロツクパルスとして印加される。
カウンタ10は10ビツトのカウンタであり、モ
ノマルチ5よりの第2図Cに示すパルスの立上り
時点よりVCO8よりのクロツクパルスの計数を
開始し、このクロツクパルスを512(=29)個計数
する毎に極性が反転するパルス、すなわち上記ク
ロツクパルスを1/1024分周した第2図Eに示す如
き繰り返し周波数480Hzの一定振幅のパルスを出
力し、これを不要周波数成分と除去する低域フイ
ルタ11を通して一定振幅の正弦波とした後変調
器12に供給する。ここで、低域フイルタ11に
より変調器12に搬送波として供給される信号波
形を正弦波としたのは、磁気記録再生で伝送し得
る帯域は低く、もしカウンタ10の出力パルスを
伝送するときはこのパルス高調波を含んでいるの
で、特にテープ走行速度が遅くされて記録再生さ
れる磁気テープを介してはその周波数成分をすべ
て伝送できず、加えてその伝送帯域は信号の振幅
が大きくなるほど狭くなるため搬送波がパルスの
ときは被振幅変調波の帯域がレベルによつて異な
り、歪の発生のしかたがレベルによつて相違し、
ワウ・フラツタの低域効果を十分に望めないから
であり、一方、正弦波とすることにより伝送する
周波数を単一にできるので、上記の不都合を防止
できる。
ノマルチ5よりの第2図Cに示すパルスの立上り
時点よりVCO8よりのクロツクパルスの計数を
開始し、このクロツクパルスを512(=29)個計数
する毎に極性が反転するパルス、すなわち上記ク
ロツクパルスを1/1024分周した第2図Eに示す如
き繰り返し周波数480Hzの一定振幅のパルスを出
力し、これを不要周波数成分と除去する低域フイ
ルタ11を通して一定振幅の正弦波とした後変調
器12に供給する。ここで、低域フイルタ11に
より変調器12に搬送波として供給される信号波
形を正弦波としたのは、磁気記録再生で伝送し得
る帯域は低く、もしカウンタ10の出力パルスを
伝送するときはこのパルス高調波を含んでいるの
で、特にテープ走行速度が遅くされて記録再生さ
れる磁気テープを介してはその周波数成分をすべ
て伝送できず、加えてその伝送帯域は信号の振幅
が大きくなるほど狭くなるため搬送波がパルスの
ときは被振幅変調波の帯域がレベルによつて異な
り、歪の発生のしかたがレベルによつて相違し、
ワウ・フラツタの低域効果を十分に望めないから
であり、一方、正弦波とすることにより伝送する
周波数を単一にできるので、上記の不都合を防止
できる。
変調器12はモノマルチ6よりの第2図D及び
第3図Cに示す繰り返し周波数30Hzのパルスを変
調信号として供給され、低域フイルタ11よりの
480Hzの正弦波を搬送波として供給されて振幅変
調を行ない、これより第2図F及び第4図に示す
如き波形の被振幅変調波を出力する。ここで、モ
ノマルチ5の遅延時間を可変することにより、カ
ウンタ10のリセツトタイミング(すなわち第2
図Cに示すモノマルチ5の出力パルスの立下り時
点)を可変することができ、第2図Eに示すカウ
ンタ10の出力パルスを同図E中、左又は右方向
へ動かすことができ、これにより第2図Fに示す
被振幅変調波の振幅変化点の位相が変えられ
る。またモノマルチ6の遅延時間を変えることに
より、第2図Fにで示す被振幅変調波の振幅変
化点の位相を変えることができる。更に変調器1
2内のボリウムにより第2図Fにで示す被振幅
変調波の振幅を可変することができる。
第3図Cに示す繰り返し周波数30Hzのパルスを変
調信号として供給され、低域フイルタ11よりの
480Hzの正弦波を搬送波として供給されて振幅変
調を行ない、これより第2図F及び第4図に示す
如き波形の被振幅変調波を出力する。ここで、モ
ノマルチ5の遅延時間を可変することにより、カ
ウンタ10のリセツトタイミング(すなわち第2
図Cに示すモノマルチ5の出力パルスの立下り時
点)を可変することができ、第2図Eに示すカウ
ンタ10の出力パルスを同図E中、左又は右方向
へ動かすことができ、これにより第2図Fに示す
被振幅変調波の振幅変化点の位相が変えられ
る。またモノマルチ6の遅延時間を変えることに
より、第2図Fにで示す被振幅変調波の振幅変
化点の位相を変えることができる。更に変調器1
2内のボリウムにより第2図Fにで示す被振幅
変調波の振幅を可変することができる。
このようにして生成された被振幅変調波は増幅
器13で適当なレベルに増幅された後混合器14
に供給され、ここでバイアス発振器15よりのバ
イアス信号と重畳された後、固定のコントロール
ヘツド16に供給され、磁気テープ17上その長
手方向に沿うコントロールトラツクに記録され
る。一方、これと同時に入力端子18a,18b
に入来した第1、第2のチヤンネルの音声信号
は、増幅器19a,19bを経て混合器20a,
20bに供給され、ここでバイアス発振器15よ
りのバイアス信号と重畳された後固定のオーデイ
オヘツド21c,21bに印加され、これにより
磁気テープ17上その長手方向に沿う第1、第2
のオーデイオトラツクに夫々記録される。なお、
入力端子1に入来した複合映像信号は周知の如く
記録系(図示せず)を通して回転ヘツド(図示せ
