JPH01274518A - 直接変換受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ＦＭ信号が混合器にてベースバンド周波数の
直交する■信号とＱ信号とに周波数下方変換され、前記
Ｉ信号とＱ信号とは復調手段に供給されて、萌記（信号
とＱ信号とのアークタンジェントの時間微分を得ること
でＦＭ信号中の変調が再生される直接変換受信機に関す
る。

入来ＲＦ倍信号直接ベースバンドにミックスダウンされ
る直接変換受信機（又はゼロＩＦ受（ｎ器）構成のスー
パーヘテロダイン受信機構成に対する利点は、直接変換
受信機が積分に対し適切となるベースバンドにおいて全
てのチャンネル増幅及びＰ波が行なえるということであ
る。しかし直接変換受信機の問題の１つは、混合器出力
に所要のベースバンド信号のほかに直流オフゼット電圧
が現われることである。この直流オフセットの振幅は所
要の信号よりはるかに大きくなりつるので除去する必要
がある。直流オフセットは混合器出力を交流結合するこ
とで除去しつるが、そうすると下方変換された搬送波に
より発生される所要の直流成分が除去されるだけでなく
、ベースバンドの直交信号に位相歪みが生じる。交流結
合に起因するこられの２つの効果のため入来信号をＦＭ
復調するのは困難である。ＦＭ復調は、■チャンネル信
号とＱチャンネル信号のアークタンジェントを計算する
ことで行なわれる。この不要な直流成分は、混合器内で
の直流オフセットと、局部発振器から混合器のＲＦボー
トへの局部発振器漏洩の直流への混合とに由来する。良
質の二重平衡ダイオードリング混合器は、典型的には４
０ｄＢのＬ　０−ＲＦ分離及び約１ｍＶの直流オフセッ
トを有する。

この直流項は、振幅が所要の信号よりはるかに大きくな
りえ、混合器後段の増幅器及びフィルタが飽和する原因
となるから除去する必要がある。

不要な直流成分は一定ではなく、局部発振器の周波数及
びパワーレベルで変動しているため、消去するのは容易
ではない。不要な直流成分は、混合器出力を交流結合す
ることで除去しつるが、そうすると下方変換された搬送
波が発生する所要の直流成分も除去されてしまう。この
所要の直流成分は、局部発振器の位相に対する入来搬送
波の位相に依存する。所望の直流成分が除去されるため
、ＲＦ倍信号位相を表わす■チャンネル信号とＱチャン
ネル信号の値は交流結合後には不正確になる。

従って微分に後続される位相検出に基く周波数検出方法
は、不正確な位相が検出されることにより正しく働かな
い。

また、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジは制限されて
いるから交流結合はアナログディジタル変換双性の回路
のアナログ部分で行なわれなければならないことにより
別の問題が生じる。従って交流結合を行なうフィルタは
、アナログ高域フィルタとなる。かかる種類のフィルタ
は、■チャンネル信号とＱチャンネル信号とに周波数に
依存する位相偏移を引き起こすが、これは微分に後続さ
れる位相検出に基く周波数検出が用いられる場合には出
力信号を大きく歪ませる。

本発明の目的は、直接変換受信機の混合器出力を交流結
合することの前記の欠点を克服することにある。

本発明によれば、ＦＭ信号用の入力と、入力に結合され
、第１の出力と第２の出力とにそれぞれ周波数下方変換
されたベースバンド周波数の直交する■信号とＱ信号と
を発生する手段と、■信号とＱ信号を供給される第１の
入力と第２の入力とを有し、■信号と０１号とのアーク
タンジェントの時間微分を得ることでＦＭ信号内の情報
を復調する復調手段と、第１の微分手段と第２の微分手
段とからなり、前記第１と第２の出力はそれぞれ第１と
第２の微分手段に結合され、前記第１と第２の微分手段
の出力はそれぞれ復調手段の前記第１と第２の入力に結
合されてなる直接変換受信機が提供される。

本発明は、直流結合の場合の■信号とＱ信号中の直流成
分は、局部発振器の位相に対する入来搬送波の位相に依
存し、またＦＭでは変調を搬送するのは絶対的な位相で
はなく位相の変化速度であるということに基く。従って
ＩチャンネルとＱチャンネルは、信号処理の初期段階で
第１と第２の微分器で微分される。微分器の作用により
！信号及びＱ信号から直流成分が全て除去され、また復
調器が変調情報を正しく再生しうるように周波数整形が
なされる。従って如何なる所要の情報も除去されること
はなく直流阻止が行なえる。

