JPH0677737A - 位相検波器及びこれに用いる位相検波方式 - Google Patents
位相検波器及びこれに用いる位相検波方式Info
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- JPH0677737A JPH0677737A JP5113162A JP11316293A JPH0677737A JP H0677737 A JPH0677737 A JP H0677737A JP 5113162 A JP5113162 A JP 5113162A JP 11316293 A JP11316293 A JP 11316293A JP H0677737 A JPH0677737 A JP H0677737A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 除算回路を用いずにFM信号の振幅変動成分
を除去でき、FM受信機の受信精度向上及び小型化,低
消費電力化に有用な位相検波器を提供する。 【構成】 FM信号を直交復調して生じる第1の複素ベ
ースバンド信号をある時間間隔τでサンプリングした信
号を基に、第2の複素ベースバンド信号生成回路13
で、時間τの間の位相変化Δψnの余弦(R2 /4)c
osΔψnと正弦(R2 /4)sinΔψnから成る第
2の複素ベースバンド信号を生成する。この第2の複素
ベースバンド信号を位相回転回路14により回転角θが
θ=Δψとなるまで回転させ、更にその回転角θを回転
角度情報生成回路18からの角度情報を基に知ることに
より、位相・回転角同値化回路15が時間τの間の位相
変化ΔψからΔψ/τ≒{ψ(t)}′=m(t)を検
波して出力する。
を除去でき、FM受信機の受信精度向上及び小型化,低
消費電力化に有用な位相検波器を提供する。 【構成】 FM信号を直交復調して生じる第1の複素ベ
ースバンド信号をある時間間隔τでサンプリングした信
号を基に、第2の複素ベースバンド信号生成回路13
で、時間τの間の位相変化Δψnの余弦(R2 /4)c
osΔψnと正弦(R2 /4)sinΔψnから成る第
2の複素ベースバンド信号を生成する。この第2の複素
ベースバンド信号を位相回転回路14により回転角θが
θ=Δψとなるまで回転させ、更にその回転角θを回転
角度情報生成回路18からの角度情報を基に知ることに
より、位相・回転角同値化回路15が時間τの間の位相
変化ΔψからΔψ/τ≒{ψ(t)}′=m(t)を検
波して出力する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、FM信号を直交復調し
て生じる複素ベースバンド信号から原変調信号を検波す
る方式のFM受信機に用いられる位相検波器に係り、詳
しくは、前記FM受信機の受信精度向上及び小型,低消
費電力化に有用な複素ベースバンド信号の位相検出方式
の改良に関する。
て生じる複素ベースバンド信号から原変調信号を検波す
る方式のFM受信機に用いられる位相検波器に係り、詳
しくは、前記FM受信機の受信精度向上及び小型,低消
費電力化に有用な複素ベースバンド信号の位相検出方式
の改良に関する。
【0002】
【従来の技術】周知のように、FM受信機の中には、F
M信号を直交復調して生じる複素ベースバンド信号から
原変調信号を検波する方式を採用したものがある。この
方式は、別の受信方式であるスーパーへテロダイン方式
の受信機と比較した場合に、FM信号の中心周波数とロ
ーカル周波数とが等しいことから、 a.イメージ抑圧用のフィルタが不要である。 b.チャネル選択度は、ベースバンドのIC化されたフ
ィルタによって得ることができる。 c.検波もベースバンドで行うため、これもIC化でき
る。 等の種々の利点を有している。
M信号を直交復調して生じる複素ベースバンド信号から
原変調信号を検波する方式を採用したものがある。この
方式は、別の受信方式であるスーパーへテロダイン方式
の受信機と比較した場合に、FM信号の中心周波数とロ
ーカル周波数とが等しいことから、 a.イメージ抑圧用のフィルタが不要である。 b.チャネル選択度は、ベースバンドのIC化されたフ
ィルタによって得ることができる。 c.検波もベースバンドで行うため、これもIC化でき
る。 等の種々の利点を有している。
【0003】ここで、上記の直交復調は、受信周波数で
直接行っても良いし、中間周波数に落として行っても良
い。特に、受信周波数で直接に直交復調を行う方式は、
ダイレクトコンバージョン受信方式と呼ばれ、例えば、
移動通信機器の小形・軽量化に有効な受信方式として知
られている。
直接行っても良いし、中間周波数に落として行っても良
い。特に、受信周波数で直接に直交復調を行う方式は、
ダイレクトコンバージョン受信方式と呼ばれ、例えば、
移動通信機器の小形・軽量化に有効な受信方式として知
られている。
【0004】従来、この種の受信方式によるFM受信機
としては、例えば図17のような構成のものが知られて
いる。同図において、入力端子101に供給されるFM
変調された信号Rcos(ωct+ψ)(ここで、変調
信号をm(t)とすると、ψ(t)=∫t m(t)d
tである。)は、ミキサ102,103においてその中
間周波数と等しい角周波数ωcのローカル信号cosω
ct,−sinωctによって直交復調され、更に低域
通過フィルタ104,105及びアンプ106,107
を経ることにより複素ベースバンド信号I(t)=(R
/2)cosψ(t),Q(t)=(R/2)sinψ
(t)が得られることになる。
としては、例えば図17のような構成のものが知られて
いる。同図において、入力端子101に供給されるFM
変調された信号Rcos(ωct+ψ)(ここで、変調
信号をm(t)とすると、ψ(t)=∫t m(t)d
tである。)は、ミキサ102,103においてその中
間周波数と等しい角周波数ωcのローカル信号cosω
ct,−sinωctによって直交復調され、更に低域
通過フィルタ104,105及びアンプ106,107
を経ることにより複素ベースバンド信号I(t)=(R
/2)cosψ(t),Q(t)=(R/2)sinψ
(t)が得られることになる。
【0005】次いで、上述の複素ベースバンド信号Iを
微分器108により微分してミキサ111で複素ベース
バンド信号Qと乗じ、同様に複素ベースバンド信号Qを
微分器109により微分してミキサ110で複素ベース
バンド信号Iと乗じ、減算器112により後者から前者
を差し引くと、 (R/2){ψ(t)}′cosψ(t)・(R/2)cosψ(t) −[−(R/2){ψ(t)}′sinψ(t)](R/2)sinψ(t) =(R2 /4){ψ(t)}′ =(R2 /4)m(t) となり、変調信号m(t)が検出されることになる。
微分器108により微分してミキサ111で複素ベース
バンド信号Qと乗じ、同様に複素ベースバンド信号Qを
微分器109により微分してミキサ110で複素ベース
バンド信号Iと乗じ、減算器112により後者から前者
を差し引くと、 (R/2){ψ(t)}′cosψ(t)・(R/2)cosψ(t) −[−(R/2){ψ(t)}′sinψ(t)](R/2)sinψ(t) =(R2 /4){ψ(t)}′ =(R2 /4)m(t) となり、変調信号m(t)が検出されることになる。
【0006】しかしながら、このようにして得られた変
調信号m(t)には、受信信号の大きさRの2乗に比例
する係数(R2 /4)が付加されているため、このまま
ではフェージング等による受信信号強度の変動が出力に
現れる不具合がある。
調信号m(t)には、受信信号の大きさRの2乗に比例
する係数(R2 /4)が付加されているため、このまま
ではフェージング等による受信信号強度の変動が出力に
現れる不具合がある。
【0007】そこで、この例では、ミキサ113,11
4において、複素ベースバンド信号I,Qを2乗すると
ともに、加算器115においてこれらを加算することに
より上述の係数(R2 /4)に相当する信号を生成し、
これを除算器116に供給して前述の検出出力(R2 /
4)m(t)を除算することにより、振幅の正規化され
た出力m(t)を得た後、これを低域通過フィルタ11
7を経由して出力端子118へと出力するようにしてい
る。
4において、複素ベースバンド信号I,Qを2乗すると
ともに、加算器115においてこれらを加算することに
より上述の係数(R2 /4)に相当する信号を生成し、
これを除算器116に供給して前述の検出出力(R2 /
4)m(t)を除算することにより、振幅の正規化され
た出力m(t)を得た後、これを低域通過フィルタ11
7を経由して出力端子118へと出力するようにしてい
る。
【0008】なお、同図には示されていないが、アンプ
106,107の出力は通常A/D変換器によりデジタ
ル値に変換され、以降はデジタル信号処理(DSP)と
するのが一般的である。これは、図中の微分器108,
109、乗算器110,111,113,114、減算
器112、加算器115等がアナログ回路に比べて精度
よく実現できることと、同一のハードウェア構成のまま
ソフトウェアの変更だけで、他の変調方式の信号も検波
できると言う利点があるという理由によるものである。
106,107の出力は通常A/D変換器によりデジタ
ル値に変換され、以降はデジタル信号処理(DSP)と
するのが一般的である。これは、図中の微分器108,
109、乗算器110,111,113,114、減算
器112、加算器115等がアナログ回路に比べて精度
よく実現できることと、同一のハードウェア構成のまま
ソフトウェアの変更だけで、他の変調方式の信号も検波
できると言う利点があるという理由によるものである。
【0009】ところで、上述した処理の中の除算器11
6における除算の方式としては、逆数ROM方式、対数
計算方式、減算シフト方式、収束型除算方式の4種類が
知られているが、現在のところ、精度よくかつ高速に除
算結果を得るための有効な手法がないのが実情であり
(丸田力男、西谷隆男共著『シグナルプロセッサとその
応用』昭晃堂pp38〜41参照)、そのため、従来
は、この除算に係る回路部分の制約がこの種の受信機を
実現するための大きな障害となっていた。
6における除算の方式としては、逆数ROM方式、対数
計算方式、減算シフト方式、収束型除算方式の4種類が
知られているが、現在のところ、精度よくかつ高速に除
算結果を得るための有効な手法がないのが実情であり
(丸田力男、西谷隆男共著『シグナルプロセッサとその
応用』昭晃堂pp38〜41参照)、そのため、従来
は、この除算に係る回路部分の制約がこの種の受信機を
実現するための大きな障害となっていた。
【0010】例えば、この種の除算回路を用いた従来装
置では、FM信号の振幅変動に依存した検波出力の変動
を吸収しきれず、受信精度の良好な受信機の実現が困難
であった。
置では、FM信号の振幅変動に依存した検波出力の変動
を吸収しきれず、受信精度の良好な受信機の実現が困難
であった。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】上述の如く、従来のこ
の種のFM受信機では、入力信号の振幅変調成分を除去
するために除算回路を必要としていたが、精度よく高速
に除算を行う方式がないため、FM信号の振幅変動に依
存した検波出力の変動を吸収しきれず、受信精度の良好
な受信機が実現できないという問題点があった。
の種のFM受信機では、入力信号の振幅変調成分を除去
するために除算回路を必要としていたが、精度よく高速
に除算を行う方式がないため、FM信号の振幅変動に依
存した検波出力の変動を吸収しきれず、受信精度の良好
な受信機が実現できないという問題点があった。
