JP7507894B2 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents
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Description
本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
電力変換装置は、交流電源の電圧である電源電圧を整流するコンバータ部と、コンバータ部が出力する整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサを介して出力される直流電圧を負荷への交流電圧に変換するインバータ部と、を備える。即ち、電力変換装置は、コンバータ部とインバータ部との間に、コンバータ部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサを有している。
この種の電力変換装置において、コンバータ部が出力する整流電圧が平滑コンデンサの電圧であるコンデンサ電圧よりも小さくなる期間では、平滑コンデンサからインバータ部への電力供給が行われる。従って、平滑コンデンサには放電電流が流れる。また、整流電圧がコンデンサ電圧よりも大きくなる期間では、交流電源からインバータ部への電力供給が行われる。このとき、平滑コンデンサには充電電流が流れる。このようにして、電力変換装置は、インバータ部から負荷への電力供給を継続的に実施する。
平滑コンデンサが寿命部品であることは、一般的に知られている。平滑コンデンサに流れる電流であるコンデンサ電流は、平滑コンデンサの寿命を決める要因の1つである。このため、コンデンサ電流を小さくできれば、平滑コンデンサをより長寿命とすることが可能である。ところが、コンデンサ電流を小さくするには、平滑コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。静電容量が大きくなると、平滑コンデンサの高コスト化が課題となる。
このような技術的背景の下、下記特許文献1には、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、コンバータ回路の直流側に並列接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を設定値に制御する電力変換装置が記載されている。この電力変換装置では、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を検出し、検出したコンデンサ電流を設定値に制御することにより、平滑コンデンサを小容量化できるとしている。
しかしながら、特許文献1の手法は、コンデンサ電流を設定値、即ち指令値に追従させる手法である。コンデンサ電流を指令値に追従させる場合、目標値は0固定となる。この場合、制御器を固定値である目標値に追従させ、且つ収束させるには、積分(Integral:I)制御器が必要になる。ところが、運転時の負荷又は運転時の環境から、コンデンサ電流を0にできない場合、I制御器の出力が増加して飽和するので、制御精度が劣化するおそれがある。また、I制御器の出力が飽和すると、最悪の場合、制御破綻を引き起こすおそれがある。
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、制御精度の劣化及び制御破綻の生起を回避しつつ、平滑コンデンサの小容量化を可能とする電力変換装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、コンバータ部、平滑コンデンサ、インバータ部及び制御部を備える。コンバータ部は、交流電源から印加される電源電圧を整流する。平滑コンデンサは、コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する。インバータ部は、平滑コンデンサによって平滑された直流電圧をモータへの交流電圧に変換する。制御部は、コンバータ部の動作状態を表す第1の物理量と、インバータ部の動作状態を表す第2の物理量とが等しくなるように制御する。
本開示に係る電力変換装置によれば、制御精度の劣化及び制御破綻の生起を回避しつつ、平滑コンデンサを小容量化できるという効果を奏する。
以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置1の構成例を示す図である。電力変換装置1は、交流電源100及び圧縮機120に接続される。圧縮機120は、周期的な負荷トルクの変動を有する負荷の一例である。圧縮機120は、モータ110を有する。電力変換装置1は、交流電源100から印加される電源電圧を所望の振幅及び位相を有する交流電圧に変換してモータ110に印加する。
