JPH0677737A - 位相検波器及びこれに用いる位相検波方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 除算回路を用いずにＦＭ信号の振幅変動成分
を除去でき、ＦＭ受信機の受信精度向上及び小型化，低
消費電力化に有用な位相検波器を提供する。 【構成】 ＦＭ信号を直交復調して生じる第１の複素ベ
ースバンド信号をある時間間隔τでサンプリングした信
号を基に、第２の複素ベースバンド信号生成回路１３
で、時間τの間の位相変化Δψｎの余弦（Ｒ² ／４）ｃ
ｏｓΔψｎと正弦（Ｒ² ／４）ｓｉｎΔψｎから成る第
２の複素ベースバンド信号を生成する。この第２の複素
ベースバンド信号を位相回転回路１４により回転角θが
θ＝Δψとなるまで回転させ、更にその回転角θを回転
角度情報生成回路１８からの角度情報を基に知ることに
より、位相・回転角同値化回路１５が時間τの間の位相
変化ΔψからΔψ／τ≒｛ψ（ｔ）｝′＝ｍ（ｔ）を検
波して出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＦＭ信号を直交復調し
て生じる複素ベースバンド信号から原変調信号を検波す
る方式のＦＭ受信機に用いられる位相検波器に係り、詳
しくは、前記ＦＭ受信機の受信精度向上及び小型，低消
費電力化に有用な複素ベースバンド信号の位相検出方式
の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、ＦＭ受信機の中には、Ｆ
Ｍ信号を直交復調して生じる複素ベースバンド信号から
原変調信号を検波する方式を採用したものがある。この
方式は、別の受信方式であるスーパーへテロダイン方式
の受信機と比較した場合に、ＦＭ信号の中心周波数とロ
ーカル周波数とが等しいことから、 ａ．イメージ抑圧用のフィルタが不要である。 ｂ．チャネル選択度は、ベースバンドのＩＣ化されたフ
ィルタによって得ることができる。 ｃ．検波もベースバンドで行うため、これもＩＣ化でき
る。 等の種々の利点を有している。

【０００３】ここで、上記の直交復調は、受信周波数で
直接行っても良いし、中間周波数に落として行っても良
い。特に、受信周波数で直接に直交復調を行う方式は、
ダイレクトコンバージョン受信方式と呼ばれ、例えば、
移動通信機器の小形・軽量化に有効な受信方式として知
られている。

【０００４】従来、この種の受信方式によるＦＭ受信機
としては、例えば図１７のような構成のものが知られて
いる。同図において、入力端子１０１に供給されるＦＭ
変調された信号Ｒｃｏｓ（ωｃｔ＋ψ）（ここで、変調
信号をｍ（ｔ）とすると、ψ（ｔ）＝∫^ｔ ｍ（ｔ）ｄ
ｔである。）は、ミキサ１０２，１０３においてその中
間周波数と等しい角周波数ωｃのローカル信号ｃｏｓω
ｃｔ，−ｓｉｎωｃｔによって直交復調され、更に低域
通過フィルタ１０４，１０５及びアンプ１０６，１０７
を経ることにより複素ベースバンド信号Ｉ（ｔ）＝（Ｒ
／２）ｃｏｓψ（ｔ），Ｑ（ｔ）＝（Ｒ／２）ｓｉｎψ
（ｔ）が得られることになる。

【０００５】次いで、上述の複素ベースバンド信号Ｉを
微分器１０８により微分してミキサ１１１で複素ベース
バンド信号Ｑと乗じ、同様に複素ベースバンド信号Ｑを
微分器１０９により微分してミキサ１１０で複素ベース
バンド信号Ｉと乗じ、減算器１１２により後者から前者
を差し引くと、 （Ｒ／２）｛ψ（ｔ）｝′ｃｏｓψ（ｔ）・（Ｒ／２）ｃｏｓψ（ｔ） −［−（Ｒ／２）｛ψ（ｔ）｝′ｓｉｎψ（ｔ）］（Ｒ／２）ｓｉｎψ（ｔ） ＝（Ｒ² ／４）｛ψ（ｔ）｝′ ＝（Ｒ² ／４）ｍ（ｔ） となり、変調信号ｍ（ｔ）が検出されることになる。

【０００６】しかしながら、このようにして得られた変
調信号ｍ（ｔ）には、受信信号の大きさＲの２乗に比例
する係数（Ｒ² ／４）が付加されているため、このまま
ではフェージング等による受信信号強度の変動が出力に
現れる不具合がある。

【０００７】そこで、この例では、ミキサ１１３，１１
４において、複素ベースバンド信号Ｉ，Ｑを２乗すると
ともに、加算器１１５においてこれらを加算することに
より上述の係数（Ｒ² ／４）に相当する信号を生成し、
これを除算器１１６に供給して前述の検出出力（Ｒ² ／
４）ｍ（ｔ）を除算することにより、振幅の正規化され
た出力ｍ（ｔ）を得た後、これを低域通過フィルタ１１
７を経由して出力端子１１８へと出力するようにしてい
る。

【０００８】なお、同図には示されていないが、アンプ
１０６，１０７の出力は通常Ａ／Ｄ変換器によりデジタ
ル値に変換され、以降はデジタル信号処理（ＤＳＰ）と
するのが一般的である。これは、図中の微分器１０８，
１０９、乗算器１１０，１１１，１１３，１１４、減算
器１１２、加算器１１５等がアナログ回路に比べて精度
よく実現できることと、同一のハードウェア構成のまま
ソフトウェアの変更だけで、他の変調方式の信号も検波
できると言う利点があるという理由によるものである。

【０００９】ところで、上述した処理の中の除算器１１
６における除算の方式としては、逆数ＲＯＭ方式、対数
計算方式、減算シフト方式、収束型除算方式の４種類が
知られているが、現在のところ、精度よくかつ高速に除
算結果を得るための有効な手法がないのが実情であり
（丸田力男、西谷隆男共著『シグナルプロセッサとその
応用』昭晃堂ｐｐ３８〜４１参照）、そのため、従来
は、この除算に係る回路部分の制約がこの種の受信機を
実現するための大きな障害となっていた。

【００１０】例えば、この種の除算回路を用いた従来装
置では、ＦＭ信号の振幅変動に依存した検波出力の変動
を吸収しきれず、受信精度の良好な受信機の実現が困難
であった。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述の如く、従来のこ
の種のＦＭ受信機では、入力信号の振幅変調成分を除去
するために除算回路を必要としていたが、精度よく高速
に除算を行う方式がないため、ＦＭ信号の振幅変動に依
存した検波出力の変動を吸収しきれず、受信精度の良好
な受信機が実現できないという問題点があった。

