JPH07107127A - Fsk復調器 - Google Patents
Fsk復調器Info
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- JPH07107127A JPH07107127A JP24784493A JP24784493A JPH07107127A JP H07107127 A JPH07107127 A JP H07107127A JP 24784493 A JP24784493 A JP 24784493A JP 24784493 A JP24784493 A JP 24784493A JP H07107127 A JPH07107127 A JP H07107127A
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- JP
- Japan
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- signal
- circuit
- phase signal
- phase
- quadrature
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高速データ伝送による変調指数低下に伴う復
調精度劣化と、局部発振器の発振周波数ずれに伴う受信
感度劣化を減少させるFSK復調器を提供。 【構成】 直交位相信号と同位相信号をリミッタアンプ
104で2値化し、排他的論理和回路105で排他的論
理和の演算を行うことにより、周波数が2倍で、送信デ
ータにより位相の遅れ進みの状態が変化する信号、つま
り、Q信号を2逓倍したとみなせる倍周直交位相信号を
得る。一方、倍周直交位相信号と同じ周波数を有し、送
信データによっては出力信号が変化しない、I信号を2
逓倍したとみなせる倍周同位相信号を倍周同位相信号発
生回路110によって得る。直交関係を有する倍周直交
位相信号と倍周同位相信号から復調信号を得ることによ
り、変調指数は等価的に2倍とみなせ、復調精度が向上
する。
調精度劣化と、局部発振器の発振周波数ずれに伴う受信
感度劣化を減少させるFSK復調器を提供。 【構成】 直交位相信号と同位相信号をリミッタアンプ
104で2値化し、排他的論理和回路105で排他的論
理和の演算を行うことにより、周波数が2倍で、送信デ
ータにより位相の遅れ進みの状態が変化する信号、つま
り、Q信号を2逓倍したとみなせる倍周直交位相信号を
得る。一方、倍周直交位相信号と同じ周波数を有し、送
信データによっては出力信号が変化しない、I信号を2
逓倍したとみなせる倍周同位相信号を倍周同位相信号発
生回路110によって得る。直交関係を有する倍周直交
位相信号と倍周同位相信号から復調信号を得ることによ
り、変調指数は等価的に2倍とみなせ、復調精度が向上
する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信の受
信機に用いられる直接変換方式のFSK復調器に関する
ものである。
信機に用いられる直接変換方式のFSK復調器に関する
ものである。
【0002】
【従来の技術】最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変
調(フリケンシー・シフト・キーイング:FSK)信号
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適した受信機の
構成として検討されている。
調(フリケンシー・シフト・キーイング:FSK)信号
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適した受信機の
構成として検討されている。
【0003】例えば特開昭55−14701号公報に記
載されている構成が知られている。以下、図12を参照
して従来の直接変換方式のFSK受信機について説明す
る。図12において、1はFSK信号、1Aはアンテ
ナ、1Bはアンプ、2、3はミキサ、4はローパスフィ
ルタ、5は90度移相器、6は局部発振器、7はリッミ
タアンプ、8はDフリップフロップ、9は復調出力であ
る。
載されている構成が知られている。以下、図12を参照
して従来の直接変換方式のFSK受信機について説明す
る。図12において、1はFSK信号、1Aはアンテ
ナ、1Bはアンプ、2、3はミキサ、4はローパスフィ
ルタ、5は90度移相器、6は局部発振器、7はリッミ
タアンプ、8はDフリップフロップ、9は復調出力であ
る。
【0004】以上のように構成されたFSK復調器につ
いて、以下その動作について説明する。アンテナ1Aを
介して入力されたFSK信号1はアンプ1Bを介してそ
れぞれミキサ2、3に供給される。局部発振器5の信号
は2分配され、第1の信号は90度移相器を通してミキ
サ2に、第2の信号は直接ミキサ3に供給され、それぞ
れFSK信号1と混合することにより、入力信号をダウ
ンコンバートし、ベースバンド信号のみを通過するロー
パスフィルタ3によって、互いに90度位相の異なる同
位相信号(I)と直交位相信号(Q)を得る。I信号と
Q信号は、それぞれリミッタアンプ7により2値化され
る。そして、DフリップフロップのD入力にI信号、ク
ロック入力にQ信号を入力し、Dフリップフロップの出