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置1の構成例を示す図である。電力変換装置1は、交流電源100及び圧縮機120に接続される。圧縮機120は、周期的な負荷トルクの変動を有する負荷の一例である。圧縮機120は、モータ110を有する。電力変換装置1は、交流電源100から印加される電源電圧を所望の振幅及び位相を有する交流電圧に変換してモータ110に印加する。
電力変換装置1は、コンバータ部2と、インバータ部3と、平滑コンデンサ4と、制御部12と、電圧検出部9,11と、ゼロクロス検出部10とを備える。電力変換装置1と、圧縮機120が備えるモータ110とによって、モータ駆動装置50が構成される。
電圧検出部9は、交流電源100からコンバータ部2に印加される電源電圧Vsを検出する。ゼロクロス検出部10は、交流電源100の電源電圧Vsに応じたゼロクロス信号Zcを生成する。ゼロクロス信号Zcは、例えば電源電圧Vsが正極性のときは“High”レベルを出力する信号であり、電源電圧Vsが負極性のときは“Low”レベルを出力する信号である。なお、これらのレベルは逆でもよい。電源電圧Vsの検出値及びゼロクロス信号Zcは、制御部12に入力される。
コンバータ部2は、整流部20と、昇圧部22とを備える。整流部20は、ブリッジ接続される4つの整流素子20aを備える。整流部20は、交流電源100から印加される電源電圧Vsを整流する。昇圧部22は、整流部20の出力端に接続される。昇圧部22は、整流部20から出力される整流電圧を昇圧し、昇圧した昇圧電圧を平滑コンデンサ4に印加する。なお、図1は、交流電源100が単相電源である場合の例である。交流電源100が三相電源である場合、6つの整流素子20aが用いられる。交流電源100が三相電源である場合の整流素子20aの配置及び接続は公知であり、ここでの説明は割愛する。
昇圧部22は、リアクトル22a、整流素子22b及び半導体スイッチング素子22cを有する。昇圧部22では、制御部12から出力される駆動信号Gconvによって、半導体スイッチング素子22cがオン又はオフに制御される。半導体スイッチング素子22cがオンに制御されると、整流電圧はリアクトル22aを介して短絡される。この動作は「電源短絡動作」と呼ばれる。半導体スイッチング素子22cがオフに制御されると、整流電圧は、リアクトル22a及び整流素子22bを介して平滑コンデンサ4に印加される。この動作は通常の整流動作である。このとき、リアクトル22aにエネルギーが蓄積されていれば、整流電圧とリアクトル22aに発生する電圧とが加算されて平滑コンデンサ4に印加される。
昇圧部22は、電源短絡動作と整流動作とを交互に繰り返すことによって、整流電圧を昇圧する。この動作は「昇圧動作」と呼ばれる。昇圧動作によって、平滑コンデンサ4の両端電圧は、電源電圧Vsよりも高い電圧に昇圧される。また、昇圧動作によって、交流電源100とコンバータ部2との間に流れる電流である電源電流の力率が改善される。即ち、実施の形態1において、昇圧部22を昇圧動作させる昇圧制御は、整流電圧の昇圧及び電源電流の力率改善のために行う。この制御により、電源電流の波形を正弦波に近づけることができる。
平滑コンデンサ4は、コンバータ部2の出力端に接続される。平滑コンデンサ4は、コンバータ部2が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する。平滑コンデンサ4としては、電界コンデンサ、フィルムコンデンサなどが例示される。
平滑コンデンサ4に発生する電圧は、交流電源100の全波整流波形形状ではなく、直流成分に交流電源100の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となるが、大きくは脈動しない。この電圧リプルの周波数は、交流電源100が単相電源の場合は、電源電圧Vsの周波数の2倍成分が主成分となり、交流電源100が三相電源の場合は6倍成分が主成分となる。交流電源100から入力される電力及びインバータ部3から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅は平滑コンデンサ4の静電容量によって決まる。但し、前述したように、本開示に係る電力変換装置では、平滑コンデンサ4の高コスト化を抑制するため、静電容量が大きくなるのを回避する。これにより、平滑コンデンサ4には、ある程度の電圧リプルが発生する。例えば、平滑コンデンサ4の電圧は、電圧リプルの最大値が最小値の2倍未満となるような範囲で脈動する電圧となる。
平滑コンデンサ4の両端には、電圧検出部11が設けられている。電圧検出部11は、平滑コンデンサ4の電圧であるコンデンサ電圧Vdcを検出する。コンデンサ電圧Vdcの検出値は、制御部12に入力される。
