JP2517028B2 - 周波数検波回路 - Google Patents
周波数検波回路Info
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- JP2517028B2 JP2517028B2 JP32103587A JP32103587A JP2517028B2 JP 2517028 B2 JP2517028 B2 JP 2517028B2 JP 32103587 A JP32103587 A JP 32103587A JP 32103587 A JP32103587 A JP 32103587A JP 2517028 B2 JP2517028 B2 JP 2517028B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、アナログ信号やデータ信号により周波数変
調された信号の復調や、入力信号の周波数偏差の計測等
に供せられる周波数検波回路に関する。
調された信号の復調や、入力信号の周波数偏差の計測等
に供せられる周波数検波回路に関する。
入力信号の瞬時周波数の、あらかじめ定められた中心
周波数に対する偏差量を検出する周波数検波回路として
は、従来から、セラミックディスクリミネータ、クオド
ラチャ検波回路等が広く用いられている。
周波数に対する偏差量を検出する周波数検波回路として
は、従来から、セラミックディスクリミネータ、クオド
ラチャ検波回路等が広く用いられている。
しかしながらこれらは、セラミック素子や90゜位相シ
フト用インダクタンス素子など、IC化に適さないデバイ
スを必要とし、また処理対象となる搬送波が特定の中間
周波に限定されるため、ヘテロダイン受信機にしか適用
できない等、小形化、汎用化に問題があった。
フト用インダクタンス素子など、IC化に適さないデバイ
スを必要とし、また処理対象となる搬送波が特定の中間
周波に限定されるため、ヘテロダイン受信機にしか適用
できない等、小形化、汎用化に問題があった。
このため、近年では、入力信号である受信波または中
間周波と同一の周波数を有し、互いに位相がπ/2ラジア
ンだけ異なる２つの局部発振波と入力信号とを周波数混
合することによって、２つの互いに直交するベースバン
ド信号を抽出し、これら２つのベースバンド信号の一方
のそれぞれをπ/2ラジアン移相した後に他方のそれぞれ
とアナログ乗算することによって得られる２つの乗算出
力の差を周波数検波出力とする、いわゆる直交検波形
が、IC化に適合する回路方式の一つとして着目されてい
る。
間周波と同一の周波数を有し、互いに位相がπ/2ラジア
ンだけ異なる２つの局部発振波と入力信号とを周波数混
合することによって、２つの互いに直交するベースバン
ド信号を抽出し、これら２つのベースバンド信号の一方
のそれぞれをπ/2ラジアン移相した後に他方のそれぞれ
とアナログ乗算することによって得られる２つの乗算出
力の差を周波数検波出力とする、いわゆる直交検波形
が、IC化に適合する回路方式の一つとして着目されてい
る。
この方法は中間周波を用いない場合にも適用できるの
で、汎用化、小形化に適するという利点があるが、２つ
のアナログ乗算器を必要とする。アナログ乗算器を実現
するには半導体の物理特性を利用するアナログ動作によ
る乗算器、またA/D変換器,D/A変換器を介したディジタ
ル乗算器の応用等か考えられるが，前者は特性の温度、
経年変化に問題があり、また後者は回路規模、消費電力
が増大する等、弊害が大きく、いずれも実用化への障害
が大きいという問題点があった。
で、汎用化、小形化に適するという利点があるが、２つ
のアナログ乗算器を必要とする。アナログ乗算器を実現
するには半導体の物理特性を利用するアナログ動作によ
る乗算器、またA/D変換器,D/A変換器を介したディジタ
ル乗算器の応用等か考えられるが，前者は特性の温度、
経年変化に問題があり、また後者は回路規模、消費電力
が増大する等、弊害が大きく、いずれも実用化への障害
が大きいという問題点があった。
本発明は、前記従来の直交検波形の回路における障害
を取り除くためになされたもので、周波数検波特性が理
論的には無歪であり、不要高調波を含まず、またこれを
実現するにあたり、回路規模が小さく、IC化に適合する
回路を提供しようとするものである。
を取り除くためになされたもので、周波数検波特性が理
論的には無歪であり、不要高調波を含まず、またこれを
実現するにあたり、回路規模が小さく、IC化に適合する
回路を提供しようとするものである。
即ち、本発明回路は第１図示のように入力信号Ｒの中
心周波数と同一周波数を有し互いにπ/2ラジアンの位相
差を持つ第1,第２局部発振出力LI,LQを発生する局部発
振回路１と、入力信号Ｒと第１局部発振出力LIの位相差
及び入力信号Ｒと第２局部発振出力LQの位相差に対して
それぞれπラジアン毎に直線的上昇，下降を周期２πラ
