JP2792888B2 - 直接変換受信機 - Google Patents

直接変換受信機

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JP2792888B2
JP2792888B2 JP1060573A JP6057389A JP2792888B2 JP 2792888 B2 JP2792888 B2 JP 2792888B2 JP 1060573 A JP1060573 A JP 1060573A JP 6057389 A JP6057389 A JP 6057389A JP 2792888 B2 JP2792888 B2 JP 2792888B2
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、FM信号が混合器にてベースバンド周波数の
直交するＩ信号とＱ信号とに周波数下方変換され、前記
Ｉ信号とＱ信号とは復調手段に供給されて、前記Ｉ信号
とＱ信号とのアークタンジェントの時間微分を得ること
でFM信号中の変調が再生される直接変換受信機に関す
る。
入来RF信号が直接ベースバンドにミックスダウンされ
る直接変換受信機（又はゼロIF受信器）構成のスーパー
ヘテロダイン受信機構成に対する利点は、直接変換受信
機が積分に対し適切となるベースバンドにおいて全ての
チャンネル増幅及び波が行なえるということである。
しかし直接変換受信機の問題の１つは、混合器出力に所
要のベースバンド信号のほかに直流オフセット電圧が現
われることである。この直流オフセットの振幅は所要の
信号よりはるかに大きくなりうるので除去する必要があ
る。直接オフセットは混合器出力を交流結合することで
除去しうるが、そうすると下方変換された搬送波により
発生される所要の直流成分が除去されるだけでなく、ベ
ースバンドの直交信号に位相歪みが生じる。交流結合に
起因するこられの２つの効果のため入来信号をFM復調す
るのは困難である。FM復調は、Ｉチャンネル信号とＱチ
ャンネル信号のアークタンジェントを計算することで行
なわれる。この不要な直流成分は、混合器内での直流オ
フセットと、局部発振器から混合器のRFポートへの局部
発振器漏洩の直流への混合とに由来する。良質の二重平
衡ダイオードリング混合器は、典型的には40dBのLO−RF
分離及び約1mVの直流オフセットを有する。この直流項
は、振幅が所要の信号よりはるかに大きくなりえ、混合
器後段の増幅器及びフィルタが飽和する原因となるから
除去する必要がある。
不要な直流成分は一定ではなく、局部発振器の周波数
及びパワーレベルで変動しているため、消去するのは容
易ではない。不要な直流成分は、混合器出力を交流結合
することで除去しうるが、そうすると下方変換された搬
送波が発生する所要の直流成分も除去されてしまう。こ
の所要の直流成分は、局部発振器の位相に対する入来搬
送波の位相に依存する。所望の直流成分が除去されるた
め、RF信号の位相を表わすＩチャンネル信号とＱチャン
ネル信号の値は交流結合後には不正確になる。従って微
分に後続される位相検出に基く周波数検出方法は、不正
確な位相が検出されることにより正しく働かない。
また、A/D変換器のダイナミックレンジは制限されて
いるから交流結合はアナログディジタル変換以前の回路
のアナログ部分で行なわれなければならないことにより
別の問題が生じる。従って交流結合を行なうフィルタ
は、アナログ高域フィルタとなる。かかる種類のフィル
タは、Ｉチャンネル信号とＱチャンネル信号とに周波数
に依存する位相偏移を引き起こすが、これは微分に後続
される位相検出に基く周波数検出が用いられる場合には
出力信号を大きく歪ませる。
本発明の目的は、直接変換受信機の混合器出力を交流
結合することの前記の欠点を克服することにある。
本発明によれば、FM信号用の入力と、入力に結合さ
れ、第１の出力と第２の出力とにそれぞれ周波数下方変
換されたベースバンド周波数の直交するＩ信号とＱ信号
とを発生する手段と、Ｉ信号とＱ信号を供給される第１