力信号を用いてデータの復調を行う。
いて、以下その動作について説明する。アンテナ1Aを
介して入力されたFSK信号1はアンプ1Bを介してそ
れぞれミキサ2、3に供給される。局部発振器5の信号
は2分配され、第1の信号は90度移相器を通してミキ
サ2に、第2の信号は直接ミキサ3に供給され、それぞ
れFSK信号1と混合することにより、入力信号をダウ
ンコンバートし、ベースバンド信号のみを通過するロー
パスフィルタ3によって、互いに90度位相の異なる同
位相信号(I)と直交位相信号(Q)を得る。I信号と
Q信号は、それぞれリミッタアンプ7により2値化され
る。そして、DフリップフロップのD入力にI信号、ク
ロック入力にQ信号を入力し、Dフリップフロップの出
力信号を用いてデータの復調を行う。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のFSK復調器では、データレートの高速化などによ
り、周波数偏移とデータレートの比に1/2をかけた値
で表される変調指数が小さくなると復調精度が劣化す
る。また、局部発振器の発振周波数が搬送波周波数から
ずれるほど復調器の受信感度が劣化するという課題を有
していた。
来のFSK復調器では、データレートの高速化などによ
り、周波数偏移とデータレートの比に1/2をかけた値
で表される変調指数が小さくなると復調精度が劣化す
る。また、局部発振器の発振周波数が搬送波周波数から
ずれるほど復調器の受信感度が劣化するという課題を有
していた。
【0006】本発明は、上記従来の課題を解決するもの
で、変調指数の低下にともなう復調精度の劣化と、局部
発振器の周波数ずれにともなう受信感度の劣化の度合い
を減少させるFSK復調器を提供することを目的とする
ものである。
で、変調指数の低下にともなう復調精度の劣化と、局部
発振器の周波数ずれにともなう受信感度の劣化の度合い
を減少させるFSK復調器を提供することを目的とする
ものである。
【0007】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のFSK復調器は、同位相信号を2値化する
第1のリミッタアンプと、直交位相信号を2値化する第
2のリミッタアンプと、前記第1、第2のリミッタアン
プの出力信号の排他的論理和をとる排他的論理和回路か
らなる倍周直交位相信号発生回路と、前記同位相信号及
び前記直交位相信号から、前記倍周直交位相信号発生回
路の出力信号と同じ周波数で、かつ、直交関係にあり、
送信データによっては出力信号が変化しない信号を出力
する倍周同位相信号発生回路と、前記倍周直交位相信号
発生回路と前記倍周同位相信号発生回路の出力信号から
復調信号を得る復調回路とを有するものである。
に、本発明のFSK復調器は、同位相信号を2値化する
第1のリミッタアンプと、直交位相信号を2値化する第
2のリミッタアンプと、前記第1、第2のリミッタアン
プの出力信号の排他的論理和をとる排他的論理和回路か
らなる倍周直交位相信号発生回路と、前記同位相信号及
び前記直交位相信号から、前記倍周直交位相信号発生回
路の出力信号と同じ周波数で、かつ、直交関係にあり、
送信データによっては出力信号が変化しない信号を出力
する倍周同位相信号発生回路と、前記倍周直交位相信号
発生回路と前記倍周同位相信号発生回路の出力信号から
復調信号を得る復調回路とを有するものである。
【0008】
【作用】本発明は、2つの直交信号を2値化し、排他的
論理和演算を行うことにより、周波数が2倍で、送信デ
ータにより位相の遅れ進みの状態が反転する信号、つま
り、Q信号を2逓倍したとみなせる倍周直交位相信号を
得るとともに、一方、倍周直交位相信号と同じ周波数を
有し、送信データにより位相の遅れ進みの状態が変わら
ない、I信号を2逓倍したとみなせる倍周同位相信号を
得ることにより、直交関係を有する倍周直交位相信号と
倍周同位相信号から復調信号を得ることで、周波数偏移
を2倍にした復調結果と同様の効果があり、変調指数は
等価的に2倍とみなせ、復調精度が向上する。また、変
調指数が等価的に2倍になることで局部発振器の周波数
ずれによる受信感度の劣化を減少させることができる。
論理和演算を行うことにより、周波数が2倍で、送信デ
ータにより位相の遅れ進みの状態が反転する信号、つま
り、Q信号を2逓倍したとみなせる倍周直交位相信号を
得るとともに、一方、倍周直交位相信号と同じ周波数を
有し、送信データにより位相の遅れ進みの状態が変わら
ない、I信号を2逓倍したとみなせる倍周同位相信号を
得ることにより、直交関係を有する倍周直交位相信号と
倍周同位相信号から復調信号を得ることで、周波数偏移
を2倍にした復調結果と同様の効果があり、変調指数は
等価的に2倍とみなせ、復調精度が向上する。また、変
調指数が等価的に2倍になることで局部発振器の周波数
ずれによる受信感度の劣化を減少させることができる。
【0009】
【実施例】(実施例1)以下、本発明の第1の実施例に
ついて、図1を参照しながら説明する。図1において、
101はアンテナや増幅器(図示せず)を介して入力し
たFSK信号の入力端子、102はミキサ、103はロ
ーパスフィルタ、108は90度移相器、109は局部
発振器で、以上は図12で示した構成と同様のものであ
る。111は倍周直交位相発生回路で、おのおのローパ