【0012】本発明は上記問題点を除去し、除算を行わ
なくとも、入力信号の振幅変動成分を除去することがで
き、もってFM受信機の高い受信精度を維持できるとと
もに、更にこのFM受信機の小型化及び低消費電力化に
も有用な位相検波器及びこれに用いる位相検波方式を提
供することを目的とする。
なくとも、入力信号の振幅変動成分を除去することがで
き、もってFM受信機の高い受信精度を維持できるとと
もに、更にこのFM受信機の小型化及び低消費電力化に
も有用な位相検波器及びこれに用いる位相検波方式を提
供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】この出願の第1の発明
は、FM信号をその中心周波数に等しい周波数の直交ロ
ーカル信号により直交復調するとともに、該復調された
第1の複素ベースバンド信号により原変調信号を検波す
るFM受信機に用いる位相検波器において、前記第1の
複素ベースバンド信号のある時間間隔τにおける位相変
化量の余弦と正弦とを成分とした第2の複素ベースバン
ド信号を生成させる第2の複素ベースバンド信号生成手
段と、前記第2の複素ベースバンド信号を位相回転させ
る位相回転手段と、前記位相回転させる角度の情報を生
成する回転角度情報生成手段と、前記回転させた第2の
複素ベースバンド信号の回転角を前記第1の複素ベース
バンド信号の時間τにおける位相変化と等しくするため
の位相・回転角同値化手段とを有し、該位相・回転角同
値化手段により同値化した回転角を表す回転角度情報生
成手段の出力を検波出力とすることを特徴とする。
は、FM信号をその中心周波数に等しい周波数の直交ロ
ーカル信号により直交復調するとともに、該復調された
第1の複素ベースバンド信号により原変調信号を検波す
るFM受信機に用いる位相検波器において、前記第1の
複素ベースバンド信号のある時間間隔τにおける位相変
化量の余弦と正弦とを成分とした第2の複素ベースバン
ド信号を生成させる第2の複素ベースバンド信号生成手
段と、前記第2の複素ベースバンド信号を位相回転させ
る位相回転手段と、前記位相回転させる角度の情報を生
成する回転角度情報生成手段と、前記回転させた第2の
複素ベースバンド信号の回転角を前記第1の複素ベース
バンド信号の時間τにおける位相変化と等しくするため
の位相・回転角同値化手段とを有し、該位相・回転角同
値化手段により同値化した回転角を表す回転角度情報生
成手段の出力を検波出力とすることを特徴とする。
【0014】また、この出願の第2の発明は、入力複素
ベースバンド信号の持つ位相を検出する位相検波器にお
いて、入力複素ベースバンド信号の位相が、予め2π/
Nラジアン(Nは4以上の整数)ずつに等分割した複数
の位相領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検
出結果を粗位相値として出力する位相領域検出手段と、
前記入力複素ベースバンド信号の位相を該位相の増加ま
たは減少傾向を示す指示信号に応じて+π/Nラジアン
または−π/Nラジアン回転させ、これを前記位相領域
検出手段により検出された位相領域を2等分する中心軸
に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相
の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する回転
投影手段と、該回転射影手段の出力を積分する積分手段
と、該積分手段の出力を2値量子化する量子化手段と、
該量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
力する遅延手段と、前記位相領域検出手段の粗位相値出
力と前記量子化手段の出力を合成する位相合成手段と、
該位相合成手段の出力をろ波するフィルタ手段とを具備
し、入力複素ベースバンド信号の持つ位相をΣ−Δ変調
を利用して検波することを特徴とする。
ベースバンド信号の持つ位相を検出する位相検波器にお
いて、入力複素ベースバンド信号の位相が、予め2π/
Nラジアン(Nは4以上の整数)ずつに等分割した複数
の位相領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検
出結果を粗位相値として出力する位相領域検出手段と、
前記入力複素ベースバンド信号の位相を該位相の増加ま
たは減少傾向を示す指示信号に応じて+π/Nラジアン
または−π/Nラジアン回転させ、これを前記位相領域
検出手段により検出された位相領域を2等分する中心軸
に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相
の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する回転
投影手段と、該回転射影手段の出力を積分する積分手段
と、該積分手段の出力を2値量子化する量子化手段と、
該量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
力する遅延手段と、前記位相領域検出手段の粗位相値出
力と前記量子化手段の出力を合成する位相合成手段と、
該位相合成手段の出力をろ波するフィルタ手段とを具備
し、入力複素ベースバンド信号の持つ位相をΣ−Δ変調
を利用して検波することを特徴とする。
【0015】望ましくは、上記第2の発明において、N
=4として、前記位相領域を、前記入力複素ベースバン
ド信号の位相成分(I,Q)に対応したI軸及びQ軸で
構成する複素座標系の第1,第2,第3及び第4の4つ
象限に分割し、前記回転射影手段は、前記位相領域検出
手段により検出される前記入力複素ベースバンド信号が
属する前記位相領域と前記遅延手段の出力とに応じて、
(A)入力複素ベースバンド信号が第1象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時にはQ成分を出力し、1の
時には−I成分を出力し、(B)入力複素ベースバンド
信号が第2象限にあって、前記遅延手段の出力が0の時
には−I成分を出力し、1の時には−Q成分を出力し、
(C)入力複素ベースバンド信号が第3象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時には−Q成分を出力し、1
の時にはI成分を出力し、(D)入力複素ベースバンド
信号が第4象限にあって、前記遅延手段の出力が0の時
にはI成分を出力し、1の時にはQ成分を出力すること
を特徴とする。
=4として、前記位相領域を、前記入力複素ベースバン
ド信号の位相成分(I,Q)に対応したI軸及びQ軸で
構成する複素座標系の第1,第2,第3及び第4の4つ
象限に分割し、前記回転射影手段は、前記位相領域検出
手段により検出される前記入力複素ベースバンド信号が
属する前記位相領域と前記遅延手段の出力とに応じて、
(A)入力複素ベースバンド信号が第1象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時にはQ成分を出力し、1の
時には−I成分を出力し、(B)入力複素ベースバンド
信号が第2象限にあって、前記遅延手段の出力が0の時
には−I成分を出力し、1の時には−Q成分を出力し、
(C)入力複素ベースバンド信号が第3象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時には−Q成分を出力し、1
の時にはI成分を出力し、(D)入力複素ベースバンド
信号が第4象限にあって、前記遅延手段の出力が0の時
にはI成分を出力し、1の時にはQ成分を出力すること
を特徴とする。
【0016】
【作用】上記第1の発明では、FM信号を直交復調して
生じる第1の複素ベースバンド信号I=(R/2)co
sψ(t),Q=(R/2)sinψ(t)をある時間
間隔τでサンプリングした信号(R/2)cosψn,
(R/2)sinψnと、1サンプル前の信号(R/
2)cosψn-1,(R/2)sinψn-1とから、時
間τの間の位相変化Δψn=ψn−ψn-1の余弦(R2
/4)cosΔψnと正弦(R2 /4)sinΔψnと
を生成し、この2つの成分からなる第2の複素ベースバ
ンド信号を回転角がΔψnに等しくなるように位相回転
させ、その回転角を別の角度情報発生手段により知るよ
うにし、この認識したΔψnを検波出力信号とするもの
である。
生じる第1の複素ベースバンド信号I=(R/2)co
sψ(t),Q=(R/2)sinψ(t)をある時間
間隔τでサンプリングした信号(R/2)cosψn,
(R/2)sinψnと、1サンプル前の信号(R/
2)cosψn-1,(R/2)sinψn-1とから、時
間τの間の位相変化Δψn=ψn−ψn-1の余弦(R2
/4)cosΔψnと正弦(R2 /4)sinΔψnと
を生成し、この2つの成分からなる第2の複素ベースバ
ンド信号を回転角がΔψnに等しくなるように位相回転
させ、その回転角を別の角度情報発生手段により知るよ
うにし、この認識したΔψnを検波出力信号とするもの
である。
【0017】つまり、この第1の発明では、変調信号
{ψ(t)}′=m(t)を知るに際し、時間τの間の
位相変化をΔψとして、(R2 /4)cosΔψ,(R
2 /4)sinΔψよりなる複素信号を、回転角θがθ
=Δψとなるまで回転させ、その回転角θを別に用意し
た回転角度情報生成手段により知ることにより、時間τ
の間の位相変化Δψ、即ちΔψ/τ≒{ψ(t)}′=
m(t)を知るようにしているので、受信信号の振幅に
無関係に原変調信号を検波することができる。
{ψ(t)}′=m(t)を知るに際し、時間τの間の
位相変化をΔψとして、(R2 /4)cosΔψ,(R
2 /4)sinΔψよりなる複素信号を、回転角θがθ
=Δψとなるまで回転させ、その回転角θを別に用意し
た回転角度情報生成手段により知ることにより、時間τ
の間の位相変化Δψ、即ちΔψ/τ≒{ψ(t)}′=
m(t)を知るようにしているので、受信信号の振幅に
無関係に原変調信号を検波することができる。
【0018】また、上記第2の発明では、入力複素ベー
スバンド信号cos{ψ(t)},sin{ψ(t)}
から位相ψ(t)を検出するに際し、上記入力複素ベー
スバンド信号の位相が、予め2π/Nラジアン(Nは4
以上の整数)ずつに等分割した複数の位相領域のうちの
どの領域に属するかを位相領域検出手段により検出し、
その検出結果を粗位相値として出力する。
スバンド信号cos{ψ(t)},sin{ψ(t)}
から位相ψ(t)を検出するに際し、上記入力複素ベー
スバンド信号の位相が、予め2π/Nラジアン(Nは4
以上の整数)ずつに等分割した複数の位相領域のうちの
どの領域に属するかを位相領域検出手段により検出し、
その検出結果を粗位相値として出力する。
【0019】これとともに、上記入力複素ベースバンド
信号を回転射影手段に入力して、遅延手段の出力2値信
号の“0”または“1”に応じて+π/Nラジアンまた
は−π/Nラジアン回転させ、これを上記位相領域検出
手段により検出された位相領域を2等分する中心軸に直
交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相の増
加方向を正とする直線に投影した値を出力する。
信号を回転射影手段に入力して、遅延手段の出力2値信
号の“0”または“1”に応じて+π/Nラジアンまた
は−π/Nラジアン回転させ、これを上記位相領域検出
手段により検出された位相領域を2等分する中心軸に直
交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相の増
加方向を正とする直線に投影した値を出力する。
【0020】そして、更には、この回転射影手段の出力