の入力と第２の入力とを有し、Ｉ信号とＱ信号とのアー
クタンジェントの時間微分を得ることでFM信号内の情報
を復調する復調手段と、第１の微分手段と第２の微分手
段とからなり、前記第１と第２の出力はそれぞれ第１と
第２の微分手段に結合され、前記第１と第２の微分手段
の出力はそれぞれ復調手段の前記第１と第２の入力に結
合されてなる直接変換受信機が提供される。
本発明は、直流結合の場合のＩ信号とＱ信号中の直流
成分は、局部発振器の位相に対する入来搬送波の位相に
依存し、またFMでは変調を搬送するのは絶対的な位相で
はなく位相の変化速度であるということに基く。従って
ＩチャンネルとＱチャンネルは、信号処理の初期段階で
第１と第２の微分器で微分される。微分器の作用により
Ｉ信号及びＱ信号から直流成分が全て除去され、また復
調器が変調情報を正しく再生しうるように周波数整形が
なされる。従って如何なる所要の情報も除去されること
はなく直流阻止が行なえる。
第１と第２の微分手段は、アナログ微分器でもディジ
タル微分器でもよい。アナログ微分器はそれ自体が直流
阻止を行なう。しかし第１及び第２の微分手段が飽和す
る危険性があるなら、第１及び第２の微分手段の入力へ
の結合に別体のキャパシタを設けるのが好ましい。
ディジタル微分器を用いる場合は、直流結合アナログ
ディジタル変換器を先行せしめる必要がある。ディジタ
ル微分器は有限長パルス応答（FIR）フィルタからなる
ようにすることができる。
第１と第２の微分手段を設けると２つの望ましくない
効果がある。第１にフェーザーの回転が逆転すると、18
0゜の位相ジャンプが生じる。本発明による受信機では
フェーザーが常に領域（−90゜,90゜）内にあるように
することでこの位相ジャンプがなくされる。これは、位
相が−180゜と−90゜の間又は90゜と180゜の間にある場
合には、Ｉ′及びＱ′で表わされるＩ信号とＱ信号の微
分の符号を反転することで、フェーザーが180゜にわた
り回転して所要の領域内にあるようにすることで行なわ
れる。
第２に、Ｉ信号及びＱ信号を微分するとＩ′信号及び
Ｑ′信号に周波数に依存するスケーリングが起こる。周
波数が低い場合信号の振幅は小さく位相の計算に誤まり
が起こる。この効果は、閾値を設定してＩ′信号とＱ′
信号双方の振幅が閾値より小さくなる時を判定すること
で制限される。その場合には２つの依頼しうる値の間を
直線で補間するか及び／又は復調手段の出力をゼロに設
定する。
以下図面を参照して説明を行なうが、図面中対応する
特徴は同一の参照番号で示されている。
第１図に示される直接変換受信機は、第１及び第２の
混合器12及び14に接続されるアンテナ10からなり、第１
及び第２の混合器12及び14にはそれぞれ局部発振器信号
sinωct及びcosωctが印加される。局部発振器信号は、
アンテナ10で受信されるFM信号の搬送波周波数に対応す
るか僅かにずれた周波数を有する。混合及びその後の低
域波の結果ベースバンド周波数あるいはゼロIF周波数
に直交する信号Ｉ及びＱが得られる。
受信機の、それ自体は公知であるRF前置部分の別の配
置では、混合器14に供給されるRF信号の位相は、混合器
12に供給されるRF信号の位相に比べて相対的に90゜偏移
しており、局部発振器信号は同一位相である。
キャパシタ16及び18は、混合器12及び14から出る信号
路に接続される。キャパシタ16及び18は、混合器12及び
14と受信機回路の残りとの交流結合を行ない、Ｉ信号及
びＱ信号における不要な直流オフセットを除去する。し
かしキャパシタ16及び18は、受信FM信号の周波数下方変
換により発生する所要の直流成分をも除去してしまい、
復調器20の良好な動作を阻害する。またキャパシタ16及
び18は、Ｉ信号及びＱ信号に位相歪を引き起こし、これ
により復調信号が歪む。
復調器20は、その入力に供給される信号のアークタン
ジェント（tan-1）の時間微分を得る働きをなす。図示
の復調器20は、略アークタンジェントを得る装置22と、