インバータ部3は、平滑コンデンサ4の両端に接続される。インバータ部3は、三相ブリッジ接続される半導体スイッチング素子Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnを有する。各半導体スイッチング素子の両端には、逆並列接続される還流ダイオードが設けられている。インバータ部3では、制御部12から出力される駆動信号Gup~Gwnによって、半導体スイッチング素子Up~Wnがオン又はオフに制御される。インバータ部3は、半導体スイッチング素子Up~Wnをオンオフし、平滑コンデンサ4によって平滑された直流電圧をモータ110への交流電圧に変換する。
電流検出部7は、コンバータ部2に流れる電流であるコンバータ電流Iconvを検出する。コンバータ電流Iconvは、整流部20と昇圧部22との間に流れる電流でもある。電流検出部8は、インバータ部3に流れる電流であるインバータ電流Iinvを検出する。インバータ電流Iinvは、インバータ部3と平滑コンデンサ4との間に流れる電流でもある。コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvは、制御部12に入力される。
圧縮機120は、モータ110を有する負荷である。負荷の一例は、空気調和機である。モータ110が圧縮機駆動用のモータである場合、モータ110は、インバータ部3から印加される交流電圧の振幅及び位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。
制御部12は、演算手段である演算器12aを有する。演算器12aの一例は、マイクロコンピュータであるが、これ以外にも、CPU(Central Processing Unit)、マイクロプロセッサ、DSP(Digital Signal Processor)などと称される演算手段であってもよい。演算器12aは、コンバータ部2及びインバータ部3の動作を制御する。制御部12から出力される駆動信号Gconv,Gup~Gwnの演算は、1つの演算器12aによって生成される。即ち、コンバータ部2及びインバータ部3の動作を制御するための制御演算は、制御部12に具備される同一、且つ共通の演算器12aによって実施される。
実施の形態1に係る電力変換装置1は、昇圧部22に具備される半導体スイッチング素子22c又はインバータ部3に具備される半導体スイッチング素子Up~Wnを適切なタイミングで駆動し、モータ110に適切な電流を流すための制御を行う。この制御は、電流検出部7によって検出されるコンバータ電流Iconvの検出値と、電流検出部8によって検出されるインバータ電流Iinvの検出値とに基づいて行われる。
一般的な電力変換装置では、平滑コンデンサ4が接続される直流母線の電圧である母線電圧を所望の値に制御するコンバータ制御系を有している。この種のコンバータ制御系では、電流検出部7の検出値に基づく制御が行われる。また、一般的な電力変換装置であって、位置センサ又は速度センサを有さないセンサレス制御の電力変換装置では、モータ110の速度制御を行うためのインバータ制御系を有している。この種のインバータ制御系では、制御系の内部で推定した速度推定値を速度指令値に一致させる制御を行うため、電流検出部8の検出値に基づく制御が行われる。即ち、実施の形態1に係る電力変換装置1は、既存の電流検出部7,8の検出値を利用してコンバータ部2又はインバータ部3の制御を行う。
コンバータ電流Iconvはコンバータ部2の動作状態を表す物理量の一例であり、インバータ電流Iinvはインバータ部3の動作状態を表す物理量の一例である。本稿では、これらの2つの物理量を区別するため、コンバータ部2の動作状態を表す物理量を「第1の物理量」と記載し、インバータ部3の動作状態を表す物理量を「第2の物理量」と記載する場合がある。なお、これらの物理量に代え、他の物理量を用いてもよい。第1の物理量の他の例としては、コンバータ部2と平滑コンデンサ4との間で授受される電力が挙げられる。第2の物理量の他の例としては、平滑コンデンサ4とインバータ部3との間で授受される電力が挙げられる。
次に、実施の形態1に係る電力変換装置1の要部の構成及び動作について説明する。以下、平滑コンデンサに流れる電流を「Ic」で表す。
まず、昇圧部22において、半導体スイッチング素子22cが非導通の場合、コンデンサ電流Ic、コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvの間には、以下の(1)式の関係が成り立つ。
Ic=Iconv-Iinv …(1)
上記(1)式において、コンデンサ電流Icの極性は、平滑コンデンサ4の正極に流れ込む方向、即ち充電電流の方向を正と定義する。コンバータ電流Iconvの極性は、コンバータ部2から平滑コンデンサ4に電流が流れ込む方向を正と定義する。インバータ電流Iinvの極性は、平滑コンデンサ4からインバータ部3に電流が流れ出す方向を正と定義する。