を積分手段により積分し、量子化手段により2値量子化
した後、この量子化出力を遅延手段により遅延させて回
転投影手段に与えるとともに、上記量子化出力を上記位
相領域検出手段からの粗位相値と合成し、フィルタ手段
を通して出力するようにしている。
を積分手段により積分し、量子化手段により2値量子化
した後、この量子化出力を遅延手段により遅延させて回
転投影手段に与えるとともに、上記量子化出力を上記位
相領域検出手段からの粗位相値と合成し、フィルタ手段
を通して出力するようにしている。
【0021】この第2の発明において、回転射影手段、
積分手段、量子化手段、遅延手段で構成される閉ループ
は、入力複素ベースバンド信号の位相情報を出力2値信
号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ変調器を形成して
おり、位相検出精度を、位相を回転させる精度ではなく
時間軸上に求めることができる。これにより、上記回転
位相を±π/Nラジアンに固定できるため、位相回転は
入力複素ベースバンド信号の成分I,Qの固定係数の線
形演算のみで実現することができる。
積分手段、量子化手段、遅延手段で構成される閉ループ
は、入力複素ベースバンド信号の位相情報を出力2値信
号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ変調器を形成して
おり、位相検出精度を、位相を回転させる精度ではなく
時間軸上に求めることができる。これにより、上記回転
位相を±π/Nラジアンに固定できるため、位相回転は
入力複素ベースバンド信号の成分I,Qの固定係数の線
形演算のみで実現することができる。
【0022】従って、第2の発明では、上記第1の発明
において不可欠とされる関数情報を書き込んだROMや
高速かつ演算ビット数の大きな乗算器が不要となり、こ
の簡略な構成の位相検波器を用いてより小型でかつ消費
電力の少ないFM受信機を実現できる。
において不可欠とされる関数情報を書き込んだROMや
高速かつ演算ビット数の大きな乗算器が不要となり、こ
の簡略な構成の位相検波器を用いてより小型でかつ消費
電力の少ないFM受信機を実現できる。
【0023】特に、N=4に選ぶと、位相領域検出手段
の機能は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分のそれ
ぞれの正負判定と、その判定結果に応じて4つの出力の
うちのどれか1つを選択することに帰着し、また回転投
影手段の機能は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分
と、これから生成した−I,−Q成分との4つの信号の
うちどれか1つを選択することに帰着することから、位
相検波器を更に簡単な構成で実現できる。
の機能は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分のそれ
ぞれの正負判定と、その判定結果に応じて4つの出力の
うちのどれか1つを選択することに帰着し、また回転投
影手段の機能は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分
と、これから生成した−I,−Q成分との4つの信号の
うちどれか1つを選択することに帰着することから、位
相検波器を更に簡単な構成で実現できる。
【0024】
【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて
詳細に説明する。図1は本発明の第1の実施例に係る位
相検波器を適用して成るFM受信機の構成図であり、ミ
キサ2,3、ローカル発振器4、π/2位相差分波器
5、低域通過フィルタ6,7、アンプ8,9、A/D変
換器10,11、第2の複素ベースバンド信号生成回路
12、位相回転回路13、位相・回転角同値化回路1
4、関数メモリ15、角度情報生成回路16、サンプル
&ホールド回路17、D/A変換器18、低域通過フィ
ルタ19を具備している。
詳細に説明する。図1は本発明の第1の実施例に係る位
相検波器を適用して成るFM受信機の構成図であり、ミ
キサ2,3、ローカル発振器4、π/2位相差分波器
5、低域通過フィルタ6,7、アンプ8,9、A/D変
換器10,11、第2の複素ベースバンド信号生成回路
12、位相回転回路13、位相・回転角同値化回路1
4、関数メモリ15、角度情報生成回路16、サンプル
&ホールド回路17、D/A変換器18、低域通過フィ
ルタ19を具備している。
【0025】次に、その動作を説明する。図1におい
て、入力端子1に入力されたFM信号Rcos(ωct
+ψ(t))(ここで、{ψ(t)}′=m(t),m
(t)は原変調信号である)は、ミキサ2,3によって
直交復調される。ミキサ2,3には、周波数がωcと等
しい直交ローカル信号が、ローカル発振器4、π/2位
相差分波器5によって供給されている。
て、入力端子1に入力されたFM信号Rcos(ωct
+ψ(t))(ここで、{ψ(t)}′=m(t),m
(t)は原変調信号である)は、ミキサ2,3によって
直交復調される。ミキサ2,3には、周波数がωcと等
しい直交ローカル信号が、ローカル発振器4、π/2位
相差分波器5によって供給されている。
【0026】直交復調されて第1の複素ベースバンド信
号となったFM信号は、低域フィルタ6,7によって不
要成分を除かれ、アンプ8,9によって所要の大きさに
増幅されてから、A/D変換器10,11によってデジ
タル値に変換される。
号となったFM信号は、低域フィルタ6,7によって不
要成分を除かれ、アンプ8,9によって所要の大きさに
増幅されてから、A/D変換器10,11によってデジ
タル値に変換される。
【0027】A/D変換器10,11は、fs=1/τ
の周波数を持つサンプリングパルスP1 によって周期τ
にて入力信号をサンプルし、これをデジタル化する。ま
た、このデジタル値は、次のサンプルパルスの到来まで
ホールドされる。
の周波数を持つサンプリングパルスP1 によって周期τ
にて入力信号をサンプルし、これをデジタル化する。ま
た、このデジタル値は、次のサンプルパルスの到来まで
ホールドされる。
【0028】A/D変換器10,11の出力は、第2の
複素ベースバンド信号生成回路12へと入力され、サン
プリング間隔τの間に変化した第1の複素ベースバンド
信号の位相Δψの余弦と正弦とを成分とした第2の複素
ベースバンド信号に相当する出力を得る。この第2の複
素ベースバンド信号生成回路12は、例えば図2に示さ
れる如く、τ遅延回路121,122、乗算器123〜
126、加算器127及び減算器128を有する演算回
路により実現される。この構成の第2の複素ベースバン
ド信号生成回路12により得られる第2の複素ベースバ
ンド信号は、{(R2 /4)cosΔψn,(R2 /
4)sinΔψn}となる。
複素ベースバンド信号生成回路12へと入力され、サン
プリング間隔τの間に変化した第1の複素ベースバンド
信号の位相Δψの余弦と正弦とを成分とした第2の複素
ベースバンド信号に相当する出力を得る。この第2の複
素ベースバンド信号生成回路12は、例えば図2に示さ
れる如く、τ遅延回路121,122、乗算器123〜
126、加算器127及び減算器128を有する演算回
路により実現される。この構成の第2の複素ベースバン
ド信号生成回路12により得られる第2の複素ベースバ
ンド信号は、{(R2 /4)cosΔψn,(R2 /
4)sinΔψn}となる。
【0029】ここで、ミキサ2,3、フィルタ6,7、
アンプ8,9の利得は、この説明の中では特に意味を持
たないので、仮に1倍としておくと、A/D変換器1
0,11の入力はそれぞれ(R/2)cosψ(t),
(R/2)sinψ(t)となる。また、このA/D変
換器10,11により周期τでA/D変換された信号
は、(R/2)cosψn,(R/2)sinψn{但
し、ψn=ψ(nτ)。また、これらの値は期間τの間
ホールドされたサンプル&ホールド信号である。}とな
る。
アンプ8,9の利得は、この説明の中では特に意味を持
たないので、仮に1倍としておくと、A/D変換器1
0,11の入力はそれぞれ(R/2)cosψ(t),
(R/2)sinψ(t)となる。また、このA/D変
換器10,11により周期τでA/D変換された信号
は、(R/2)cosψn,(R/2)sinψn{但
し、ψn=ψ(nτ)。また、これらの値は期間τの間
ホールドされたサンプル&ホールド信号である。}とな
る。
【0030】第2の複素ベースバンド信号生成回路12
の出力は更に位相回転回路13に入力される。位相回転
回路13は、例えば図3に示される如く、乗算器13
1,132、加算器133及び減算器134を有する演
算回路により実現される。
の出力は更に位相回転回路13に入力される。位相回転
回路13は、例えば図3に示される如く、乗算器13
1,132、加算器133及び減算器134を有する演
算回路により実現される。
【0031】すなわち位相回転回路13においては、A
/D変換器10,11の出力(R2/4)cosΔψ
n,(R2 /4)sinΔψnに、乗算器131,13
2によりそれぞれ一定の角周波数ωL を持つ直交ローカ
ル信号sinωL t,cosωL tを乗じ、その結果同
士を加算器133,減算器134によりそれぞれ加算ま
たは減算する演算が行われる。これにより、下記の
(1),(2)式を満足する位相回転回路13の出力が
得られる。
/D変換器10,11の出力(R2/4)cosΔψ
n,(R2 /4)sinΔψnに、乗算器131,13
2によりそれぞれ一定の角周波数ωL を持つ直交ローカ
ル信号sinωL t,cosωL tを乗じ、その結果同
士を加算器133,減算器134によりそれぞれ加算ま
たは減算する演算が行われる。これにより、下記の
(1),(2)式を満足する位相回転回路13の出力が
得られる。
【0032】 (R2 /4)sinωL tcosΔψn+(R2 /4)cosωL tsinΔψ n =(R2 /4)sin(ωL t+Δψn) …………(1) (R2 /4)sinωL tcosΔψn−(R2 /4)cosωL tsinΔψ n =(R2 /4)sin(ωL t−Δψn) …………(2) ここで、式(1),(2)は共に反時計回りの回転であ
るが、Δψnの符号が異なる。今、時間間隔τを、τの
間に、Δψnが±180°を越えないように十分小さく
選んであるものとすると、式(1),(2)が負から正
に切り替わるタイミングは、図4より、Δψn>0のと
きは式(2)が早い。しかも、その回転角度は、Δψn
にマイナスの符号をつけたものに等しい。つまり、回転
開始から、式(1)または(2)が負から正に切り替わ
る時間をTとすると、 ωL T=−Δψn …………(3) となる。従って、Δψnの正負は、式(1),(2)の
どちらが先に負から正に切り替わったかにより分かる。
るが、Δψnの符号が異なる。今、時間間隔τを、τの
間に、Δψnが±180°を越えないように十分小さく
選んであるものとすると、式(1),(2)が負から正
に切り替わるタイミングは、図4より、Δψn>0のと
きは式(2)が早い。しかも、その回転角度は、Δψn
にマイナスの符号をつけたものに等しい。つまり、回転
開始から、式(1)または(2)が負から正に切り替わ
る時間をTとすると、 ωL T=−Δψn …………(3) となる。従って、Δψnの正負は、式(1),(2)の
どちらが先に負から正に切り替わったかにより分かる。
【0033】回転角度が式(3)に達した時の検出と、
Δψnが正か負かの検出は、次段の位相・回転角同値化
回路14により行われる。この位相・回転角同値化回路
14は、例えば図5に示される如く、2値化回路14
1,142、サンプル信号発生回路143,144を有