ジアンで繰り返す位相差検出出力特性を有する第1,第２
位相差検出回路21,22と、第1,第２位相差検出回路21,22
の出力θI,θＱをそれぞれ２値論理値に整形する第1,第
２レベル比較器41,42と、第２レベル比較器42の出力CQ
を論理反転する論理反転器５と、第1,第２位相差検出回
路21,22のいずれか一方の出力を入力し，その最大値と
平均値の中間，並びに最小値と平均値の中間に位置する
２つのしきい値に入力レベルが挟まれるか否かを２値判
別するレベル判定回路７と、第1,第２位相差検出回路2
1,22に接続され，それぞれ微分器31,32と、極性切替入
力によって入力のアナログ極性を切替出力する極性切替
回路61,62との組み合わせからなる第1,第２縦続接続部
分71,72と、レベル判定回路７の出力Ｃに従って第1,第
２縦続接続部分71,72の出力Ｄ′I,D′Ｑのいずれか一方
を切替出力する切替回路８と、切替回路８の出力Ｄから
ベースバンド信号成分を抽出する低域濾波器９とを備
え、第１縦続接続部分71の極性切替回路61の極性切替入
力には論理反転器５の出力▲▼を接続し、第２縦続
接続部分72の極性切替回路62の極性切替入力には第１レ
ベル比較器41の出力CIを接続し、切替回路８の切替動作
としては第１位相差検出回路21の出力レベルがレベル判
定回路７内の２つのしきい値に挟まれた時には、第１縦
続接続部分71の出力Ｄ′Ｉを，第２位相差検出回路22の
出力レベルがレベル判定回路７内の２つのしきい値に挟
まれた時には第２縦続接続部分72の出力Ｄ′Ｑを切り替
えて出力する構成として第1,第２位相差検出回路21,22
の位相差検出特性の微分不連続点による影響を解消した
周波数検波出力Ｓを低域濾波器９より得る構成としたも
のである。
心周波数と同一周波数を有し互いにπ/2ラジアンの位相
差を持つ第1,第２局部発振出力LI,LQを発生する局部発
振回路１と、入力信号Ｒと第１局部発振出力LIの位相差
及び入力信号Ｒと第２局部発振出力LQの位相差に対して
それぞれπラジアン毎に直線的上昇，下降を周期２πラ
ジアンで繰り返す位相差検出出力特性を有する第1,第２
位相差検出回路21,22と、第1,第２位相差検出回路21,22
の出力θI,θＱをそれぞれ２値論理値に整形する第1,第
２レベル比較器41,42と、第２レベル比較器42の出力CQ
を論理反転する論理反転器５と、第1,第２位相差検出回
路21,22のいずれか一方の出力を入力し，その最大値と
平均値の中間，並びに最小値と平均値の中間に位置する
２つのしきい値に入力レベルが挟まれるか否かを２値判
別するレベル判定回路７と、第1,第２位相差検出回路2
1,22に接続され，それぞれ微分器31,32と、極性切替入
力によって入力のアナログ極性を切替出力する極性切替
回路61,62との組み合わせからなる第1,第２縦続接続部
分71,72と、レベル判定回路７の出力Ｃに従って第1,第
２縦続接続部分71,72の出力Ｄ′I,D′Ｑのいずれか一方
を切替出力する切替回路８と、切替回路８の出力Ｄから
ベースバンド信号成分を抽出する低域濾波器９とを備
え、第１縦続接続部分71の極性切替回路61の極性切替入
力には論理反転器５の出力▲▼を接続し、第２縦続
接続部分72の極性切替回路62の極性切替入力には第１レ
ベル比較器41の出力CIを接続し、切替回路８の切替動作
としては第１位相差検出回路21の出力レベルがレベル判
定回路７内の２つのしきい値に挟まれた時には、第１縦
続接続部分71の出力Ｄ′Ｉを，第２位相差検出回路22の
出力レベルがレベル判定回路７内の２つのしきい値に挟
まれた時には第２縦続接続部分72の出力Ｄ′Ｑを切り替
えて出力する構成として第1,第２位相差検出回路21,22
の位相差検出特性の微分不連続点による影響を解消した
周波数検波出力Ｓを低域濾波器９より得る構成としたも
のである。
入力信号Ｒの中心周波数と同一周波数を有し互いにπ
/2ラジアンの位相差を持つ第1,第２局部発振出力LI,LQ
が局部発振回路１より取り出され、入力信号Ｒと第１局
部発振出力LIの位相差及び入力信号Ｒと第２局部発振出
力LQの位相差に対してそれぞれπラジアン毎に直線的上
昇，下降を周期２πラジアンで繰り返す位相差検出出力
θI,θＱがそれぞれ第1,第２位相差検出回路21,22より
得られる。これらの位相差検出出力θI,θＱはそれぞれ
第1,第２レベル比較器41,42により２値論理値に整形さ
れ、第２レベル比較器42の出力CQは論理反転器５により
反転され、論理反転出力▲▼となる。
/2ラジアンの位相差を持つ第1,第２局部発振出力LI,LQ
が局部発振回路１より取り出され、入力信号Ｒと第１局
部発振出力LIの位相差及び入力信号Ｒと第２局部発振出
力LQの位相差に対してそれぞれπラジアン毎に直線的上
昇，下降を周期２πラジアンで繰り返す位相差検出出力
θI,θＱがそれぞれ第1,第２位相差検出回路21,22より