スフィルタ103A、103Bの出力を制限増幅するこ
とで2値化するリミッタアンプ104A,104B、そ
のリミッタアンプ104A,104Bの排他的論理和を
求める排他的論理和回路105により構成されている。
110は後述する倍周同位相発生回路、106は復調回
路、107は復調回路出力である。
ついて、図1を参照しながら説明する。図1において、
101はアンテナや増幅器(図示せず)を介して入力し
たFSK信号の入力端子、102はミキサ、103はロ
ーパスフィルタ、108は90度移相器、109は局部
発振器で、以上は図12で示した構成と同様のものであ
る。111は倍周直交位相発生回路で、おのおのローパ
スフィルタ103A、103Bの出力を制限増幅するこ
とで2値化するリミッタアンプ104A,104B、そ
のリミッタアンプ104A,104Bの排他的論理和を
求める排他的論理和回路105により構成されている。
110は後述する倍周同位相発生回路、106は復調回
路、107は復調回路出力である。
【0010】以上のように構成されたFSK復調器につ
いて、以下その動作を説明する。まず、FSK信号入力
端子101に入力されたFSK信号は直交ミキサ102
とローパスフィルタ103によって、互いに90度位相
の異なる同位相信号(I)と直交位相信号(Q)に変換
される。倍周直交位相信号発生回路111は、I信号と
Q信号を入力とし、それぞれの信号をリミッタアンプ1
04により2値化し、それらの排他的論理和105をと
ることにより、Q信号を2逓倍したとみなせる倍周直交
位相信号(Q2)が発生する。
いて、以下その動作を説明する。まず、FSK信号入力
端子101に入力されたFSK信号は直交ミキサ102
とローパスフィルタ103によって、互いに90度位相
の異なる同位相信号(I)と直交位相信号(Q)に変換
される。倍周直交位相信号発生回路111は、I信号と
Q信号を入力とし、それぞれの信号をリミッタアンプ1
04により2値化し、それらの排他的論理和105をと
ることにより、Q信号を2逓倍したとみなせる倍周直交
位相信号(Q2)が発生する。
【0011】図2は倍周直交位相信号発生回路111の
各部の波形である。図2(a)、(b)に示すように、
送信データがスペースの時とマークの時が生じる。そし
てその送信データによってQ信号の位相は180度ずれ
る。このようなQ信号の位相変化により、Q2信号の位
相も180度ずれるため、Q2信号は送信データによっ
て位相の遅れ進みが生じる。
各部の波形である。図2(a)、(b)に示すように、
送信データがスペースの時とマークの時が生じる。そし
てその送信データによってQ信号の位相は180度ずれ
る。このようなQ信号の位相変化により、Q2信号の位
相も180度ずれるため、Q2信号は送信データによっ
て位相の遅れ進みが生じる。
【0012】一方、倍周同位相信号発生回路110は、
I信号及びQ信号から、倍周直交位相信号発生回路11
1の出力信号Q2と同じ周波数で、かつ、直交関係にあ
り、送信データによっては出力信号が変化しない2逓倍
したI信号とみなせる倍周同位相信号(I2)を出力す
る回路である。これら直交関係をもつI2信号とQ2信
号を復調回路106の入力信号とすることによって、等
価的に変調指数は2倍になり、復調回路106は送信デ
ータに応じて、I2信号とQ2信号間の位相の遅れ進み
を判定することによって、出力信号を得ることができ
る。
I信号及びQ信号から、倍周直交位相信号発生回路11
1の出力信号Q2と同じ周波数で、かつ、直交関係にあ
り、送信データによっては出力信号が変化しない2逓倍
したI信号とみなせる倍周同位相信号(I2)を出力す
る回路である。これら直交関係をもつI2信号とQ2信
号を復調回路106の入力信号とすることによって、等
価的に変調指数は2倍になり、復調回路106は送信デ
ータに応じて、I2信号とQ2信号間の位相の遅れ進み
を判定することによって、出力信号を得ることができ
る。
【0013】以上のように、本実施例によれば、I信号
とQ信号を2逓倍したとみなせる信号を復調回路106
に入力するため、変調指数は等価的に倍になり、復調精
度を向上し、局部発振器109の周波数ずれによる受信
感度の劣化の度合いを減少できる。
とQ信号を2逓倍したとみなせる信号を復調回路106
に入力するため、変調指数は等価的に倍になり、復調精
度を向上し、局部発振器109の周波数ずれによる受信
感度の劣化の度合いを減少できる。
【0014】(実施例2)次に、本発明の第2の実施例
について図3を参照しながら説明する。図3は倍周同位
相信号発生回路110の、より具体的な構成を示すもの
である。図3において、301はI信号入力端子、30
2はQ信号入力端子、303はそれぞれの端子301、
302に入力されたI、Q信号を加算する加算回路、一
方、304はそれぞれの端子301、302に入力され
たI、Q信号の一方から他方を減算する減算回路、30
5は図1の104と同様なリミッタアンプ、306は排
他的論理和回路である。
について図3を参照しながら説明する。図3は倍周同位
相信号発生回路110の、より具体的な構成を示すもの
である。図3において、301はI信号入力端子、30
2はQ信号入力端子、303はそれぞれの端子301、
302に入力されたI、Q信号を加算する加算回路、一