する演算回路により実現される。すなわち、この位相・
回転角同値化回路14では、上述した式(1),(2)
の信号に関して、2値化回路141,142によりゼロ
クロスエッジが抽出される。この時、立ち上がりのエッ
ジに同期してサンプリングパルスP2 またはP3 〔図7
(e),(f)参照〕がサンプル信号発生回路143,
144から出力される。ここで、サンプリングパルスP
2 ,P3 は各々Δψnの負及び正に対応している。
Δψnが正か負かの検出は、次段の位相・回転角同値化
回路14により行われる。この位相・回転角同値化回路
14は、例えば図5に示される如く、2値化回路14
1,142、サンプル信号発生回路143,144を有
する演算回路により実現される。すなわち、この位相・
回転角同値化回路14では、上述した式(1),(2)
の信号に関して、2値化回路141,142によりゼロ
クロスエッジが抽出される。この時、立ち上がりのエッ
ジに同期してサンプリングパルスP2 またはP3 〔図7
(e),(f)参照〕がサンプル信号発生回路143,
144から出力される。ここで、サンプリングパルスP
2 ,P3 は各々Δψnの負及び正に対応している。
【0034】一方、先にサンプリングパルスを発生した
方は、同時に他方のサンプリングパルスの発生を、サン
プリングパルスP1 〔図7(b)参照〕が到来するまで
禁止する。これにより、Δψnの正負を確定する。
方は、同時に他方のサンプリングパルスの発生を、サン
プリングパルスP1 〔図7(b)参照〕が到来するまで
禁止する。これにより、Δψnの正負を確定する。
【0035】次に、サンプリングパルスP2 ,P3 は、
角度情報生成回路16に入力される。この角度情報生成
回路16は、例えば図6に示される如くの演算回路によ
り実現される。すなわち、この角度情報生成回路16に
は、サンプリングパルスP1よりも十分周波数の高いク
ロックパルスP4 〔図7(a)参照〕を入力として、ゼ
ロから正にカウントアップする加算カウンタ161と、
ゼロから負にカウントダウンする減算カウンタ162が
あり、サンプリングパルスP1 より周期的にゼロにリセ
ットされながらカウントを続けている。
角度情報生成回路16に入力される。この角度情報生成
回路16は、例えば図6に示される如くの演算回路によ
り実現される。すなわち、この角度情報生成回路16に
は、サンプリングパルスP1よりも十分周波数の高いク
ロックパルスP4 〔図7(a)参照〕を入力として、ゼ
ロから正にカウントアップする加算カウンタ161と、
ゼロから負にカウントダウンする減算カウンタ162が
あり、サンプリングパルスP1 より周期的にゼロにリセ
ットされながらカウントを続けている。
【0036】サンプリングパルスP2 は減算カウンタ1
62の出力ゲート164を開け、サンプリングパルスP
3 は加算カウンタ161の出力ゲート163を開け、そ
の出力をホールド回路165に伝える。ホールド回路1
65は、次回どちらかのゲート(163または164)
が開き、その値が更新されるまでホールドする。
62の出力ゲート164を開け、サンプリングパルスP
3 は加算カウンタ161の出力ゲート163を開け、そ
の出力をホールド回路165に伝える。ホールド回路1
65は、次回どちらかのゲート(163または164)
が開き、その値が更新されるまでホールドする。
【0037】以上に述べた角度情報生成回路16の回路
動作に係る各信号のタイムチャートを図7にまとめて示
している。図7において、加算カウンタ161及び減算
カウンタ162の出力〔同図(c),(d)〕は、位相
回転回路13における回転角度に対応している。従っ
て、角度情報生成回路16の出力〔同図(g)〕は、期
間τでのΔψn、即ちΔψn/τ≒{ψ(t)}′=m
(t)を表している。
動作に係る各信号のタイムチャートを図7にまとめて示
している。図7において、加算カウンタ161及び減算
カウンタ162の出力〔同図(c),(d)〕は、位相
回転回路13における回転角度に対応している。従っ
て、角度情報生成回路16の出力〔同図(g)〕は、期
間τでのΔψn、即ちΔψn/τ≒{ψ(t)}′=m
(t)を表している。
【0038】角度情報生成回路16の出力は、再びサン
プル&ホールド回路17によってサンプリングパルスP
1 に同期してサンプル&ホールドされる。これは、角度
情報生成回路16の出力でのサンプル時刻が完全な周期
性を持たず、ジッタを生じているため、これを無くする
ために行われる処理である。完全なサンプル&ホールド
波形になった信号は、D/A変換器18によってアナロ
グ値に変換され、更に低域通過フィルタ19によって平
滑化された後、出力される。
プル&ホールド回路17によってサンプリングパルスP
1 に同期してサンプル&ホールドされる。これは、角度
情報生成回路16の出力でのサンプル時刻が完全な周期
性を持たず、ジッタを生じているため、これを無くする
ために行われる処理である。完全なサンプル&ホールド
波形になった信号は、D/A変換器18によってアナロ
グ値に変換され、更に低域通過フィルタ19によって平
滑化された後、出力される。
【0039】なお、位相回転回路13に与える直交ロー
カル信号sinωL t,cosωLtは、この例では関
数メモリ(ROM)15に関係値を書き込んでおき、サ
ンプリングパルスP1 によって、リセット&スタートさ
せるようにしている。読み出しは先のクロックパルスP
4 によって行っているため、角度情報生成回路16のカ
ウント値と、位相回転回路13の出力する回転角度は対
応している。
カル信号sinωL t,cosωLtは、この例では関
数メモリ(ROM)15に関係値を書き込んでおき、サ
ンプリングパルスP1 によって、リセット&スタートさ
せるようにしている。読み出しは先のクロックパルスP
4 によって行っているため、角度情報生成回路16のカ
ウント値と、位相回転回路13の出力する回転角度は対
応している。
【0040】次に、上記FM受信機における各部波形の
計算機によるシミュレーション結果を図8に示す。図8
において、(a)は原変調信号m(t)である。同図
(b)はcosωctをm(t)でFM変調したもので
あって、cos(ωct+ψ(t)){但し、ψ(t)
=∫t m(t)dt}である。
計算機によるシミュレーション結果を図8に示す。図8
において、(a)は原変調信号m(t)である。同図
(b)はcosωctをm(t)でFM変調したもので
あって、cos(ωct+ψ(t)){但し、ψ(t)
=∫t m(t)dt}である。
【0041】また、同図(c),(d)は、FM変調信
号cos(ωct+ψ(t))を直交復調して、低域通
過フィルタを通した信号cosψ(t),sinψ
(t)と、これをサンプルホールドした信号cosψ
n,sinψnとを重ね書きしたものである。
号cos(ωct+ψ(t))を直交復調して、低域通
過フィルタを通した信号cosψ(t),sinψ
(t)と、これをサンプルホールドした信号cosψ
n,sinψnとを重ね書きしたものである。
【0042】同図(e),(f)は、図2に示した第2
の複素ベースバンド信号生成回路12での演算によりc
osΔψn,sinΔψn(Δψn=ψn−ψn-1)を
求めたものである。同図(g),(h)は、図3に示し
た位相回転回路13での演算により求めたsin(ωL
t+Δψn),sin(ωL t−Δψn)である。
の複素ベースバンド信号生成回路12での演算によりc
osΔψn,sinΔψn(Δψn=ψn−ψn-1)を
求めたものである。同図(g),(h)は、図3に示し
た位相回転回路13での演算により求めたsin(ωL
t+Δψn),sin(ωL t−Δψn)である。
【0043】同図(i),(j)は、図6に示した角度
情報生成回路16での演算により加算カウンタ及び減算
カウンタの出力を求めたものであり、同図(g)が同図
(h)より早く負から正に切り替わる時は同図(j)を
サンプリングし、同図(h)が同図(g)より早く負か
ら正に切り替わる時は同図(i)をサンプリングし、こ
れをホールドして同図(k)を得る。この時点で、同図
(k)は略原変調信号〔同図(a)〕を再現している。
情報生成回路16での演算により加算カウンタ及び減算
カウンタの出力を求めたものであり、同図(g)が同図
(h)より早く負から正に切り替わる時は同図(j)を
サンプリングし、同図(h)が同図(g)より早く負か
ら正に切り替わる時は同図(i)をサンプリングし、こ
れをホールドして同図(k)を得る。この時点で、同図
(k)は略原変調信号〔同図(a)〕を再現している。
【0044】しかし、サンプリング間隔がまちまちであ
るので、これを再び間隔τでサンプリングして同図
(l)を得る。実際には、この後に平滑化フィルタを通
すことにより、完全に同図(a)を再現できることにな
るが、ここでは省略している。
るので、これを再び間隔τでサンプリングして同図
(l)を得る。実際には、この後に平滑化フィルタを通
すことにより、完全に同図(a)を再現できることにな
るが、ここでは省略している。
【0045】このように、上記実施例のFM受信機で
は、受信したFM信号Rcos(ωc・t+ψ(t))
(ここで(ψ(t))´=m(t)で、m(t)は原変
調信号である。)を、その中心周波数に等しい周波数の
第1直交ローカル信号により直交復調して第1の複素ベ
ースバンド信号(R/2)cosψ(t)と(R/2)
sinψ(t)を得て、この第1の複素ベースバンド信
号の、ある時間間隔τにおける位相変化量Δψの余弦と
正弦とを成分とした第2の複素ベースバンド信号(R2
/4)cosΔψと(R2 /4)sinΔψを生成す
る。
は、受信したFM信号Rcos(ωc・t+ψ(t))
(ここで(ψ(t))´=m(t)で、m(t)は原変
調信号である。)を、その中心周波数に等しい周波数の
第1直交ローカル信号により直交復調して第1の複素ベ
ースバンド信号(R/2)cosψ(t)と(R/2)
sinψ(t)を得て、この第1の複素ベースバンド信
号の、ある時間間隔τにおける位相変化量Δψの余弦と
正弦とを成分とした第2の複素ベースバンド信号(R2
/4)cosΔψと(R2 /4)sinΔψを生成す
る。
【0046】次に、この第2の複素ベースバンド信号を
位相回転回路に入力して、第2の直交ローカル信号を乗
じて位相回転させ、その回転角θがΔψに等しくなった
ら、位相・回転角同値化回路14によってこれを検出す
る。回転角θの値は別に設けた回転角度情報生成回路1
6によって保持、更新されており、前記位相・回転角同
値化回路14の検出情報を受けて回転角度情報生成回路
16は回転角θ(=Δψ)の値を出力する。これによっ
て、時間間隔τに於ける位相変化量Δψから、Δψ/τ
≒(ψ(t))´=m(t)が得られ、FM検波が行わ
れる。
位相回転回路に入力して、第2の直交ローカル信号を乗
じて位相回転させ、その回転角θがΔψに等しくなった
ら、位相・回転角同値化回路14によってこれを検出す
る。回転角θの値は別に設けた回転角度情報生成回路1
6によって保持、更新されており、前記位相・回転角同
値化回路14の検出情報を受けて回転角度情報生成回路
16は回転角θ(=Δψ)の値を出力する。これによっ
て、時間間隔τに於ける位相変化量Δψから、Δψ/τ
≒(ψ(t))´=m(t)が得られ、FM検波が行わ
れる。
【0047】この実施例のFM受信機によれば、位相検
波器(位相回転回路13,位相・回転角同値化回路14
及び回転角度情報生成回路16から成る部分)の構成を
工夫することによって、受信信号の振幅変調成分を除去
するために従来必要であった除算回路を不要とすること
ができる。
波器(位相回転回路13,位相・回転角同値化回路14