【００１２】本発明は上記問題点を除去し、除算を行わ
なくとも、入力信号の振幅変動成分を除去することがで
き、もってＦＭ受信機の高い受信精度を維持できるとと
もに、更にこのＦＭ受信機の小型化及び低消費電力化に
も有用な位相検波器及びこれに用いる位相検波方式を提
供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この出願の第１の発明
は、ＦＭ信号をその中心周波数に等しい周波数の直交ロ
ーカル信号により直交復調するとともに、該復調された
第１の複素ベースバンド信号により原変調信号を検波す
るＦＭ受信機に用いる位相検波器において、前記第１の
複素ベースバンド信号のある時間間隔τにおける位相変
化量の余弦と正弦とを成分とした第２の複素ベースバン
ド信号を生成させる第２の複素ベースバンド信号生成手
段と、前記第２の複素ベースバンド信号を位相回転させ
る位相回転手段と、前記位相回転させる角度の情報を生
成する回転角度情報生成手段と、前記回転させた第２の
複素ベースバンド信号の回転角を前記第１の複素ベース
バンド信号の時間τにおける位相変化と等しくするため
の位相・回転角同値化手段とを有し、該位相・回転角同
値化手段により同値化した回転角を表す回転角度情報生
成手段の出力を検波出力とすることを特徴とする。

【００１４】また、この出願の第２の発明は、入力複素
ベースバンド信号の持つ位相を検出する位相検波器にお
いて、入力複素ベースバンド信号の位相が、予め２π／
Ｎラジアン（Ｎは４以上の整数）ずつに等分割した複数
の位相領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検
出結果を粗位相値として出力する位相領域検出手段と、
前記入力複素ベースバンド信号の位相を該位相の増加ま
たは減少傾向を示す指示信号に応じて＋π／Ｎラジアン
または−π／Ｎラジアン回転させ、これを前記位相領域
検出手段により検出された位相領域を２等分する中心軸
に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相
の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する回転
投影手段と、該回転射影手段の出力を積分する積分手段
と、該積分手段の出力を２値量子化する量子化手段と、
該量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
力する遅延手段と、前記位相領域検出手段の粗位相値出
力と前記量子化手段の出力を合成する位相合成手段と、
該位相合成手段の出力をろ波するフィルタ手段とを具備
し、入力複素ベースバンド信号の持つ位相をΣ−Δ変調
を利用して検波することを特徴とする。

【００１５】望ましくは、上記第２の発明において、Ｎ
＝４として、前記位相領域を、前記入力複素ベースバン
ド信号の位相成分（Ｉ，Ｑ）に対応したＩ軸及びＱ軸で
構成する複素座標系の第１，第２，第３及び第４の４つ
象限に分割し、前記回転射影手段は、前記位相領域検出
手段により検出される前記入力複素ベースバンド信号が
属する前記位相領域と前記遅延手段の出力とに応じて、
（Ａ）入力複素ベースバンド信号が第１象限にあって、
前記遅延手段の出力が０の時にはＱ成分を出力し、１の
時には−Ｉ成分を出力し、（Ｂ）入力複素ベースバンド
信号が第２象限にあって、前記遅延手段の出力が０の時
には−Ｉ成分を出力し、１の時には−Ｑ成分を出力し、
（Ｃ）入力複素ベースバンド信号が第３象限にあって、
前記遅延手段の出力が０の時には−Ｑ成分を出力し、１
の時にはＩ成分を出力し、（Ｄ）入力複素ベースバンド
信号が第４象限にあって、前記遅延手段の出力が０の時
にはＩ成分を出力し、１の時にはＱ成分を出力すること
を特徴とする。

【００１６】

【作用】上記第１の発明では、ＦＭ信号を直交復調して
生じる第１の複素ベースバンド信号Ｉ＝（Ｒ／２）ｃｏ
ｓψ（ｔ），Ｑ＝（Ｒ／２）ｓｉｎψ（ｔ）をある時間
間隔τでサンプリングした信号（Ｒ／２）ｃｏｓψｎ，
（Ｒ／２）ｓｉｎψｎと、１サンプル前の信号（Ｒ／
２）ｃｏｓψｎ-1，（Ｒ／２）ｓｉｎψｎ-1とから、時
間τの間の位相変化Δψｎ＝ψｎ−ψｎ-1の余弦（Ｒ²
／４）ｃｏｓΔψｎと正弦（Ｒ² ／４）ｓｉｎΔψｎと
を生成し、この２つの成分からなる第２の複素ベースバ
ンド信号を回転角がΔψｎに等しくなるように位相回転
させ、その回転角を別の角度情報発生手段により知るよ
うにし、この認識したΔψｎを検波出力信号とするもの
である。

【００１７】つまり、この第１の発明では、変調信号
｛ψ（ｔ）｝′＝ｍ（ｔ）を知るに際し、時間τの間の
位相変化をΔψとして、（Ｒ² ／４）ｃｏｓΔψ，（Ｒ
² ／４）ｓｉｎΔψよりなる複素信号を、回転角θがθ
＝Δψとなるまで回転させ、その回転角θを別に用意し
た回転角度情報生成手段により知ることにより、時間τ
の間の位相変化Δψ、即ちΔψ／τ≒｛ψ（ｔ）｝′＝
ｍ（ｔ）を知るようにしているので、受信信号の振幅に
無関係に原変調信号を検波することができる。

【００１８】また、上記第２の発明では、入力複素ベー
スバンド信号ｃｏｓ｛ψ（ｔ）｝，ｓｉｎ｛ψ（ｔ）｝
から位相ψ（ｔ）を検出するに際し、上記入力複素ベー
スバンド信号の位相が、予め２π／Ｎラジアン（Ｎは４
以上の整数）ずつに等分割した複数の位相領域のうちの
どの領域に属するかを位相領域検出手段により検出し、
その検出結果を粗位相値として出力する。

【００１９】これとともに、上記入力複素ベースバンド
信号を回転射影手段に入力して、遅延手段の出力２値信
号の“０”または“１”に応じて＋π／Ｎラジアンまた
は−π／Ｎラジアン回転させ、これを上記位相領域検出
手段により検出された位相領域を２等分する中心軸に直
交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相の増
加方向を正とする直線に投影した値を出力する。

【００２０】そして、更には、この回転射影手段の出力
を積分手段により積分し、量子化手段により２値量子化
した後、この量子化出力を遅延手段により遅延させて回
転投影手段に与えるとともに、上記量子化出力を上記位
相領域検出手段からの粗位相値と合成し、フィルタ手段
を通して出力するようにしている。

【００２１】この第２の発明において、回転射影手段、
積分手段、量子化手段、遅延手段で構成される閉ループ
は、入力複素ベースバンド信号の位相情報を出力２値信
号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ変調器を形成して
おり、位相検出精度を、位相を回転させる精度ではなく
時間軸上に求めることができる。これにより、上記回転
位相を±π／Ｎラジアンに固定できるため、位相回転は
入力複素ベースバンド信号の成分Ｉ，Ｑの固定係数の線
形演算のみで実現することができる。