平滑コンデンサ4を長寿命化するには、コンデンサ電流Icを小さくすればよい。これは、上記(1)式より明白なように、コンバータ電流Iconvとインバータ電流Iinvとを等しくすればよい。以下、コンバータ電流Iconvとインバータ電流Iinvとを等しくする制御手法について記載する。
前述したとおり、実施の形態1では、整流電圧の昇圧及び電源電流の力率改善のために昇圧制御を行う。このとき、コンバータ部2の半導体スイッチング素子22cのオン及びオフのタイミングを決めるのは、コンバータ電流Iconv、母線電圧、電源電圧Vsの位相等である。このため、図2に示すような制御系が考えられる。即ち、図2は、実施の形態1におけるコンバータ電流制御系60の構成例を示す図である。
図2に示すコンバータ電流制御系60の動作について説明する。以下の説明では、“Vdc”を母線電圧として説明する。なお、図1の構成では、母線電圧は、コンデンサ電圧Vdcに等しい。
コンバータ電流制御系60は、図2に示すように、母線電圧制御をメジャーループとし、電源電流制御をマイナーループとした制御系として構成されている。
母線電圧制御ブロック61では、母線電圧指令値Vdc*と母線電圧Vdcとの差分に基づいて電流指令値Is*が生成される。母線電圧制御ブロック61は、例えば比例積分(Proportional Integral:PI)制御器を用いて構成することができる。電源電流指令値Isin*は、電流指令値Is*に正弦波信号sinθsの絶対値である|sinθs|を乗算することで生成される。
θsは、電源電圧Vsの位相を表している。位相θsは、ゼロクロス検出部10から取得したゼロクロス信号Zcに基づく位相演算によって求めることができる。位相演算は、位相同期(Phase Lock Loop:PLL)処理を用いることができる。
ここで、図2に示される脈動補償ブロック62に着目する。脈動補償ブロック62では、コンバータ電流Iconvとインバータ電流Iinvとが一致するようなコンバータ電流Iconvの補償量Iconv_ripが演算される。脈動補償ブロック62の構成例を図3及び図4に示す。図3は、実施の形態1のコンバータ電流制御系60における脈動補償ブロック62の第1の構成例を示す図である。図4は、実施の形態1のコンバータ電流制御系60における脈動補償ブロック62の第2の構成例を示す図である。
図3は、コンバータ電流Iconvを制御対象とし、インバータ電流Iinvを目標値とする制御をPI制御器で構成した例である。また、図4は、コンバータ電流Iconvを制御対象とし、インバータ電流Iinvを目標値とする制御をP制御器で構成した例である。なお、これらの制御器は、あくまで、コンバータ電流Iconvをインバータ電流Iinvに一致させるための一例であり、これらの例に限定されないことは言うまでもない。
図2に戻り、コンバータ電流Iconvの補償量Iconv_ripは、電源電流指令値Isin*に加算され、その加算値からコンバータ電流Iconvが減算されて電源電流制御ブロック63の入力とされる。電源電流制御ブロック63も、PI制御器で構成することができる。電源電流制御ブロック63では、デューティ指令D*が生成され、PWM制御ブロック64に入力される。PWM制御ブロック64では、駆動信号Gconvが生成される。
上記のように、図2に示すコンバータ電流制御系60では、コンバータ電流Iconvとインバータ電流Iinvとが一致するようなコンバータ電流Iconvの補償量Iconv_ripが演算される。そして、この補償量Iconv_ripが加味された所望のコンバータ電流Iconvが実現されるように半導体スイッチング素子22cのオン又はオフがパルス幅変調(Pulse Width Modulation:PWM)信号によって制御される。
これまでの説明は、コンバータ電流Iconvを制御対象とする制御系の説明であった。次に、インバータ電流Iinvを制御対象とする制御系の構成及び動作について説明する。図5は、実施の形態1におけるインバータ電流制御系80の構成例を示す図である。
インバータ電流制御系80では、図5に示すように、モータ110を所望の回転速度で回転させるためのモータ印加電圧の指令値である三相電圧指令値vu*,vv*,vw*を生成するため、回転座標系のdq軸電流id,iqが算出される。そして、所望のdq軸電流id,iqが実現されるように、半導体スイッチング素子Up~Wnに対する駆動信号Gup~GwnがPWM制御によって生成される。