及び回転角度情報生成回路16から成る部分)の構成を
工夫することによって、受信信号の振幅変調成分を除去
するために従来必要であった除算回路を不要とすること
ができる。
【0048】しかしながら、この位相検波器は、位相回
転回路13において第2の直交ローカル信号を生成する
ために、余弦および正弦関数の値を書き込んだROM1
5が必要であること、また充分な位相検出精度および復
調S/Nを確保するために、高速かつ演算ビット数の大
きい乗算器(図3参照)を必要とし、FM受信機の小形
化及び低消費電力化に適したものとは言い難かった。
転回路13において第2の直交ローカル信号を生成する
ために、余弦および正弦関数の値を書き込んだROM1
5が必要であること、また充分な位相検出精度および復
調S/Nを確保するために、高速かつ演算ビット数の大
きい乗算器(図3参照)を必要とし、FM受信機の小形
化及び低消費電力化に適したものとは言い難かった。
【0049】そこで、FM受信機の小形化及び低消費電
力化を図るべく、余弦および正弦関数の値を書き込んだ
ROMを必要とせず、また高速かつ演算ビット数の大き
い乗算器も不要な位相検波方式が望まれる。
力化を図るべく、余弦および正弦関数の値を書き込んだ
ROMを必要とせず、また高速かつ演算ビット数の大き
い乗算器も不要な位相検波方式が望まれる。
【0050】かかる要請に対して有用な位相検波方式と
して、例えばΣ−Δ変調を利用した位相検波方式があ
り、以下にその詳細を説明する。図9は、上記Σ−Δ変
調による位相検波方式を適用して成る位相検波器の基本
構成図を示したものである。この第2の実施例に係る位
相検波器は、位相領域検出回路21、回転投影回路2
2、積分回路23、量子化回路24、遅延回路25、位
相合成回路26、フィルタ27を具備して構成される。
この位相検波器は、例えば図1に示すFM受信機の第2
の複素ベースバンド信号生成回路12により得られる第
2の複素ベースバンド信号を入力としてその検波を行う
機能構成と考えることができる。
して、例えばΣ−Δ変調を利用した位相検波方式があ
り、以下にその詳細を説明する。図9は、上記Σ−Δ変
調による位相検波方式を適用して成る位相検波器の基本
構成図を示したものである。この第2の実施例に係る位
相検波器は、位相領域検出回路21、回転投影回路2
2、積分回路23、量子化回路24、遅延回路25、位
相合成回路26、フィルタ27を具備して構成される。
この位相検波器は、例えば図1に示すFM受信機の第2
の複素ベースバンド信号生成回路12により得られる第
2の複素ベースバンド信号を入力としてその検波を行う
機能構成と考えることができる。
【0051】位相領域検出回路21は、その入力複素ベ
ースバンド信号の位相が、予め2π/Nラジアン(Nは
4以上の整数)ずつに等分割した複数の位相領域のうち
のどの領域に属するかを検出し、その検出結果を粗位相
値として出力する。
ースバンド信号の位相が、予め2π/Nラジアン(Nは
4以上の整数)ずつに等分割した複数の位相領域のうち
のどの領域に属するかを検出し、その検出結果を粗位相
値として出力する。
【0052】また、回転投影回路22は、上記入力複素
ベースバンド信号を、遅延回路25から出力される2値
信号“0”または“1”に応じて+π/Nラジアンまた
は−π/Nラジアン回転させ、これを更に上記位相領域
検出回路21により検出された位相領域を2等分する中
心軸に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の
位相の増加方向を正とする直線に投影した値を出力す
る。
ベースバンド信号を、遅延回路25から出力される2値
信号“0”または“1”に応じて+π/Nラジアンまた
は−π/Nラジアン回転させ、これを更に上記位相領域
検出回路21により検出された位相領域を2等分する中
心軸に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の
位相の増加方向を正とする直線に投影した値を出力す
る。
【0053】更に、この回転投影回路22の出力は、積
分回路23により積分され、量子化回路24により2値
量子化された後、上記位相領域検出回路21からの粗位
相値と合成され、フィルタ27を通して出力される。そ
の際、量子化回路24の出力は遅延回路25により遅延
されて回転投影回路22に入力されている。
分回路23により積分され、量子化回路24により2値
量子化された後、上記位相領域検出回路21からの粗位
相値と合成され、フィルタ27を通して出力される。そ
の際、量子化回路24の出力は遅延回路25により遅延
されて回転投影回路22に入力されている。
【0054】この位相検波器において、回転射影回路2
2、積分回路23、量子化回路24、遅延回路25で構
成される閉ループは、入力複素ベースバンド信号の位相
情報を出力2値信号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ
変調器を形成している。
2、積分回路23、量子化回路24、遅延回路25で構
成される閉ループは、入力複素ベースバンド信号の位相
情報を出力2値信号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ
変調器を形成している。
【0055】このΣ−Δ変調ループを付加したことで、
第2の実施例では、位相検出精度を、位相を回転させる
精度ではなく時間軸上に求めることができる。これによ
り上記回転位相を±π/Nラジアンに固定できるため、
位相回転は入力複素ベースバンド信号の成分I,Qの固
定係数の線形演算のみで実現することができる。
第2の実施例では、位相検出精度を、位相を回転させる
精度ではなく時間軸上に求めることができる。これによ
り上記回転位相を±π/Nラジアンに固定できるため、
位相回転は入力複素ベースバンド信号の成分I,Qの固
定係数の線形演算のみで実現することができる。
【0056】以下、この第2の実施例に係る位相検波器
の動作について、位相分割数NをN=4に選定した場合
を例にして詳細に説明する。なお、特にN=4を選択す
ると、以下の説明でも立証されように、位相領域検出回
路の21の機能は入力複素ベースバンド信号のI,Q成
分のそれぞれの正負判定と、その判定結果に応じて4つ
の出力のうちのどれか1つを選択することに帰着し、ま
た回転投影回路22の機能は入力複素ベースバンド信号
のI,Q成分と、これから生成した−I,−Q成分との
4つの信号のうちどれか1つを選択することに帰着する
ことから、位相検波器を更に簡単な構成で実現できる。
の動作について、位相分割数NをN=4に選定した場合
を例にして詳細に説明する。なお、特にN=4を選択す
ると、以下の説明でも立証されように、位相領域検出回
路の21の機能は入力複素ベースバンド信号のI,Q成
分のそれぞれの正負判定と、その判定結果に応じて4つ
の出力のうちのどれか1つを選択することに帰着し、ま
た回転投影回路22の機能は入力複素ベースバンド信号
のI,Q成分と、これから生成した−I,−Q成分との
4つの信号のうちどれか1つを選択することに帰着する
ことから、位相検波器を更に簡単な構成で実現できる。
【0057】N=4を選択した場合、位相領域検出回路
21は、図10(a)に示すように入力複素ベースバン
ド信号(I、Q)が、I軸とQ軸により構成される第1
象限から第4象限の中のどの位相領域に含まれているか
を検出し、それぞれの象限に対応した粗位相値を出力す
ることになる。
21は、図10(a)に示すように入力複素ベースバン
ド信号(I、Q)が、I軸とQ軸により構成される第1
象限から第4象限の中のどの位相領域に含まれているか
を検出し、それぞれの象限に対応した粗位相値を出力す
ることになる。
【0058】この位相領域検出回路21の一実施例を図
11に示している。同図において、正負判定回路21
1,212の出力x,yは、それぞれ入力I,Qが正の
時に1となり、負の時に0となる。この出力x,yは分
岐して回転投影回路22に出力されると共に、粗位相生
成回路213に入力される。
11に示している。同図において、正負判定回路21
1,212の出力x,yは、それぞれ入力I,Qが正の
時に1となり、負の時に0となる。この出力x,yは分
岐して回転投影回路22に出力されると共に、粗位相生
成回路213に入力される。
【0059】粗位相生成回路213は、例えば図12に
示すような構成を有し、正負判定回路211,212か
らの入力x,yを論理演算ブロック2141で演算する
ことにより当該x,yに応じた粗位相値を出力する。図
12に示す構成は粗位相値をアナログで出力する場合の
例であり、入力複素ベースバンド信号が第1象限にある
時には信号fによりスイッチ2137を駆動し、 2(Vref(+)−Vref(−))/3 の電圧を出力する。
示すような構成を有し、正負判定回路211,212か
らの入力x,yを論理演算ブロック2141で演算する
ことにより当該x,yに応じた粗位相値を出力する。図
12に示す構成は粗位相値をアナログで出力する場合の
例であり、入力複素ベースバンド信号が第1象限にある
時には信号fによりスイッチ2137を駆動し、 2(Vref(+)−Vref(−))/3 の電圧を出力する。
【0060】同様に、入力複素ベースバンド信号が第2
象限にある時には信号eによりスイッチ2136を駆動
し、Vref(+)を、また、第3象限にある時には信
号hによりスイッチ2139を駆動し、Vref(−)
を、更に、第4象限にある時には信号gによりスイッチ
2138を駆動し、 (Vref(+)−Vref(−))/3 の電圧をそれぞれ出力する。
象限にある時には信号eによりスイッチ2136を駆動
し、Vref(+)を、また、第3象限にある時には信
号hによりスイッチ2139を駆動し、Vref(−)
を、更に、第4象限にある時には信号gによりスイッチ
2138を駆動し、 (Vref(+)−Vref(−))/3 の電圧をそれぞれ出力する。
【0061】この実施例において、これらの出力電圧
は、それぞれπ/4、3π/4、−π/4、−3π/4
の粗位相値に対応したものである。
は、それぞれπ/4、3π/4、−π/4、−3π/4
の粗位相値に対応したものである。
【0062】次に、図13は回転投影回路22の一実施
例を示している。この回転投影回路22において、入力
複素ベースバンド信号(I,Q)はそれぞれ2つに分岐
され、分岐した一方から反転器221,222で−I,
−Qが作られる。これら4つの信号I,−I,Q,−Q
は、それぞれスイッチ223,224,225,226
で選択制御信号a,b,c,dによって選択され、積分
回路23へと出力される。選択制御信号a,b,c,d
は論理演算ブロック227で、位相領域検出回路21の
出力x,yと遅延回路25の出力zとに基づき図中に示
す論理演算に従って生成される。
例を示している。この回転投影回路22において、入力
複素ベースバンド信号(I,Q)はそれぞれ2つに分岐
され、分岐した一方から反転器221,222で−I,
−Qが作られる。これら4つの信号I,−I,Q,−Q
は、それぞれスイッチ223,224,225,226
で選択制御信号a,b,c,dによって選択され、積分
回路23へと出力される。選択制御信号a,b,c,d
は論理演算ブロック227で、位相領域検出回路21の
出力x,yと遅延回路25の出力zとに基づき図中に示
す論理演算に従って生成される。
【0063】ここで、この回転投影回路22の動作原理
について説明する。回転投影回路22はまず遅延回路2
5の出力zの“1”,“0”に対応して、入力複素ベー
スバンド信号(I、Q)にそれぞれ−π/4および+π
/4の位相回転を施す。
について説明する。回転投影回路22はまず遅延回路2