得られる。これらの位相差検出出力θI,θＱはそれぞれ
第1,第２レベル比較器41,42により２値論理値に整形さ
れ、第２レベル比較器42の出力CQは論理反転器５により
反転され、論理反転出力▲▼となる。
第1,第２位相差検出回路21,22のいずれか一方の出力
はレベル判定回路７によりその最大値と平均値の中間，
並びに最小値と平均値の中間に位置する２つのしきい値
に入力レベルが挟まれるか否かを２値判別され、レベル
判定回路７よりレベル判定出力Ｃが得られる。
はレベル判定回路７によりその最大値と平均値の中間，
並びに最小値と平均値の中間に位置する２つのしきい値
に入力レベルが挟まれるか否かを２値判別され、レベル
判定回路７よりレベル判定出力Ｃが得られる。
また、第1,第２位相差検出回路21,22の出力θI,θＱ
はそれぞれ微分器31,32と極性切替回路61,62との組み合
わせからなる第1,第２縦続接続部分71,72に入力され、
この第1,第２縦続接続部分71,72の極性切替回路61,62に
はそれぞれ論理反転器５の出力▲▼と第１レベル比
較器41の出力CIが入力されることにより入力のアナログ
極性が切り替えられ、レベル判定回路７の出力Ｃに従っ
て第1,第２縦続接続部分71,72の出力Ｄ′I,D′Ｑのいず
れか一方が切替回路８により切替出力される。
はそれぞれ微分器31,32と極性切替回路61,62との組み合
わせからなる第1,第２縦続接続部分71,72に入力され、
この第1,第２縦続接続部分71,72の極性切替回路61,62に
はそれぞれ論理反転器５の出力▲▼と第１レベル比
較器41の出力CIが入力されることにより入力のアナログ
極性が切り替えられ、レベル判定回路７の出力Ｃに従っ
て第1,第２縦続接続部分71,72の出力Ｄ′I,D′Ｑのいず
れか一方が切替回路８により切替出力される。
即ち、切替回路８は第１位相差検出回路21の出力レベ
ルがレベル判定回路７内の２つのしきい値に挟まれた時
は第１縦続接続部分71の出力Ｄ′Ｉを，第２位相差検出
回路22の出力レベルがレベル判定回路７内の２つのしき
い値に挟まれた時には第２縦続接続部分72の出力Ｄ′Ｑ
を切り替え出力する。低域濾波器９はこの出力Ｄ′Ｉま
たはＤ′Ｑ（出力Ｄで表す）からベースバンド信号成分
を抽出し、第1,第２位相差検出回路21,22の位相差検出
特性の微分不連続点による影響を解消した周波数検波出
力Ｓを出力することになる。
ルがレベル判定回路７内の２つのしきい値に挟まれた時
は第１縦続接続部分71の出力Ｄ′Ｉを，第２位相差検出
回路22の出力レベルがレベル判定回路７内の２つのしき
い値に挟まれた時には第２縦続接続部分72の出力Ｄ′Ｑ
を切り替え出力する。低域濾波器９はこの出力Ｄ′Ｉま
たはＤ′Ｑ（出力Ｄで表す）からベースバンド信号成分
を抽出し、第1,第２位相差検出回路21,22の位相差検出
特性の微分不連続点による影響を解消した周波数検波出
力Ｓを出力することになる。
以下図面について本発明の実施例を説明する。
第１図は本発明回路の一実施例を示すブロック図であ
る。
る。
第１図において１は局部発振回路で、入力信号Ｒの中
心周波数と同一周波数を有し互いにπ/2ラジアンの位相
差をもつ第1,第２局部発振出力LI,LQを発生する。この
例では第１局部発振出力LIに対し第２局部発振出力LQが
π/2ラジアンの位相遅延している。
心周波数と同一周波数を有し互いにπ/2ラジアンの位相
差をもつ第1,第２局部発振出力LI,LQを発生する。この
例では第１局部発振出力LIに対し第２局部発振出力LQが
π/2ラジアンの位相遅延している。
21,22は第1,第２位相差検出回路で、入力信号Ｒと第
１局部発振出力LI,および入力信号Ｒと第２局部発振出
力LQを入力し、それぞれ両者の位相差θに対し周期２π
ラジアンでπラジアン毎に直線的上昇および下降を示す
位相差検出特性を有すものであり、それぞれ位相差検出
出力θI,θＱを発する。これらの検出回路21,22の特性
は第２図（ａ）示のようになっている。
１局部発振出力LI,および入力信号Ｒと第２局部発振出
力LQを入力し、それぞれ両者の位相差θに対し周期２π
ラジアンでπラジアン毎に直線的上昇および下降を示す
位相差検出特性を有すものであり、それぞれ位相差検出
出力θI,θＱを発する。これらの検出回路21,22の特性
は第２図（ａ）示のようになっている。
このような特性を有する第1,第２相差検出回路21,22
は、トランジスタを用いた入力信号Ｒと第１局部発振出
力LI,入力信号Ｒと第２局部発振出力LQによるオンオフ
スイッチング動作を行う回路構成あるいは第1,第２局部
発振出力LI,LQと入力信号Ｒとの排他的論理和出力を低
域濾波する回路構成により容易に実現できる。θI,θＱ
はそれぞれ第1,第２位相差検出回路21,22の位相差検出
出力で、実際の位相差θとの間には第２図（ａ）の位相
差検出特性の関係が成立している。