方、304はそれぞれの端子301、302に入力され
たI、Q信号の一方から他方を減算する減算回路、30
5は図1の104と同様なリミッタアンプ、306は排
他的論理和回路である。
【0015】以上のように構成された倍周同位相信号発
生回路110aについて、以下その動作を説明する。
生回路110aについて、以下その動作を説明する。
【0016】図4は倍周同位相信号発生回路110aに
おける各部の波形である(なお、同図(a)、(b)に
示すように、送信データがスペースの時とマークの時が
生じる)。I信号とQ信号は加算回路301と減算回路
302にそれぞれ入力され、I信号に対し±45度位相
が異なる信号c,dがつくられる。これらの信号c,d
をリッミタアンプ305によって、2値化したものが信
号e,fであり、それらの排他的論理和回路306によ
り排他的論理和を得ることによってQ2信号と同じ周波
数で直交関係を有し、かつ、送信データによっては出力
信号が変化しないI2信号が発生する。
おける各部の波形である(なお、同図(a)、(b)に
示すように、送信データがスペースの時とマークの時が
生じる)。I信号とQ信号は加算回路301と減算回路
302にそれぞれ入力され、I信号に対し±45度位相
が異なる信号c,dがつくられる。これらの信号c,d
をリッミタアンプ305によって、2値化したものが信
号e,fであり、それらの排他的論理和回路306によ
り排他的論理和を得ることによってQ2信号と同じ周波
数で直交関係を有し、かつ、送信データによっては出力
信号が変化しないI2信号が発生する。
【0017】以上のように、本実施例によれば、加算回
路303と減算回路304により、I信号を±45度ず
らした信号を発生させ、それらの信号をリッミタアンプ
305により2値化し、排他的論理和回路306で排他
的論理和を得ることにより、I2信号をつくることがで
きる。
路303と減算回路304により、I信号を±45度ず
らした信号を発生させ、それらの信号をリッミタアンプ
305により2値化し、排他的論理和回路306で排他
的論理和を得ることにより、I2信号をつくることがで
きる。
【0018】なお、本実施例において、加算回路303
をI信号を45度移相する回路に、減算回路304をI
信号を−45度移相する回路に置き換えることによって
も、同様な波形が得られ、I2信号をつくることができ
る。また、この場合、I信号の代わりにQ信号を用いて
も同様な出力が得られる。
をI信号を45度移相する回路に、減算回路304をI
信号を−45度移相する回路に置き換えることによって
も、同様な波形が得られ、I2信号をつくることができ
る。また、この場合、I信号の代わりにQ信号を用いて
も同様な出力が得られる。
【0019】(実施例3)次に、本発明の第3の実施例
について図5を参照しながら説明する。図5は図3に示
した倍周同位相信号発生回路とは別な構成を示したもの
である。図5において、501はI信号入力端子、50
2はQ信号入力端子、503、504は入力されたI,
Q信号の一方の電圧値を他方の電圧値と比較する電圧比
較器、505は入力信号の符号を反転させる反転回路、
506は電圧比較器503及び504の比較結果である
出力の排他的論理和を求める排他的論理和回路である。
について図5を参照しながら説明する。図5は図3に示
した倍周同位相信号発生回路とは別な構成を示したもの
である。図5において、501はI信号入力端子、50
2はQ信号入力端子、503、504は入力されたI,
Q信号の一方の電圧値を他方の電圧値と比較する電圧比
較器、505は入力信号の符号を反転させる反転回路、
506は電圧比較器503及び504の比較結果である
出力の排他的論理和を求める排他的論理和回路である。
【0020】以上のように構成された倍周同位相信号発
生回路110bについて、以下その動作を説明する。図
6は倍周同位相信号発生回路110bにおける各部の波
形である(なお、同図(a)、(b)に示すように、送
信データがスペースの時とマークの時が生じる)。I信
号とQ信号は分配され2つの電圧比較器503、504
に入力されるが、そのうち一方の電圧比較器504には
反転回路505により、I信号の符号を反転した信号h
が入力される。電圧比較器503、504は基準電圧に
対し、参照電圧が高いときハイレベル、低いときローレ
ベルを出力する。この場合、I信号が参照電圧、Q信号
が基準電圧であっても、また、その逆であっても良い。
各電圧比較器出力信号g,iの排他的論理和をとった出
力信号はQ2信号と同じ周波数で直交関係を有し、か
つ、送信データによっては出力信号が変化しないI2信
号となる。
生回路110bについて、以下その動作を説明する。図
6は倍周同位相信号発生回路110bにおける各部の波
形である(なお、同図(a)、(b)に示すように、送
信データがスペースの時とマークの時が生じる)。I信
号とQ信号は分配され2つの電圧比較器503、504
に入力されるが、そのうち一方の電圧比較器504には
反転回路505により、I信号の符号を反転した信号h
が入力される。電圧比較器503、504は基準電圧に
対し、参照電圧が高いときハイレベル、低いときローレ
ベルを出力する。この場合、I信号が参照電圧、Q信号
が基準電圧であっても、また、その逆であっても良い。
各電圧比較器出力信号g,iの排他的論理和をとった出