第１と第２の微分手段は、アナログ微分器でもディジタ
ル微分器でもよい。アナログ微分器はそれ自体が直流阻
止を行なう。しかし第１及び第２の微分手段が飽和する
危険性があるなら、第１及び第２の微分手段の入力への
結合に別体のキャパシタを設けるのが好ましい。

ディジタル微分器を用いる場合は、直流結合アナロクデ
ィジタル変換器を先行せしめる必要がある。ディジタル
微分器は有限長パルス応答（ＦＩＲ）フィルタからなる
ようにすることができる。

第１と第２の微分手段を設けると２つの望ましくない効
果がある。第１に７エーザーの回転が逆転すると、１８
０”の位相ジャンプが生じる。本発明による受信機では
フエーザーが常に領域（−９０°、９０”　）内にある
ようにすることでこの位相ジャンプがなくされる。これ
は、位相が一１８０°と一９０°の間又は９０°と１８
０°の間にある場合には　７　Ｆ及びＱ′で表わされる
Ｉ信号とＱ信号の微分の符号を反転することで、フエー
ザーが１８０′″にわたり回転して所要の領域内にある
ようにすることで行なわれる。

第２に、■信号及びＱ信号を微分するとＩ′倍信号びＱ
′倍信号周波数に依存するスケーリングが起こる。周波
数が低い場合信号の振幅は小さく位相の計算に誤まりが
起こる。この効果は、閾値を設定して■′倍信号Ｑ′信
号双方の振幅が閾値より小さくなる時を判定することで
制限される。

その場合には２つの依頼しうる値の間を直線で補間する
か及び／又は復調手段の出力をゼロに設定する。

以下図面を参照して説明を行なうが、図面中対応する特
徴は同一の参照番号で示されている。

第１図に示される直接変換受信機は、第１及び第２の混
合器１２及び１４に接続されるアンテナ１０からなり、
第１及び第２の混合器１２及び１４にはそれぞれ局部発
振器信号ｓ　ｉ、ｎωｃｔ及びＣＯＳω。ｔが印加され
る。局部発振器４８月は、アンテナ１０で受信されるＦ
Ｍ（Ｎ号の搬送波周波数に対応するか僅かにずれた周波
数を有する。混合及びその後の低域Ｐ波の結果ベースバ
ンド周波数あるいはゼロＩＦ周波数に直交する信号！及
びＱが得られる。

受信機の、それ自体は公知であるＲＦ前置部分の別の配
置では、混合器１４に供給されるＲＦ倍信号位相は、混
合器１２に供給されるＲＦ倍信号位相に比べて相対的に
９０°偏移しており、局部発振器信号は同一位相である
。

キャパシタ１６及び１８は、混合器１２及び１４から出
る信号路に接続される。キャパシタ１６及び１８は、混
合器１２及び１４と受信機回路の残りとの交流結合を行
ない、！信号及びＱ信号における不要な直流オフセット
を除去する。しかしキャパシタ１６及び１８は、受信Ｆ
Ｍ信号の周波数下方変換により発生する所要の直流成分
をも除去してしまい、復調器２ｏの良好な動作を阻害す
る。またキャパシタ１６及び１８は、■信号及びＱ信号
に位相歪を引き起こし、これにより復調信号が歪む。

復調器２０１よ、その入ノコに供給される信号のアーク
タンジェント（ｔａｎ’）の時間微分を得る働きをなす
。図示の復調器２０は、略アークタンジェントを得る装
置２２と、装置２２から供給を受ける微分器 ２４とからなる。装置２２は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズ
ムを実行するプロセッサからなるものでよい。このアル
ゴリズムは、ジャック　Ｅ、ボルダ−、ｒＲＥ　　トラ
ンザクション　オン　エレクトロニック　コンピュータ
ーズ、第ＥＣ−８巻３号（１９５９年）３３０頁乃至３
３４頁「ザ　Ｃ０ＲＤＩＧトリゴノメトリツク　コンピ
ユーテイング　テクニック」に開示されている。あるい
は、復調器は微分アークタンジェント関数を直接近似す
るよう構成されてもよい。■信号及びＱ信号がＩ調器２
０に単に交流結合される場合は、アークタンジェントを
実行するアルゴリズムは正しく動作しない。