【００２２】従って、第２の発明では、上記第１の発明
において不可欠とされる関数情報を書き込んだＲＯＭや
高速かつ演算ビット数の大きな乗算器が不要となり、こ
の簡略な構成の位相検波器を用いてより小型でかつ消費
電力の少ないＦＭ受信機を実現できる。

【００２３】特に、Ｎ＝４に選ぶと、位相領域検出手段
の機能は入力複素ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分のそれ
ぞれの正負判定と、その判定結果に応じて４つの出力の
うちのどれか１つを選択することに帰着し、また回転投
影手段の機能は入力複素ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分
と、これから生成した−Ｉ，−Ｑ成分との４つの信号の
うちどれか１つを選択することに帰着することから、位
相検波器を更に簡単な構成で実現できる。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて
詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施例に係る位
相検波器を適用して成るＦＭ受信機の構成図であり、ミ
キサ２，３、ローカル発振器４、π／２位相差分波器
５、低域通過フィルタ６，７、アンプ８，９、Ａ／Ｄ変
換器１０，１１、第２の複素ベースバンド信号生成回路
１２、位相回転回路１３、位相・回転角同値化回路１
４、関数メモリ１５、角度情報生成回路１６、サンプル
＆ホールド回路１７、Ｄ／Ａ変換器１８、低域通過フィ
ルタ１９を具備している。

【００２５】次に、その動作を説明する。図１におい
て、入力端子１に入力されたＦＭ信号Ｒｃｏｓ（ωｃｔ
＋ψ（ｔ））（ここで、｛ψ（ｔ）｝′＝ｍ（ｔ），ｍ
（ｔ）は原変調信号である）は、ミキサ２，３によって
直交復調される。ミキサ２，３には、周波数がωｃと等
しい直交ローカル信号が、ローカル発振器４、π／２位
相差分波器５によって供給されている。

【００２６】直交復調されて第１の複素ベースバンド信
号となったＦＭ信号は、低域フィルタ６，７によって不
要成分を除かれ、アンプ８，９によって所要の大きさに
増幅されてから、Ａ／Ｄ変換器１０，１１によってデジ
タル値に変換される。

【００２７】Ａ／Ｄ変換器１０，１１は、ｆｓ＝１／τ
の周波数を持つサンプリングパルスＰ1 によって周期τ
にて入力信号をサンプルし、これをデジタル化する。ま
た、このデジタル値は、次のサンプルパルスの到来まで
ホールドされる。

【００２８】Ａ／Ｄ変換器１０，１１の出力は、第２の
複素ベースバンド信号生成回路１２へと入力され、サン
プリング間隔τの間に変化した第１の複素ベースバンド
信号の位相Δψの余弦と正弦とを成分とした第２の複素
ベースバンド信号に相当する出力を得る。この第２の複
素ベースバンド信号生成回路１２は、例えば図２に示さ
れる如く、τ遅延回路１２１，１２２、乗算器１２３〜
１２６、加算器１２７及び減算器１２８を有する演算回
路により実現される。この構成の第２の複素ベースバン
ド信号生成回路１２により得られる第２の複素ベースバ
ンド信号は、｛（Ｒ² ／４）ｃｏｓΔψｎ，（Ｒ² ／
４）ｓｉｎΔψｎ｝となる。

【００２９】ここで、ミキサ２，３、フィルタ６，７、
アンプ８，９の利得は、この説明の中では特に意味を持
たないので、仮に１倍としておくと、Ａ／Ｄ変換器１
０，１１の入力はそれぞれ（Ｒ／２）ｃｏｓψ（ｔ），
（Ｒ／２）ｓｉｎψ（ｔ）となる。また、このＡ／Ｄ変
換器１０，１１により周期τでＡ／Ｄ変換された信号
は、（Ｒ／２）ｃｏｓψｎ，（Ｒ／２）ｓｉｎψｎ｛但
し、ψｎ＝ψ（ｎτ）。また、これらの値は期間τの間
ホールドされたサンプル＆ホールド信号である。｝とな
る。

【００３０】第２の複素ベースバンド信号生成回路１２
の出力は更に位相回転回路１３に入力される。位相回転
回路１３は、例えば図３に示される如く、乗算器１３
１，１３２、加算器１３３及び減算器１３４を有する演
算回路により実現される。

【００３１】すなわち位相回転回路１３においては、Ａ
／Ｄ変換器１０，１１の出力（Ｒ²／４）ｃｏｓΔψ
ｎ，（Ｒ² ／４）ｓｉｎΔψｎに、乗算器１３１，１３
２によりそれぞれ一定の角周波数ωL を持つ直交ローカ
ル信号ｓｉｎωL ｔ，ｃｏｓωL ｔを乗じ、その結果同
士を加算器１３３，減算器１３４によりそれぞれ加算ま
たは減算する演算が行われる。これにより、下記の
（１），（２）式を満足する位相回転回路１３の出力が
得られる。

【００３２】 （Ｒ² ／４）ｓｉｎωL ｔｃｏｓΔψｎ＋（Ｒ² ／４）ｃｏｓωL ｔｓｉｎΔψ ｎ ＝（Ｒ² ／４）ｓｉｎ（ωL ｔ＋Δψｎ） …………（１） （Ｒ² ／４）ｓｉｎωL ｔｃｏｓΔψｎ−（Ｒ² ／４）ｃｏｓωL ｔｓｉｎΔψ ｎ ＝（Ｒ² ／４）ｓｉｎ（ωL ｔ−Δψｎ） …………（２） ここで、式（１），（２）は共に反時計回りの回転であ
るが、Δψｎの符号が異なる。今、時間間隔τを、τの
間に、Δψｎが±１８０°を越えないように十分小さく
選んであるものとすると、式（１），（２）が負から正
に切り替わるタイミングは、図４より、Δψｎ＞０のと
きは式（２）が早い。しかも、その回転角度は、Δψｎ
にマイナスの符号をつけたものに等しい。つまり、回転
開始から、式（１）または（２）が負から正に切り替わ
る時間をＴとすると、 ωL Ｔ＝−Δψｎ …………（３） となる。従って、Δψｎの正負は、式（１），（２）の
どちらが先に負から正に切り替わったかにより分かる。

【００３３】回転角度が式（３）に達した時の検出と、
Δψｎが正か負かの検出は、次段の位相・回転角同値化
回路１４により行われる。この位相・回転角同値化回路
１４は、例えば図５に示される如く、２値化回路１４
１，１４２、サンプル信号発生回路１４３，１４４を有
する演算回路により実現される。すなわち、この位相・
回転角同値化回路１４では、上述した式（１），（２）
の信号に関して、２値化回路１４１，１４２によりゼロ
クロスエッジが抽出される。この時、立ち上がりのエッ
ジに同期してサンプリングパルスＰ2 またはＰ3 〔図７
（ｅ），（ｆ）参照〕がサンプル信号発生回路１４３，
１４４から出力される。ここで、サンプリングパルスＰ
2 ，Ｐ3 は各々Δψｎの負及び正に対応している。

