JP2020014326A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源の出力側にコンデンサを介して２つのインバータが並列接続された電力変換装置において、電力使用の高効率化を図り、かつ回生電力に起因するコンデンサの過電圧発生を確実に防止する電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１は、第２インバータ１２の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ３０を付加して高効率化を図り、かつ第１交流モータ２１から第１インバータ１１を経由した電力回生によりコンデンサ６の電圧Ｖｉｎが予め設定した基準電圧よりも大きくなった場合には、制御部２００によりＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧制御用のリアクトル電流指令値をコンデンサ６の電圧Ｖｉｎに基づいて決定されるリアクトル電流補正値により補正することでコンデンサ６の過電圧発生を抑制する。【選択図】図１

Description

本願は、電力変換を行う電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置には、ＡＣ電源をＤＣ電源に変換する直流化回路の出力に対して、平滑用のコンデンサを並列接続するとともに、これらのコンデンサを介してインバータなどの第１および第２の２台の電力変換回路を互いに並列接続し、第１電力変換回路には交流モータなどの第１負荷を、第２電力変換回路には交流モータなどの第２負荷を個別に接続した構成のものがある（例えば、下記の特許文献１参照）。

このような構成の電力変換装置では、例えば第１負荷から発生した電力を第１および第２の電力変換装回路を経由して、第２負荷に供給することで、第１負荷から回生される電力を消費させる。これにより、並列接続された第１および第２の２台の電力変換回路が共有するコンデンサの電圧上昇を抑制することで、装置の各部品を保護することができる。

特開２００１−２６３７６７号公報

しかしながら、先行技術の電力変換装置には、第２電力変換回路の前段に直流／直流変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータが設けられていないため、重負荷時あるいは軽負荷時において、第２電力変換回路および第２負荷の電力使用の効率が低いという問題がある。

その対策のために、第２電力変換回路の前段にＤＣ／ＤＣコンバータを設けることで、第２電力変換回路および第２負荷の電力使用の高効率化を図ることが考えられるが、単純にＤＣ／ＤＣコンバータを設けるだけでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御応答が遅いため、第１負荷より回生した電力がコンデンサに蓄積し、コンデンサ電圧の上昇を抑制できず、コンデンサおよびＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子を保護することができないという課題がある。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、重負荷時あるいは軽負荷時において、第２電力変換回路および第２負荷の電力使用の高効率化を図ることができ、かつ、第１負荷からの回生電力に起因するコンデンサの過電圧発生を確実に防止することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、直流電源の出力側には平滑用のコンデンサが並列接続されるとともに、上記コンデンサを介して第１電力変換回路と第２電力変換回路とが互いに並列接続され、上記第１電力変換回路には第１負荷が、上記第２電力変換回路には第２負荷がそれぞれ接続されている電力変換装置において、
上記コンデンサと上記第２電力変換回路との間にＤＣ／ＤＣコンバータを設けるとともに、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ、上記第１電力変換回路、および上記第２電力変換回路の動作を制御する制御部を備え、
上記制御部は、上記第１負荷からの電力が上記第１電力変換回路を経由して回生することで上記コンデンサの電圧が、上記コンデンサおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する素子の耐電圧に基づいて予め設定された基準電圧よりも大きくなった場合には、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流制御器に補正値を加えることで上記コンデンサの過電圧発生を抑制するものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、負荷時あるいは軽負荷時において、第２電力変換回路および第２負荷の電力使用の高効率化を図ることができ、かつ、第１負荷からの回生電力に起因するコンデンサの過電圧発生を抑制することができる。

実施の形態１における電力変換装置の概略構成図である。 実施の形態１の電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１の制御部の一部を構成する補正値演算部の制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態１を適用した場合の動作波形図である。 実施の形態２における電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態３における制御部の一部を構成する補正値演算部の制御処理を説明するフローチャートである。

実施の形態１．
図１は、本願の実施の形態１における電力変換装置の概略構成図である。
この実施の形態１の電力変換装置１は、交流電源２と整流回路３とからなる直流電源４の出力側の直流リンク５には、平滑用の第１コンデンサ６が並列接続されている。そして、この第１コンデンサ６には、電力変換用の第１インバータ１１と第２インバータ１２とが互いに並列接続され、第１インバータ１１には第１交流モータ２１が、第２インバータ１２には第２交流モータ２２がそれぞれ接続されている。

ここで、電力変換装置１が例えば空気調和機に適用される場合には、上記の第１交流モータ２１はファン用に使用され、第２交流モータ２２は圧縮機用に使用される。また、電力変換装置１が自動車に適用される場合には、第１交流モータ２１は空調用に使用され、第２交流モータ２２は車輪駆動用に使用される。しかしながら、本願はこのような例に限定されるものではない。