ず)により磁気テープ17上傾斜ビデオトラツク
に記録される。
器13で適当なレベルに増幅された後混合器14
に供給され、ここでバイアス発振器15よりのバ
イアス信号と重畳された後、固定のコントロール
ヘツド16に供給され、磁気テープ17上その長
手方向に沿うコントロールトラツクに記録され
る。一方、これと同時に入力端子18a,18b
に入来した第1、第2のチヤンネルの音声信号
は、増幅器19a,19bを経て混合器20a,
20bに供給され、ここでバイアス発振器15よ
りのバイアス信号と重畳された後固定のオーデイ
オヘツド21c,21bに印加され、これにより
磁気テープ17上その長手方向に沿う第1、第2
のオーデイオトラツクに夫々記録される。なお、
入力端子1に入来した複合映像信号は周知の如く
記録系(図示せず)を通して回転ヘツド(図示せ
ず)により磁気テープ17上傾斜ビデオトラツク
に記録される。
次に本発明装置の一実施例につき第5図乃至第
7図と共に説明する。第5図は本発明装置の一実
施例の要部の回路系統図を示す。同図中、23は
コントロールヘツドで、磁気テープ17のコント
ロールトラツクに記録されている前記被振幅変調
波を再生する。このコントロールヘツド23の出
力再生信号は増幅器24で増幅された後低域フイ
ルタ25に供給され、ここでS/Nを向上させる
ため不要高周波数成分が除去されて第6図Aに示
す如き再生被振幅変調波aとされた後コンパレー
タ26、サンプリングホールド回路28,29に
夫々供給される。コンパレータ26は再生被振幅
変調波aがゼロレベルを横切る毎に正負に反転す
る第6図Bに示すパルスbを出力端子27より後
記の第7図に示す回路へ出力する。このパルスb
は繰り返し周波数が480Hzであり、ワウ・フラツ
タによる再生音声信号の時間軸変動成分(以下、
「ワウ・フラツタ成分」という)の低域のために
用いられる。
7図と共に説明する。第5図は本発明装置の一実
施例の要部の回路系統図を示す。同図中、23は
コントロールヘツドで、磁気テープ17のコント
ロールトラツクに記録されている前記被振幅変調
波を再生する。このコントロールヘツド23の出
力再生信号は増幅器24で増幅された後低域フイ
ルタ25に供給され、ここでS/Nを向上させる
ため不要高周波数成分が除去されて第6図Aに示
す如き再生被振幅変調波aとされた後コンパレー
タ26、サンプリングホールド回路28,29に
夫々供給される。コンパレータ26は再生被振幅
変調波aがゼロレベルを横切る毎に正負に反転す
る第6図Bに示すパルスbを出力端子27より後
記の第7図に示す回路へ出力する。このパルスb
は繰り返し周波数が480Hzであり、ワウ・フラツ
タによる再生音声信号の時間軸変動成分(以下、
「ワウ・フラツタ成分」という)の低域のために
用いられる。
また上記のパルスbはモノマルチ30に供給さ
れ、その立上りでこれをトリガーして第6図Cに
示すパルスcに変換された後モノマルチ32に印
加されてその立下りでこれをトリガーして同図D
に示すパルスdとされる。これと同時にパルスb
はモノマルチ31に供給され、その立下りでこれ
をトリガーして第6図Eに示すパルスeに変換さ
れた後、そのパルスeの立下りでモノマルチ33
をトリガーして同図Fに示すパルスfに変換され
る。このようにして得られた上記のパルスd及び
fは夫々再生被振幅変調波aの所定の零クロス点
よりπ/2rad位相の遅れたパルスで、パルスdは
再生被振幅変調波aの正のピーク点付近でのみハ
イレベルとなり、パルスfは再生被振幅変調波a
の負のピーク点付近でのみハイレベルとなる。パ
ルスdはサンプリングホールド回路28に供給さ
れ、ここで再生被振幅変調波aの正のピーク点を
その一周期期間サンプリングホールドする。他
方、パルスfはサンプリングホールド回路29に
供給され、ここで再生被振幅変調波aの負のピー
ク点をその一周波期間サンプリングホールドす
る。サンプリングホールド回路28,29の出力
信号は、積分回路34,35により平均電圧が求
められた後、抵抗による分圧回路36に供給さ
れ、ここで第6図Aに示す正側振幅判定基準電圧
LHと負側振幅判定用基準電圧LLに変換される。
れ、その立上りでこれをトリガーして第6図Cに
示すパルスcに変換された後モノマルチ32に印
加されてその立下りでこれをトリガーして同図D
に示すパルスdとされる。これと同時にパルスb
はモノマルチ31に供給され、その立下りでこれ
をトリガーして第6図Eに示すパルスeに変換さ
れた後、そのパルスeの立下りでモノマルチ33
をトリガーして同図Fに示すパルスfに変換され
る。このようにして得られた上記のパルスd及び
fは夫々再生被振幅変調波aの所定の零クロス点
よりπ/2rad位相の遅れたパルスで、パルスdは
再生被振幅変調波aの正のピーク点付近でのみハ
イレベルとなり、パルスfは再生被振幅変調波a
の負のピーク点付近でのみハイレベルとなる。パ
ルスdはサンプリングホールド回路28に供給さ
れ、ここで再生被振幅変調波aの正のピーク点を
その一周期期間サンプリングホールドする。他
方、パルスfはサンプリングホールド回路29に
供給され、ここで再生被振幅変調波aの負のピー