【００３４】一方、先にサンプリングパルスを発生した
方は、同時に他方のサンプリングパルスの発生を、サン
プリングパルスＰ1 〔図７（ｂ）参照〕が到来するまで
禁止する。これにより、Δψｎの正負を確定する。

【００３５】次に、サンプリングパルスＰ2 ，Ｐ3 は、
角度情報生成回路１６に入力される。この角度情報生成
回路１６は、例えば図６に示される如くの演算回路によ
り実現される。すなわち、この角度情報生成回路１６に
は、サンプリングパルスＰ1よりも十分周波数の高いク
ロックパルスＰ4 〔図７（ａ）参照〕を入力として、ゼ
ロから正にカウントアップする加算カウンタ１６１と、
ゼロから負にカウントダウンする減算カウンタ１６２が
あり、サンプリングパルスＰ1 より周期的にゼロにリセ
ットされながらカウントを続けている。

【００３６】サンプリングパルスＰ2 は減算カウンタ１
６２の出力ゲート１６４を開け、サンプリングパルスＰ
3 は加算カウンタ１６１の出力ゲート１６３を開け、そ
の出力をホールド回路１６５に伝える。ホールド回路１
６５は、次回どちらかのゲート（１６３または１６４）
が開き、その値が更新されるまでホールドする。

【００３７】以上に述べた角度情報生成回路１６の回路
動作に係る各信号のタイムチャートを図７にまとめて示
している。図７において、加算カウンタ１６１及び減算
カウンタ１６２の出力〔同図（ｃ），（ｄ）〕は、位相
回転回路１３における回転角度に対応している。従っ
て、角度情報生成回路１６の出力〔同図（ｇ）〕は、期
間τでのΔψｎ、即ちΔψｎ／τ≒｛ψ（ｔ）｝′＝ｍ
（ｔ）を表している。

【００３８】角度情報生成回路１６の出力は、再びサン
プル＆ホールド回路１７によってサンプリングパルスＰ
1 に同期してサンプル＆ホールドされる。これは、角度
情報生成回路１６の出力でのサンプル時刻が完全な周期
性を持たず、ジッタを生じているため、これを無くする
ために行われる処理である。完全なサンプル＆ホールド
波形になった信号は、Ｄ／Ａ変換器１８によってアナロ
グ値に変換され、更に低域通過フィルタ１９によって平
滑化された後、出力される。

【００３９】なお、位相回転回路１３に与える直交ロー
カル信号ｓｉｎωL ｔ，ｃｏｓωLｔは、この例では関
数メモリ（ＲＯＭ）１５に関係値を書き込んでおき、サ
ンプリングパルスＰ1 によって、リセット＆スタートさ
せるようにしている。読み出しは先のクロックパルスＰ
4 によって行っているため、角度情報生成回路１６のカ
ウント値と、位相回転回路１３の出力する回転角度は対
応している。

【００４０】次に、上記ＦＭ受信機における各部波形の
計算機によるシミュレーション結果を図８に示す。図８
において、（ａ）は原変調信号ｍ（ｔ）である。同図
（ｂ）はｃｏｓωｃｔをｍ（ｔ）でＦＭ変調したもので
あって、ｃｏｓ（ωｃｔ＋ψ（ｔ））｛但し、ψ（ｔ）
＝∫^ｔ ｍ（ｔ）ｄｔ｝である。

【００４１】また、同図（ｃ），（ｄ）は、ＦＭ変調信
号ｃｏｓ（ωｃｔ＋ψ（ｔ））を直交復調して、低域通
過フィルタを通した信号ｃｏｓψ（ｔ），ｓｉｎψ
（ｔ）と、これをサンプルホールドした信号ｃｏｓψ
ｎ，ｓｉｎψｎとを重ね書きしたものである。

【００４２】同図（ｅ），（ｆ）は、図２に示した第２
の複素ベースバンド信号生成回路１２での演算によりｃ
ｏｓΔψｎ，ｓｉｎΔψｎ（Δψｎ＝ψｎ−ψｎ-1）を
求めたものである。同図（ｇ），（ｈ）は、図３に示し
た位相回転回路１３での演算により求めたｓｉｎ（ωL
ｔ＋Δψｎ），ｓｉｎ（ωL ｔ−Δψｎ）である。

【００４３】同図（ｉ），（ｊ）は、図６に示した角度
情報生成回路１６での演算により加算カウンタ及び減算
カウンタの出力を求めたものであり、同図（ｇ）が同図
（ｈ）より早く負から正に切り替わる時は同図（ｊ）を
サンプリングし、同図（ｈ）が同図（ｇ）より早く負か
ら正に切り替わる時は同図（ｉ）をサンプリングし、こ
れをホールドして同図（ｋ）を得る。この時点で、同図
（ｋ）は略原変調信号〔同図（ａ）〕を再現している。

【００４４】しかし、サンプリング間隔がまちまちであ
るので、これを再び間隔τでサンプリングして同図
（ｌ）を得る。実際には、この後に平滑化フィルタを通
すことにより、完全に同図（ａ）を再現できることにな
るが、ここでは省略している。

【００４５】このように、上記実施例のＦＭ受信機で
は、受信したＦＭ信号Ｒｃｏｓ（ωｃ・ｔ＋ψ（ｔ））
（ここで（ψ（ｔ））´＝ｍ（ｔ）で、ｍ（ｔ）は原変
調信号である。）を、その中心周波数に等しい周波数の
第１直交ローカル信号により直交復調して第１の複素ベ
ースバンド信号（Ｒ／２）ｃｏｓψ（ｔ）と（Ｒ／２）
ｓｉｎψ（ｔ）を得て、この第１の複素ベースバンド信
号の、ある時間間隔τにおける位相変化量Δψの余弦と
正弦とを成分とした第２の複素ベースバンド信号（Ｒ²
／４）ｃｏｓΔψと（Ｒ² ／４）ｓｉｎΔψを生成す
る。

【００４６】次に、この第２の複素ベースバンド信号を
位相回転回路に入力して、第２の直交ローカル信号を乗
じて位相回転させ、その回転角θがΔψに等しくなった
ら、位相・回転角同値化回路１４によってこれを検出す
る。回転角θの値は別に設けた回転角度情報生成回路１
６によって保持、更新されており、前記位相・回転角同
値化回路１４の検出情報を受けて回転角度情報生成回路
１６は回転角θ（＝Δψ）の値を出力する。これによっ
て、時間間隔τに於ける位相変化量Δψから、Δψ／τ
≒（ψ（ｔ））´＝ｍ（ｔ）が得られ、ＦＭ検波が行わ
れる。

【００４７】この実施例のＦＭ受信機によれば、位相検
波器（位相回転回路１３，位相・回転角同値化回路１４
及び回転角度情報生成回路１６から成る部分）の構成を
工夫することによって、受信信号の振幅変調成分を除去
するために従来必要であった除算回路を不要とすること
ができる。