5の出力zの“1”,“0”に対応して、入力複素ベー
スバンド信号(I、Q)にそれぞれ−π/4および+π
/4の位相回転を施す。
【0064】即ち、 (α)遅延回路25の出力z=1の時、 (I+jQ)・{cos(π/4)−jsin(π/4)} =(1/√2)・{(I+Q)+j(−I+Q)} なる位相回転が施され、従って、位相回転後の信号は {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)} となる。
【0065】(β)遅延回路25の出力z=0の時は、 (I+jQ)・{cos(π/4)+jsin(π/4)} =(1/√2)・{(I−Q)+j(I+Q)} なる位相回転が施され、従って、位相回転後の信号は {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)} となる。
【0066】次に、この信号を、位相領域検出回路21
によって検出された位相領域を2等分する中心軸に直交
し、かつその交点を原点とし、当該位相領域の位相の増
加方向を正とする直線に射影する。この射影に関する直
線のとらえ方に関し、特に第1象限を対象とした例を図
10(b)に示している。
によって検出された位相領域を2等分する中心軸に直交
し、かつその交点を原点とし、当該位相領域の位相の増
加方向を正とする直線に射影する。この射影に関する直
線のとらえ方に関し、特に第1象限を対象とした例を図
10(b)に示している。
【0067】同図を参照すれば、位相領域検出回路21
の出力x、yが、 (A)x=1でかつy=1の時、即ち第1象限の時:当
該位相領域(第1象限)を2等分する中心軸(p1 )に
直交し、かつその交点を原点とし、当該位相領域の位相
の増加方向を正とする直線(p2 )上の単位ベクトルは
(−1/√2,1/√2)であるから、直線の射影はこ
の単位ベクトルとの内積で表される。
の出力x、yが、 (A)x=1でかつy=1の時、即ち第1象限の時:当
該位相領域(第1象限)を2等分する中心軸(p1 )に
直交し、かつその交点を原点とし、当該位相領域の位相
の増加方向を正とする直線(p2 )上の単位ベクトルは
(−1/√2,1/√2)であるから、直線の射影はこ
の単位ベクトルとの内積で表される。
【0068】従って (α1 )z=1の時、 {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)}・ (−1/√2,1/√2)=−I (β1 )z=0の時、 {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)}・ (−1/√2,1/√2)=Q となる。同様の考え方で、 (B)x=0でかつy=1の時、即ち第2象限の時:当
該位相領域を2等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは(−1/√2,−1/√2)で
あるから、 (α2 )z=1の時、 {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)}・ (−1/√2,−1/√2)=−Q (β2 )z=0の時、 {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)}・ (−1/√2,−1/√2)=−I (C)x=0でかつy=0の時、即ち第3象限の時:当
該位相領域を2等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは(1/√2,−1/√2)であ
るから、同様に、 (α3 )z=1の時、 {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)}・ (1/√2,−1/√2)=I (β3 )z=0の時、 {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)}・ (1/√2,−1/√2)=−Q (D)x=1でかつy=0の時、即ち第4象限の時:当
該位相領域を2等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは(1/√2,1/√2)である
から、同様に、 (α4 )z=1の時、 {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)}・ (1/√2,1/√2)=Q (β4 )z=0の時、 {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)}・ (1/√2、1/√2)=I 以上により、回転投影回路22の動作は、結局は図13
に示す論理演算ブロック227に示した論理演算式に従
って演算出力された信号a〜dにより、I,−I,Q,
−Qを選択する動作に帰着するが立証される。
該位相領域を2等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは(−1/√2,−1/√2)で
あるから、 (α2 )z=1の時、 {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)}・ (−1/√2,−1/√2)=−Q (β2 )z=0の時、 {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)}・ (−1/√2,−1/√2)=−I (C)x=0でかつy=0の時、即ち第3象限の時:当
該位相領域を2等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは(1/√2,−1/√2)であ
るから、同様に、 (α3 )z=1の時、 {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)}・ (1/√2,−1/√2)=I (β3 )z=0の時、 {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)}・ (1/√2,−1/√2)=−Q (D)x=1でかつy=0の時、即ち第4象限の時:当
該位相領域を2等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは(1/√2,1/√2)である
から、同様に、 (α4 )z=1の時、 {(1/√2)・(I+Q),(1/√2)・(−I+Q)}・ (1/√2,1/√2)=Q (β4 )z=0の時、 {(1/√2)・(I−Q),(1/√2)・(I+Q)}・ (1/√2、1/√2)=I 以上により、回転投影回路22の動作は、結局は図13
に示す論理演算ブロック227に示した論理演算式に従
って演算出力された信号a〜dにより、I,−I,Q,
−Qを選択する動作に帰着するが立証される。
【0069】この回転投影回路22の後段に設けられる
積分回路23、量子化回路24、遅延回路25の動作は
一般的なΣ−Δ変調器と同じであるので、ここでは説明
を省略する。
積分回路23、量子化回路24、遅延回路25の動作は
一般的なΣ−Δ変調器と同じであるので、ここでは説明
を省略する。
【0070】位相合成回路26、フィルタ27は、例え
ば出力信号をアナログ値にしたい場合、図14に示すよ
うな構成により実現できる。位相合成回路26では量子
化回路24からの出力が1の時はVref(+)を選択
し、また0の時はVref(−)を選択する。この時、
電圧Vref(+)は+π/4を、電圧Vref(−)
は−π/4を表している。
ば出力信号をアナログ値にしたい場合、図14に示すよ
うな構成により実現できる。位相合成回路26では量子
化回路24からの出力が1の時はVref(+)を選択
し、また0の時はVref(−)を選択する。この時、
電圧Vref(+)は+π/4を、電圧Vref(−)
は−π/4を表している。
【0071】この出力電圧は加算器264で粗位相生成
回路213の出力電圧と電流加算される。この時、粗位
相電圧に対する合成比を1/3(同図に示す如く加算抵
抗の値を1対3にすることで実現する)にして、対応す
る位相の大きさが合致するようにする。この加算出力の
量子化雑音はフィルタ(低域通過フィルタ)27によっ
て取り除かれ、最終的な位相情報が出力される。
回路213の出力電圧と電流加算される。この時、粗位
相電圧に対する合成比を1/3(同図に示す如く加算抵
抗の値を1対3にすることで実現する)にして、対応す
る位相の大きさが合致するようにする。この加算出力の
量子化雑音はフィルタ(低域通過フィルタ)27によっ
て取り除かれ、最終的な位相情報が出力される。
【0072】次に、図15には上記第2の実施例装置の
各部の信号波形を計算機シミュレーションで求めた結果
を示している。同図において、(a)は位相信号ψ
(t)、(b)と(c)は入力複素ベースバンド信号の
I成分とQ成分、(d)は回転射影回路22の出力波
形、(e)は積分回路23の出力波形、(f)は量子化
回路24の出力波形、(g)は粗位相生成回路213の
出力波形、(h)は位相合成回路26の出力波形、
(i)はフィルタ27の出力波形である。同図(i)か
らも分かるように、フィルタ27の出力波形はψ(t)
をよく再現している。
各部の信号波形を計算機シミュレーションで求めた結果
を示している。同図において、(a)は位相信号ψ
(t)、(b)と(c)は入力複素ベースバンド信号の
I成分とQ成分、(d)は回転射影回路22の出力波
形、(e)は積分回路23の出力波形、(f)は量子化
回路24の出力波形、(g)は粗位相生成回路213の
出力波形、(h)は位相合成回路26の出力波形、
(i)はフィルタ27の出力波形である。同図(i)か
らも分かるように、フィルタ27の出力波形はψ(t)
をよく再現している。
【0073】このように、本発明の第2の実施例に係る
位相検波器においては、入力複素ベースバンド信号の位
相情報を検出するにあたり、Σ−Δ変調を用いて、位相
検出精度を位相を回転させる精度ではなく、時間軸上に
求めるようにしている。従って、回転位相を±π/Nラ
ジアンに固定できるので、位相回転は入力複素ベースバ
ンド信号の成分I,Qの固定係数の線形演算のみで実現
でき、従来用いられていたROMや高速の乗算器が不要
になり、ハードウェア量と消費電力を大幅に削減するこ
とができる。
位相検波器においては、入力複素ベースバンド信号の位
相情報を検出するにあたり、Σ−Δ変調を用いて、位相
検出精度を位相を回転させる精度ではなく、時間軸上に
求めるようにしている。従って、回転位相を±π/Nラ
ジアンに固定できるので、位相回転は入力複素ベースバ
ンド信号の成分I,Qの固定係数の線形演算のみで実現
でき、従来用いられていたROMや高速の乗算器が不要
になり、ハードウェア量と消費電力を大幅に削減するこ
とができる。
【0074】特に、N=4と選ぶと、位相領域検出手段
は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分のそれぞれの
正負判定と、その判定結果に基づいて4個の粗位相値の
うちのどれか1つを選択する機能により実現でき、また
回転投影手段は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分
と、これから生成した−I,−Q成分の4つの信号のう
ちどれか1つを選択することで実現できるため、位相検
波器を更に簡単な構成で実現できる。
は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分のそれぞれの
正負判定と、その判定結果に基づいて4個の粗位相値の
うちのどれか1つを選択する機能により実現でき、また
回転投影手段は入力複素ベースバンド信号のI,Q成分