この問題は、本発明による直接変換受信機では、キャパ
シタ１６及び１８から復調器２０のそれぞれの入力への
信号路に微分回路２６及び２８を設けることで軽減され
ている。微分回路２６及び２８の作用は、■信号及びＱ
信号から直流成分を全て除去することと、復調器が変調
情報を正しく再生するよう周波数整形を行なうことであ
る。必要ならば、利得段３０及び３２を、微分回路２６
及び２８の信号出力に接続してもよい。

本発明の理解を容易にするため第２図、第３ａ図及び第
３ｂ図を参照して説明を行なう。第２図は直流阻止が用
いられない場合を示す。

狭帯域ＦＭの場合、ＦＭ入力信号の位相スイング２βは
小さく（〈２π）、そのため混合器からの出力電圧では
、大きい直流成分に比較的小さい交流成分が重畳されて
いる（第２図）。この人きい直流成分は、ＲＦ信号の位
相角φ（１）を確定するのに重要である。アークタンジ
ェントアルゴリズムで位相を検出するには、ＦＭ入力信
号のＸ軸への射影（１（ｔ））とｙ軸への射影（Ｑ　（
ｔ））を知る必要がある。しかしＩチャンネル信号及び
Ｑチャンネル信号が交流結合される場合は、ＦＭ入力信
号のＸ軸及びｙ軸への射影は直流結合の場合と異なる（
第３ａ図及び第３ｂ図）。その誤まった射影によると、
計算されている位相の値は正しくなくなり、従って正し
くない値の周波数が検出される。

第１図に示される受信機において微分回路２６及び２８
が設けられたのは、第２図中の直流成分は局部発振器の
位相に対する入来搬送波の位相に依存し、ＦＭでは変調
を搬送するのは位相の変化速度であって絶対的な位相で
はないということに拭く。従ってＩチャンネル信号とＱ
チャンネル信号は、処理の初期段階で微分することがで
きる。

第１図の受信機回路を分析すると次の通りである。

被変調信号は、Ａ　（ｔ）を振幅、φ（１）を位相、及
びω。を搬送角周波数として、 Ｓ　（ｔ）　−Ａ　（ｔ）ｃｏｓ　［ω。ｔ＋φ（ｔ）
］で表わされる。

これはＩ　（ｔ）　＝Ａ　（ｔ）ｃｏｓφ（１）及びＱ
　（ｔ）　−Ａ　（ｔ）ｓｉｎφ（１）として同相成分
及び直角成分について Ｓ　（ｔ　）　−１（ｔ　）　ｃｏｓ　（ｔ）　ｃ　ｔ
−Ｑ　（ｔ　）　ｓｉｎ　ω。ｔ と表わされる。

この信号の位相は φ（ｔ）−ｔａｎ−’　（−Ｑ　（ｔ）／Ｉ　（ｔ）　
）で与えられる。

微分を行なうと Ｉ’　（ｔ）−−Ａ、ｄφ／ｄｔ、５ｉｎ（φ０＋φ（
ｔ））及び Ｑ’　　（ｔ）−Ａ、ｄφ／ｄｔ、　Ｃ０３（φ０＋φ
（ｔ））である。

これらの信号をアークタンジェント復調器へ供給すると
、 １’　（ｔ）／Ｑ’　　（ｔ）−−ｔａｎ　［φ０＋φ
（ｔ）］ｔａｎ　’　［１’　（ｔ）／Ｑ’　（ｔ）］
　−−［φ０＋φ（１）］。

であり、ｄφ／ｄｔを所望の信号とすると、ｄ／ｄｔ　
［ｔａｎ　’　　（Ｉ’　（ｔ）／Ｑ’　（ｔ））］　
−−ｄφ／ｄｔである。

微分回路２６及び２８を設けることにより２つの望まし
くない効果が生じる。その第１のものを第４図及び第５
図を参照して以下説明する。第４図は、位置１から出発
して順次位置１０まで至り、それから位［１に戻るフェ
ーザーの回動を示す。