装置22から供給を受ける微分器24とからなる。装置22
は、CORDICアルゴリズムを実行するプロセッサからなる
ものでよい。このアルゴリズムは、ジャック E.ボルダ
ー,IRE トランザクション オン エレクトロニック
コンピューターズ，第EC−８巻３号（1959年）330頁乃
至334頁「ザ CORDICトリゴノメトリック コンピュー
ティング テクニック」に開示されている。あるいは、
復調器は微分アークタンジェント関数を直接近似するよ
う構成されてもよい。Ｉ信号及びＱ信号が復調器20に単
に交流結合される場合は、アークタンジェントを実行す
るアルゴリズムは正しく動作しない。
この問題は、本発明による直接変換受信機では、キャ
パシタ16及び18から復調器20のそれぞれの入力への信号
路に微分回路26及び28を設けることで軽減されている。
微分回路26及び28の作用は、Ｉ信号及びＱ信号から直流
成分を全て除去することと、復調器が変調情報を正しく
再生するよう周波数整形を行なうことである。必要なら
ば、利得段30及び32を、微分回路26及び28の信号出力に
接続してもよい。
本発明の理解を容易にするため第２図，第3a図及び第
3b図を参照して説明を行なう。第２図は直流阻止が用い
られない場合を示す。
狭帯域FMの場合、FM入力信号の位相スイング２βは小
さく（＜２π）、そのため混合器からの出力電圧では、
大きい直流成分に比較的小さい交流成分が重畳されてい
る（第２図）。この大きい直流成分は、RF信号の位相角
φ（ｔ）を確定するのに重要である。アークタンジェン
トアルゴリズムで位相を検出するには、FM入力信号のｘ
軸への射影（Ｉ（ｔ））とｙ軸への射影（Ｑ（ｔ））を
知る必要がある。しかしＩチャンネル信号及びＱチャン
ネル信号が交流結合される場合は、FM入力信号のｘ軸及
びｙ軸への射影は直流結合の場合と異なる（第3a図及び
第3b図）。その誤まった射影によると、計算されている
位相の値は正しくなくなり、従って正しくない値の周波
数が検出される。
第１図に示される受信機において微分回路26及び28が
設けられたのは、第２図中の直流成分は局部発振器の位
相に対する入来搬送波の位相に依存し、FMでは変調を搬
送するのは位相の変化速度であって絶対的な位相ではな
いということに基く。従ってＩチャンネル信号とＱチャ
ンネル信号は、処理の初期段階で微分することができ
る。第１図の受信機回路を分析すると次の通りである。
被変調信号は、Ａ（ｔ）を振幅，φ（ｔ）を位相，及
びωｃを搬送角周波数として、 Ｓ（ｔ）＝Ａ（ｔ）cos［ωct＋φ（ｔ）］ で表わされる。
これはＩ（ｔ）＝Ａ（ｔ）cosφ（ｔ）及び Ｑ（ｔ）＝Ａ（ｔ）sinφ（ｔ） として同相成分及び直角成分について Ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cosωct −Ｑ（ｔ）sinωct と表わされる。
この信号の位相は φ（ｔ）＝tan-1（−Ｑ（ｔ）/I（ｔ）） で与えられる。
微分を行なうと Ｉ′（ｔ）＝−A.dφ/dt.sin（φ０＋φ（ｔ）） 及び Ｑ′（ｔ）＝A.dφ/dt.cos（φ０＋φ（ｔ）） である。
これらの信号をアークタンジェント復調器へ供給する
と、 Ｉ′（ｔ）/Q′（ｔ）＝−tan［φ０＋φ（ｔ）］ tan-1［Ｉ′(ｔ)/Q′(ｔ)］＝−［φ０＋φ(ｔ)］， であり、ｄφ/dtを所望の信号とすると、 d/dt［tan-1（Ｉ′（ｔ）/Q′（ｔ））］＝−ｄφ/dt である。
微分回路26及び28を設けることにより２つの望ましく
ない効果が生じる。その第１のものを第４図及び第５図
を参照して以下説明する。第４図は、位置１から出発し
て順次位置10まで至り、それから位置１に戻るフェーザ
ーの回動を示す。位置３と４との間及び位置８及び９と
の間における如くフェーザーの回動方向が逆転する際18
0゜の位相ジャンプが発生し（第５図）、このため復調
器20の出力にピークができる。これは、アークタンジェ
ット動作が一意的である範囲（−90゜,90゜）内にフェ