なお、特許請求の範囲におけるコンデンサが上記第１コンデンサ６に、第１電力変換回路が上記第１インバータ１１に、第２電力変換回路が上記第２インバータ１２に、第１負荷が第１交流モータ２１に、第２負荷が第２交流モータ２２にそれぞれ対応している。

さらに、この実施の形態１の電力変換装置１は、第１コンデンサ６と第２インバータ１２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０と平滑用の第２コンデンサ７が順次設けられるとともに、第１インバータ１１、第２インバータ１２、およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作を制御する制御部２００を備えている。

そして、交流電源２から入力された交流電圧を整流回路３で整流し、第１インバータ１１および第２インバータ１２でそれぞれ所定の交流電圧に変換して第１交流モータ２１および第２交流モータ２２をそれぞれ駆動する。なお、第１交流モータ２１および第２交流モータ２２は、誘導機、同期機のどちらでも適用することが可能である。

上記の整流回路３は、３相の整流ダイオードで構成されており、交流電源２の交流電圧を直流電圧に変換し、出力側は直流リンク５と第１コンデンサ６のマイナス側に接続されている。交流電源２は、三相交流電源に限らず単相交流電源でもよく、単相の場合は２相の整流ダイオードとなる。さらに、ここでは直流電源４が交流電源２と整流回路３とから構成されているとしているが、直流電源４としてはこれに限らずバッテリなどを使用することもできる。

また、上記の第１コンデンサ６は、必ずしも一定電圧にする機能を必要としておらず、小容量（数十μＦ程度）のフィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサを使用することもできる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、この実施の形態１（図１）では降圧回路が適用されているが、このような降圧回路に限らず、昇圧回路または昇降圧回路でもよい。なお、本実施の形態１では、一般的な構成の降圧回路について説明するが、インターリーブ方式あるいはマルチレベル方式等を採用した降圧回路でもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、電力用半導体スイッチング素子３１（以下、単にスイッチング素子と称する）、ダイオード３２、およびリアクトル３３を備える。以降、説明を簡単化するため、スイッチング素子３１は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）とする。

そして、スイッチング素子３１のドレイン側は第１コンデンサ６のプラス側に接続され、ソース側はリアクトル３３、およびダイオード３２のカソード側に接続され、さらにダイオード３２のアノード側は第１コンデンサ６のマイナス側に接続されている。また、リアクトル３３は、ダイオード３２のカソードとスイッチング素子３１のソース側に接続されていない方を第２コンデンサ７のプラス側に接続されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、スイッチング素子３１を制御部２００からの指令によりスイッチング動作させることで第１コンデンサ６の電圧（以降、直流リンク電圧という）Ｖｉｎを降圧して出力することができる。具体的には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子３１をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、パルス幅変調）制御し、スイッチング周期のオン時間の割合によって出力する電圧を調整することができる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０から第２コンデンサ７で平滑化されて第２インバータ１２に出力される電圧（以下、第２インバータ入力電圧という）Ｖｄｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０を制御することで調整することが可能である。

なお、この実施の形態１においては、スイッチング素子３１をＭＯＳＦＥＴとして説明しているが、これに限らず、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等によって構成することができる。その場合に、スイッチング素子３１およびダイオード３２を形成する半導体材料は、特に限定するものではなく、Ｓｉ（シリコン）の他、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）等を適用することが可能である。

第１インバータ１１は、第１コンデンサ６の直流リンク電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換し、第１交流モータ２１に交流電圧を印加することで第１交流モータ２１が動作する。また、第２インバータ１２は、第２コンデンサ７の第２インバータ入力電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、第２交流モータ２２に交流電圧を印加することで第２交流モータ２２が動作する。この場合、第１インバータ１１および第２インバータ１２はいずれも図示しない６つのスイッチング素子で構成され、三相ブリッジ接続されている。

制御部２００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のスイッチング素子３１をＯＮ／ＯＦＦさせる信号Ｓ０と、第１インバータ１１および第２インバータ１２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせる信号Ｓ１およびＳ２をそれぞれ出力することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０、第１インバータ１１、および第２インバータ１２の動作を制御する。

上述の制御のために、制御部２００には、直流リンク電圧Ｖｉｎを検出する電圧センサ４１と、第２インバータ入力電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ４２からそれぞれ得られる電圧値が入力される。さらに制御部２００には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のリアクトル３３を流れるリアクトル電流ＩＬを検出する電流センサ４３、第１インバータ１１から出力されるｕ相電流Ｉｕ１およびｖ相電流Ｉｖ１を検出する一対の電流センサ５１ａおよび５１ｂ、並びに第２インバータ１２から出力されるｕ相電流Ｉｕ２およびｖ相電流Ｉｖ２を検出する一対の電流センサ５２ａおよび５２ｂからそれぞれ得られる電流値が入力される。