ここで、図5に使用されている記号について補足する。「Iu,Iv,Iw」は、静止三相座標系における電流値である。「uvw/dq」は静止三相座標系の値をdq回転座標系の値に変換する処理を意味し、「dq/uvw」はdq回転座標系の値を静止三相座標系の値に変換する処理を意味する。「id*,iq*,vd*,vq*」は、それぞれdq回転座標系における、d軸電流指令値、q軸電流指令値、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値である。「ω*,ω^,θ^」は、それぞれ回転速度の指令値、回転速度の推定値、モータ110の回転子の推定位置である。
ここで、図5に示される脈動補償ブロック82に着目する。脈動補償ブロック82では、インバータ電流Iinvとコンバータ電流Iconvとが一致するようなインバータ電流Iinvの補償量Iinv_ripが演算される。脈動補償ブロック82の構成例を図6及び図7に示す。図6は、実施の形態1のインバータ電流制御系80における脈動補償ブロック82の第1の構成例を示す図である。図7は、実施の形態1のインバータ電流制御系80における脈動補償ブロック82の第2の構成例を示す図である。
図6は、インバータ電流Iinvを制御対象とし、コンバータ電流Iconvを目標値とする制御をPI制御器で構成した例である。また、図7は、インバータ電流Iinvを制御対象とし、コンバータ電流Iconvを目標値とする制御をP制御器で構成した例である。なお、これらの制御器は、あくまで、インバータ電流Iinvをコンバータ電流Iconvに一致させるための一例であり、これらの例に限定されないことは言うまでもない。
図5に戻り、インバータ電流Iinvの補償量Iinv_ripは、q軸電流指令値Iq*に加算され、その加算値からq軸電流iqが減算されて電流制御ブロック84の入力とされる。電流制御ブロック84も、PI制御器で構成することができる。電流制御ブロック84では、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*が生成され、座標変換ブロック85で三相電圧指令値vu*,vv*,vw*に変換されてPWM制御ブロック86に入力される。PWM制御ブロック86では、コンデンサ電圧Vdcに基づいて駆動信号Gup~Gwnが生成される。
上記のように、図5に示すインバータ電流制御系80では、インバータ電流Iinvとコンバータ電流Iconvとが一致するようなインバータ電流Iinvの補償量Iinv_ripが演算される。そして、この補償量Iinv_ripが加味された所望のインバータ電流Iinvが実現されるように半導体スイッチング素子Up~Wnのオン又はオフがPWM信号によって制御される。
なお、図1では、コンバータ部2が昇圧部22を有する構成を例示したが、実施の形態1の制御は図1の構成に限定されない。例えば、図8に示す電力変換装置1Aに適用することもできる。図8は、実施の形態1の変形例に係る電力変換装置1Aの構成例を示す図である。
図8に示す電力変換装置1Aでは、コンバータ部2がコンバータ部2Aに置き替えられている。コンバータ部2Aでは、図1の構成から昇圧部22が削除され、昇圧部22のリアクトル22aがリアクトル5に置き替えられて、交流電源100と整流部20との間に配置されている。その他の構成は、図1に示す電力変換装置1と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付している。
上記のような電力変換装置1Aの場合、コンバータ部2Aに対するスイッチング制御は不可能であるが、インバータ部3に対するスイッチング制御は可能である。このため、上述した実施の形態1の制御手法のうち、インバータ電流制御系80における制御手法を使用することで、上述の効果を得ることが可能である。
以上説明したように、実施の形態1に係る電力変換装置によれば、制御部は、コンバータ部の動作状態を表す第1の物理量と、インバータ部の動作状態を表す第2の物理量とが等しくなるように制御する。本制御手法は、特許文献1のようにコンデンサ電流を目標値とするのではなく、コンバータ電流に相当する第1の物理量と、インバータ電流に相当する第2の物理量とを制御する手法である。また、本制御手法では、目標値は固定値でなく常に変動しており、図4及び図7に示されるように積分制御は必須ではない。このため、積分制御が必須である特許文献1に比べて制御構成が容易になり、制御精度の劣化及び制御破綻のおそれも少なくなる。これにより、制御精度の劣化及び制御破綻の生起を回避することができる。また、本制御手法は、平滑コンデンサにおけるある程度の電圧リプルを許容できるので、平滑コンデンサを小容量化することが可能となる。更に、本制御手法は、理想的にはコンデンサ電流を0にできるので、平滑コンデンサの長寿命化を図ることが可能となる。
なお、上記では、圧縮機を負荷の一例として説明したが、これに限定されない。上述した制御手法は、圧縮機を初めとする周期的なトルク脈動が発生する機構を駆動するモータの回転制御に適用可能である。
実施の形態2.