力信号はQ2信号と同じ周波数で直交関係を有し、か
つ、送信データによっては出力信号が変化しないI2信
号となる。
【0021】以上のように、本実施例によれば、電圧比
較器と、反転回路と、排他的論理和回路とを用いること
により、Q2信号と同じ周波数で直交関係を有し、か
つ、送信データによっては出力信号が変化しないI2信
号をつくることができる。
較器と、反転回路と、排他的論理和回路とを用いること
により、Q2信号と同じ周波数で直交関係を有し、か
つ、送信データによっては出力信号が変化しないI2信
号をつくることができる。
【0022】また、I信号入力端子501にQ信号を、
一方、Q信号入力端子502にI信号を入力としても同
様な出力信号を得ることができる。
一方、Q信号入力端子502にI信号を入力としても同
様な出力信号を得ることができる。
【0023】(実施例4)次に、本発明の第4の実施例
について図7を参照しながら説明する。図7は図1に示
した倍周同位相信号発生回路110の、さらに別な構成
を示したものである。図7において701はI信号入力
端子、702はQ信号入力端子、703、704は絶対
値回路、705は電圧比較器である。
について図7を参照しながら説明する。図7は図1に示
した倍周同位相信号発生回路110の、さらに別な構成
を示したものである。図7において701はI信号入力
端子、702はQ信号入力端子、703、704は絶対
値回路、705は電圧比較器である。
【0024】以上のように構成された倍周同位相信号発
生回路について、以下その動作を説明する。図8は倍周
同位相信号発生回路における各部の波形である(なお、
同図(a)、(b)に示すように、送信データがスペー
スの時とマークの時が生じる)。I信号とQ信号は、信
号が負になる部分を反転することにより入力信号の絶対
値をとる絶対値回路703、704にそれぞれ入力され
る。各絶対値回路703、704の出力信号j、kの電
圧を比較する電圧比較器705に送出することにより、
その出力信号は、Q2信号と同じ周波数で直交関係を有
し、かつ、送信データによっては出力信号が変化しない
I2信号となる。この場合、波形jが電圧比較器の基準
電圧であっても、参照電圧であっても同様の出力が得ら
れる。
生回路について、以下その動作を説明する。図8は倍周
同位相信号発生回路における各部の波形である(なお、
同図(a)、(b)に示すように、送信データがスペー
スの時とマークの時が生じる)。I信号とQ信号は、信
号が負になる部分を反転することにより入力信号の絶対
値をとる絶対値回路703、704にそれぞれ入力され
る。各絶対値回路703、704の出力信号j、kの電
圧を比較する電圧比較器705に送出することにより、
その出力信号は、Q2信号と同じ周波数で直交関係を有
し、かつ、送信データによっては出力信号が変化しない
I2信号となる。この場合、波形jが電圧比較器の基準
電圧であっても、参照電圧であっても同様の出力が得ら
れる。
【0025】以上のように、本実施例によれば、電圧比
較器と絶対値回路を用いることにより、Q2信号と同じ
周波数で直交関係を有し、かつ、送信データによっては
出力信号が変化しないI2信号をつくることができる。
較器と絶対値回路を用いることにより、Q2信号と同じ
周波数で直交関係を有し、かつ、送信データによっては
出力信号が変化しないI2信号をつくることができる。
【0026】また、本実施例の絶対値回路703、70
4を入力信号の自乗演算を行う自乗回路に置き換えて
も、同様な波形が得られ、I2信号をつくることができ
る。
4を入力信号の自乗演算を行う自乗回路に置き換えて
も、同様な波形が得られ、I2信号をつくることができ
る。
【0027】(実施例5)次に、本発明の第5の実施例
について図9を参照しながら説明する。図9は自1に示
した倍周同位相信号発生回路110の、さらに別な構成
を示すものである。図9において、901はI信号入力
端子、902は絶対値回路、903は電圧比較器、90
4は基準電圧入力端子である。
について図9を参照しながら説明する。図9は自1に示
した倍周同位相信号発生回路110の、さらに別な構成
を示すものである。図9において、901はI信号入力
端子、902は絶対値回路、903は電圧比較器、90
4は基準電圧入力端子である。
【0028】以上のように構成された倍周同位相信号発
生回路110dについて、以下その動作を説明する。な
お、図9の倍周同位相信号発生回路の構成を用いる場
合、自動利得制御回路により、入力FSK信号の最大電
圧値を常に一定にする。これにより、I信号の最大電圧
値も常に一定になる。
生回路110dについて、以下その動作を説明する。な
お、図9の倍周同位相信号発生回路の構成を用いる場
合、自動利得制御回路により、入力FSK信号の最大電
圧値を常に一定にする。これにより、I信号の最大電圧
値も常に一定になる。
【0029】図10は倍周同位相信号発生回路110d
における各部の波形である。I信号を倍周同位相信号発
生回路110dの入力とし、I信号の絶対値を出力する
絶対値回路902によって、信号Lが得られる。この波
形の最大ピーク電圧Vmに対し、電圧比較器903の基
準電圧Vsを2-1/2Vmに設定することにより、電圧比
較器903の出力信号としてQ2信号と同じ周波数で直