ク点をその一周波期間サンプリングホールドす
る。サンプリングホールド回路28,29の出力
信号は、積分回路34,35により平均電圧が求
められた後、抵抗による分圧回路36に供給さ
れ、ここで第6図Aに示す正側振幅判定基準電圧
LHと負側振幅判定用基準電圧LLに変換される。
上記の基準電圧LHはコンパレータ37の反転
入力端子に印加され、その非反転入力端子に印加
されるサンプリングホールド回路28の出力電圧
とレベル比較される。他方、上記の基準電圧LL
はコンパレータ38の非反転入力端子に印加さ
れ、その反転入力端子に印加されるサンプリング
ホールド回路29の出力電圧とレベル比較され
る。この結果、コンパレータ37は第6図Hに示
すパルスhを出力して2入力NAND回路39の
一方の入力端子に印加する一方、ダイオードD1、
抵抗R1及びコンデンサC1よりなる積分回路40
に印加する。この積分回路40はパルスhがハイ
レベルとなると抵抗R1を介してコンデンサC1に
抵抗R1及びコンデンサC1の各値の積により定ま
る充電時定数に従つて充電された後その充電電圧
を保持し、他方パルスhがローレベルとなるとコ
ンデンサC1の充電電荷をダイオードD1を介して
瞬時に放電する。従つて積分回路40の出力電圧
は第6図Jに示す如き電圧jとなりシフトレジス
タ41のリセツト端子に印加され、その立下り時
点(これは再生被振幅変調波aの小振幅ピーク点
の最初のサンプリングホールド時点である)まで
のハイレベル期間リセツトし続ける。
入力端子に印加され、その非反転入力端子に印加
されるサンプリングホールド回路28の出力電圧
とレベル比較される。他方、上記の基準電圧LL
はコンパレータ38の非反転入力端子に印加さ
れ、その反転入力端子に印加されるサンプリング
ホールド回路29の出力電圧とレベル比較され
る。この結果、コンパレータ37は第6図Hに示
すパルスhを出力して2入力NAND回路39の
一方の入力端子に印加する一方、ダイオードD1、
抵抗R1及びコンデンサC1よりなる積分回路40
に印加する。この積分回路40はパルスhがハイ
レベルとなると抵抗R1を介してコンデンサC1に
抵抗R1及びコンデンサC1の各値の積により定ま
る充電時定数に従つて充電された後その充電電圧
を保持し、他方パルスhがローレベルとなるとコ
ンデンサC1の充電電荷をダイオードD1を介して
瞬時に放電する。従つて積分回路40の出力電圧
は第6図Jに示す如き電圧jとなりシフトレジス
タ41のリセツト端子に印加され、その立下り時
点(これは再生被振幅変調波aの小振幅ピーク点
の最初のサンプリングホールド時点である)まで
のハイレベル期間リセツトし続ける。
一方、コンパレータ38は第6図Iに示す出力
電圧iを出力してNAND回路39の他方の入力
端子に印加する。これにより、NAND回路39
からは第6図Kに示す如きパルスkが取り出され
てシフトレジスタ41のデータ端子に印加され
る。このシフトレジスタ41は前記パルスc及び
eを夫々OR回路42を通して得た第6図Gに示
す繰り返し周波数960Hzのパルスgの立上りに同
期してそのデータ端子に印加されるパルスkをシ
フトして8ビツトの出力端子Q1〜Q8より順次出
力する。ここで、前記再生被振幅変調波aの第6
図Aに及びで示す点は振幅変化点であり、こ
れがサンプリングホールド回路28,29により
サンプリングホールドされるが、サンプリングホ
ールドが不確定であるから、コンパレータ37,
38によるレベル比較結果がどのようになるか不
確定となる。従つて、コンパレータ37の出力電
圧h中には、第6図Hに×印h1で示す如く振幅変
化点に対応した不確定部分が存在し、他方コン
パレータ38の出力電圧iには、同図Iに×印i1
で示す如く振幅化点に対応した不確定部分が存
在する。
電圧iを出力してNAND回路39の他方の入力
端子に印加する。これにより、NAND回路39
からは第6図Kに示す如きパルスkが取り出され
てシフトレジスタ41のデータ端子に印加され
る。このシフトレジスタ41は前記パルスc及び
eを夫々OR回路42を通して得た第6図Gに示
す繰り返し周波数960Hzのパルスgの立上りに同
期してそのデータ端子に印加されるパルスkをシ
フトして8ビツトの出力端子Q1〜Q8より順次出
力する。ここで、前記再生被振幅変調波aの第6
図Aに及びで示す点は振幅変化点であり、こ
れがサンプリングホールド回路28,29により
サンプリングホールドされるが、サンプリングホ
ールドが不確定であるから、コンパレータ37,
38によるレベル比較結果がどのようになるか不
確定となる。従つて、コンパレータ37の出力電
圧h中には、第6図Hに×印h1で示す如く振幅変
化点に対応した不確定部分が存在し、他方コン
パレータ38の出力電圧iには、同図Iに×印i1
で示す如く振幅化点に対応した不確定部分が存
在する。
従つて、NAND回路39の出力パルスk中に
も、第6図Kに×印で示す如く、不確定部分i1に
よる不確定部分k1と不確定部分h1による不確定部
分k2とが夫々存在することになる。このパルスk
は前記した如く、シフトレジスタ41のデータと