【００４８】しかしながら、この位相検波器は、位相回
転回路１３において第２の直交ローカル信号を生成する
ために、余弦および正弦関数の値を書き込んだＲＯＭ１
５が必要であること、また充分な位相検出精度および復
調Ｓ／Ｎを確保するために、高速かつ演算ビット数の大
きい乗算器（図３参照）を必要とし、ＦＭ受信機の小形
化及び低消費電力化に適したものとは言い難かった。

【００４９】そこで、ＦＭ受信機の小形化及び低消費電
力化を図るべく、余弦および正弦関数の値を書き込んだ
ＲＯＭを必要とせず、また高速かつ演算ビット数の大き
い乗算器も不要な位相検波方式が望まれる。

【００５０】かかる要請に対して有用な位相検波方式と
して、例えばΣ−Δ変調を利用した位相検波方式があ
り、以下にその詳細を説明する。図９は、上記Σ−Δ変
調による位相検波方式を適用して成る位相検波器の基本
構成図を示したものである。この第２の実施例に係る位
相検波器は、位相領域検出回路２１、回転投影回路２
２、積分回路２３、量子化回路２４、遅延回路２５、位
相合成回路２６、フィルタ２７を具備して構成される。
この位相検波器は、例えば図１に示すＦＭ受信機の第２
の複素ベースバンド信号生成回路１２により得られる第
２の複素ベースバンド信号を入力としてその検波を行う
機能構成と考えることができる。

【００５１】位相領域検出回路２１は、その入力複素ベ
ースバンド信号の位相が、予め２π／Ｎラジアン（Ｎは
４以上の整数）ずつに等分割した複数の位相領域のうち
のどの領域に属するかを検出し、その検出結果を粗位相
値として出力する。

【００５２】また、回転投影回路２２は、上記入力複素
ベースバンド信号を、遅延回路２５から出力される２値
信号“０”または“１”に応じて＋π／Ｎラジアンまた
は−π／Ｎラジアン回転させ、これを更に上記位相領域
検出回路２１により検出された位相領域を２等分する中
心軸に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の
位相の増加方向を正とする直線に投影した値を出力す
る。

【００５３】更に、この回転投影回路２２の出力は、積
分回路２３により積分され、量子化回路２４により２値
量子化された後、上記位相領域検出回路２１からの粗位
相値と合成され、フィルタ２７を通して出力される。そ
の際、量子化回路２４の出力は遅延回路２５により遅延
されて回転投影回路２２に入力されている。

【００５４】この位相検波器において、回転射影回路２
２、積分回路２３、量子化回路２４、遅延回路２５で構
成される閉ループは、入力複素ベースバンド信号の位相
情報を出力２値信号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ
変調器を形成している。

【００５５】このΣ−Δ変調ループを付加したことで、
第２の実施例では、位相検出精度を、位相を回転させる
精度ではなく時間軸上に求めることができる。これによ
り上記回転位相を±π／Ｎラジアンに固定できるため、
位相回転は入力複素ベースバンド信号の成分Ｉ，Ｑの固
定係数の線形演算のみで実現することができる。

【００５６】以下、この第２の実施例に係る位相検波器
の動作について、位相分割数ＮをＮ＝４に選定した場合
を例にして詳細に説明する。なお、特にＮ＝４を選択す
ると、以下の説明でも立証されように、位相領域検出回
路の２１の機能は入力複素ベースバンド信号のＩ，Ｑ成
分のそれぞれの正負判定と、その判定結果に応じて４つ
の出力のうちのどれか１つを選択することに帰着し、ま
た回転投影回路２２の機能は入力複素ベースバンド信号
のＩ，Ｑ成分と、これから生成した−Ｉ，−Ｑ成分との
４つの信号のうちどれか１つを選択することに帰着する
ことから、位相検波器を更に簡単な構成で実現できる。

【００５７】Ｎ＝４を選択した場合、位相領域検出回路
２１は、図１０（ａ）に示すように入力複素ベースバン
ド信号（Ｉ、Ｑ）が、Ｉ軸とＱ軸により構成される第１
象限から第４象限の中のどの位相領域に含まれているか
を検出し、それぞれの象限に対応した粗位相値を出力す
ることになる。

【００５８】この位相領域検出回路２１の一実施例を図
１１に示している。同図において、正負判定回路２１
１，２１２の出力ｘ，ｙは、それぞれ入力Ｉ，Ｑが正の
時に１となり、負の時に０となる。この出力ｘ，ｙは分
岐して回転投影回路２２に出力されると共に、粗位相生
成回路２１３に入力される。

【００５９】粗位相生成回路２１３は、例えば図１２に
示すような構成を有し、正負判定回路２１１，２１２か
らの入力ｘ，ｙを論理演算ブロック２１４１で演算する
ことにより当該ｘ，ｙに応じた粗位相値を出力する。図
１２に示す構成は粗位相値をアナログで出力する場合の
例であり、入力複素ベースバンド信号が第１象限にある
時には信号ｆによりスイッチ２１３７を駆動し、 ２（Ｖｒｅｆ（＋）−Ｖｒｅｆ（−））／３ の電圧を出力する。

【００６０】同様に、入力複素ベースバンド信号が第２
象限にある時には信号ｅによりスイッチ２１３６を駆動
し、Ｖｒｅｆ（＋）を、また、第３象限にある時には信
号ｈによりスイッチ２１３９を駆動し、Ｖｒｅｆ（−）
を、更に、第４象限にある時には信号ｇによりスイッチ
２１３８を駆動し、 （Ｖｒｅｆ（＋）−Ｖｒｅｆ（−））／３ の電圧をそれぞれ出力する。

【００６１】この実施例において、これらの出力電圧
は、それぞれπ／４、３π／４、−π／４、−３π／４
の粗位相値に対応したものである。

【００６２】次に、図１３は回転投影回路２２の一実施
例を示している。この回転投影回路２２において、入力
複素ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）はそれぞれ２つに分岐
され、分岐した一方から反転器２２１，２２２で−Ｉ，
−Ｑが作られる。これら４つの信号Ｉ，−Ｉ，Ｑ，−Ｑ
は、それぞれスイッチ２２３，２２４，２２５，２２６
で選択制御信号ａ，ｂ，ｃ，ｄによって選択され、積分
回路２３へと出力される。選択制御信号ａ，ｂ，ｃ，ｄ
は論理演算ブロック２２７で、位相領域検出回路２１の
出力ｘ，ｙと遅延回路２５の出力ｚとに基づき図中に示
す論理演算に従って生成される。

【００６３】ここで、この回転投影回路２２の動作原理
について説明する。回転投影回路２２はまず遅延回路２
５の出力ｚの“１”，“０”に対応して、入力複素ベー
スバンド信号（Ｉ、Ｑ）にそれぞれ−π／４および＋π
／４の位相回転を施す。