は、トランジスタを用いた入力信号Ｒと第１局部発振出
力LI,入力信号Ｒと第２局部発振出力LQによるオンオフ
スイッチング動作を行う回路構成あるいは第1,第２局部
発振出力LI,LQと入力信号Ｒとの排他的論理和出力を低
域濾波する回路構成により容易に実現できる。θI,θＱ
はそれぞれ第1,第２位相差検出回路21,22の位相差検出
出力で、実際の位相差θとの間には第２図（ａ）の位相
差検出特性の関係が成立している。
31,32はそれぞれ位相差検出出力θI,θＱを入力し、
これを微分する微分器で、DI,DQはその微分出力であ
る。41,42は第1,第２レベル比較器で、それぞれθI,θ
Ｑを入力し、それぞれの平均値をしきい値として大小関
係を判定し、２値論理値（H,Lレベル）に変換する。CI,
CQはそれぞれの比較出力である。
これを微分する微分器で、DI,DQはその微分出力であ
る。41,42は第1,第２レベル比較器で、それぞれθI,θ
Ｑを入力し、それぞれの平均値をしきい値として大小関
係を判定し、２値論理値（H,Lレベル）に変換する。CI,
CQはそれぞれの比較出力である。
５は論理反転器（インバータ）で、比較出力CQを入力
し、その論理反転出力▲▼を発する。61,62はそれ
ぞれ微分出力DIと論理反転出力▲▼，及び微分出力
DQと比較出力CIを入力し、それぞれ▲▼及びCIの２
値状態Ｈレベル,Lレベルに従ってDI,DQの極性を切り替
えて出力する極性切替回路である。Ｄ′ID′Ｑはそれぞ
れの極性切替出力である。
し、その論理反転出力▲▼を発する。61,62はそれ
ぞれ微分出力DIと論理反転出力▲▼，及び微分出力
DQと比較出力CIを入力し、それぞれ▲▼及びCIの２
値状態Ｈレベル,Lレベルに従ってDI,DQの極性を切り替
えて出力する極性切替回路である。Ｄ′ID′Ｑはそれぞ
れの極性切替出力である。
このような機能は演算増幅器による極性反転回路の出
力と、その入力とをアナログスイッチにより切替出力す
る構成や、演算増幅器の正極側の基準入力をアナログス
イッチにより開放、接地することにより反転，非反転動
作の切替を行わせる構成等によって容易に実現できる。
力と、その入力とをアナログスイッチにより切替出力す
る構成や、演算増幅器の正極側の基準入力をアナログス
イッチにより開放、接地することにより反転，非反転動
作の切替を行わせる構成等によって容易に実現できる。
７は第1,第２位相差検出回路21,22の位相差検出出力
θI,θＱのいずれか一方，この例ではθＱを入力し、入
力の最大値（＋Ｖ）と平均値（Ｏ）との中間値（＋
VT），及び入力の最小値（−Ｖ）と平均値（Ｏ）との中
間値（−VT）の２つのしきい値に対して入力レベルがこ
れらのしきい値に挟まれるか否かを２値判別する機能を
有するレベル判定回路である。このレベル判定回路７は
＋VT,−VTをしきい値とする２つのレベル比較回路と、
論理和回路または論理積回路とを用いて簡単に構成でき
る。Ｃはそのレベル判定出力である。第２図（ｂ）はレ
ベル判定回路７の出力特性例を示す。
θI,θＱのいずれか一方，この例ではθＱを入力し、入
力の最大値（＋Ｖ）と平均値（Ｏ）との中間値（＋
VT），及び入力の最小値（−Ｖ）と平均値（Ｏ）との中
間値（−VT）の２つのしきい値に対して入力レベルがこ
れらのしきい値に挟まれるか否かを２値判別する機能を
有するレベル判定回路である。このレベル判定回路７は
＋VT,−VTをしきい値とする２つのレベル比較回路と、
論理和回路または論理積回路とを用いて簡単に構成でき
る。Ｃはそのレベル判定出力である。第２図（ｂ）はレ
ベル判定回路７の出力特性例を示す。
８は極正切替出力Ｄ′I,D′Ｑを入力し、レベル判定
出力Ｃの極性に従ってＤ′I,D′Ｑのいずれか一方を切
替出力する切替回路で、アナログスイッチにより実現で
きる。Ｄはその切替出力である。９は切替出力Ｄを入力
し、この出力Ｄ中に含まれるベースバンド信号成分を抽
出し、伝送回線から混入した雑音成分を除去する低域濾
波器で、Ｓは抽出されたベースバンド信号からなる周波
数検波出力である。
出力Ｃの極性に従ってＤ′I,D′Ｑのいずれか一方を切
替出力する切替回路で、アナログスイッチにより実現で
きる。Ｄはその切替出力である。９は切替出力Ｄを入力
し、この出力Ｄ中に含まれるベースバンド信号成分を抽
出し、伝送回線から混入した雑音成分を除去する低域濾
波器で、Ｓは抽出されたベースバンド信号からなる周波
数検波出力である。
上記の構成において本発明の実施例の作用を説明す
る。
る。
第２図（ａ），（ｂ）はそれぞれ第１図の第1,第２位
相差検出回路21,22の位相差検出特性例およびレベル判
定回路７の出力特性例を示す図であって、縦軸はそれぞ
れ位相差検出出力θI,θＱのレベル及びレベル判定出力
Ｃの２値状態を示し、横軸はいずれも位相差θ（ラジア
ン）を示している。
相差検出回路21,22の位相差検出特性例およびレベル判