位置３と４との間及び位Ｍ８及び９との間における如く
フェーザーの回動方向が逆転する際１８０゜の位相ジャ
ンプが発生しく第５図）、このため復調器２０の出力に
ピークができる。これは、アークタンジェント動作が一
意的である範囲（−９０°、９０°）内にフェーザーが
常にあるようにすることで除去される。この問題を解決
するため第１図の回路では微分回路２６及び２８と復調
°器２０との間にピーク検出器３４が設けられている。

動作時機分信号の位相が一１８０°と−９０６との間又
は９０６と１８０°との間にある場合には■′倍信号び
Ｑ′信号の符号は反転されてフエーザーが１８００にわ
たって回動し所要の範囲内にあるようにされる。１１調
信号に関する限りは、この符号の反転は影響を与えない
。

微分回路を設けることによる第２の望ましくない効果は
、■′倍信号Ｑ′信号との周波数に依存するスケーリン
グが生じることである。

交流結合されたＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号
を微分すると、 ビーｄφ／ｄｔ、Ｑ−ｆ、Ｑ Ｑ’−ｄφ／ｄｔ、Ｉ−−ｆ、１ となり、微分により■′チャンネル信号及びＱ′チャン
ネル信号は、■チャンネル信号及びＱチャンネル信号だ
けでなく周波数偏移ｆに線型に依存する。従って周波数
偏移がゼロに近付けば、１′信号及びＱ′信号は両方と
も、そのｆへの依存性によりゼロに近付く。また交流結
合により、■信号及びＱ信号に影響する位相歪も起こる
。これは、第１図中キャパシタ１６及び１８で示される
交流結合がアナログ高域フィルタで実現されていると想
定することで説明できる。第６図は、信号を交流結合す
る最も単純なフィルタである単極形ＲＣ回路網を示す。

このフィルターの伝達関数は Ｈ（ｊｗ）−ｊｗＣＲ／　（１＋ｊｗＣＲ）で与えられ
、位相特性は ａｒＱ　Ｈ（ｊ　Ｗ）　−７ｒ／２−ａｒＣｔａｎＲＷ
Ｃである。

位相応答は第７図に示されている。第７図は、交流結合
が単極形ＲＣ回路網で行なわれるならば、ＦＭ波形中の
直流成分が失われるだけでなく、位相偏移も生じること
を示す。位相偏移は、周波数偏移がゼロの時最大となる
から、交流結合された■チャンネル信号及びＱチャンネ
ル信号の位相は、偏移がピロに近い時に直流結合された
１チャンネル信号及びＱチャンネル信号から偏移する。

これらの２つの効果、つまり周波数に依存する振幅のス
ケーリングと位相歪みは、■′倍信号びＱ′信号に依存
する振幅のスケーリングと位相歪は、■′倍信号びＱ′
信号が周波数偏移ｆと■信号及びＱ信号との積であるか
ら、組み合わさっている。従って周波数偏移ｔがゼロに
近い時は、１′信号及び信号は理想的状態から最も離れ
る。

Ｉ信号とＱ信号は直角関係にあるから、同時にゼロクロ
シングをなすことは決して起こらない。

またＩ’−−ｆ、ＱかつＱ’−ｆ、Ｉであるから、■′
倍信号Ｑ′信号とは周波数偏移が非常に小さい時にのみ
小さくなる。従って歪は、ビ信号とＱ′信号の両方にお
いて同値をゼロに近く設定することにより低減される１
′信号及びＱ′信号がともに閾値以下の場合は、復調器
出力が非常に信頼しつるとはいえないということだけで
なく、出ｆ）４Ｍ＠が非常に小さいということでもある
。従って歪を低減する第１の方法は、２つの入力信号の
・・一方が再び閾値を越えるまで復調器出力を見積もる
ことである。

周波数偏移が小さくなり１′信号及びＱ′信号の両方が
閾値以下となると、周波数偏移の見積もりうる値はゼロ
と設定される。従ってアークタンジェント変１ｉＷｉは
、信頼しえない出力を行ないやすい時には使用されない
。