して印加され、パルスgの立上りでシフトされる
が、リセツトパルスjがローレベルとなるまでシ
フトレジスタ41はリセツトされ続けているの
で、上記の不確定部分k1はシフトレジスタ41の
Q1〜Q8の各出力端子には出力されず無関係とな
る。
も、第6図Kに×印で示す如く、不確定部分i1に
よる不確定部分k1と不確定部分h1による不確定部
分k2とが夫々存在することになる。このパルスk
は前記した如く、シフトレジスタ41のデータと
して印加され、パルスgの立上りでシフトされる
が、リセツトパルスjがローレベルとなるまでシ
フトレジスタ41はリセツトされ続けているの
で、上記の不確定部分k1はシフトレジスタ41の
Q1〜Q8の各出力端子には出力されず無関係とな
る。
この結果、シフトレジスタ41のQ1〜Q8の各
出力端子には第6図L〜Sに夫々示す如きパルス
が取り出される。これらの出力パルス中、第6図
Lに示すQ1出力パルスはインバータ43を通し
て7入力AND回路45に印加され、同図Sに示
すQ8出力パルスはインバータ44を通してAND
回路45に印加され、更にQ3〜Q7の各出力パル
スもAND回路45に夫々印加されるが、同図M
に示すQ2出力パルスはAND回路45には印加さ
れない。これにより、AND回路45からは第6
図Tに示す如きパルスtが取り出され、出力端子
46よりコントロール信号として出力される。
出力端子には第6図L〜Sに夫々示す如きパルス
が取り出される。これらの出力パルス中、第6図
Lに示すQ1出力パルスはインバータ43を通し
て7入力AND回路45に印加され、同図Sに示
すQ8出力パルスはインバータ44を通してAND
回路45に印加され、更にQ3〜Q7の各出力パル
スもAND回路45に夫々印加されるが、同図M
に示すQ2出力パルスはAND回路45には印加さ
れない。これにより、AND回路45からは第6
図Tに示す如きパルスtが取り出され、出力端子
46よりコントロール信号として出力される。
ところで、コントロール信号は記録時には垂直
同期信号の位相と一致しているが、この再生コン
トロール信号tは垂直同期信号と第6図TにTS
で示す期間、位相が遅れている。しかし、記録系
の変調器12に変調信号として供給される第2図
D及び第3図Cに示すパルス(コントロール信
号)と、変調器12に搬送波として供給される低
域フイルタ11よりの正弦波とは、夫々一定の位
相関係に管理されているので、ずれ期間TSを一
定値に管理することが可能となり、従来と全く変
らない精度のトラツキングサーボ動作が可能とな
る。
同期信号の位相と一致しているが、この再生コン
トロール信号tは垂直同期信号と第6図TにTS
で示す期間、位相が遅れている。しかし、記録系
の変調器12に変調信号として供給される第2図
D及び第3図Cに示すパルス(コントロール信
号)と、変調器12に搬送波として供給される低
域フイルタ11よりの正弦波とは、夫々一定の位
相関係に管理されているので、ずれ期間TSを一
定値に管理することが可能となり、従来と全く変
らない精度のトラツキングサーボ動作が可能とな
る。
また本実施例によれば、再生被振幅変調波aの
零クロス点より位相π/2(rad)遅れた再生被振
幅変調波aのピーク点をサンプリングホールドし
てその電圧をチエツクし、結果の現われるパター
ンを調べているので、ドロツプアウトやノイズを
誤つて検出することは無い(なお、再生被振幅変
調波aの1サイクル毎の振幅ピーク点を検出する
ようにしてもよい。)。ドロツプアウトやノイズを
誤つてコントロールパルスとして検出してしまう
よりも、むしろコントロールパルスとして検出出
力しない方がサーボ回路にとつて好ましい。更
に、本実施例ではAND回路45によりシフトレ
ジスタ41の7個の出力パルスの一致をチエツク
しているが、シフトレジスタ41の段数等を増減
することにより、検出精度を任意に設定すること
ができる。
零クロス点より位相π/2(rad)遅れた再生被振
幅変調波aのピーク点をサンプリングホールドし
てその電圧をチエツクし、結果の現われるパター
ンを調べているので、ドロツプアウトやノイズを
誤つて検出することは無い(なお、再生被振幅変
調波aの1サイクル毎の振幅ピーク点を検出する
ようにしてもよい。)。ドロツプアウトやノイズを
誤つてコントロールパルスとして検出してしまう
よりも、むしろコントロールパルスとして検出出
力しない方がサーボ回路にとつて好ましい。更
に、本実施例ではAND回路45によりシフトレ
ジスタ41の7個の出力パルスの一致をチエツク
しているが、シフトレジスタ41の段数等を増減
することにより、検出精度を任意に設定すること
ができる。
次に本発明装置の再生音声信号のワウ・フラツ
タ成分低減動作につき第7図に示すブロツク系統
図と共に説明する。同図中、端子27にパイロツ
ト信号として入来した第6図Bに示すパルスbは
PLL47及び切換スイツチSWの端子イに夫々加
えられる。パルスbは磁気テープ17のコントロ
ールトラツクから再生された信号であり、コント
ロールトラツクと同様にテープ長手方向に沿つて
形成されたオーデイオトラツクから再生された音
声信号と同一のワウ・フラツタ成分を有してい