ーザーが常にあるようにすることで除去される。この問
題を解決するため第１図の回路では微分回路26及び28と
復調器20との間にピーク検出器34が設けられている。動
作時微分信号の位相が−180゜と−90゜との間又は90゜
と180゜との間にある場合にはＩ′信号及びＱ′信号の
符号は反転されてフェーザーが180゜にわたって回動し
所要の範囲内にあるようにされる。復調信号に関する限
りは、この符号の反転は影響を与えない。
微分回路を設けることによる第２の望ましくない効果
は、Ｉ′信号とのＱ′信号との周波数に依存するスケー
リングが生じることである。
交流結合されたＩチャンネル信号及びＱチャンネル信
号を微分すると、 Ｉ′＝ｄφ/dt.Q＝−f.Q Ｑ′＝ｄφ/dt.I＝−f.I となり、微分によりＩ′チャンネル信号及びＱ′チャン
ネル信号は、Ｉチャンネル信号及びＱチャンネル信号だ
けでなく周波数偏移ｆに線型に依存する。従って周波数
偏移がゼロに近付けば、Ｉ′信号及びＱ′信号は両方と
も、そのｆへの依存性によりゼロに近付く。また交流結
合により、Ｉ信号及びＱ信号に影響する位相歪も起こ
る。これは、第１図中キャパシタ16及び18で示される交
流結合がアナログ高域フィルタで実現されていると想定
することで説明できる。第６図は、信号を交流結合する
最も単純なフィルタである単極形RC回路網を示す。
このフィルターの伝達関数は Ｈ（jw）＝jwCR/（１＋jwCR） で与えられ、位相特性は argH（jw）＝π/2−arctanRWC である。
位相応答は第７図に示されている。第７図は、交流結
合が単極形RC回路網で行なわれるならば、FM波形中の直
流成分が失われるだけでなく、位相偏移も生じることを
示す。位相偏移は、周波数偏移がゼロの時最大となるか
ら、交流結合されたＩチャンネル信号及びＱチャンネル
信号の位相は、偏移がゼロに近い時に直流結合されたＩ
チャンネル信号及びＱチャンネル信号から偏移する。
これらの２つの効果、つまり周波数に依存する振幅の
スケーリングと位相歪みは、Ｉ′信号及びＱ′信号に依
存する振幅のスケーリングと位相歪は、Ｉ′信号及び
Ｑ′信号が周波数偏移ｆとＩ信号及びＱ信号との積であ
るから、組み合わさっている。従って周波数偏移ｆがゼ
ロに近い時は、Ｉ′信号及び信号は理想的状態から最も
離れる。
Ｉ信号とＱ信号は直角関係にあるから、同時にゼロク
ロシングをなすことは決して起こらない。またＩ′＝−
f.QかつＱ′＝f.Iであるから、Ｉ′信号とＱ′信号とは
周波数偏移が非常に小さい時にのみ小さくなる。従って
歪は、Ｉ′信号とＱ′信号の両方において閾値をゼロに
近く設定することにより低減されるＩ′信号及びＱ′信
号がともに閾値以下の場合は、復調器出力が非常に信頼
しうるとはいえないということだけでなく、出力信号が
非常に小さいということでもある。従って歪を低減する
第１の方法は、２つの入力信号の一方が再び閾値を越え
るまで復調器出力を見積もることである。
周波数偏移が小さくなりＩ′信号及びＱ′信号の両方
が閾値以下となると、周波数偏移の見積もりうる値はゼ
ロと設定される。従ってアークタンジェント変調器は、
信頼しえない出力を行ないやすい時には使用されない。
Ｉ′チャンネルとＱ′チャンネルの両方が閾値以下の
場合に周波数偏移を見積もる第２の方法は、出力をゼロ
に設定することと周波数偏移のより信頼しうる２つの値
の間を補間することの組み合わせである。この見積もり
では２つの場合を区別する必要がある。Ｉ′信号及び
Ｑ′信号の両方が閾値以下となる直前のＩ′信号及び
Ｑ′信号の値からの周波数偏移をf1とし、どちらか又は
両方の大きさが再び閾値以上となった直後のＩ′信号及
びＱ′信号からの周波数偏移をf2として、f2の符号がf1
の符号に等しい場合は中間の周波数偏移はゼロに設定さ
れ、f2の符号がf1の符号と逆であるならば中間の周波数
偏移の値はf1とf2の間を直線補間して得られる。
このようにして中間の周波数偏移はf1及びf2から直接
導かれ、アークタンジェント変換器20は用いられない。