と、これから生成した−I,−Q成分の4つの信号のう
ちどれか1つを選択することで実現できるため、位相検
波器を更に簡単な構成で実現できる。
【0075】次に、この第2の実施例に係る位相検波器
を用いたFM受信機の構成例を図16に示している。こ
のFM受信機は、図1に示したFM受信機において、第
2の複素ベースバンド信号生成回路12の後段に、上記
第2の実施例で示したΣ−Δ変調を用いた位相検波器2
0を接続した構成と考えることができる。
を用いたFM受信機の構成例を図16に示している。こ
のFM受信機は、図1に示したFM受信機において、第
2の複素ベースバンド信号生成回路12の後段に、上記
第2の実施例で示したΣ−Δ変調を用いた位相検波器2
0を接続した構成と考えることができる。
【0076】このFM受信機では、受信したFM信号R
cos(ωc・t+ψ(t))(ここで(ψ(t))´
=m(t)で、m(t)は原変調信号である。)を、ミ
キサ2,3、低域通過フィルタ6,7、およびアンプ
8,9により、その中心周波数に等しい周波数の第1直
交ローカル信号により直交復調し、第1の複素ベースバ
ンド信号(R/2)cosψ(t)と(R/2)sin
ψ(t)を得る。
cos(ωc・t+ψ(t))(ここで(ψ(t))´
=m(t)で、m(t)は原変調信号である。)を、ミ
キサ2,3、低域通過フィルタ6,7、およびアンプ
8,9により、その中心周波数に等しい周波数の第1直
交ローカル信号により直交復調し、第1の複素ベースバ
ンド信号(R/2)cosψ(t)と(R/2)sin
ψ(t)を得る。
【0077】次に、第2の複素ベースバンド信号生成回
路12において、τ遅延回路121,122、乗算器1
23〜126、加算器127、減算器128を用い、上
記第1の複素ベースバンド信号の、ある時間間隔τにお
ける位相変化量Δψの余弦と正弦とを成分とした第2の
複素ベースバンド信号(R2 /4)cosΔψと(R2
/4)sinΔψを生成する。
路12において、τ遅延回路121,122、乗算器1
23〜126、加算器127、減算器128を用い、上
記第1の複素ベースバンド信号の、ある時間間隔τにお
ける位相変化量Δψの余弦と正弦とを成分とした第2の
複素ベースバンド信号(R2 /4)cosΔψと(R2
/4)sinΔψを生成する。
【0078】更に、この第2の複素ベースバンド信号は
上記Σ−Δ変調を用いた位相検出器20に入力する。こ
こで、位相検波器20は、第2の実施例で説明した処理
を経て入力複素ベースバンド信号(上記第2の複素ベー
スバンド信号)からΔψを出力し、これによって、時間
間隔τに於ける位相変化量Δψから、Δψ/τ≒(ψ
(t))´=m(t)が得て、FM検波を実施する。
上記Σ−Δ変調を用いた位相検出器20に入力する。こ
こで、位相検波器20は、第2の実施例で説明した処理
を経て入力複素ベースバンド信号(上記第2の複素ベー
スバンド信号)からΔψを出力し、これによって、時間
間隔τに於ける位相変化量Δψから、Δψ/τ≒(ψ
(t))´=m(t)が得て、FM検波を実施する。
【0079】なお、本発明はその原理又は趣旨を逸脱し
ない限り、上記実施例以外にも種々の変形や応用が可能
であることは言うまでもない。
ない限り、上記実施例以外にも種々の変形や応用が可能
であることは言うまでもない。
【0080】
【発明の効果】以上説明したように、この出願の第1の
発明によれば、時間τの間の位相変化をΔψとして、
(R2 /4)cosΔψ,(R2 /4)sinΔψより
なる複素信号を、回転角θがθ=Δψとなるまで回転さ
せ、その回転角θを別に用意した回転角度情報生成手段
により知ることにより、時間τの間の位相変化Δψか
ら、Δψ/τ≒{ψ(t)}′=m(t)を知るように
したため、従来のような除算回路を用いことなくFM信
号の振幅に依存しない検波出力を得ることができ、受信
精度の高いFM受信機を容易に実現できる。
発明によれば、時間τの間の位相変化をΔψとして、
(R2 /4)cosΔψ,(R2 /4)sinΔψより
なる複素信号を、回転角θがθ=Δψとなるまで回転さ
せ、その回転角θを別に用意した回転角度情報生成手段
により知ることにより、時間τの間の位相変化Δψか
ら、Δψ/τ≒{ψ(t)}′=m(t)を知るように
したため、従来のような除算回路を用いことなくFM信
号の振幅に依存しない検波出力を得ることができ、受信
精度の高いFM受信機を容易に実現できる。
【0081】また、この出願の第2の発明によれば、入
力複素ベースバンド信号の位相情報を検出する回路に、
上記入力複素ベースバンド信号の位相情報を出力2値信
号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ変調ループを適用
したため、位相回転の演算を入力複素ベースバンド信号
のI,Q成分の固定係数の線形演算のみで実現でき、関
数値を書き込んだROMや高速かつ演算ビット数の大き
な乗算器等を不要として、ハード構成の簡略化と消費電
力の大巾な削減を達成できる。従って、この位相検波器
を適用したFM受信機にあっても回路規模及び消費電力
の双方を小さく抑えることができ、セルラー電話やコー
ドレス電話などの移動体通信端末機器の小形化、軽量化
にとって極めて有用なものとなる。
力複素ベースバンド信号の位相情報を検出する回路に、
上記入力複素ベースバンド信号の位相情報を出力2値信
号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ変調ループを適用
したため、位相回転の演算を入力複素ベースバンド信号
のI,Q成分の固定係数の線形演算のみで実現でき、関
数値を書き込んだROMや高速かつ演算ビット数の大き
な乗算器等を不要として、ハード構成の簡略化と消費電
力の大巾な削減を達成できる。従って、この位相検波器
を適用したFM受信機にあっても回路規模及び消費電力
の双方を小さく抑えることができ、セルラー電話やコー
ドレス電話などの移動体通信端末機器の小形化、軽量化
にとって極めて有用なものとなる。
【図1】本発明の第1の実施例に係る位相検波器を用い
たFM受信機の構成図。
たFM受信機の構成図。
【図2】図1に示したFM受信機の第2の複素ベースバ
ンド信号生成回路の構成図。
ンド信号生成回路の構成図。
【図3】図1に示したFM受信機の位相回転回路の構成
図。
図。
【図4】図1に示したFM受信機の位相回転処理を説明
するための座標平面図。
するための座標平面図。
【図5】図1に示したFM受信機の位相・回転角同値化
回路の構成図。
回路の構成図。
【図6】図1に示したFM受信機の角度情報生成回路の
構成図。
構成図。
【図7】図1に示したFM受信機の角度情報生成回路の
各部信号波形図。
各部信号波形図。
【図8】図1に示したFM受信機の検波動作のシミュレ
ーション結果を示す波形図。
ーション結果を示す波形図。
【図9】本発明の第2の実施例に係る位相検波器の構成
図。
図。
【図10】図9に示した位相検波器の位相領域分割態様
を示す図。
を示す図。
【図11】図9に示した位相検波器の位相領域検出回路
の構成図。
の構成図。
【図12】図9に示した位相検波器の粗位相生成回路の
構成図。
構成図。
【図13】図9に示した位相検波器の回転射影回路の構
成図。
成図。
【図14】図9に示した位相検波器の位相合成回路及び
フィルタの構成図。
フィルタの構成図。
【図15】図9に示した位相検波器の検波動作に係る各
部信号波形図。
部信号波形図。
【図16】図9に示した位相検波器を適用して成るFM
受信機の構成図。
受信機の構成図。
【図17】従来のFM受信機の構成図。
1 FM信号入力端子 2,3 ミキサ 4 ローカル発振器 5 π/2位相差分波器 6,7 低域通過フィルタ 8,9 アンプ 10,11 A/D変換器 12 第2の複素ベースバンド信号生成回路 121,122 τ遅延回路 123〜126 乗算器 127 加算器 128 減算器 13 位相回転回路 131,132 乗算器 133 加算器 134 減算器 14 位相・回転角同値化回路 141,142 2値化回路 143,144 サンプル信号発生回路 15 ROM 16 角度情報生成回路 161 加算カウンタ 162 減算カウンタ 163,164 出力ゲート 165 ホールド回路 17 サンプル&ホールド回路 18 D/A変換器 19 低域通過フィルタ P1 ,P2 ,P3 サンプリングパルス P4 クロックパルス 20 位相検波器 21 位相領域検出回路 211,212 正負判定回路 213 粗位相生成回路 2131 +側リファレンス電圧源 2132 −側リファレンス電圧源 2133〜2135 抵抗 2136〜2139 スイッチ 2140 演算増幅器 2141 演算ブロック 22 回転射影回路 221,222 正負反転回路 223〜226 スイッチ 227 演算ブロック 23 積分回路 24 量子化回路 25 遅延回路 26 位相合成回路 261 インバータ 262,263 スイッチ 264 加算器 2641,2642 抵抗 27 フィルタ 271 中点電位電圧源 272,273 演算増幅器 274〜277 抵抗 278〜280 コンデンサ
Claims (8)
- 【請求項1】 FM信号をその中心周波数に等しい周波
数の直交ローカル信号により直交復調するとともに、該
復調された第1の複素ベースバンド信号により原変調信
号を検波するFM受信機に用いる位相検波器において、 前記第1の複素ベースバンド信号のある時間間隔τにお
ける位相変化量の余弦と正弦とを成分とした第2の複素
ベースバンド信号を生成させる第2の複素ベースバンド
信号生成手段と、 前記第2の複素ベースバンド信号を位相回転させる位相
回転手段と、 前記位相回転させる角度の情報を生成する回転角度情報
生成手段と、 前記回転させた第2の複素ベースバンド信号の回転角を
前記第1の複素ベースバンド信号の時間τにおける位相
変化と等しくするための位相・回転角同値化手段とを有
し、 該位相・回転角同値化手段により同値化した回転角を表
す回転角度情報生成手段の出力を検波出力とすることを
特徴とする位相検波器。 - 【請求項2】 回転角度情報生成手段の出力は、その値
が更新されるまでホールドされることを特徴とする請求
項1記載の位相検波器。 - 【請求項3】 回転角度情報生成手段の出力は、更に、
時間間隔τで再びサンプルホールドされることを特徴と
する請求項2記載の位相検波器。 - 【請求項4】 回転角度情報生成手段の後段に、前記検
波出力をろ波する低域通過フィルタを設けることを特徴
とする請求項1乃至3のいずれか1つに記載の位相検波
器。 - 【請求項5】 FM信号をその中心周波数に等しい周波
数の直交ローカル信号により直交復調するとともに、該
復調された第1の複素ベースバンド信号により原変調信
号を検波するFM受信機に用いる位相検波器において、 前記第1の複素ベースバンド信号のある時間間隔τにお
ける位相変化量の余弦と正弦とを成分とした第2の複素
ベースバンド信号を生成させる第2の複素ベースバンド
信号生成手段と、 前記第2の複素ベースバンド信号の位相が、予め2π/
Nラジアン(Nは4以上の整数)ずつに等分割した複数
の位相領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検
出結果を粗位相値として出力する位相領域検出手段と、 前記第2の複素ベースバンド信号の位相を該位相の増加
または減少傾向を示す指示信号に応じて+π/Nラジア
ンまたは−π/Nラジアン回転させ、これを前記位相領
域検出手段により検出された位相領域を2等分する中心
軸に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位