【００６４】即ち、 （α）遅延回路２５の出力ｚ＝１の時、 （Ｉ＋ｊＱ）・｛ｃｏｓ（π／４）−ｊｓｉｎ（π／４）｝ ＝（１／√２）・｛（Ｉ＋Ｑ）＋ｊ（−Ｉ＋Ｑ）｝ なる位相回転が施され、従って、位相回転後の信号は ｛（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ），（１／√２）・（−Ｉ＋Ｑ）｝ となる。

【００６５】（β）遅延回路２５の出力ｚ＝０の時は、 （Ｉ＋ｊＱ）・｛ｃｏｓ（π／４）＋ｊｓｉｎ（π／４）｝ ＝（１／√２）・｛（Ｉ−Ｑ）＋ｊ（Ｉ＋Ｑ）｝ なる位相回転が施され、従って、位相回転後の信号は ｛（１／√２）・（Ｉ−Ｑ），（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ）｝ となる。

【００６６】次に、この信号を、位相領域検出回路２１
によって検出された位相領域を２等分する中心軸に直交
し、かつその交点を原点とし、当該位相領域の位相の増
加方向を正とする直線に射影する。この射影に関する直
線のとらえ方に関し、特に第１象限を対象とした例を図
１０（ｂ）に示している。

【００６７】同図を参照すれば、位相領域検出回路２１
の出力ｘ、ｙが、 （Ａ）ｘ＝１でかつｙ＝１の時、即ち第１象限の時：当
該位相領域（第１象限）を２等分する中心軸（ｐ1 ）に
直交し、かつその交点を原点とし、当該位相領域の位相
の増加方向を正とする直線（ｐ2 ）上の単位ベクトルは
（−１／√２，１／√２）であるから、直線の射影はこ
の単位ベクトルとの内積で表される。

【００６８】従って （α1 ）ｚ＝１の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ），（１／√２）・（−Ｉ＋Ｑ）｝・ （−１／√２，１／√２）＝−Ｉ （β1 ）ｚ＝０の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ−Ｑ），（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ）｝・ （−１／√２，１／√２）＝Ｑ となる。同様の考え方で、 （Ｂ）ｘ＝０でかつｙ＝１の時、即ち第２象限の時：当
該位相領域を２等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは（−１／√２，−１／√２）で
あるから、 （α2 ）ｚ＝１の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ），（１／√２）・（−Ｉ＋Ｑ）｝・ （−１／√２，−１／√２）＝−Ｑ （β2 ）ｚ＝０の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ−Ｑ），（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ）｝・ （−１／√２，−１／√２）＝−Ｉ （Ｃ）ｘ＝０でかつｙ＝０の時、即ち第３象限の時：当
該位相領域を２等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは（１／√２，−１／√２）であ
るから、同様に、 （α3 ）ｚ＝１の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ），（１／√２）・（−Ｉ＋Ｑ）｝・ （１／√２，−１／√２）＝Ｉ （β3 ）ｚ＝０の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ−Ｑ），（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ）｝・ （１／√２，−１／√２）＝−Ｑ （Ｄ）ｘ＝１でかつｙ＝０の時、即ち第４象限の時：当
該位相領域を２等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし、当該位相領域の位相の増加方向を正とする
直線上の単位ベクトルは（１／√２，１／√２）である
から、同様に、 （α4 ）ｚ＝１の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ），（１／√２）・（−Ｉ＋Ｑ）｝・ （１／√２，１／√２）＝Ｑ （β4 ）ｚ＝０の時、 ｛（１／√２）・（Ｉ−Ｑ），（１／√２）・（Ｉ＋Ｑ）｝・ （１／√２、１／√２）＝Ｉ 以上により、回転投影回路２２の動作は、結局は図１３
に示す論理演算ブロック２２７に示した論理演算式に従
って演算出力された信号ａ〜ｄにより、Ｉ，−Ｉ，Ｑ，
−Ｑを選択する動作に帰着するが立証される。

【００６９】この回転投影回路２２の後段に設けられる
積分回路２３、量子化回路２４、遅延回路２５の動作は
一般的なΣ−Δ変調器と同じであるので、ここでは説明
を省略する。

【００７０】位相合成回路２６、フィルタ２７は、例え
ば出力信号をアナログ値にしたい場合、図１４に示すよ
うな構成により実現できる。位相合成回路２６では量子
化回路２４からの出力が１の時はＶｒｅｆ（＋）を選択
し、また０の時はＶｒｅｆ（−）を選択する。この時、
電圧Ｖｒｅｆ（＋）は＋π／４を、電圧Ｖｒｅｆ（−）
は−π／４を表している。

【００７１】この出力電圧は加算器２６４で粗位相生成
回路２１３の出力電圧と電流加算される。この時、粗位
相電圧に対する合成比を１／３（同図に示す如く加算抵
抗の値を１対３にすることで実現する）にして、対応す
る位相の大きさが合致するようにする。この加算出力の
量子化雑音はフィルタ（低域通過フィルタ）２７によっ
て取り除かれ、最終的な位相情報が出力される。

【００７２】次に、図１５には上記第２の実施例装置の
各部の信号波形を計算機シミュレーションで求めた結果
を示している。同図において、（ａ）は位相信号ψ
（ｔ）、（ｂ）と（ｃ）は入力複素ベースバンド信号の
Ｉ成分とＱ成分、（ｄ）は回転射影回路２２の出力波
形、（ｅ）は積分回路２３の出力波形、（ｆ）は量子化
回路２４の出力波形、（ｇ）は粗位相生成回路２１３の
出力波形、（ｈ）は位相合成回路２６の出力波形、
（ｉ）はフィルタ２７の出力波形である。同図（ｉ）か
らも分かるように、フィルタ２７の出力波形はψ（ｔ）
をよく再現している。

【００７３】このように、本発明の第２の実施例に係る
位相検波器においては、入力複素ベースバンド信号の位
相情報を検出するにあたり、Σ−Δ変調を用いて、位相
検出精度を位相を回転させる精度ではなく、時間軸上に
求めるようにしている。従って、回転位相を±π／Ｎラ
ジアンに固定できるので、位相回転は入力複素ベースバ
ンド信号の成分Ｉ，Ｑの固定係数の線形演算のみで実現
でき、従来用いられていたＲＯＭや高速の乗算器が不要
になり、ハードウェア量と消費電力を大幅に削減するこ
とができる。

【００７４】特に、Ｎ＝４と選ぶと、位相領域検出手段
は入力複素ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分のそれぞれの
正負判定と、その判定結果に基づいて４個の粗位相値の
うちのどれか１つを選択する機能により実現でき、また
回転投影手段は入力複素ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分
と、これから生成した−Ｉ，−Ｑ成分の４つの信号のう
ちどれか１つを選択することで実現できるため、位相検
波器を更に簡単な構成で実現できる。