る。PLL47は入力パルスbの周波数変動に追
従するように設計してあり、入力パルスbにドロ
ツプアウトが多い時でもPLL47はPLL47内
のVCOの可変範囲内で発振を続けて入力パルス
bに位相同期してパルスを出力し後段の回路の誤
動作を防止することができる。
タ成分低減動作につき第7図に示すブロツク系統
図と共に説明する。同図中、端子27にパイロツ
ト信号として入来した第6図Bに示すパルスbは
PLL47及び切換スイツチSWの端子イに夫々加
えられる。パルスbは磁気テープ17のコントロ
ールトラツクから再生された信号であり、コント
ロールトラツクと同様にテープ長手方向に沿つて
形成されたオーデイオトラツクから再生された音
声信号と同一のワウ・フラツタ成分を有してい
る。PLL47は入力パルスbの周波数変動に追
従するように設計してあり、入力パルスbにドロ
ツプアウトが多い時でもPLL47はPLL47内
のVCOの可変範囲内で発振を続けて入力パルス
bに位相同期してパルスを出力し後段の回路の誤
動作を防止することができる。
しかしながら、PLL47は入力パルスbの周
波数変動に完全には追従できないため、PLL4
7を通さない場合よりワウ・フラツタの低減効果
が僅かに劣る。従つて、切換スイツチSWは入力
パルスbにドロツプアウトが多い時にのみ端子ロ
とハとの間を接続してPLL47を通したパルス
bを取り出し、入力パルスbにドロツプアウトが
無い時には(実際にはドロツプアウトは殆ど無
い)、端子イとハとの間を接続してPLL47を通
さないようにされる。切換スイツチSWの端子ハ
より取り出されたパルスbは分周器48及び可変
遅延回路を構成するバケツト・ブリゲート・デバ
イス(BBD)49に夫々供給される。
波数変動に完全には追従できないため、PLL4
7を通さない場合よりワウ・フラツタの低減効果
が僅かに劣る。従つて、切換スイツチSWは入力
パルスbにドロツプアウトが多い時にのみ端子ロ
とハとの間を接続してPLL47を通したパルス
bを取り出し、入力パルスbにドロツプアウトが
無い時には(実際にはドロツプアウトは殆ど無
い)、端子イとハとの間を接続してPLL47を通
さないようにされる。切換スイツチSWの端子ハ
より取り出されたパルスbは分周器48及び可変
遅延回路を構成するバケツト・ブリゲート・デバ
イス(BBD)49に夫々供給される。
入力パルスbの繰り返し周波数は480Hzであり、
これより直接、低いワウ・フラツタ成分を検出す
るのは困難であるので、分周器48は切換スイツ
チSWよりのパルスbを例えば1/6分周して80Hz
とした後PLL50に供給し、ここで1Hz以上の
ワウ・フラツタ成分が検出され電圧変化として取
り出す。このPLL50の出力電圧はVCO51の発
振制御電圧として印加される。VCO51は可変
遅延回路を構成するBBD49,61及び61b
のクロツクパルスを作るための発振器で、その出
力発振周波数をクロツクドライブ回路52及び5
3に夫々供給し、ここでBBD用クロツクパルス
に整形させる。BBD49,61a及び61bは
夫々同じ段数で、1Hz以上のワウ・フラツタ成分
を改善するために遅延時間の可変範囲を大きくす
る必要性から多い段階のものが使用される。また
クロツクドライブ回路52,53は一回路で3つ
のBBD49,61a,61bを同時に駆動でき
るものならば一回路を共用してもよい。
これより直接、低いワウ・フラツタ成分を検出す
るのは困難であるので、分周器48は切換スイツ
チSWよりのパルスbを例えば1/6分周して80Hz
とした後PLL50に供給し、ここで1Hz以上の
ワウ・フラツタ成分が検出され電圧変化として取
り出す。このPLL50の出力電圧はVCO51の発
振制御電圧として印加される。VCO51は可変
遅延回路を構成するBBD49,61及び61b
のクロツクパルスを作るための発振器で、その出
力発振周波数をクロツクドライブ回路52及び5
3に夫々供給し、ここでBBD用クロツクパルス
に整形させる。BBD49,61a及び61bは
夫々同じ段数で、1Hz以上のワウ・フラツタ成分
を改善するために遅延時間の可変範囲を大きくす
る必要性から多い段階のものが使用される。また
クロツクドライブ回路52,53は一回路で3つ
のBBD49,61a,61bを同時に駆動でき
るものならば一回路を共用してもよい。
BBD49の遅延時間はクロツクドライブ回路
52よりのクロツクパルスにより入力パルスbの
1Hz以上のワウ・フラツタ成分に応じて可変さ
れ、これにより周波数の低いワウ成分が低減され
たパルスbを低域フイルタ(図示せず)を通して
クロツク成分を除去した後、ゼロクロス検出器5
4に供給しここで急岐な立上りと立下りを有する
パルスに整形させる。同様に、BBD61a,6
1bの遅延時間はクロツクドライブ回路53より
のクロツクパルスにより入力パルスbの1Hz以上
のワウ・フラツタ成分に応じて可変され、これに
より周波数の低いワウ成分が低減された再生音声
信号を後記の低域フイルタ62a,62bへ出力
する。ここで、BBD49,61a及び61bは
特に周波数の低いワウ成分を低減するために遅延