交関係を有し、かつ、送信データによっては出力信号が
変化しないI2信号が得られる。
における各部の波形である。I信号を倍周同位相信号発
生回路110dの入力とし、I信号の絶対値を出力する
絶対値回路902によって、信号Lが得られる。この波
形の最大ピーク電圧Vmに対し、電圧比較器903の基
準電圧Vsを2-1/2Vmに設定することにより、電圧比
較器903の出力信号としてQ2信号と同じ周波数で直
交関係を有し、かつ、送信データによっては出力信号が
変化しないI2信号が得られる。
【0030】以上のように、本実施例によれば、FSK
復調器が入力FSK信号に対して自動利得制御している
場合、I信号を入力として電圧比較器903と絶対値回
路902を用いることにより、I2信号を発生すること
ができる。
復調器が入力FSK信号に対して自動利得制御している
場合、I信号を入力として電圧比較器903と絶対値回
路902を用いることにより、I2信号を発生すること
ができる。
【0031】なお、本実施例では、I信号を倍周同位相
信号発生器110dの入力信号としたが、Q信号を入力
信号としても同様の出力信号I2が得られる。
信号発生器110dの入力信号としたが、Q信号を入力
信号としても同様の出力信号I2が得られる。
【0032】また、本実施例において、絶対値回路90
2を自乗回路に置き換えても同様な波形が得られ、I2
信号をつくることができる。
2を自乗回路に置き換えても同様な波形が得られ、I2
信号をつくることができる。
【0033】(実施例6)次に、本発明の第6の実施例
について図11を参照しながら説明する。図11は図1
に示したFSK復調器の、別な構成を示したものであ
る。図11において、101はアンテナや増幅器(図示
せず)を介して入力したFSK信号の入力端子、102
はミキサ、103はローパスフィルタ、108は90度
移相器、109は局部発振器で、111は倍周直交位相
発生回路で、110は倍周同位相発生回路、106は復
調回路、107は復調回路出力で、以上は図1に示した
ものと同様のものである。図11において、図1の構成
と異なる点は、112はFSK入力信号から受信電界の
強度を検出する受信電界強度検出回路112と、復調回
路入力制御回路113の制御に基づきローパスフィルタ
103の出力先を変化させるスイッチ回路114を新た
に設けた点である。
について図11を参照しながら説明する。図11は図1
に示したFSK復調器の、別な構成を示したものであ
る。図11において、101はアンテナや増幅器(図示
せず)を介して入力したFSK信号の入力端子、102
はミキサ、103はローパスフィルタ、108は90度
移相器、109は局部発振器で、111は倍周直交位相
発生回路で、110は倍周同位相発生回路、106は復
調回路、107は復調回路出力で、以上は図1に示した
ものと同様のものである。図11において、図1の構成
と異なる点は、112はFSK入力信号から受信電界の
強度を検出する受信電界強度検出回路112と、復調回
路入力制御回路113の制御に基づきローパスフィルタ
103の出力先を変化させるスイッチ回路114を新た
に設けた点である。
【0034】以上のように構成されたFSK復調器につ
いて、以下その動作を説明する。第2から第6の実施例
に示した倍周同位相発生回路110の構成では、I信号
及びQ信号のアナログ情報をもとにI2信号をつくって
いる。そのため、FSK信号の電界強度によっては増幅
器の飽和などによって、I、Q信号が歪んでしまい、倍
周同位相信号発生回路110の出力信号がQ2信号と直
交関係を保てなくなる。そこで、本実施例の復調器は、
受信電界強度検出回路112によって入力FSK信号の
入力レベルを検出し、そのレベルが一定値を越えた場
合、復調回路入力制御回路113の制御信号により、ス
イッチ回路114を制御し、復調回路106に対する入
力信号をI2、Q2信号から、I、Q信号に切り替える
ようにしている。
いて、以下その動作を説明する。第2から第6の実施例
に示した倍周同位相発生回路110の構成では、I信号
及びQ信号のアナログ情報をもとにI2信号をつくって
いる。そのため、FSK信号の電界強度によっては増幅
器の飽和などによって、I、Q信号が歪んでしまい、倍
周同位相信号発生回路110の出力信号がQ2信号と直
交関係を保てなくなる。そこで、本実施例の復調器は、
受信電界強度検出回路112によって入力FSK信号の
入力レベルを検出し、そのレベルが一定値を越えた場
合、復調回路入力制御回路113の制御信号により、ス
イッチ回路114を制御し、復調回路106に対する入
力信号をI2、Q2信号から、I、Q信号に切り替える
ようにしている。
【0035】以上のように、本実施例によれば、FSK
信号の受信電界強度を検出し、そのレベルによって復調
回路に対する入力をI2、Q2信号からI、Q信号に切
り替えることにより、倍周直交信号I2、Q2を復調回
路入力とした際、増幅器の飽和によって、I、Q信号が
歪んでいる場合の特性劣化を減少させることができる。
信号の受信電界強度を検出し、そのレベルによって復調
回路に対する入力をI2、Q2信号からI、Q信号に切
り替えることにより、倍周直交信号I2、Q2を復調回
路入力とした際、増幅器の飽和によって、I、Q信号が
歪んでいる場合の特性劣化を減少させることができる。