実施の形態2では、コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvの検出タイミングについて説明する。図9は、実施の形態2における制御手法の説明に供する第1の図である。図9には、図1に示す電力変換装置1の回路図において、コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvを検出するための検出位置の例が複数示されている。コンバータ電流Iconvについては、位置A1~A5のうちの何れかに検出器を設けることで、コンバータ電流Iconvの検出が可能となる。また、インバータ電流Iinvについては、位置B1に検出器を設けること、又は位置B2~B4のうちの少なくとも2つに検出器を設けることで、インバータ電流Iinvの検出が可能となる。
実施の形態2では、コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvの検出タイミングについて説明する。図9は、実施の形態2における制御手法の説明に供する第1の図である。図9には、図1に示す電力変換装置1の回路図において、コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvを検出するための検出位置の例が複数示されている。コンバータ電流Iconvについては、位置A1~A5のうちの何れかに検出器を設けることで、コンバータ電流Iconvの検出が可能となる。また、インバータ電流Iinvについては、位置B1に検出器を設けること、又は位置B2~B4のうちの少なくとも2つに検出器を設けることで、インバータ電流Iinvの検出が可能となる。
但し、破線で示される位置A5においては、半導体スイッチング素子22cがオンしたタイミングのみ、検出器に電流が通流する。このため、電流を検出するタイミングと半導体スイッチング素子22cをオン又はオフするタイミングを同期させる必要がある。即ち、実施の形態2における制御部12は、コンバータ部2に具備される半導体スイッチング素子22cの導通又は非導通のタイミングに合わせてコンバータ電流Iconvを検出する必要がある。
同様に、破線で示される位置B1~B4においては、半導体スイッチング素子Un,Vn,Wnのうちで、それぞれの位置に関係する半導体スイッチング素子がオンしたタイミングのみ、検出器に電流が通流する。このため、電流を検出するタイミングと、当該関係する半導体スイッチング素子をオン又はオフするタイミングとを同期させる必要がある。即ち、実施の形態2における制御部12は、インバータ部3に具備される半導体スイッチング素子Un又はVn又はWnの導通又は非導通のタイミングに合わせてインバータ電流Iinvを検出する必要がある。
また、図10は、実施の形態2における制御手法の説明に供する第2の図である。図10は、図8に示した電力変換装置1Aの回路図を再掲したものである。図10において、コンバータ電流Iconvについては、位置C1~C4のうちの何れかに検出器を設けることで、コンバータ電流Iconvの検出が可能となる。なお、インバータ電流Iinvの検出位置については、図9と同じであり、ここでの説明は割愛する。
また、図11は、実施の形態2における制御手法の説明に供する第3の図である。図11には、図1及び図8とは異なる電力変換装置1Bの構成例が示されている。
図11に示す電力変換装置1Bでは、コンバータ部2がコンバータ部2Bに置き替えられている。コンバータ部2Bでは、昇圧部22が、昇圧部22Aと、リアクトル5とに置き替えられている。リアクトル5は、交流電源100と整流部20との間に配置されている。コンバータ部2Bは、図1に示すコンバータ部2と同様に、整流機能及び昇圧機能を兼ね備えた構成部である。昇圧部22Aは、4つの整流素子20bと、半導体スイッチング素子24とを有している。昇圧部22Aは、整流部20と並列に接続されている。その他の構成は、図1に示す電力変換装置1と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付している。
図11において、コンバータ電流Iconvについては、位置D1~D5のうちの何れかに検出器を設けることで、コンバータ電流Iconvの検出が可能となる。但し、破線で示された位置D4又はD5においては、半導体スイッチング素子24がオンしたタイミングのみ、検出器に電流が通流する。このため、電流を検出するタイミングと半導体スイッチング素子24をオン又はオフするタイミングを同期させる必要がある。即ち、実施の形態2における制御部12は、コンバータ部2Bに具備される半導体スイッチング素子24の導通又は非導通のタイミングに合わせてコンバータ電流Iconvを検出する。なお、インバータ電流Iinvの検出位置については、図9及び図10と同じであり、ここでの説明は割愛する。
一般的な電力変換装置では、用途に応じて適切な位置に検出器が配置される。実施の形態2の手法を用いれば、検出器の配置位置に限定されずに、コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvを適切なタイミングで取得することができる。これにより、回路への追加コストの発生を抑制できるという効果が得られる。
実施の形態3.