【００７５】次に、この第２の実施例に係る位相検波器
を用いたＦＭ受信機の構成例を図１６に示している。こ
のＦＭ受信機は、図１に示したＦＭ受信機において、第
２の複素ベースバンド信号生成回路１２の後段に、上記
第２の実施例で示したΣ−Δ変調を用いた位相検波器２
０を接続した構成と考えることができる。

【００７６】このＦＭ受信機では、受信したＦＭ信号Ｒ
ｃｏｓ（ωｃ・ｔ＋ψ（ｔ））（ここで（ψ（ｔ））´
＝ｍ（ｔ）で、ｍ（ｔ）は原変調信号である。）を、ミ
キサ２，３、低域通過フィルタ６，７、およびアンプ
８，９により、その中心周波数に等しい周波数の第１直
交ローカル信号により直交復調し、第１の複素ベースバ
ンド信号（Ｒ／２）ｃｏｓψ（ｔ）と（Ｒ／２）ｓｉｎ
ψ（ｔ）を得る。

【００７７】次に、第２の複素ベースバンド信号生成回
路１２において、τ遅延回路１２１，１２２、乗算器１
２３〜１２６、加算器１２７、減算器１２８を用い、上
記第１の複素ベースバンド信号の、ある時間間隔τにお
ける位相変化量Δψの余弦と正弦とを成分とした第２の
複素ベースバンド信号（Ｒ² ／４）ｃｏｓΔψと（Ｒ²
／４）ｓｉｎΔψを生成する。

【００７８】更に、この第２の複素ベースバンド信号は
上記Σ−Δ変調を用いた位相検出器２０に入力する。こ
こで、位相検波器２０は、第２の実施例で説明した処理
を経て入力複素ベースバンド信号（上記第２の複素ベー
スバンド信号）からΔψを出力し、これによって、時間
間隔τに於ける位相変化量Δψから、Δψ／τ≒（ψ
（ｔ））´＝ｍ（ｔ）が得て、ＦＭ検波を実施する。

【００７９】なお、本発明はその原理又は趣旨を逸脱し
ない限り、上記実施例以外にも種々の変形や応用が可能
であることは言うまでもない。

【００８０】

【発明の効果】以上説明したように、この出願の第１の
発明によれば、時間τの間の位相変化をΔψとして、
（Ｒ² ／４）ｃｏｓΔψ，（Ｒ² ／４）ｓｉｎΔψより
なる複素信号を、回転角θがθ＝Δψとなるまで回転さ
せ、その回転角θを別に用意した回転角度情報生成手段
により知ることにより、時間τの間の位相変化Δψか
ら、Δψ／τ≒｛ψ（ｔ）｝′＝ｍ（ｔ）を知るように
したため、従来のような除算回路を用いことなくＦＭ信
号の振幅に依存しない検波出力を得ることができ、受信
精度の高いＦＭ受信機を容易に実現できる。

【００８１】また、この出願の第２の発明によれば、入
力複素ベースバンド信号の位相情報を検出する回路に、
上記入力複素ベースバンド信号の位相情報を出力２値信
号の粗密情報に変換する一種のΣ−Δ変調ループを適用
したため、位相回転の演算を入力複素ベースバンド信号
のＩ，Ｑ成分の固定係数の線形演算のみで実現でき、関
数値を書き込んだＲＯＭや高速かつ演算ビット数の大き
な乗算器等を不要として、ハード構成の簡略化と消費電
力の大巾な削減を達成できる。従って、この位相検波器
を適用したＦＭ受信機にあっても回路規模及び消費電力
の双方を小さく抑えることができ、セルラー電話やコー
ドレス電話などの移動体通信端末機器の小形化、軽量化
にとって極めて有用なものとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係る位相検波器を用い
たＦＭ受信機の構成図。

