JPH0136172B2

JPH0136172B2 -

Info

Publication number: JPH0136172B2
Application number: JP57003137A
Authority: JP
Inventors: Seisuke Hirakuri
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1982-01-12
Filing date: 1982-01-12
Publication date: 1989-07-28
Also published as: JPS58121107A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は磁気再生装置に係り、コントロールト
ラツクから再生した被振幅変調波のピーク値をそ
の１又は半サイクル毎に検出してその検出パター
ンを判別することにより、被振幅変調波より検出
したコントロール信号が供給されるサーボ回路の
動作をドロツプアウトやノイズ等に対しても安定
に行ない得、しかも上記被振幅変調波から例えば
再生音声信号のワウ・フラツタ成分を低域するた
めのパイロツト信号をも再生し得る磁気再生装置
を提供することを目的とする。

ヘリカルスキヤン型磁気記録再生装置（以下
「VTR」という）は、周知の如く、記録再生時に
キヤプスタンサーボをかけて磁気テープ走行速度
を一定としているが、近年の記録再生時間の長時
間化のため磁気テープ走行速度が遅くされている
ため、外乱による速度変化が大であり、また磁気
テープの伸びや縮みの長さに対するワウ・フラツ
タの影響が大となつた。このワウ・フラツタは磁
気テープ長手方向に対して傾斜したビデオトラツ
クと回転ヘツドとの相対線速度よりも磁気テープ
長手方向に沿うオーデイオトラツク（及びコント
ロールトラツク）とオーデイオヘツド（及びコン
トロールヘツド５との相対線速度の方がオーデイ
オヘツド（及びコントロールヘツド）が固定であ
ることから遥かに小であるため、再生音声信号
（及び再生コントロール信号）に与える悪影響が
大である。

このワウ・フラツタを小さくするためには、キ
ヤプスタンサーボ系の速度制御回路内のFGパル
ス発生器からキヤプスタンの１回転当たり発生さ
れるパルス数を増すことが考えられるが、製造上
の制約から上記のワウ・フラツタ低域に必要なパ
ルスを得ることができず、他方、キヤプスタン軸
に固定されるフライホイールの直径を大にするこ
とによりワウ・フラツタ低域は可能であるが、
VTRの小型軽量化に制限を与えてしまうという
欠点があつた。

本発明はドロツプアウトやノイズ等によつてキ
ヤプスタンサーボに悪影響を受けることなく上記
の欠点を除去したものであり、以下その一実施例
について説明する。

本発明装置につき説明するに先立ち、まず本発
明装置で再生し得る本出願人が先に提案した信号
記録系の一例につき第１図乃至第４図と共に説明
する。第１図のブロツク系統図において、入力端
子１に入来した記録すべきフイールド周波数60Hz
の複合映像信号は、同期信号分離回路２を経て複
合同期信号が分離抽出された後垂直同期信号分離
回路３に供給され、ここで第２図Ａ及び第３図Ａ
に示す垂直同期信号のみが取り出される。この垂
直同期信号は分周器４に供給され、ここで1/2分
周されて第２図Ｂ及び第３図Ｂに示す如き繰り返
し周波数30Hzのパルス（これが後述のコントロー
ル信号となる）とされた後、単安定マルチバイブ
レータ（以下「モノマルチ」という）５，６及び
位相比較器７に夫々供給される。

モノマルチ５は上記パルスの立上りによりトリ
ガーされて第２図Ｃに示す如き幅の狭いパルスを
リセツトパルスとして後記のカウンタ１０のリセ
ツト端子に印加し、そのリセツトパルスの立下り
でカウンタ１０をリセツトする。またモノマルチ
６は分周器４よりのパルスの立上りによりトリガ
ーされ、第２図Ｄ及び第３図Ｃに示す如く、例え
ばカウンタ１０の出力パルス（第２図Ｅに示す）
の三周期程度の幅Ｔのパルスを出力する。なお、
第２図Ａ〜Ｆと第３図Ａ〜Ｃとは夫々時間軸を異
ならせて図示してある。