補間法における制限要因は、閾値以下にあってＩ′信
号及びＱ′信号の少なくとも一方が再び閾値以上になる
までメモリに記憶されねばならないサンプルの数であ
る。これは、特に復調器入力において信号がない場合に
はリアルタイムの実行に問題を引き起こす。しかしこの
問題は第１と第２の方法の組み合わせで解決される。こ
れは次のようにして実行される。
カウンタは、閾値以下のサンプルの数を数える。サン
プルの数が一定値より多い場合は、Ｉ′信号及びＱ′信
号の少なくとも一方が再び閾値以上になるまで出力がゼ
ロに設定される。f0がゼロに設定される最初の周波数偏
移であり、Ｉ′チャンネル信号及びＱ′チャンネル信号
の両方が閾値以下であり続けるものとする、f1とf0との
間の中間的周波数偏移はf1とf0との間で直線補間され、
それ以上のサンプルはＩ′信号及びＱ′信号の一方又は
両方が閾値を越えるまでゼロに設定される。
これらの見積もりは、入力信号が閾値以下の場合出力
信号に一定程度の歪を引き起こす。しかし閾値が充分低
いレベルに設定されるならば、この歪は閾値が用いられ
ない場合よりも相当に小さくなる。閾値を設定すること
で得られる別な利点は、アルゴリズムが雑音に対しより
強くなることである。閾値が設定されない回路は、arct
an（Ｉ′/Q′）がＩ′チャンネル信号及びＱ′チャンネ
ル信号の大きさが非常に小さい時に最も敏感となるから
雑音に対し非常に敏感である。閾値が導入されると、
Ｉ′チャンネル信号及びＱ′チャンネル信号の両方の大
きさが非常に小さい時にはアークタンジェント関数は用
いられないからこれは防止される。
第８図は、Ｉ′信号及びＱ′信号が閾値検出器36に供
給される本発明の実施例を示す。検出器36はスイッチ38
を、Ｉ′信号及びＱ′信号の大きさが検出器36において
設定された閾値より大きい場合スイッチ38は復調器20の
出力を通すよう接続され、これらの信号の両方が閾値以
下の場合はスイッチは、前記の基準に照らして直線補間
器／ゼロ設定素子から出力される補間出力及び／又はゼ
ロ出力を供給するように切換えられる。
第１図と第８図においてピーク検出器34は、微分回路
26及び28から復調器20までの信号路の任意の適宜の点に
設けられる。第８図において閾値検出器36への出力は、
微分回路26及び28の出力に接続されるようにしてもよ
い。
図示の受信器は、FM信号のディジタル復調を行なえ
る。完全を期すためこれについて簡単に説明する。Ｉ信
号とＱ信号とは第１図を参照して説明したようにして得
られるが、直流阻止キャパシタ16及び18の後にアナログ
信号はアナログディジタル変換器42及び44へ供給され
る。そこからのディジタル出力は、それぞれが例えば４
区画からなりまた例えばプログラマブルディジタル信号
プロセッサから形成される有限長インパルス応答フィル
タからなる第１及び第２の微分回路26及び28に供給され
る。ディジタルアナログ変換器（図示せず）が受信器の
出力46に接続される。
アナログ微分回路は直流阻止作用を有するので直流阻
止キャパシタは省略してもよい。しかし、第１及び第２
の微分回路26及び28が飽和する危険性がある場合は別体
のキャパシタを設ける方が好ましい。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明のある実施例の概略ブロック図、第２図
は直流結合の場合の入力信号のフェーザー表示及びＩチ
ャンネル及びＱチャンネル信号の時間波形を示す図、第
3a図及び第3b図はそれぞれ交流結合の場合のＩチャンネ
ル信号及びＱチャンネル信号の時間波形を示す図、第４
図は微分前のＩチャンネル信号とＱチャンネル信号のフ
ェーザー表示を示す図、第５図はＩ′信号とＱ′信号の
フェーザー表示を示す図、第６図は単極形RC回路網を示
す図、第７図は単極形RC回路網の位相応答を示すグラ
フ、第８図は本発明の別の実施例の概略ブロック図であ
る。 10……アンテナ、12.14……混合器、16,18……キャパシ
タ、20……復調器、24……微分器、26,28……微分回