定回路７の出力特性例を示す図であって、縦軸はそれぞ
れ位相差検出出力θI,θＱのレベル及びレベル判定出力
Ｃの２値状態を示し、横軸はいずれも位相差θ（ラジア
ン）を示している。
第２図（ａ）の実線で示した特性は位相差θを、第１
局部発振出力LIに対する入力信号Ｒの位相差としたとき
の位相差検出出力θＩの特性例であって、排他的論理和
動作に基づいており、同相時（θ＝０）で最小値−Ｖに
達し、逆相時（θ＝±π）で最大値＋Ｖに達するＶ字形
の折れ線特性を１周期とする周期特性を呈している。
局部発振出力LIに対する入力信号Ｒの位相差としたとき
の位相差検出出力θＩの特性例であって、排他的論理和
動作に基づいており、同相時（θ＝０）で最小値−Ｖに
達し、逆相時（θ＝±π）で最大値＋Ｖに達するＶ字形
の折れ線特性を１周期とする周期特性を呈している。
このとき、第２局部発振出力LQは第１局部発振出力LI
に対しπ/2ラジアンの位相遅延があるため、位相差検出
出力θＱの特性は、前記のLIとの位相差θに対して、破
線で示したようにθＩの特性をπ/2ラジアンだけシフト
した特性となる。
に対しπ/2ラジアンの位相遅延があるため、位相差検出
出力θＱの特性は、前記のLIとの位相差θに対して、破
線で示したようにθＩの特性をπ/2ラジアンだけシフト
した特性となる。
第２図（ｂ）のレベル判定出力Ｃの特性は、第２図
（ａ）のθＱのレベルが２つのしきい値＋VTと−VTの中
間にある場合、および＋VT以上、または−VT以下にある
場合に対応し、それぞれ“L"および“H"の２値状態を呈
する例を示している。
（ａ）のθＱのレベルが２つのしきい値＋VTと−VTの中
間にある場合、および＋VT以上、または−VT以下にある
場合に対応し、それぞれ“L"および“H"の２値状態を呈
する例を示している。
なお、レベル判定回路７の入力をθＩとする場合は、
入力に対し、前記とは逆の“H"および“L"の２値状態出
力を得るようにこの回路７を構成すれば特性は全く等価
となることは第２図（ａ）から明らかである。
入力に対し、前記とは逆の“H"および“L"の２値状態出
力を得るようにこの回路７を構成すれば特性は全く等価
となることは第２図（ａ）から明らかである。
以上、第２図に示した諸特性例に基づき、第１図の構
成例による周波数検波動作の原理を、まず数式を用いて
具体的に説明する。
成例による周波数検波動作の原理を、まず数式を用いて
具体的に説明する。
今、第１図の各信号θI,θQ,DI,DQ,D′I,D′Q,D、お
よび第２図のθの時間波形をそれぞれθI(t),θQ(t),D
I(t),DQ(t),D′I(t),D′Q(t),D(t),θ(t)とおき、またC
QおよびCIの２値状態“H",“L"をそれぞれ＋1,−１の矩
形波に置換した時間波形をCQ(t),CI(t)とおく。このと
き、第１図及び第２図から、以下の諸関係式が導出でき
る。
よび第２図のθの時間波形をそれぞれθI(t),θQ(t),D
I(t),DQ(t),D′I(t),D′Q(t),D(t),θ(t)とおき、またC
QおよびCIの２値状態“H",“L"をそれぞれ＋1,−１の矩
形波に置換した時間波形をCQ(t),CI(t)とおく。このと
き、第１図及び第２図から、以下の諸関係式が導出でき
る。
Ｄ′Ｉ＝−DI(t)・CQ(t) …………（５） Ｄ′Q(t)＝DQ(t)・CI(t) …………（６） ここで｛CQ(t)｝２＝｛CI(t)｝２＝１であることか
ら、（１），（３），（５）式よりＤ′I(t)が、また
（２），（４），（６）式よりＤ′Q(t)が、それぞれ以
下のように与えられる。
ら、（１），（３），（５）式よりＤ′I(t)が、また
（２），（４），（６）式よりＤ′Q(t)が、それぞれ以
下のように与えられる。
（７），（８）式から、Ｄ′I(t)とＤ′Q(t)は理論的
には同一波形であり、かつ、ｄθ(t)/dt,即ち、入力信
号Ｒの中心角周波数に対する角周波数偏差Δωに比例す
るから、Ｄ′I(t),D′Q(t)はいずれも周波数検波出力Ｓ
となることが容易に理解できる。
には同一波形であり、かつ、ｄθ(t)/dt,即ち、入力信
号Ｒの中心角周波数に対する角周波数偏差Δωに比例す
るから、Ｄ′I(t),D′Q(t)はいずれも周波数検波出力Ｓ
となることが容易に理解できる。
しかしながら、実際の回路動作においては、微分出力
波形DI(t),DI(t)の時間波形と比較出力CQ,CIの矩形の時
間波形CQ(t),CI(t)とは、回路動作遅延の差により、わ
ずかに変化時間の差が生ずるため、極性切替回路61,62
の出力波形Ｄ′I(t),D′Q(t)には、時間的に交互に細い
パルスが発生し得る。このパルスの周期はCQ(t),CI(t)
の矩形変化点の周期に等しく、それぞれ位相差θがπラ
ジアン変化する毎に１回生じることになる。
波形DI(t),DI(t)の時間波形と比較出力CQ,CIの矩形の時
間波形CQ(t),CI(t)とは、回路動作遅延の差により、わ