ｉ′チャンネルとＱ′チャンネルの両方が閾値以下の場
合に周波数偏移を見積もる第２の方法は、出力をピロに
設定することと周波数偏移のより信頼しうる２つの値の
間を補間することの組み合わせである。この見積もりで
は２つの場合を区別する必要がある。ビ信号及びＱ′信
号の両方が閾値以下となる直前の！′信号及びＱ′信号
の値からの周波数偏移をｆｌとし、どちらか又は両方の
大きさが再び同値以上となった直後のＩ′倍信号びＱ′
信号からの周波数偏移をｆｌとして、ｆｌの符号がｆｌ
の符号に等しい場合は中間の周波数偏移はｆｌ［１に設
定され、ｆｌの符号がｆｌの符号と逆であるならば中間
の周波数偏移の値はｆｌとで２の間を直線補間して得ら
れる。

このようにして中間の周波数偏移はｆ、及びｆｌから直
接導かれ、アークタンジェント変換器２０は用いられな
い。

補間法における制限要因は、閾値以下にあってＩ′倍信
号びＱ′信号の少なくとも一方が再び閾値以上になるま
でメモリに記憶されねばならないサンプルの数である。

これは、特に復調器入力において信号がない場合にはリ
アルタイムの実行に問題を引き起こす。しかしこの問題
は第１と第２の方法の組み合わせで解決される。これは
次のようにして実行される。

カウンタは、閾値以下のサンプルの数を数える。

サンプルの数が一定値より多い場合は、■′倍信号びＱ
′信号の少なくとも一方が再び閾値以上になるまで出力
がゼロに設定される。ｆｏがゼロに設定される最初の周
波数偏移であり、Ｉ′チャンネル信号及びＱ′チヤンネ
ル信号の両方が閾値以下であり続けるものとすると、ｆ
ｌ　とｆ、との間の中間的周波数偏移はｆｌとｆ、との
間で直線補間され、それ以上のサンプルはビ信号及びＱ
′信号の一方又は両方が閾値を越えるまでゼ［１に設定
される。

これらの見積もりは、入力信号が同値以下の場合出力信
号に一定程度の歪を引き起こす。しかし閾値が充分低い
レベルに設定されるならば、この歪は閾値が用いられな
い場合よりも相当に小さくなる。同値を設定することで
得られる別な利点は、アルゴリズムが雑音に対しより強
くなることである・閾値が設定されない回路は、ａｒｃ
ｔａｎ　（１’　／Ｑ’）がビチャンネル信号及びＱ′
チャンネル信号の大きさが非常に小さい時に最も敏感と
なるから雑音に対し非常に敏感である。同値が導入され
ると、ビチャンネル信号及びＱ′チャンネル信号の両方
の大きさが非常に小さい時にはアークタンジェント関数
は用いられないからこれは防止される。

第８図は、■′倍信号びＱ′信号が同値検出器３６に供
給される本発明の実施例を示す。検出器３６はスイッチ
３８を、Ｉ′倍信号びＱ′信号の大きさが検出器３６に
おいて設定された閾値より大きい場合スイッチ３８は復
調器２０の出力を通すよう接続され、これらの信号の両
方が閾値以下の場合はスイッチは、前記の基準に照らし
て直線補間器／ゼロ設定素子から出力される補間出力及
び／又はげ口出力を提供するように切換えられる。

第１図と第８図においてピーク検出器３４は、微分回路
２６及び２８から復調器２０までの信号路の任意の適宜
の点に設けられる。第８図においてＩＪ値検出器３６へ
の出力は、微分回路２６及び２８の出力に接続されるよ
うにしてもよい。

図示の受信器は、ＦＭ信号のディジタル復調を行なえる
。完全を期すためこれについて簡単に説明する。Ｉ信号
とＱ信号とは第１図を参照して説明したようにして得ら
れるが、直流阻止キャパシタ１６及び１８の侵にアナロ
グ信号はアナログディジタル変換器４２及び４４へ供給
される。そこからのディジタル出力は、それぞれが例え
ば４区画からなりまた例えばプログラマブルディジタル
信号ブロセッリから形成される有限長インパルス応答フ
ィルタからなる第１及び第２の微分回路２６及び２８に
供給される。ディジタルアナログ変換器（図示せず）が
受信器の出力４６に接続される。