一方、位相比較器７は電圧制御発振器（以下
「VCO」という）８及び１４ビツトのカウンタよ
り構成されている分周器９と共に周知のフエー
ズ・ロツクド・ループ（以下「PLL」という）
を構成しており、位相比較器７の出力位相誤差電
圧により発振周波数が可変制御されてVCO８か
らは分周器４の繰り返し周波数30Hzのパルスに位
相同期した、繰り返し周波数491.52kHz（＝30×
2¹⁴）のパルスが取り出され、カウンタ１０にク
ロツクパルスとして印加される。

カウンタ１０は10ビツトのカウンタであり、モ
ノマルチ５よりの第２図Ｃに示すパルスの立上り
時点よりVCO８よりのクロツクパルスの計数を
開始し、このクロツクパルスを512（＝2⁹）個計数
する毎に極性が反転するパルス、すなわち上記ク
ロツクパルスを1/1024分周した第２図Ｅに示す如
き繰り返し周波数480Hzの一定振幅のパルスを出
力し、これを不要周波数成分と除去する低域フイ
ルタ１１を通して一定振幅の正弦波とした後変調
器１２に供給する。ここで、低域フイルタ１１に
より変調器１２に搬送波として供給される信号波
形を正弦波としたのは、磁気記録再生で伝送し得
る帯域は低く、もしカウンタ１０の出力パルスを
伝送するときはこのパルス高調波を含んでいるの
で、特にテープ走行速度が遅くされて記録再生さ
れる磁気テープを介してはその周波数成分をすべ
て伝送できず、加えてその伝送帯域は信号の振幅
が大きくなるほど狭くなるため搬送波がパルスの
ときは被振幅変調波の帯域がレベルによつて異な
り、歪の発生のしかたがレベルによつて相違し、
ワウ・フラツタの低域効果を十分に望めないから
であり、一方、正弦波とすることにより伝送する
周波数を単一にできるので、上記の不都合を防止
できる。

変調器１２はモノマルチ６よりの第２図Ｄ及び
第３図Ｃに示す繰り返し周波数30Hzのパルスを変
調信号として供給され、低域フイルタ１１よりの
480Hzの正弦波を搬送波として供給されて振幅変
調を行ない、これより第２図Ｆ及び第４図に示す
如き波形の被振幅変調波を出力する。ここで、モ
ノマルチ５の遅延時間を可変することにより、カ
ウンタ１０のリセツトタイミング（すなわち第２
図Ｃに示すモノマルチ５の出力パルスの立下り時
点）を可変することができ、第２図Ｅに示すカウ
ンタ１０の出力パルスを同図Ｅ中、左又は右方向
へ動かすことができ、これにより第２図Ｆに示す
被振幅変調波の振幅変化点の位相が変えられ
る。またモノマルチ６の遅延時間を変えることに
より、第２図Ｆにで示す被振幅変調波の振幅変
化点の位相を変えることができる。更に変調器１
２内のボリウムにより第２図Ｆにで示す被振幅
変調波の振幅を可変することができる。

このようにして生成された被振幅変調波は増幅
器１３で適当なレベルに増幅された後混合器１４
に供給され、ここでバイアス発振器１５よりのバ
イアス信号と重畳された後、固定のコントロール
ヘツド１６に供給され、磁気テープ１７上その長
手方向に沿うコントロールトラツクに記録され
る。一方、これと同時に入力端子１８ａ，１８ｂ
に入来した第１、第２のチヤンネルの音声信号
は、増幅器１９ａ，１９ｂを経て混合器２０ａ，
２０ｂに供給され、ここでバイアス発振器１５よ
りのバイアス信号と重畳された後固定のオーデイ
オヘツド２１ｃ，２１ｂに印加され、これにより
磁気テープ１７上その長手方向に沿う第１、第２
のオーデイオトラツクに夫々記録される。なお、
入力端子１に入来した複合映像信号は周知の如く
記録系（図示せず）を通して回転ヘツド（図示せ
ず）により磁気テープ１７上傾斜ビデオトラツク
に記録される。