ずかに変化時間の差が生ずるため、極性切替回路61,62
の出力波形Ｄ′I(t),D′Q(t)には、時間的に交互に細い
パルスが発生し得る。このパルスの周期はCQ(t),CI(t)
の矩形変化点の周期に等しく、それぞれ位相差θがπラ
ジアン変化する毎に１回生じることになる。
以上の周波数検波動作やＤ′I(t),D′Q(t)上のパルス
発生現象を具体例、並びにその影響をレベル判定回路
７、切替回路８によって解消する動作例を第３図を用い
て次に説明する。
発生現象を具体例、並びにその影響をレベル判定回路
７、切替回路８によって解消する動作例を第３図を用い
て次に説明する。
第３図（ａ），（ｂ）は中心角周波数に対する入力信
号Ｒの角周波数偏差Δωの絶対値が、それぞれ相対的に
大きい場合（Δω＝±ΔωＨとする）および小さい場合
（Δω＝±ΔωＬ）即ち（ΔωＨ＞ΔωＬ）の各時間波
形例を示すタイムチャートである。図中、実線で示した
波形はΔω＝＋ΔωH,＋ΔωＬ＞０の場合を、また、破
線で示した波形はΔω＝−ΔωH,−ΔωＬ＜０の場合を
それぞれ表している。
号Ｒの角周波数偏差Δωの絶対値が、それぞれ相対的に
大きい場合（Δω＝±ΔωＨとする）および小さい場合
（Δω＝±ΔωＬ）即ち（ΔωＨ＞ΔωＬ）の各時間波
形例を示すタイムチャートである。図中、実線で示した
波形はΔω＝＋ΔωH,＋ΔωＬ＞０の場合を、また、破
線で示した波形はΔω＝−ΔωH,−ΔωＬ＜０の場合を
それぞれ表している。
第３図（ａ）では（ｂ）に比べ位相差θの変化（位相
回転）が速いため、θI(t),θQ(t)の三角波状の変化は
（ａ）の方が（ｂ）よりも速くなる。このため、これら
の時間微分波形DI(t),DQ(t)の矩形波の振幅は（ａ）の
方が（ｂ）よりも大きくなる。
回転）が速いため、θI(t),θQ(t)の三角波状の変化は
（ａ）の方が（ｂ）よりも速くなる。このため、これら
の時間微分波形DI(t),DQ(t)の矩形波の振幅は（ａ）の
方が（ｂ）よりも大きくなる。
このことは、DI(t),DQ(t)の最大値，最小値をそれぞ
れ（ａ）の場合＋vH,および−vH、また（ｂ）の場合＋v
L,および＋vLとおくと、（１）〜（４）式より、下式の
関係 が得られることからも明らかである。
れ（ａ）の場合＋vH,および−vH、また（ｂ）の場合＋v
L,および＋vLとおくと、（１）〜（４）式より、下式の
関係 が得られることからも明らかである。
一方、CQ(t)とCI(t)は図中していないが、それぞれθ
Q(t)とθI(t)の±１レベルへの２値整形波に等しいか
ら、それぞれ−DI(t)とDQ(t)の波形にほぼ等しくなり、
（５），（６）式の関係からＤ′I(t)とＤ′Q(t)はそれ
ぞれDI(t)とDQ(t)が全波整流された波形となる。ただ
し、Δω＜０（破線）の場合はΔω＞０（実線）の場合
に比べ、θI(t)を基準としたθQ(t)の位相がπラジアン
異なるため、Ｄ′I(t),D′Q(t)はいずれも負極方向に全
波整流される。
Q(t)とθI(t)の±１レベルへの２値整形波に等しいか
ら、それぞれ−DI(t)とDQ(t)の波形にほぼ等しくなり、
（５），（６）式の関係からＤ′I(t)とＤ′Q(t)はそれ
ぞれDI(t)とDQ(t)が全波整流された波形となる。ただ
し、Δω＜０（破線）の場合はΔω＞０（実線）の場合
に比べ、θI(t)を基準としたθQ(t)の位相がπラジアン
異なるため、Ｄ′I(t),D′Q(t)はいずれも負極方向に全
波整流される。
Δω＞0,Δω＜０のいずれの場合も、全波整流動作に
おける転流時点は−DI(t)とCQ(t)、およびDQ(t)とCI(t)
の変化が厳密には一致せず、わずかな時間差が存在する
ため、図示したように細い逆極パルスが発生することに
なる。
おける転流時点は−DI(t)とCQ(t)、およびDQ(t)とCI(t)
の変化が厳密には一致せず、わずかな時間差が存在する
ため、図示したように細い逆極パルスが発生することに
なる。
このパルスは角周波数２Δωで発生するのでΔωが小
さい場合、その基本波は周波数検波出力Ｓのベースバン
ド信号帯域内に落ち込み、低域濾波器９では除去できな
い歪成分となるため、伝送品質に影響を与える。
さい場合、その基本波は周波数検波出力Ｓのベースバン
ド信号帯域内に落ち込み、低域濾波器９では除去できな
い歪成分となるため、伝送品質に影響を与える。
ここでレベル判定回路７のレベル判定出力Ｃの２値論
理波形をC(t)とおくと、C(t)は第２図で説明したように ＋VT＞θQ(t)＞−VTで“L",θQ(t)＞＋V(t),θQ(t)＜
−VTで“H"となる動きを示すから第３図（ａ），（ｂ）
の下から２段目に示したような波形となる。従って、こ
の場合、切替回路８の切替出力波形D(t)が となるように切替回路８の動作論理を構成すれば、Ｄ′
I(t)とＤ′Q(t)のパルス発生点を回避した交互切替出力