アナログ微分回路は直流阻止作用を有するので直流阻止
キャパシタは省略してもよい。しかし、第１及び第２の
微分回路２６及び２８が飽和する危険性がある場合は別
体のキャパシタを設ける方が好ましい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のある実施例の概略ブロック図、第２図
は直流結合の場合の入力信号の７工−ザー表示及び１チ
ヤンネル及びＱチャンネル信号の時間波形を示す図、第
３ａ図及び第３ｂ図はそれぞれ交流結合の場合の！チャ
ンネル信号及びＱチャンネル信号の時間波形を示す図、
第４因は微分前の！チャンネル信号とＱチャンネル信号
の７工−ザー表丞を示す因、第５図はビ信号とＱ′信号
のフエーザー表示を示す図、第６図は単極形ＲＣ回路網
を示す因、第７図は単極形ＲＣ回路網の位相応答を示す
グラフ、第８図は本発明の別の実施例の概略ブロック図
である。 １０・・・アンテナ、１２．１４・・・混合器、１６゜
１８・・・キャパシタ、２０・・・復調器、２４・・・
微分器、２６．２８−・・微分回路、３０．３２・・・
利得段、３４・・・ピーク検出器、３６・・・閾値検出
器、３８・・・スイッチ、４２．４４・・・アナログデ
ィジタル変換器。 Ｆｔ’ｇ、６゜ Ｆｉｇ、７゜ Ｆｉｇ、８゜ ０ｃｍ′

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＦＭ信号用の入力と、入力に結合され第１の出力
   と第２の出力とにそれぞれ周波数下方変換されたベース
   バンド周波数の直交するＩ信号とＱ信号とを発生する手
   段と、Ｉ信号とＱ信号を供給される第１の入力と第２の
   入力とを有し、Ｉ信号とＱ信号とのアークタンジェント
   の時間微分を得ることでＦＭ信号内の情報を復調する復
   調手段と、第１の微分手段と第２の微分手段とからなり
   、該第１と第２の出力はそれぞれ第１と第２の微分手段
   に結合され、該第１と第２の微分手段の出力はそれぞれ
   復調手段の該第１と第２の入力に結合されてなる直接変
   換受信機。
2. （２）第１の微分手段及び第２の微分手段は、アナログ
   微分器からなることを特徴とする請求項１記載の直接変
   換受信機。
3. （３）該第１の出力及び第２の出力はそれぞれ第１の微
   分手段及び第２の微分手段に交流結合されることを特徴
   とする請求項２記載の直接変換受信機。
4. （４）第１の微分手段及び第２の微分手段はディジタル
   微分器からなり、第１のアナログディジタル変換器及び
   第２のディジタルアナログ変換器が設けられて、それぞ
   れ該第１の出力及び第２の出力に交流結合され、第１の
   ディジタルアナログ変換器及び第２のディジタルアナロ
   グ変換器の出力はそれぞれ該第１の微分手段及び第２の
   微分手段に接続されることを特徴とする請求項１記載の
   直接変換受信機。
5. （５）微分されたＩ信号及びＱ信号の位相が−１８０°
   と−９０°との間及び９０°と１８０°との間にある場
   合は必ず微分されたＩ信号及びＱ信号の符号を反転する
   手段からなることを特徴とする請求項１乃至４のいずれ
   か一項記載の直接変換受信機。
6. （６）閾値設定手段と、微分されたＩ信号及びＱ信号の
   大きさが設定された閾値より小さいかどうかを判定する
   手段とからなるクレーム１乃至５のいずれか一項記載の
   直接変換受信機。
7. （７）微分されたＩ信号及びＱ信号の大きさが閾値より
   小さいことに応じて復調手段の出力をゼロに設定する手
   段からなることを特徴とする請求項６記載の直接変換受
   信機。
8. （８）微分された１信号及びＱ信号の大きさが閾値より
   小さいことに応じて微分された信号の２つの信頼しうる
   値を直線的に補間する手段からなることを特徴とする請
   求項６又は７に記載の直接変換受信機。
9. （９）復調手段は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いて
   アークタンジェントをシミュレートする手段からなるこ
   とを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項記載の直
   接変換受信機。
10. （１０）実質的に添付の図面を参照して本明細書におい
    て説明され添付の図面に示される如く動作するよう構成
    配置された直接変換受信機。