次に本発明装置の一実施例につき第５図乃至第
７図と共に説明する。第５図は本発明装置の一実
施例の要部の回路系統図を示す。同図中、２３は
コントロールヘツドで、磁気テープ１７のコント
ロールトラツクに記録されている前記被振幅変調
波を再生する。このコントロールヘツド２３の出
力再生信号は増幅器２４で増幅された後低域フイ
ルタ２５に供給され、ここでＳ／Ｎを向上させる
ため不要高周波数成分が除去されて第６図Ａに示
す如き再生被振幅変調波ａとされた後コンパレー
タ２６、サンプリングホールド回路２８，２９に
夫々供給される。コンパレータ２６は再生被振幅
変調波ａがゼロレベルを横切る毎に正負に反転す
る第６図Ｂに示すパルスｂを出力端子２７より後
記の第７図に示す回路へ出力する。このパルスｂ
は繰り返し周波数が480Hzであり、ワウ・フラツ
タによる再生音声信号の時間軸変動成分（以下、
「ワウ・フラツタ成分」という）の低域のために
用いられる。

また上記のパルスｂはモノマルチ３０に供給さ
れ、その立上りでこれをトリガーして第６図Ｃに
示すパルスｃに変換された後モノマルチ３２に印
加されてその立下りでこれをトリガーして同図Ｄ
に示すパルスｄとされる。これと同時にパルスｂ
はモノマルチ３１に供給され、その立下りでこれ
をトリガーして第６図Ｅに示すパルスｅに変換さ
れた後、そのパルスｅの立下りでモノマルチ３３
をトリガーして同図Ｆに示すパルスｆに変換され
る。このようにして得られた上記のパルスｄ及び
ｆは夫々再生被振幅変調波ａの所定の零クロス点
よりπ/2rad位相の遅れたパルスで、パルスｄは
再生被振幅変調波ａの正のピーク点付近でのみハ
イレベルとなり、パルスｆは再生被振幅変調波ａ
の負のピーク点付近でのみハイレベルとなる。パ
ルスｄはサンプリングホールド回路２８に供給さ
れ、ここで再生被振幅変調波ａの正のピーク点を
その一周期期間サンプリングホールドする。他
方、パルスｆはサンプリングホールド回路２９に
供給され、ここで再生被振幅変調波ａの負のピー
ク点をその一周波期間サンプリングホールドす
る。サンプリングホールド回路２８，２９の出力
信号は、積分回路３４，３５により平均電圧が求
められた後、抵抗による分圧回路３６に供給さ
れ、ここで第６図Ａに示す正側振幅判定基準電圧
L_Hと負側振幅判定用基準電圧L_Lに変換される。

上記の基準電圧L_Hはコンパレータ３７の反転
入力端子に印加され、その非反転入力端子に印加
されるサンプリングホールド回路２８の出力電圧
とレベル比較される。他方、上記の基準電圧L_L
はコンパレータ３８の非反転入力端子に印加さ
れ、その反転入力端子に印加されるサンプリング
ホールド回路２９の出力電圧とレベル比較され
る。この結果、コンパレータ３７は第６図Ｈに示
すパルスｈを出力して２入力NAND回路３９の
一方の入力端子に印加する一方、ダイオードD₁、
抵抗R₁及びコンデンサC₁よりなる積分回路４０
に印加する。この積分回路４０はパルスｈがハイ
レベルとなると抵抗R₁を介してコンデンサC₁に
抵抗R₁及びコンデンサC₁の各値の積により定ま
る充電時定数に従つて充電された後その充電電圧
を保持し、他方パルスｈがローレベルとなるとコ
ンデンサC₁の充電電荷をダイオードD₁を介して
瞬時に放電する。従つて積分回路４０の出力電圧
は第６図Ｊに示す如き電圧ｊとなりシフトレジス
タ４１のリセツト端子に印加され、その立下り時
点（これは再生被振幅変調波ａの小振幅ピーク点
の最初のサンプリングホールド時点である）まで
のハイレベル期間リセツトし続ける。