相の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する回
転投影手段と、 該回転射影手段の出力を積分する積分手段と、 該積分手段の出力を2値量子化する量子化手段と、 該量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
力する遅延手段と、 前記位相領域検出手段の粗位相値出力と前記量子化手段
の出力を合成する位相合成手段と、 該位相合成手段の出力をろ波するフィルタ手段とを具備
し、入力複素ベースバンド信号の持つ位相をΣ−Δ変調
を利用して検波することを特徴とする位相検波器。 - 【請求項6】 N=4として、前記位相領域を、前記第
2の複素ベースバンド信号の位相成分(I,Q)に対応
したI軸及びQ軸で構成する複素座標系の第1,第2,
第3及び第4の4つ象限に分割し、前記回転射影手段
は、前記位相領域検出手段により検出される前記第2の
複素ベースバンド信号が属する前記位相領域と前記遅延
手段の出力とに応じて下記(A)〜(D)の条件を満足
する出力を発生することを特徴とする請求項5記載の位
相検波器。 (A)第2の複素ベースバンド信号が第1象限にあっ
て、前記遅延手段の出力が0の時にはQ成分を出力し、
1の時には−I成分を出力する。 (B)第2の複素ベースバンド信号が第2象限にあっ
て、前記遅延手段の出力が0の時には−I成分を出力
し、1の時には−Q成分を出力する。 (C)第2の複素ベースバンド信号が第3象限にあっ
て、前記遅延手段の出力が0の時には−Q成分を出力
し、1の時にはI成分を出力する。 (D)第2の複素ベースバンド信号が第4象限にあっ
て、前記遅延手段の出力が0の時にはI成分を出力し、
1の時にはQ成分を出力する。 - 【請求項7】 入力複素ベースバンド信号の持つ位相を
検出する位相検波器において、 入力複素ベースバンド信号の位相が、予め2π/Nラジ
アン(Nは4以上の整数)ずつに等分割した複数の位相
領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検出結果
を粗位相値として出力する位相領域検出手段と、 前記入力複素ベースバンド信号の位相を該位相の増加ま
たは減少傾向を示す指示信号に応じて+π/Nラジアン
または−π/Nラジアン回転させ、これを前記位相領域
検出手段により検出された位相領域を2等分する中心軸
に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相
の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する回転
投影手段と、 該回転射影手段の出力を積分する積分手段と、 該積分手段の出力を2値量子化する量子化手段と、 該量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
力する遅延手段と、 前記位相領域検出手段の粗位相値出力と前記量子化手段
の出力を合成する位相合成手段と、 該位相合成手段の出力をろ波するフィルタ手段とを具備
し、入力複素ベースバンド信号の持つ位相をΣ−Δ変調
を利用して検波することを特徴とする位相検波方式。 - 【請求項8】 N=4として、前記位相領域を、前記入
力複素ベースバンド信号の位相成分(I,Q)に対応し
たI軸及びQ軸で構成する複素座標系の第1,第2,第
3及び第4の4つ象限に分割し、前記回転射影手段は、
前記位相領域検出手段により検出される前記入力複素ベ
ースバンド信号が属する前記位相領域と前記遅延手段の
出力とに応じて下記(A)〜(D)の条件を満足する出
力を発生することを特徴とする請求項7記載の位相検波
方式。 (A)入力複素ベースバンド信号が第1象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時にはQ成分を出力し、1の
時には−I成分を出力する。 (B)入力複素ベースバンド信号が第2象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時には−I成分を出力し、1
の時には−Q成分を出力する。 (C)入力複素ベースバンド信号が第3象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時には−Q成分を出力し、1
の時にはI成分を出力する。 (D)入力複素ベースバンド信号が第4象限にあって、
前記遅延手段の出力が0の時にはI成分を出力し、1の
時にはQ成分を出力する。
Priority Applications (2)
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JP5113162A JPH0677737A (ja) | 1992-07-08 | 1993-05-14 | 位相検波器及びこれに用いる位相検波方式 |
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---|---|
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2002067522A1 (fr) * | 2001-02-19 | 2002-08-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Circuit de detection de phase et recepteur |
WO2004105230A1 (ja) * | 2003-05-22 | 2004-12-02 | Japan Science And Technology Agency | Fm信号復調方法及びその装置 |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5982315A (en) * | 1997-09-12 | 1999-11-09 | Qualcomm Incorporated | Multi-loop Σ Δ analog to digital converter |
US6498926B1 (en) | 1997-12-09 | 2002-12-24 | Qualcomm Incorporated | Programmable linear receiver having a variable IIP3 point |
US6005506A (en) * | 1997-12-09 | 1999-12-21 | Qualcomm, Incorporated | Receiver with sigma-delta analog-to-digital converter for sampling a received signal |
ATE326076T1 (de) * | 2000-10-19 | 2006-06-15 | Norspace As | Frequenzumsetzer |
EP1217724A1 (en) * | 2000-12-21 | 2002-06-26 | STMicroelectronics S.r.l. | A Quadrature Demodulator and method |
US6775530B2 (en) * | 2001-11-27 | 2004-08-10 | Qualcomm Inc. | Direct conversion of narrow-band RF signals |
US7038733B2 (en) * | 2002-01-30 | 2006-05-02 | Ericsson Inc. | Television receivers and methods for processing signal sample streams synchronously with line/frame patterns |
US7177617B2 (en) * | 2003-12-30 | 2007-02-13 | Silicon Laboratories | Method and apparatus for enhancing signal quality within a wireless receiver |
DE602007013239D1 (de) * | 2006-06-28 | 2011-04-28 | Panasonic Corp | Vorrichtung und verfahren zur detektion von nachbarkanalstörungen |
JP4226044B2 (ja) * | 2007-03-07 | 2009-02-18 | 日本航空電子工業株式会社 | トラッキングループ型デジタル角度変換器、角度/デジタル変換装置 |
JP4704412B2 (ja) * | 2007-11-27 | 2011-06-15 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 物体方位検出装置及び物体方位検出システム |
JP4519183B2 (ja) * | 2008-07-07 | 2010-08-04 | 日本航空電子工業株式会社 | Ab相信号発生器、rdコンバータ及び角度検出装置 |
KR102427003B1 (ko) | 2011-02-18 | 2022-07-28 | 선 페이턴트 트러스트 | 신호생성방법 및 신호생성장치 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4675882A (en) * | 1985-09-10 | 1987-06-23 | Motorola, Inc. | FM demodulator |
JP2699641B2 (ja) * | 1990-10-11 | 1998-01-19 | 日本電気株式会社 | 位相ジッタ抑圧回路 |
FR2680923B1 (fr) * | 1991-08-30 | 1996-11-22 | Patrick Vandamme | Dispositif de demodulation coherente a circuit numerique de recuperation d'onde porteuse. |
-
1993
- 1993-05-14 JP JP5113162A patent/JPH0677737A/ja active Pending
- 1993-07-07 US US08/087,062 patent/US5517689A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2002067522A1 (fr) * | 2001-02-19 | 2002-08-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Circuit de detection de phase et recepteur |
US6903603B2 (en) | 2001-02-19 | 2005-06-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Phase detection circuit and receiver |
WO2004105230A1 (ja) * | 2003-05-22 | 2004-12-02 | Japan Science And Technology Agency | Fm信号復調方法及びその装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5517689A (en) | 1996-05-14 |
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