をD(t)とすることになり、第３図最下段に示すようにD
(t)はベースバンド信号帯域内に歪を持たない周波数検
波出力信号となる。
理波形をC(t)とおくと、C(t)は第２図で説明したように ＋VT＞θQ(t)＞−VTで“L",θQ(t)＞＋V(t),θQ(t)＜
−VTで“H"となる動きを示すから第３図（ａ），（ｂ）
の下から２段目に示したような波形となる。従って、こ
の場合、切替回路８の切替出力波形D(t)が となるように切替回路８の動作論理を構成すれば、Ｄ′
I(t)とＤ′Q(t)のパルス発生点を回避した交互切替出力
をD(t)とすることになり、第３図最下段に示すようにD
(t)はベースバンド信号帯域内に歪を持たない周波数検
波出力信号となる。
なお、以上のレベル判定回路7,切替回路８による不要
パルスの解消の効果によって、第１図の微分器31又は32
と極正切替回路61または62の、縦続接続順序を入れ換え
た構成においてもD(t)に関しては全く等価な動作を得る
ことができる。
パルスの解消の効果によって、第１図の微分器31又は32
と極正切替回路61または62の、縦続接続順序を入れ換え
た構成においてもD(t)に関しては全く等価な動作を得る
ことができる。
即ち、θＩ及びθＱにまず極性切替回路61,62が先に
それぞれ接続される場合は、これに後続する微分器31,3
2の入力から見た等価な位相差検出特性は、周期πラジ
アンの鋸歯状特性（第２図（ａ）のθ１の特性のうち、
０＞θ＞−πの区間を極性反転した特性）となり、微分
器31,32の入力波形は角周波数２Δωの鋸歯状波となる
ため、その微分出力、即ち、切換回路８への入力はΔω
に比例する波形レベル部分と角周波数２Δωの大きなイ
ンパルス列によって構成される。従って切替回路８によ
りインパルス列を回避した切替動作により、前記と等価
な出力D(t)を得ることができる。
それぞれ接続される場合は、これに後続する微分器31,3
2の入力から見た等価な位相差検出特性は、周期πラジ
アンの鋸歯状特性（第２図（ａ）のθ１の特性のうち、
０＞θ＞−πの区間を極性反転した特性）となり、微分
器31,32の入力波形は角周波数２Δωの鋸歯状波となる
ため、その微分出力、即ち、切換回路８への入力はΔω
に比例する波形レベル部分と角周波数２Δωの大きなイ
ンパルス列によって構成される。従って切替回路８によ
りインパルス列を回避した切替動作により、前記と等価
な出力D(t)を得ることができる。
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、理論
的に無歪で不要高調波を含まない周波数検波動作を得る
ことができる。またこれを実現するにあたりアナログ演
算器等を必要とせず、演算増幅器、レベル比較器、アナ
ログスイッチ等を主とする既存のリニアIC、スイッチド
キャパシタ回路技術やCMOS等の論理回路技術で構成で
き、回路規模が小さいのでIC化に適する。さらに応用に
関してはスーパーヘテロダイン受信機に限らず、直接直
交検波形の受信機に適用できるなど、汎用性に優れると
いう利点がある。
的に無歪で不要高調波を含まない周波数検波動作を得る
ことができる。またこれを実現するにあたりアナログ演
算器等を必要とせず、演算増幅器、レベル比較器、アナ
ログスイッチ等を主とする既存のリニアIC、スイッチド
キャパシタ回路技術やCMOS等の論理回路技術で構成で
き、回路規模が小さいのでIC化に適する。さらに応用に
関してはスーパーヘテロダイン受信機に限らず、直接直
交検波形の受信機に適用できるなど、汎用性に優れると
いう利点がある。
第１図は本発明回路の一実施例を示すブロック図、第２
図（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明における第1,第２位
相差検出回路の位相差検出特性例及びレベル判定回路の
出力特性例を示す図、第３図（ａ），（ｂ）はそれぞれ
入力信号の角周波偏差の絶対値が相対的に大きい場合の
各時間波形例を示すタイムチャート及び入力信号の角周
波数偏差の絶対値が相対的に小さい場合の各時間波形例
を示すタイムチャートである。 Ｒ……入力信号、LI,LQ……第1,第２局部発振出力、１
……局部発振回路、21,22……第1,第２位相差検出回
路、θI,θＱ……位相差検出出力、31,32……微分器、D
I,DQ……微分出力、41,42……第1,第２レベル比較器、C
I,CQ……比較出力、５……論理反転器、▲▼……論
理反転出力、61,62……極性切替回路、Ｄ′I,D′Ｑ……
極性切替出力、７……レベル判定回路、Ｃ……レベル判
定出力、71,72……第1,第２縦続接続部分、８……切替
回路、Ｄ……切替出力、９……低域濾波器、Ｓ……周波
数検波出力。
図（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明における第1,第２位