時間が大であるため、それらの入力パルスb、再
生音声信号中の周波数の高いフラツタ成分につい
ては遅延による位相遅れが大となり、低減できな
い。この低減しきれないフラツタ成分はBBD4
9,61a及び61bの各出力信号中に含まれて
いる。
52よりのクロツクパルスにより入力パルスbの
1Hz以上のワウ・フラツタ成分に応じて可変さ
れ、これにより周波数の低いワウ成分が低減され
たパルスbを低域フイルタ(図示せず)を通して
クロツク成分を除去した後、ゼロクロス検出器5
4に供給しここで急岐な立上りと立下りを有する
パルスに整形させる。同様に、BBD61a,6
1bの遅延時間はクロツクドライブ回路53より
のクロツクパルスにより入力パルスbの1Hz以上
のワウ・フラツタ成分に応じて可変され、これに
より周波数の低いワウ成分が低減された再生音声
信号を後記の低域フイルタ62a,62bへ出力
する。ここで、BBD49,61a及び61bは
特に周波数の低いワウ成分を低減するために遅延
時間が大であるため、それらの入力パルスb、再
生音声信号中の周波数の高いフラツタ成分につい
ては遅延による位相遅れが大となり、低減できな
い。この低減しきれないフラツタ成分はBBD4
9,61a及び61bの各出力信号中に含まれて
いる。
ゼロクロス検出器54から取り出された低減し
きれないフラツタ成分を含んでいるパルスは
PLL55に供給され、ここで10Hz以上のフラツ
タ成分が検出された後VCO56に供給され、そ
の出力発振周波数を検出したフラツタ成分に応じ
て可変制御する。VCO56の出力発振周波数は
クロツクドライブ回路57によりBBD用クロツ
クパルスに波形整形された後、可変遅延回路を構
成するBBD63a及び63bに夫々供給され、
その遅延時間を可変制御する。BBD63a及び
63bは10Hz以上のフラツタ成分を低減できれば
良いので、遅延時間の可変範囲は狭くて良く、従
つて遅延時間も短かくなり、高い周波数のフラツ
タ成分まで低減できることになる。
きれないフラツタ成分を含んでいるパルスは
PLL55に供給され、ここで10Hz以上のフラツ
タ成分が検出された後VCO56に供給され、そ
の出力発振周波数を検出したフラツタ成分に応じ
て可変制御する。VCO56の出力発振周波数は
クロツクドライブ回路57によりBBD用クロツ
クパルスに波形整形された後、可変遅延回路を構
成するBBD63a及び63bに夫々供給され、
その遅延時間を可変制御する。BBD63a及び
63bは10Hz以上のフラツタ成分を低減できれば
良いので、遅延時間の可変範囲は狭くて良く、従
つて遅延時間も短かくなり、高い周波数のフラツ
タ成分まで低減できることになる。
一方、入力端子58a,58bに入来した磁気
テープ17の第1、第2のオーデイオトラツクよ
り2個のオーデイオトラツクにより各別に再生さ
れた第1、第2チヤンネルの音声信号は、入力感
度調整用可変抵抗器59a,59bを経て低域フ
イルタ60a,60bに供給され、ここでサンプ
リング動作を行なうBBD61a,61bで転送
できない高域成分が除去された後BBD61a,
61bに供給される。前記した如く、BBD61
a,61bによりワウ成分が低域された第1、第
2チヤンネルの再生音声信号は、低域フイルタ6
2a,62bによりクロツク成分が除去された後
BBD63a,63bに供給され、ここでBBD6
1a,61bでは低減しきれなかつた10Hz以上の
フラツタ成分が低減される。
テープ17の第1、第2のオーデイオトラツクよ
り2個のオーデイオトラツクにより各別に再生さ
れた第1、第2チヤンネルの音声信号は、入力感
度調整用可変抵抗器59a,59bを経て低域フ
イルタ60a,60bに供給され、ここでサンプ
リング動作を行なうBBD61a,61bで転送
できない高域成分が除去された後BBD61a,
61bに供給される。前記した如く、BBD61
a,61bによりワウ成分が低域された第1、第
2チヤンネルの再生音声信号は、低域フイルタ6
2a,62bによりクロツク成分が除去された後
BBD63a,63bに供給され、ここでBBD6
1a,61bでは低減しきれなかつた10Hz以上の
フラツタ成分が低減される。
この結果、BBD63a,63bからはワウ・
フラツタ成分が低減された第1、第2チヤンネル
の再生音声信号が取り出され、この再生音声信号
は低域フイルタ64a,64bによりクロツク成
分が除去された後、増幅器65a,65bにより
適当なレベルに増幅され、更に出力電圧調整用可
変抵抗器66a,66bを経て出力端子67a,
67bより出力される。
フラツタ成分が低減された第1、第2チヤンネル
の再生音声信号が取り出され、この再生音声信号
は低域フイルタ64a,64bによりクロツク成
分が除去された後、増幅器65a,65bにより
適当なレベルに増幅され、更に出力電圧調整用可
変抵抗器66a,66bを経て出力端子67a,
67bより出力される。
第8図は本実施例のワウ・フラツタ低減特性の
一例を示す。同図において、縦軸はワウ・フラツ
タを示し、横軸は低減されるワウ・フラツタ成分
の周波数を示す。入力ワウ・フラツタを7%pp
と一定したときの第7図に示す回路のワウ・フラ