図12及び図13は、実施の形態3における処理手法の説明に供する第1及び第2の図である。
図12及び図13は、実施の形態3における処理手法の説明に供する第1及び第2の図である。
図1及び図11に示す電力変換装置1,1Bのように、半導体スイッチング素子22c,24を用いて昇圧制御又は力率改善を実現する場合、検出されるコンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvには、半導体スイッチング素子22c,24又は半導体スイッチング素子Up~Wnのスイッチング周期に同期した高周波ノイズが重畳される。例えば図3及び図4に示す脈動補償ブロック62の処理において、高周波ノイズが重畳したままで補償量Iconv_ripを演算すると、高周波ノイズの影響で余分なコンバータ電流Iconvが増えてしまうおそれがある。この場合、平滑コンデンサ4に流入する電流の増加に繋がる。
そこで、実施の形態3では、図12に示すように、コンバータ電流Iconvの検出値をフィルタ40に入力し、フィルタ40によって、コンバータ電流Iconvに含まれる高周波ノイズを取り除いたコンバータ電流Iconv_filを生成する。なお、コンバータ電流Iconvの基本周波数は、電源電圧Vsの周波数の2倍であり、例えば100Hz又は120Hzである。このため、高周波ノイズを含む数kHz以上の周波数帯の成分に関する情報は制御には不要なため、フィルタで取り除いても問題はない。
フィルタ40は、半導体スイッチング素子22c又は半導体スイッチング素子24のスイッチング周期を十分に減衰させるようなフィルタであれば構成は問わない。また、フィルタ40は、検出器の信号を受け取り、アナログ回路としてフィルタ処理するフィルタ回路を備える構成でもよい。この構成に代え、フィルタ40は、検出器の信号を演算器12aが受け取り、演算器12aの内部でデジタル回路又はデジタル処理としてフィルタ処理する構成でもよい。また、フィルタ40は、ローパスフィルタで構成してもよいし、特定の周波数帯の高周波成分を打ち消すノッチフィルタで構成してもよい。
なお、上述した内容は、制御対象であるコンバータ電流Iconvだけでなく、制御目標であるインバータ電流Iinvに対しても同様に考えることができる。このため、インバータ電流Iinvに対しても、高周波ノイズの除去処理を行う。具体的には、図13に示すように、インバータ電流Iinvの検出値をフィルタ42に入力し、フィルタ42によって、インバータ電流Iinvに含まれる高周波ノイズを取り除いたインバータ電流Iinv_filを生成する。
また、上記の説明は、図3及び図4に示す脈動補償ブロック62の処理の説明であったが、図6及び図7に示す脈動補償ブロック82の処理も同様に考えることができる。このため、コンバータ電流Iconv及びインバータ電流Iinvの両者に対して、図12及び図13に示すフィルタ処理を行う構成が好ましい実施の形態となる。
以上説明したように、実施の形態3に係る電力変換装置は、第1及び第2の物理量をフィルタ処理するフィルタ回路を備え、制御部はフィルタ回路の出力に基づいてコンバータ部及びインバータ部の少なくとも1つを制御する。これにより、コンバータ電流及びインバータ電流を精度良く制御できるので、コンデンサ電流の低減効果を高めることが可能となる。
また、実施の形態3に係る電力変換装置によれば、制御部は、第1及び第2の物理量の検出値をフィルタ処理し、フィルタ処理後の出力に基づいてコンバータ部及びインバータ部の少なくとも1つを制御する。これにより、コンバータ電流及びインバータ電流を精度良く制御できるので、コンデンサ電流の低減効果を高めることが可能となる。
実施の形態4.