【図２】図１に示したＦＭ受信機の第２の複素ベースバ
ンド信号生成回路の構成図。

【図３】図１に示したＦＭ受信機の位相回転回路の構成
図。

【図４】図１に示したＦＭ受信機の位相回転処理を説明
するための座標平面図。

【図５】図１に示したＦＭ受信機の位相・回転角同値化
回路の構成図。

【図６】図１に示したＦＭ受信機の角度情報生成回路の
構成図。

【図７】図１に示したＦＭ受信機の角度情報生成回路の
各部信号波形図。

【図８】図１に示したＦＭ受信機の検波動作のシミュレ
ーション結果を示す波形図。

【図９】本発明の第２の実施例に係る位相検波器の構成
図。

【図１０】図９に示した位相検波器の位相領域分割態様
を示す図。

【図１１】図９に示した位相検波器の位相領域検出回路
の構成図。

【図１２】図９に示した位相検波器の粗位相生成回路の
構成図。

【図１３】図９に示した位相検波器の回転射影回路の構
成図。

【図１４】図９に示した位相検波器の位相合成回路及び
フィルタの構成図。

【図１５】図９に示した位相検波器の検波動作に係る各
部信号波形図。

【図１６】図９に示した位相検波器を適用して成るＦＭ
受信機の構成図。

【図１７】従来のＦＭ受信機の構成図。

【符号の説明】

１ ＦＭ信号入力端子 ２，３ ミキサ ４ ローカル発振器 ５ π／２位相差分波器 ６，７ 低域通過フィルタ ８，９ アンプ １０，１１ Ａ／Ｄ変換器 １２ 第２の複素ベースバンド信号生成回路 １２１，１２２ τ遅延回路 １２３〜１２６ 乗算器 １２７ 加算器 １２８ 減算器 １３ 位相回転回路 １３１，１３２ 乗算器 １３３ 加算器 １３４ 減算器 １４ 位相・回転角同値化回路 １４１，１４２ ２値化回路 １４３，１４４ サンプル信号発生回路 １５ ＲＯＭ １６ 角度情報生成回路 １６１ 加算カウンタ １６２ 減算カウンタ １６３，１６４ 出力ゲート １６５ ホールド回路 １７ サンプル＆ホールド回路 １８ Ｄ／Ａ変換器 １９ 低域通過フィルタ Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 サンプリングパルス Ｐ4 クロックパルス ２０ 位相検波器 ２１ 位相領域検出回路 ２１１，２１２ 正負判定回路 ２１３ 粗位相生成回路 ２１３１ ＋側リファレンス電圧源 ２１３２ −側リファレンス電圧源 ２１３３〜２１３５ 抵抗 ２１３６〜２１３９ スイッチ ２１４０ 演算増幅器 ２１４１ 演算ブロック ２２ 回転射影回路 ２２１，２２２ 正負反転回路 ２２３〜２２６ スイッチ ２２７ 演算ブロック ２３ 積分回路 ２４ 量子化回路 ２５ 遅延回路 ２６ 位相合成回路 ２６１ インバータ ２６２，２６３ スイッチ ２６４ 加算器 ２６４１，２６４２ 抵抗 ２７ フィルタ ２７１ 中点電位電圧源 ２７２，２７３ 演算増幅器 ２７４〜２７７ 抵抗 ２７８〜２８０ コンデンサ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＦＭ信号をその中心周波数に等しい周波
   数の直交ローカル信号により直交復調するとともに、該
   復調された第１の複素ベースバンド信号により原変調信
   号を検波するＦＭ受信機に用いる位相検波器において、 前記第１の複素ベースバンド信号のある時間間隔τにお
   ける位相変化量の余弦と正弦とを成分とした第２の複素
   ベースバンド信号を生成させる第２の複素ベースバンド
   信号生成手段と、 前記第２の複素ベースバンド信号を位相回転させる位相
   回転手段と、 前記位相回転させる角度の情報を生成する回転角度情報
   生成手段と、 前記回転させた第２の複素ベースバンド信号の回転角を
   前記第１の複素ベースバンド信号の時間τにおける位相
   変化と等しくするための位相・回転角同値化手段とを有
   し、 該位相・回転角同値化手段により同値化した回転角を表
   す回転角度情報生成手段の出力を検波出力とすることを
   特徴とする位相検波器。
2. 【請求項２】 回転角度情報生成手段の出力は、その値
   が更新されるまでホールドされることを特徴とする請求
   項１記載の位相検波器。
3. 【請求項３】 回転角度情報生成手段の出力は、更に、
   時間間隔τで再びサンプルホールドされることを特徴と
   する請求項２記載の位相検波器。
4. 【請求項４】 回転角度情報生成手段の後段に、前記検
   波出力をろ波する低域通過フィルタを設けることを特徴
   とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の位相検波
   器。
5. 【請求項５】 ＦＭ信号をその中心周波数に等しい周波
   数の直交ローカル信号により直交復調するとともに、該
   復調された第１の複素ベースバンド信号により原変調信
   号を検波するＦＭ受信機に用いる位相検波器において、 前記第１の複素ベースバンド信号のある時間間隔τにお
   ける位相変化量の余弦と正弦とを成分とした第２の複素
   ベースバンド信号を生成させる第２の複素ベースバンド
   信号生成手段と、 前記第２の複素ベースバンド信号の位相が、予め２π／
   Ｎラジアン（Ｎは４以上の整数）ずつに等分割した複数
   の位相領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検
   出結果を粗位相値として出力する位相領域検出手段と、 前記第２の複素ベースバンド信号の位相を該位相の増加
   または減少傾向を示す指示信号に応じて＋π／Ｎラジア
   ンまたは−π／Ｎラジアン回転させ、これを前記位相領
   域検出手段により検出された位相領域を２等分する中心
   軸に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位
   相の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する回
   転投影手段と、 該回転射影手段の出力を積分する積分手段と、 該積分手段の出力を２値量子化する量子化手段と、 該量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
   力する遅延手段と、 前記位相領域検出手段の粗位相値出力と前記量子化手段
   の出力を合成する位相合成手段と、 該位相合成手段の出力をろ波するフィルタ手段とを具備
   し、入力複素ベースバンド信号の持つ位相をΣ−Δ変調
   を利用して検波することを特徴とする位相検波器。
6. 【請求項６】 Ｎ＝４として、前記位相領域を、前記第
   ２の複素ベースバンド信号の位相成分（Ｉ，Ｑ）に対応
   したＩ軸及びＱ軸で構成する複素座標系の第１，第２，
   第３及び第４の４つ象限に分割し、前記回転射影手段
   は、前記位相領域検出手段により検出される前記第２の
   複素ベースバンド信号が属する前記位相領域と前記遅延
   手段の出力とに応じて下記（Ａ）〜（Ｄ）の条件を満足
   する出力を発生することを特徴とする請求項５記載の位
   相検波器。 （Ａ）第２の複素ベースバンド信号が第１象限にあっ
   て、前記遅延手段の出力が０の時にはＱ成分を出力し、
   １の時には−Ｉ成分を出力する。 （Ｂ）第２の複素ベースバンド信号が第２象限にあっ
   て、前記遅延手段の出力が０の時には−Ｉ成分を出力
   し、１の時には−Ｑ成分を出力する。 （Ｃ）第２の複素ベースバンド信号が第３象限にあっ
   て、前記遅延手段の出力が０の時には−Ｑ成分を出力
   し、１の時にはＩ成分を出力する。 （Ｄ）第２の複素ベースバンド信号が第４象限にあっ
   て、前記遅延手段の出力が０の時にはＩ成分を出力し、
   １の時にはＱ成分を出力する。
7. 【請求項７】 入力複素ベースバンド信号の持つ位相を
   検出する位相検波器において、 入力複素ベースバンド信号の位相が、予め２π／Ｎラジ
   アン（Ｎは４以上の整数）ずつに等分割した複数の位相
   領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検出結果
   を粗位相値として出力する位相領域検出手段と、 前記入力複素ベースバンド信号の位相を該位相の増加ま
   たは減少傾向を示す指示信号に応じて＋π／Ｎラジアン
   または−π／Ｎラジアン回転させ、これを前記位相領域
   検出手段により検出された位相領域を２等分する中心軸
   に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相
   の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する回転
   投影手段と、 該回転射影手段の出力を積分する積分手段と、 該積分手段の出力を２値量子化する量子化手段と、 該量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
   力する遅延手段と、 前記位相領域検出手段の粗位相値出力と前記量子化手段
   の出力を合成する位相合成手段と、 該位相合成手段の出力をろ波するフィルタ手段とを具備
   し、入力複素ベースバンド信号の持つ位相をΣ−Δ変調
   を利用して検波することを特徴とする位相検波方式。
8. 【請求項８】 Ｎ＝４として、前記位相領域を、前記入
   力複素ベースバンド信号の位相成分（Ｉ，Ｑ）に対応し
   たＩ軸及びＱ軸で構成する複素座標系の第１，第２，第
   ３及び第４の４つ象限に分割し、前記回転射影手段は、
   前記位相領域検出手段により検出される前記入力複素ベ
   ースバンド信号が属する前記位相領域と前記遅延手段の
   出力とに応じて下記（Ａ）〜（Ｄ）の条件を満足する出
   力を発生することを特徴とする請求項７記載の位相検波
   方式。 （Ａ）入力複素ベースバンド信号が第１象限にあって、
   前記遅延手段の出力が０の時にはＱ成分を出力し、１の
   時には−Ｉ成分を出力する。 （Ｂ）入力複素ベースバンド信号が第２象限にあって、
   前記遅延手段の出力が０の時には−Ｉ成分を出力し、１
   の時には−Ｑ成分を出力する。 （Ｃ）入力複素ベースバンド信号が第３象限にあって、
   前記遅延手段の出力が０の時には−Ｑ成分を出力し、１
   の時にはＩ成分を出力する。 （Ｄ）入力複素ベースバンド信号が第４象限にあって、
   前記遅延手段の出力が０の時にはＩ成分を出力し、１の
   時にはＱ成分を出力する。