ツタ低減特性は1で示す如く、広帯域に亘つてワ
ウ・フラツタ成分が低減された特性を示す。
一例を示す。同図において、縦軸はワウ・フラツ
タを示し、横軸は低減されるワウ・フラツタ成分
の周波数を示す。入力ワウ・フラツタを7%pp
と一定したときの第7図に示す回路のワウ・フラ
ツタ低減特性は1で示す如く、広帯域に亘つてワ
ウ・フラツタ成分が低減された特性を示す。
なお、可変遅延回路としてはBBD以外にも
CCD等の電荷転送素子その他を使用し得ること
は勿論である。
CCD等の電荷転送素子その他を使用し得ること
は勿論である。
上述の如く、本発明になる磁気再生装置は、コ
ントロールトラツクから被振幅変調波を再生する
コントロールヘツドと、コントロールヘツドから
の再生被振幅変調波の振幅のピーク値をその1サ
イクル又は半サイクル毎に検出する検出手段と、
検出したピーク値を再生被振幅変調波の大振幅部
分と小振幅部分との中間のレベルに選定された基
準電圧とレベル比較を行なつて前記被振幅変調波
の振幅変化点付近でレベルが変化するデイジタル
信号を生成するデイジタル信号生成手段と、上記
再生被振幅変調波のゼロクロス検出を行なつて上
記搬送波と略等しい繰り返し周波数のパルスを生
成するパルス生成手段と、前記生成されたデイジ
タル信号を該パルス生成手段からのパルスに基づ
いて順次記憶する記憶素子と、記憶素子に記憶さ
れた該デイジタル信号のパターンを判別する論理
回路とからなり、論理回路から前記コントロール
信号の再生出力を取り出してサーボ回路へ供給す
ると共に、前記パルス生成手段により生成された
パルスを上記オーデイオトラツクの再生音声信号
の伝送路に設けた可変遅延回路の遅延時間制御用
信号していることにより再生音声信号に含まれる
ワウ・フラツタ成分を低減するようにしたため、
再生被振幅変調波を単にAM検波する場合にはド
ロツプアウトやノイズによつて誤つてコントロー
ル信号の再生出力が取り出されることがあつた
が、このようなことを防止でき、従つて誤つて発
生されたコントロール信号によりサーボ回路が悪
影響を受けることを防止でき、コントロール本発
明はその再生位相が重要な情報であるが、再生被
振幅変調波のゼロクロス点にコントロール信号が
現われるように動作するので極めて高い精度を得
ることができ、更にコントロールトラツクからコ
ントロール信号のみならず再生音声信号のワウ・
フラツタ成分低減用信号も再生することができる
等の特長を有するものである。
ントロールトラツクから被振幅変調波を再生する
コントロールヘツドと、コントロールヘツドから
の再生被振幅変調波の振幅のピーク値をその1サ
イクル又は半サイクル毎に検出する検出手段と、
検出したピーク値を再生被振幅変調波の大振幅部
分と小振幅部分との中間のレベルに選定された基
準電圧とレベル比較を行なつて前記被振幅変調波
の振幅変化点付近でレベルが変化するデイジタル
信号を生成するデイジタル信号生成手段と、上記
再生被振幅変調波のゼロクロス検出を行なつて上
記搬送波と略等しい繰り返し周波数のパルスを生
成するパルス生成手段と、前記生成されたデイジ
タル信号を該パルス生成手段からのパルスに基づ
いて順次記憶する記憶素子と、記憶素子に記憶さ
れた該デイジタル信号のパターンを判別する論理
回路とからなり、論理回路から前記コントロール
信号の再生出力を取り出してサーボ回路へ供給す
ると共に、前記パルス生成手段により生成された
パルスを上記オーデイオトラツクの再生音声信号
の伝送路に設けた可変遅延回路の遅延時間制御用
信号していることにより再生音声信号に含まれる
ワウ・フラツタ成分を低減するようにしたため、
再生被振幅変調波を単にAM検波する場合にはド
ロツプアウトやノイズによつて誤つてコントロー
ル信号の再生出力が取り出されることがあつた
が、このようなことを防止でき、従つて誤つて発
生されたコントロール信号によりサーボ回路が悪
影響を受けることを防止でき、コントロール本発
明はその再生位相が重要な情報であるが、再生被
振幅変調波のゼロクロス点にコントロール信号が
現われるように動作するので極めて高い精度を得
ることができ、更にコントロールトラツクからコ
ントロール信号のみならず再生音声信号のワウ・
フラツタ成分低減用信号も再生することができる
等の特長を有するものである。
第1図は本発明装置で再生し得る本出願人が先
に提案した信号記録系の一例を示すブロツク系統
図、第2図A〜F及び第3図A〜Cは夫々第1図
の動作説明信号波形図、第4図は第1図の信号記
録系で記録される被振幅変調波の一例の波形図、
第5図は本発明装置の一実施例のコントロール信
号再生系を示す回路系統図、第6図A〜Tは夫々
第5図の動作説明用信号波形図、第7図は本発明
装置の一実施例のワウ・フラツタ低減用信号再生
系を示すブロツク系統図、第8図は第7図の一例
の特性を示す図である。 1……複合映像信号入力端子、12……変調
器、16,23……コントロールヘツド、17…
…磁気テープ、18a,18b……音声信号入力
端子、21a,21b……オーデイオヘツド、2
6,37,38……コンパレータ、27……パイ