図14は、実施の形態4に係る冷凍サイクル適用機器900の構成例を示す図である。実施の形態4に係る冷凍サイクル適用機器900は、実施の形態1で説明した電力変換装置1を備える。実施の形態1に係る冷凍サイクル適用機器900は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図14において、実施の形態1と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態1と同一の符号を付している。
図14は、実施の形態4に係る冷凍サイクル適用機器900の構成例を示す図である。実施の形態4に係る冷凍サイクル適用機器900は、実施の形態1で説明した電力変換装置1を備える。実施の形態1に係る冷凍サイクル適用機器900は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図14において、実施の形態1と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態1と同一の符号を付している。
冷凍サイクル適用機器900は、実施の形態1におけるモータ110を内蔵した圧縮機120と、四方弁902と、室内熱交換器906と、膨張弁908と、室外熱交換器910とが冷媒配管912を介して取り付けられている。
圧縮機120の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構904と、圧縮機構904を動作させるモータ110とが設けられている。
冷凍サイクル適用機器900は、四方弁902の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構904は、可変速制御されるモータ110によって駆動される。
暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構904で加圧されて送り出され、四方弁902、室内熱交換器906、膨張弁908、室外熱交換器910及び四方弁902を通って圧縮機構904に戻る。
冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構904で加圧されて送り出され、四方弁902、室外熱交換器910、膨張弁908、室内熱交換器906及び四方弁902を通って圧縮機構904に戻る。
暖房運転時には、室内熱交換器906が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器910が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器910が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器906が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁908は、冷媒を減圧して膨張させる。
なお、実施の形態4に係る冷凍サイクル適用機器900は、実施の形態1で説明した電力変換装置1を備えるものとして説明したが、これに限定されない。図8に示す電力変換装置1Aを備えていてもよいし、図11に示す電力変換装置1Bを備えていてもよい。また、実施の形態1の制御手法を適用できるものであれば、電力変換装置1,1A,1B以外の電力変換装置でもよい。
また、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
1,1A,1B 電力変換装置、2,2A,2B コンバータ部、3 インバータ部、4 平滑コンデンサ、5,22a リアクトル、7,8 電流検出部、9,11 電圧検出部、10 ゼロクロス検出部、12 制御部、12a 演算器、20 整流部、20a,20b,22b 整流素子、22,22A 昇圧部、22c,24,Up~Wn 半導体スイッチング素子、40,42 フィルタ、50 モータ駆動装置、60 コンバータ電流制御系、61 母線電圧制御ブロック、62,82 脈動補償ブロック、63 電源電流制御ブロック、64,86 PWM制御ブロック、80 インバータ電流制御系、84 電流制御ブロック、85 座標変換ブロック、100 交流電源、110 モータ、120 圧縮機、900 冷凍サイクル適用機器、902 四方弁、904 圧縮機構、906 室内熱交換器、908 膨張弁、910 室外熱交換器、912 冷媒配管。
Claims (9)
- 交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータ部と、
前記コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサによって平滑された前記直流電圧をモータへの交流電圧に変換するインバータ部と、
前記コンバータ部の動作状態を表す第1の物理量と、前記インバータ部の動作状態を表す第2の物理量とが等しくなるように制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記第2の物理量が前記第1の物理量と等しくなるように前記インバータ部を制御する
電力変換装置。 - 交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータ部と、
前記コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサによって平滑された前記直流電圧をモータへの交流電圧に変換するインバータ部と、
前記コンバータ部の動作状態を表す第1の物理量と、前記インバータ部の動作状態を表す第2の物理量とが等しくなるように制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記インバータ部に具備される半導体スイッチング素子の導通又は非導通のタイミングに合わせて前記第2の物理量を検出する
電力変換装置。 - 交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータ部と、
前記コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサによって平滑された前記直流電圧をモータへの交流電圧に変換するインバータ部と、
前記コンバータ部の動作状態を表す第1の物理量と、前記インバータ部の動作状態を表す第2の物理量とが等しくなるように制御する制御部と、
前記第1及び第2の物理量をフィルタ処理するフィルタ回路と、
を備え、
前記制御部は、前記フィルタ回路の出力に基づいて前記コンバータ部及び前記インバータ部の少なくとも1つを制御する
電力変換装置。 - 交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータ部と、
前記コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサによって平滑された前記直流電圧をモータへの交流電圧に変換するインバータ部と、
前記コンバータ部の動作状態を表す第1の物理量と、前記インバータ部の動作状態を表す第2の物理量とが等しくなるように制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記第1及び第2の物理量の検出値をフィルタ処理し、
前記フィルタ処理後の出力に基づいて前記コンバータ部及び前記インバータ部の少なくとも1つを制御する
電力変換装置。 - 前記制御部は、前記第1の物理量が前記第2の物理量と等しくなるように前記コンバータ部を制御する
請求項1から4の何れか1項に記載の電力変換装置。 - 前記コンバータ部は、少なくとも1つの半導体スイッチング素子を有する
請求項1から5の何れか1項に記載の電力変換装置。 - 前記制御部は、前記コンバータ部に具備される前記半導体スイッチング素子の導通又は非導通のタイミングに合わせて前記第1の物理量を検出する
請求項6に記載の電力変換装置。 - 請求項1から7の何れか1項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
- 請求項1から7の何れか1項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
PCT/JP2021/000197 WO2022149211A1 (ja) | 2021-01-06 | 2021-01-06 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
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