一方、コンパレータ３８は第６図Ｉに示す出力
電圧ｉを出力してNAND回路３９の他方の入力
端子に印加する。これにより、NAND回路３９
からは第６図Ｋに示す如きパルスｋが取り出され
てシフトレジスタ４１のデータ端子に印加され
る。このシフトレジスタ４１は前記パルスｃ及び
ｅを夫々OR回路４２を通して得た第６図Ｇに示
す繰り返し周波数960Hzのパルスｇの立上りに同
期してそのデータ端子に印加されるパルスｋをシ
フトして８ビツトの出力端子Q₁〜Q₈より順次出
力する。ここで、前記再生被振幅変調波ａの第６
図Ａに及びで示す点は振幅変化点であり、こ
れがサンプリングホールド回路２８，２９により
サンプリングホールドされるが、サンプリングホ
ールドが不確定であるから、コンパレータ３７，
３８によるレベル比較結果がどのようになるか不
確定となる。従つて、コンパレータ３７の出力電
圧ｈ中には、第６図Ｈに×印h₁で示す如く振幅変
化点に対応した不確定部分が存在し、他方コン
パレータ３８の出力電圧ｉには、同図Ｉに×印i₁
で示す如く振幅化点に対応した不確定部分が存
在する。

従つて、NAND回路３９の出力パルスｋ中に
も、第６図Ｋに×印で示す如く、不確定部分i₁に
よる不確定部分k₁と不確定部分h₁による不確定部
分k₂とが夫々存在することになる。このパルスｋ
は前記した如く、シフトレジスタ４１のデータと
して印加され、パルスｇの立上りでシフトされる
が、リセツトパルスｊがローレベルとなるまでシ
フトレジスタ４１はリセツトされ続けているの
で、上記の不確定部分k₁はシフトレジスタ４１の
Q₁〜Q₈の各出力端子には出力されず無関係とな
る。

この結果、シフトレジスタ４１のQ₁〜Q₈の各
出力端子には第６図Ｌ〜Ｓに夫々示す如きパルス
が取り出される。これらの出力パルス中、第６図
Ｌに示すQ₁出力パルスはインバータ４３を通し
て７入力AND回路４５に印加され、同図Ｓに示
すQ₈出力パルスはインバータ４４を通してAND
回路４５に印加され、更にQ₃〜Q₇の各出力パル
スもAND回路４５に夫々印加されるが、同図Ｍ
に示すQ₂出力パルスはAND回路４５には印加さ
れない。これにより、AND回路４５からは第６
図Ｔに示す如きパルスｔが取り出され、出力端子
４６よりコントロール信号として出力される。

ところで、コントロール信号は記録時には垂直
同期信号の位相と一致しているが、この再生コン
トロール信号ｔは垂直同期信号と第６図ＴにT_S
で示す期間、位相が遅れている。しかし、記録系
の変調器１２に変調信号として供給される第２図
Ｄ及び第３図Ｃに示すパルス（コントロール信
号）と、変調器１２に搬送波として供給される低
域フイルタ１１よりの正弦波とは、夫々一定の位
相関係に管理されているので、ずれ期間T_Sを一
定値に管理することが可能となり、従来と全く変
らない精度のトラツキングサーボ動作が可能とな
る。

また本実施例によれば、再生被振幅変調波ａの
零クロス点より位相π/2（rad）遅れた再生被振
幅変調波ａのピーク点をサンプリングホールドし
てその電圧をチエツクし、結果の現われるパター
ンを調べているので、ドロツプアウトやノイズを
誤つて検出することは無い（なお、再生被振幅変
調波ａの１サイクル毎の振幅ピーク点を検出する
ようにしてもよい。）。ドロツプアウトやノイズを
誤つてコントロールパルスとして検出してしまう
よりも、むしろコントロールパルスとして検出出
力しない方がサーボ回路にとつて好ましい。更
に、本実施例ではAND回路４５によりシフトレ
ジスタ４１の７個の出力パルスの一致をチエツク
しているが、シフトレジスタ４１の段数等を増減
することにより、検出精度を任意に設定すること
ができる。