【0036】
【発明の効果】以上のように、本発明は、I信号とQ信
号を2逓倍したとみなせる直交信号を用いて、復調回路
により復調信号を得ることにより、変調指数が等価的に
2倍になり、復調出力のジッタが減少し、復調精度が向
上する。また、局部発振器の発振周波数が搬送波周波数
とずれることにより受信感度の劣化を減少することがで
きる。
号を2逓倍したとみなせる直交信号を用いて、復調回路
により復調信号を得ることにより、変調指数が等価的に
2倍になり、復調出力のジッタが減少し、復調精度が向
上する。また、局部発振器の発振周波数が搬送波周波数
とずれることにより受信感度の劣化を減少することがで
きる。
【図1】本発明の第1の実施例におけるFSK復調器の
ブロック結線図
ブロック結線図
【図2】本発明の第1の実施例におけるFSK復調器の
要部波形図
要部波形図
【図3】本発明の第2の実施例におけるFSK復調器の
ブロック結線図
ブロック結線図
【図4】本発明の第2の実施例におけるFSK復調器の
要部波形図
要部波形図
【図5】本発明の第3の実施例におけるFSK復調器の
ブロック結線図
ブロック結線図
【図6】本発明の第3の実施例におけるFSK復調器の
要部波形図
要部波形図
【図7】本発明の第4の実施例におけるFSK復調器の
ブロック結線図
ブロック結線図
【図8】本発明の第4の実施例におけるFSK復調器の
要部波形図
要部波形図
【図9】本発明の第5の実施例におけるFSK復調器の
ブロック結線図
ブロック結線図
【図10】本発明の第5の実施例におけるFSK復調器
の要部波形図
の要部波形図
【図11】本発明の第6の実施例におけるFSK復調器
のブロック結線図
のブロック結線図
【図12】従来のFSK復調器の構成を示すブロック結
線図
線図
1 FSK信号入力端子 2、3 ミキサ 4 ローパスフィルタ 5 90度移相器 6 局部発振器 7 リッミタアンプ 8 Dフリップフロップ 9 復調出力 101 FSK信号入力端子 102 ミキサ 103 ローパスフィルタ 104 リミッタアンプ 105 排他的論理和回路 106 復調回路 107 復調回路出力 108 90度移相器 109 局部発振器 110 倍周同位相発生回路 111 倍周直交位相発生回路 301 I信号入力端子 302 Q信号入力端子 303 加算回路 304 減算回路 305 リミッタアンプ 306 排他的論理和回路 501 I信号入力端子 502 Q信号入力端子 503、504 電圧比較器 505 反転回路 506 排他的論理和回路 701 I信号入力端子 702 Q信号入力端子 703、704 絶対値回路 705 電圧比較器 901 I信号入力端子 902 絶対値回路 903 電圧比較器 904 基準電圧入力端子 112 受信電界強度検出回路、 113 復調回路入力制御回路、 114 スイッチ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 横崎 克司 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目3番1 号 松下通信工業株式会社内
Claims (10)
- 【請求項1】 周波数偏移変調信号から同位相信号と直
交位相信号を得る直交ミキサ及びローパスフィルタと、
前記同位相信号を2値化する第1のリミッタアンプと、
前記直交位相信号を2値化する第2のリミッタアンプ
と、前記第1、第2のリミッタアンプにより2値化した
信号の排他的論理和を得る第1の排他的論理和回路から
なる倍周直交位相信号発生回路と、前記同位相信号及び
前記直交位相信号から、前記直交位相信号発生回路の出
力信号と同じ周波数で、かつ直交関係にあり、送信デー
タによっては、出力信号が変化しない信号を得る倍周同
位相信号発生回路と、前記直交位相信号発生回路と前記
倍周同位相信号発生回路の出力信号から復調信号を得る
復調回路とを具備するFSK復調器。 - 【請求項2】 倍周同位相信号発生回路は、同位相信号
と直交位相信号を加算する加算回路と、前記同位相信号
と前記直交位相信号を減算する減算回路と、前記加算回
路の出力信号を2値化する第3のリミッタアンプと、前
記減算回路の出力信号を2値化する第4のリミッタアン
プと、前記第3、第4のリミッタアンプにより2値化し
た信号の排他的論理和をとる第2の排他的論理和回路を
具備することを特徴とする請求項1記載のFSK復調
器。 - 【請求項3】 倍周同位相信号発生回路は、直交信号ま
たは同位相信号の内、どちらか一方の信号の位相を45
度移相する第1の移相器と、前記第1の移相器に対する
入力と同じ信号を−45度移相する第2の移相器と、前
記第1の移相器の出力信号を2値化する第5のリミッタ
アンプと、前記第2の移相器の出力信号を2値化する第
6のリミッタアンプと、前記第5、第6のリミッタアン
プにより2値化した信号の排他的論理和をとる第3の排
他的論理和回路を具備することを特徴とする請求項1記
載のFSK復調器。 - 【請求項4】 倍周同位相信号発生回路は、同位相信号
の電圧と直交位相信号の電圧を比較する第1の電圧比較
器と、前記同位相信号と前記直交位相信号の内、どちら
か一方の信号の符号を反転する反転回路と、前記同位相
信号と前記直交位相信号のうち、前記反転回路の入力信
号ではない信号の電圧と前記反転回路の出力信号の電圧