相差検出回路の位相差検出特性例及びレベル判定回路の
出力特性例を示す図、第３図（ａ），（ｂ）はそれぞれ
入力信号の角周波偏差の絶対値が相対的に大きい場合の
各時間波形例を示すタイムチャート及び入力信号の角周
波数偏差の絶対値が相対的に小さい場合の各時間波形例
を示すタイムチャートである。 Ｒ……入力信号、LI,LQ……第1,第２局部発振出力、１
……局部発振回路、21,22……第1,第２位相差検出回
路、θI,θＱ……位相差検出出力、31,32……微分器、D
I,DQ……微分出力、41,42……第1,第２レベル比較器、C
I,CQ……比較出力、５……論理反転器、▲▼……論
理反転出力、61,62……極性切替回路、Ｄ′I,D′Ｑ……
極性切替出力、７……レベル判定回路、Ｃ……レベル判
定出力、71,72……第1,第２縦続接続部分、８……切替
回路、Ｄ……切替出力、９……低域濾波器、Ｓ……周波
数検波出力。
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号Ｒの中心周波数と同一周波数を有
し互いにπ/2ラジアンの位相差を持つ第1,第２局部発振
出力LI,LQを発生する局部発振回路１と、入力信号Ｒと
第１局部発振出力LIの位相差及び入力信号Ｒと第２局部
発振出力LQの位相差に対してそれぞれπラジアン毎に直
線的上昇，下降を周期２πラジアンで繰り返す位相差検
出出力特性を有する第1,第２位相差検出回路21,22と、
第1,第２位相差検出回路21,22の出力θI,θＱをそれぞ
れ２値論理値に整形する第1,第２レベル比較器41,42
と、第２レベル比較器42の出力CQを論理反転する論理反
転器５と、第1,第２位相差検出回路21,22のいずれか一
方の出力を入力し，その最大値と平均値の中間，並びに
最小値と平均値の中間に位置する２つのしきい値に入力
レベルが挟まれるか否かを２値判別するレベル判定回路
７と、第1,第２位相差検出回路21,22に接続され，それ
ぞれ微分器31,32と、極性切替入力によって入力のアナ
ログ極性を切替出力する極性切替回路61,62との組み合
わせからなる第1,第２縦続接続部分71,72と、レベル判
定回路７の出力Ｃに従って第1,第２縦続接続部分71,72
の出力Ｄ′I,D′Ｑのいずれか一方を切替出力する切替
回路８と、切替回路８の出力Ｄからベースバンド信号成
分を抽出する低域濾波器９とを備え、第１縦続接続部分
71の極性切替回路61の極性切替入力には論理反転器５の
出力▲▼を接続し、第２縦続接続部分72の極性切替
回路62の極性切替入力には第１レベル比較器41の出力CI
を接続し、切替回路８の切替動作としては第１位相差検
出回路21の出力レベルがレベル判定回路７内の２つのし
きい値に挟まれた時には、第１縦続接続部分71の出力
Ｄ′Ｉを，第２位相差検出回路22の出力レベルがレベル
判定回路７内の２つのしきい値に挟まれた時には第２縦
続接続部分72の出力Ｄ′Ｑを切り替えて出力する構成と
して第1,第２位相差検出回路21,22の位相差検出特性の
微分不連続点による影響を解消した周波数検波出力Ｓを
低域濾波器９より得る構成とした周波数検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32103587A JP2517028B2 (ja) | 1987-08-24 | 1987-12-18 | 周波数検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32103587A JP2517028B2 (ja) | 1987-08-24 | 1987-12-18 | 周波数検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01162402A JPH01162402A (ja) | 1989-06-26 |
| JP2517028B2 true JP2517028B2 (ja) | 1996-07-24 |
Family
ID=18128073
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32103587A Expired - Lifetime JP2517028B2 (ja) | 1987-08-24 | 1987-12-18 | 周波数検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2517028B2 (ja) |
-
1987
- 1987-12-18 JP JP32103587A patent/JP2517028B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01162402A (ja) | 1989-06-26 |
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