次に本発明装置の再生音声信号のワウ・フラツ
タ成分低減動作につき第７図に示すブロツク系統
図と共に説明する。同図中、端子２７にパイロツ
ト信号として入来した第６図Ｂに示すパルスｂは
PLL４７及び切換スイツチSWの端子イに夫々加
えられる。パルスｂは磁気テープ１７のコントロ
ールトラツクから再生された信号であり、コント
ロールトラツクと同様にテープ長手方向に沿つて
形成されたオーデイオトラツクから再生された音
声信号と同一のワウ・フラツタ成分を有してい
る。PLL４７は入力パルスｂの周波数変動に追
従するように設計してあり、入力パルスｂにドロ
ツプアウトが多い時でもPLL４７はPLL４７内
のVCOの可変範囲内で発振を続けて入力パルス
ｂに位相同期してパルスを出力し後段の回路の誤
動作を防止することができる。

しかしながら、PLL４７は入力パルスｂの周
波数変動に完全には追従できないため、PLL４
７を通さない場合よりワウ・フラツタの低減効果
が僅かに劣る。従つて、切換スイツチSWは入力
パルスｂにドロツプアウトが多い時にのみ端子ロ
とハとの間を接続してPLL４７を通したパルス
ｂを取り出し、入力パルスｂにドロツプアウトが
無い時には（実際にはドロツプアウトは殆ど無
い）、端子イとハとの間を接続してPLL４７を通
さないようにされる。切換スイツチSWの端子ハ
より取り出されたパルスｂは分周器４８及び可変
遅延回路を構成するバケツト・ブリゲート・デバ
イス（BBD）４９に夫々供給される。

入力パルスｂの繰り返し周波数は480Hzであり、
これより直接、低いワウ・フラツタ成分を検出す
るのは困難であるので、分周器４８は切換スイツ
チSWよりのパルスｂを例えば1/6分周して80Hz
とした後PLL５０に供給し、ここで１Hz以上の
ワウ・フラツタ成分が検出され電圧変化として取
り出す。このPLL50の出力電圧はVCO５１の発
振制御電圧として印加される。VCO５１は可変
遅延回路を構成するBBD４９，６１及び６１ｂ
のクロツクパルスを作るための発振器で、その出
力発振周波数をクロツクドライブ回路５２及び５
３に夫々供給し、ここでBBD用クロツクパルス
に整形させる。BBD４９，６１ａ及び６１ｂは
夫々同じ段数で、１Hz以上のワウ・フラツタ成分
を改善するために遅延時間の可変範囲を大きくす
る必要性から多い段階のものが使用される。また
クロツクドライブ回路５２，５３は一回路で３つ
のBBD４９，６１ａ，６１ｂを同時に駆動でき
るものならば一回路を共用してもよい。

BBD４９の遅延時間はクロツクドライブ回路
５２よりのクロツクパルスにより入力パルスｂの
１Hz以上のワウ・フラツタ成分に応じて可変さ
れ、これにより周波数の低いワウ成分が低減され
たパルスｂを低域フイルタ（図示せず）を通して
クロツク成分を除去した後、ゼロクロス検出器５
４に供給しここで急岐な立上りと立下りを有する
パルスに整形させる。同様に、BBD６１ａ，６
１ｂの遅延時間はクロツクドライブ回路５３より
のクロツクパルスにより入力パルスｂの１Hz以上
のワウ・フラツタ成分に応じて可変され、これに
より周波数の低いワウ成分が低減された再生音声
信号を後記の低域フイルタ６２ａ，６２ｂへ出力
する。ここで、BBD４９，６１ａ及び６１ｂは
特に周波数の低いワウ成分を低減するために遅延
時間が大であるため、それらの入力パルスｂ、再
生音声信号中の周波数の高いフラツタ成分につい
ては遅延による位相遅れが大となり、低減できな
い。この低減しきれないフラツタ成分はBBD４
９，６１ａ及び６１ｂの各出力信号中に含まれて
いる。