路、30,32……利得段、34……ピーク検出器、36……閾
値検出器、38……スイッチ、42,44……アナログディジ
タル変換器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 モニク ジー エム ソマー オランダ国 アインドーフェン シント セルバースストラート ５番地 (56)参考文献 特開 昭59−158606（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/16

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】FM信号用の入力と、入力に結合され第１の
    出力と第２の出力とにそれぞれ周波数下方変換されたベ
    ースバンド周波数の直交するＩ信号とＱ信号とを発生す
    る手段と、Ｉ信号とＱ信号を供給される第１の入力と第
    ２の入力とを有し、Ｉ信号とＱ信号とのアークタンジェ
    ントの時間微分を得ることでFM信号内の情報を復調する
    復調手段と、第１の微分手段と第２の微分手段とからな
    り、該第１と第２の出力はそれぞれ第１と第２の微分手
    段に結合され、該第１と第２の微分手段の出力はそれぞ
    れ復調手段の該第１と第２の入力に結合されてなる直接
    変換受信機。
  2. 【請求項２】第１の微分手段及び第２の微分手段は、ア
    ナログ微分器からなることを特徴とする請求項１記載の
    直接変換受信機。
  3. 【請求項３】該第１の出力及び第２の出力はそれぞれ第
    １の微分手段及び第２の微分手段に交流結合されること
    を特徴とする請求項２記載の直接変換受信機。
  4. 【請求項４】第１の微分手段及び第２の微分手段はディ
    ジタル微分器からなり、第１のアナログディジタル変換
    器及び第２のディジタルアナログ変換器が設けられて、
    それぞれ該第１の出力及び第２の出力に交流結合され、
    第１のディジタルアナログ変換器及び第２のディジタル
    アナログ変換器の出力はそれぞれ該第１の微分手段及び
    第２の微分手段に接続されることを特徴とする請求項１
    記載の直接変換受信機。
  5. 【請求項５】微分されたＩ信号及びＱ信号の位相が−18
    0゜と−90゜との間及び90゜と180゜との間にある場合は
    必ず微分されたＩ信号及びＱ信号の符号を反転する手段
    からなることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一
    項記載の直接変換受信機。
  6. 【請求項６】閾値設定手段と、微分されたＩ信号及びＱ
    信号の大きさが設定された閾値より小さいかどうかを判
    定する手段とからなるクレーム１乃至５のいずれか一項
    記載の直接変換受信機。
  7. 【請求項７】微分されたＩ信号及びＱ信号の大きさが閾
    値より小さいことに応じて復調手段の出力をゼロに設定
    する手段からなることを特徴とする請求項６記載の直接
    変換受信機。
  8. 【請求項８】微分されたＩ信号及びＱ信号の大きさが閾
    値より小さいことに応じて微分された信号の２つの信頼
    しうる値を直線的に補間する手段からなることを特徴と
    する請求項６又は７に記載の直接変換受信機。
  9. 【請求項９】復調手段は、CORDICアルゴリズムを用いて
    アークタンジェントをシミュレートする手段からなるこ
    とを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項記載の直
    接変換受信機。
JP1060573A 1988-03-16 1989-03-13 直接変換受信機 Expired - Fee Related JP2792888B2 (ja)

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