を比較する第2の電圧比較器と、前記第1と第2の電圧
比較器の出力信号の排他的論理和をとる第4の排他的論
理和回路を具備することを特徴とする請求項1記載のF
SK復調器。 - 【請求項5】 倍周同位相信号発生回路は、同位相信号
の絶対値をとる第1の絶対値回路と、直交位相信号の絶
対値をとる第2の絶対値回路と、前記第1と前記第2の
絶対値回路の出力信号の電圧を比較する第3の電圧比較
器とを具備することを特徴とする請求項1記載のFSK
復調器。 - 【請求項6】 倍周同位相信号発生回路は、同位相信号
の自乗をとる第1の自乗回路と、直交位相信号の自乗を
とる第2の自乗回路と、前記第1と前記第2の自乗回路
の出力信号の電圧を比較する第4の電圧比較器とを具備
することを特徴とする請求項1記載のFSK復調器。 - 【請求項7】 倍周同位相信号発生回路は、同位相信号
または直交位相信号の内、どちらか一方の信号の絶対値
をとる第3の絶対値回路と、前記第3の絶対値回路の出
力信号の電圧と基準電圧を比較する第5の電圧比較器と
を具備することを特徴とする請求項1記載のFSK復調
器。 - 【請求項8】 倍周同位相信号発生回路は、同位相信号
または直交位相信号の内、どちらか一方の信号の自乗を
とる第3の自乗回路と、前記第3の自乗回路の出力信号
の電圧と基準電圧を比較する第6の電圧比較器とを具備
することを特徴とする請求項1記載のFSK復調器。 - 【請求項9】 直交ミキサより前段に入力周波数偏移変
調信号の振幅を一定幅に制御する自動利得制御回路を有
することを特徴とする請求項1記載のFSK復調器。 - 【請求項10】 入力周波数偏移変調信号の受信電界強
度に比例した信号を出力する受信電界強度検出回路と、
前記受信電界強度検出回路の出力信号が一定値を超える
ことにより、制御信号を出力する復調回路入力制御回路
と、前記復調回路入力制御回路の出力信号により、復調
回路に対する入力信号を同位相信号と直交位相信号に切
り替えるスイッチ回路とを有することを特徴とする請求
項1記載のFSK復調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24784493A JPH07107127A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | Fsk復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24784493A JPH07107127A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | Fsk復調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07107127A true JPH07107127A (ja) | 1995-04-21 |
Family
ID=17169511
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24784493A Pending JPH07107127A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | Fsk復調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07107127A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006319897A (ja) * | 2005-05-16 | 2006-11-24 | Oki Electric Ind Co Ltd | 復調回路及び復調方法 |
CN106108949A (zh) * | 2016-08-29 | 2016-11-16 | 深圳市理邦精密仪器股份有限公司 | 胎心音频信号处理装置以及胎儿监护设备 |
-
1993
- 1993-10-04 JP JP24784493A patent/JPH07107127A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006319897A (ja) * | 2005-05-16 | 2006-11-24 | Oki Electric Ind Co Ltd | 復調回路及び復調方法 |
JP4560440B2 (ja) * | 2005-05-16 | 2010-10-13 | Okiセミコンダクタ株式会社 | 復調回路及び復調方法 |
KR101243753B1 (ko) * | 2005-05-16 | 2013-03-14 | 오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤 | 복조 회로 및 복조 방법 |
CN106108949A (zh) * | 2016-08-29 | 2016-11-16 | 深圳市理邦精密仪器股份有限公司 | 胎心音频信号处理装置以及胎儿监护设备 |
CN106108949B (zh) * | 2016-08-29 | 2019-09-17 | 深圳市理邦精密仪器股份有限公司 | 胎心音频信号处理装置以及胎儿监护设备 |
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