ゼロクロス検出器５４から取り出された低減し
きれないフラツタ成分を含んでいるパルスは
PLL５５に供給され、ここで10Hz以上のフラツ
タ成分が検出された後VCO５６に供給され、そ
の出力発振周波数を検出したフラツタ成分に応じ
て可変制御する。VCO５６の出力発振周波数は
クロツクドライブ回路５７によりBBD用クロツ
クパルスに波形整形された後、可変遅延回路を構
成するBBD６３ａ及び６３ｂに夫々供給され、
その遅延時間を可変制御する。BBD６３ａ及び
６３ｂは10Hz以上のフラツタ成分を低減できれば
良いので、遅延時間の可変範囲は狭くて良く、従
つて遅延時間も短かくなり、高い周波数のフラツ
タ成分まで低減できることになる。

一方、入力端子５８ａ，５８ｂに入来した磁気
テープ１７の第１、第２のオーデイオトラツクよ
り２個のオーデイオトラツクにより各別に再生さ
れた第１、第２チヤンネルの音声信号は、入力感
度調整用可変抵抗器５９ａ，５９ｂを経て低域フ
イルタ６０ａ，６０ｂに供給され、ここでサンプ
リング動作を行なうBBD６１ａ，６１ｂで転送
できない高域成分が除去された後BBD６１ａ，
６１ｂに供給される。前記した如く、BBD６１
ａ，６１ｂによりワウ成分が低域された第１、第
２チヤンネルの再生音声信号は、低域フイルタ６
２ａ，６２ｂによりクロツク成分が除去された後
BBD６３ａ，６３ｂに供給され、ここでBBD６
１ａ，６１ｂでは低減しきれなかつた10Hz以上の
フラツタ成分が低減される。

この結果、BBD６３ａ，６３ｂからはワウ・
フラツタ成分が低減された第１、第２チヤンネル
の再生音声信号が取り出され、この再生音声信号
は低域フイルタ６４ａ，６４ｂによりクロツク成
分が除去された後、増幅器６５ａ，６５ｂにより
適当なレベルに増幅され、更に出力電圧調整用可
変抵抗器６６ａ，６６ｂを経て出力端子６７ａ，
６７ｂより出力される。

第８図は本実施例のワウ・フラツタ低減特性の
一例を示す。同図において、縦軸はワウ・フラツ
タを示し、横軸は低減されるワウ・フラツタ成分
の周波数を示す。入力ワウ・フラツタを７％pp
と一定したときの第７図に示す回路のワウ・フラ
ツタ低減特性は１で示す如く、広帯域に亘つてワ
ウ・フラツタ成分が低減された特性を示す。