ロツト信号出力端子、28,29……サンプリン
グホールド回路、36……分圧回路、41………
シフトレジスタ、46……再生コントロール信号
出力端子、47,50,55……フエーズ・ロツ
クド・ループ(PLL)、49,61a,61b,
63a,63b……バケツト・ブリゲート・デバ
イス(BBD)、58a,58b……再生音声信号
入力端子、67a,67b……再生音声信号出力
端子。
に提案した信号記録系の一例を示すブロツク系統
図、第2図A〜F及び第3図A〜Cは夫々第1図
の動作説明信号波形図、第4図は第1図の信号記
録系で記録される被振幅変調波の一例の波形図、
第5図は本発明装置の一実施例のコントロール信
号再生系を示す回路系統図、第6図A〜Tは夫々
第5図の動作説明用信号波形図、第7図は本発明
装置の一実施例のワウ・フラツタ低減用信号再生
系を示すブロツク系統図、第8図は第7図の一例
の特性を示す図である。 1……複合映像信号入力端子、12……変調
器、16,23……コントロールヘツド、17…
…磁気テープ、18a,18b……音声信号入力
端子、21a,21b……オーデイオヘツド、2
6,37,38……コンパレータ、27……パイ
ロツト信号出力端子、28,29……サンプリン
グホールド回路、36……分圧回路、41………
シフトレジスタ、46……再生コントロール信号
出力端子、47,50,55……フエーズ・ロツ
クド・ループ(PLL)、49,61a,61b,
63a,63b……バケツト・ブリゲート・デバ
イス(BBD)、58a,58b……再生音声信号
入力端子、67a,67b……再生音声信号出力
端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 磁気テープの長手方向に対して傾斜したトラ
ツク上を回転ヘツドをしてトラツキング走査せし
めるための一定周波数コントロール信号で該コン
トロール信号よりも周波数の高い一定周波数の搬
送波を振幅変調して得た被振幅変調波が長手方向
に沿うコントロールトラツクに記録されるととも
に音声信号が長手方向に沿うオーデイオトラツク
に記録された磁気テープの既記録信号を再生する
磁気再生装置であつて、 該コントロールトラツクから被振幅変調波を再
生するコントロールヘツドと、 該コントロールヘツドからの再生被振幅変調波
の振幅のピーク値をその1サイクル又は半サイク
ル毎に検出する検出手段と、 該検出したピーク値を該再生被振幅変調波の大
振幅部分と小振幅部分との中間のレベルに選定さ
れた基準電圧とレベル比較を行なつて前記被振幅
変調波の振幅変化点付近でレベルが変化するデイ
ジタル信号を生成するデイジタル信号生成手段
と、 上記再生被振幅変調波のゼロクロス検出を行な
つて上記搬送波と略等しい繰り返し周波数のパル
スを生成するパルス生成手段と、 前記生成されたデイジタル信号を該パルス生成
手段からのパルスに基づいて順次記憶する記憶素
子と、 該記憶素子に記憶された該デイジタル信号のパ
ターンを判別する論理回路とからなり、 該論理回路から前記コントロール信号の再生出
力を取り出してサーボ回路へ供給すると共に、前
記パルス生成手段により生成されたパルスを上記
オーデイオトラツクの再生音声信号の伝送路に設
けた可変遅延回路の遅延時間制御用信号として用
いることにより該再生音声信号に含まれるワウ・
フラツタ成分を低域することを特徴とする磁気再
生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57003137A JPS58121107A (ja) | 1982-01-12 | 1982-01-12 | 磁気再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57003137A JPS58121107A (ja) | 1982-01-12 | 1982-01-12 | 磁気再生装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58121107A JPS58121107A (ja) | 1983-07-19 |
JPH0136172B2 true JPH0136172B2 (ja) | 1989-07-28 |
Family
ID=11548959
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57003137A Granted JPS58121107A (ja) | 1982-01-12 | 1982-01-12 | 磁気再生装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58121107A (ja) |
-
1982
- 1982-01-12 JP JP57003137A patent/JPS58121107A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS58121107A (ja) | 1983-07-19 |
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