なお、可変遅延回路としてはBBD以外にも
CCD等の電荷転送素子その他を使用し得ること
は勿論である。

上述の如く、本発明になる磁気再生装置は、コ
ントロールトラツクから被振幅変調波を再生する
コントロールヘツドと、コントロールヘツドから
の再生被振幅変調波の振幅のピーク値をその１サ
イクル又は半サイクル毎に検出する検出手段と、
検出したピーク値を再生被振幅変調波の大振幅部
分と小振幅部分との中間のレベルに選定された基
準電圧とレベル比較を行なつて前記被振幅変調波
の振幅変化点付近でレベルが変化するデイジタル
信号を生成するデイジタル信号生成手段と、上記
再生被振幅変調波のゼロクロス検出を行なつて上
記搬送波と略等しい繰り返し周波数のパルスを生
成するパルス生成手段と、前記生成されたデイジ
タル信号を該パルス生成手段からのパルスに基づ
いて順次記憶する記憶素子と、記憶素子に記憶さ
れた該デイジタル信号のパターンを判別する論理
回路とからなり、論理回路から前記コントロール
信号の再生出力を取り出してサーボ回路へ供給す
ると共に、前記パルス生成手段により生成された
パルスを上記オーデイオトラツクの再生音声信号
の伝送路に設けた可変遅延回路の遅延時間制御用
信号していることにより再生音声信号に含まれる
ワウ・フラツタ成分を低減するようにしたため、
再生被振幅変調波を単にAM検波する場合にはド
ロツプアウトやノイズによつて誤つてコントロー
ル信号の再生出力が取り出されることがあつた
が、このようなことを防止でき、従つて誤つて発
生されたコントロール信号によりサーボ回路が悪
影響を受けることを防止でき、コントロール本発
明はその再生位相が重要な情報であるが、再生被
振幅変調波のゼロクロス点にコントロール信号が
現われるように動作するので極めて高い精度を得
ることができ、更にコントロールトラツクからコ
ントロール信号のみならず再生音声信号のワウ・
フラツタ成分低減用信号も再生することができる
等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置で再生し得る本出願人が先
に提案した信号記録系の一例を示すブロツク系統
図、第２図Ａ〜Ｆ及び第３図Ａ〜Ｃは夫々第１図
の動作説明信号波形図、第４図は第１図の信号記
録系で記録される被振幅変調波の一例の波形図、
第５図は本発明装置の一実施例のコントロール信
号再生系を示す回路系統図、第６図Ａ〜Ｔは夫々
第５図の動作説明用信号波形図、第７図は本発明
装置の一実施例のワウ・フラツタ低減用信号再生
系を示すブロツク系統図、第８図は第７図の一例
の特性を示す図である。１……複合映像信号入力端子、１２……変調
器、１６，２３……コントロールヘツド、１７…
…磁気テープ、１８ａ，１８ｂ……音声信号入力
端子、２１ａ，２１ｂ……オーデイオヘツド、２
６，３７，３８……コンパレータ、２７……パイ
ロツト信号出力端子、２８，２９……サンプリン
グホールド回路、３６……分圧回路、４１………
シフトレジスタ、４６……再生コントロール信号
出力端子、４７，５０，５５……フエーズ・ロツ
クド・ループ（PLL）、４９，６１ａ，６１ｂ，
６３ａ，６３ｂ……バケツト・ブリゲート・デバ
イス（BBD）、５８ａ，５８ｂ……再生音声信号
入力端子、６７ａ，６７ｂ……再生音声信号出力
端子。

Claims

【特許請求の範囲】１磁気テープの長手方向に対して傾斜したトラ
ツク上を回転ヘツドをしてトラツキング走査せし
めるための一定周波数コントロール信号で該コン
トロール信号よりも周波数の高い一定周波数の搬
送波を振幅変調して得た被振幅変調波が長手方向
に沿うコントロールトラツクに記録されるととも
に音声信号が長手方向に沿うオーデイオトラツク
に記録された磁気テープの既記録信号を再生する
磁気再生装置であつて、該コントロールトラツクから被振幅変調波を再
生するコントロールヘツドと、該コントロールヘツドからの再生被振幅変調波
の振幅のピーク値をその１サイクル又は半サイク
ル毎に検出する検出手段と、該検出したピーク値を該再生被振幅変調波の大
振幅部分と小振幅部分との中間のレベルに選定さ
れた基準電圧とレベル比較を行なつて前記被振幅
変調波の振幅変化点付近でレベルが変化するデイ
ジタル信号を生成するデイジタル信号生成手段
と、上記再生被振幅変調波のゼロクロス検出を行な
つて上記搬送波と略等しい繰り返し周波数のパル
スを生成するパルス生成手段と、前記生成されたデイジタル信号を該パルス生成
手段からのパルスに基づいて順次記憶する記憶素
子と、該記憶素子に記憶された該デイジタル信号のパ
ターンを判別する論理回路とからなり、該論理回路から前記コントロール信号の再生出
力を取り出してサーボ回路へ供給すると共に、前
記パルス生成手段により生成されたパルスを上記
オーデイオトラツクの再生音声信号の伝送路に設
けた可変遅延回路の遅延時間制御用信号として用
いることにより該再生音声信号に含まれるワウ・
フラツタ成分を低域することを特徴とする磁気再
生装置。