図２は、制御部２００の詳細を示すブロック図である。
制御部２００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０、第２インバータ制御部２２０、および第１インバータ制御部２３０から構成されている。以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０、第２インバータ制御部２２０および第１インバータ制御部２３０の制御動作について説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０は、第２インバータ入力電圧指令演算部２１１、電圧制御器２１２、電流制御器２１３、ＤＣ／ＤＣコンバータスイッチング信号決定部２１４、および補正値演算部２１５から構成されている。そして、このＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０は、後述の第２インバータ電流指令演算部２２２より算出したｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊と、第２インバータ電圧指令演算部２２３より算出したｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊と、電圧センサ４１で検出される直流リンク電圧Ｖｉｎと、電圧センサ４２で検出される第２インバータ入力電圧Ｖｄｃと、電流センサ４３で検出されるリアクトル電流ＩＬとに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０を制御する。

ここに、第２インバータ入力電圧指令演算部２１１は、第２インバータ電流指令演算部２２２より算出したｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊と、第２インバータ電圧指令演算部２２３より算出したｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊とに基づいて、第２インバータ入力電圧指令Ｖｄｃ＊を出力する。

すなわち、この第２インバータ入力電圧指令Ｖｄｃ＊は、第２インバータ電流指令演算部２２２からのｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊と、第２インバータ電圧指令演算部２２３からのｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊とに基づいて、第２交流モータ２２に対する入力電力を算出し、入力電力の値によって第２インバータ入力電圧指令Ｖｄｃ＊を決めている。なお、第２インバータ入力電圧指令Ｖｄｃ＊の決め方としては、上記以外に第２交流モータ２２の回転数より決定してもよい。

電圧制御器２１２は、第２インバータ入力電圧指令演算部２１１より決められた電圧指令Ｖｄｃ＊と第２インバータ入力電圧Ｖｄｃとの差分を取った値に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧制御用のリアクトル電流指令ＩＬ＊１が出力される。この場合、電圧制御器２１２は、比例制御と積分制御で構成されるＰＩ制御器、比例制御と積分制御と微分制御器で構成されるＰＩＤ制御器が一般的に用いられるが、比例制御と積分制御と微分制御いずれかの組み合わせであればよい。

電圧制御器２１２より出力されたリアクトル電流指令ＩＬ＊１は、後に詳述する補正値演算部２１５から出力されたリアクトル電流補正値ΔＩＬと加算されて補正されたリアクトル電流指令ＩＬ＊２（＝ＩＬ＊１＋ΔＩＬ）となり、その後、電流センサ４３で検出されたリアクトル電流ＩＬとの差分を取り、電流制御器２１３に入力される。電流制御器２１３は、この入力された値に基づいてスイッチング素子３１におけるスイッチング周期のオン時間の割合であるオンデューティＤが出力される。この場合の電流制御器２１３についても、電圧制御器２１２と同じく、比例制御と積分制御と微分制御いずれかの組み合わせであればよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータスイッチング信号決定部２１４は、上記の電流制御器２１３より出力されたオンデューティＤに基づいて、スイッチング素子３１をＯＮ／ＯＦＦさせる信号Ｓ０を出力する。これにより、第２インバータ入力電圧Ｖｄｃが制御される。

次に、第２インバータ制御部２２０の構成および制御動作について説明する。
第２インバータ制御部２２０は、第２インバータ速度指令出力器２２１、第２インバータ電流指令演算部２２２、第２インバータ電圧指令演算部２２３、第２インバータＰＷＭ信号発生部２２４、および第２インバータスイッチング信号決定部２２５から構成されている。

第２インバータ速度指令出力器２２１は、第２交流モータ２２の回転速度の制御目標となる第２インバータ速度指令ω２＊を出力する。第２インバータ電流指令演算部２２２は、第２インバータ速度指令出力器２２１から出力される第２インバータ速度指令ω２＊と、第２インバータ入力電圧Ｖｄｃと、第２交流モータ２２の回転角度θ２とに基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を出力する。

この場合の第２交流モータ２２の回転角度θ２を求めるには、第２交流モータ２２に図示しない位置検出センサを設置するか、あるいは第２交流モータ２２に流れるｕ相電流Ｉｕ２およびｖ相電流Ｉｖ２に基づいてモータの回転角度θ２を状態推定して求めることができる。

第２インバータ電圧指令演算部２２３は、第２インバータ電流指令演算部２２２より出力されたｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊と、第２交流モータ２２のｕ相電流Ｉｕ２およびｖ相電流Ｉｖ２とに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊を出力する。

すなわち、第２交流モータ２２のｕ相電流Ｉｕ２およびｖ相電流Ｉｖ２よりｗ相電流Ｉｗ２を算出し、第２交流モータ２２の回転角度θ２に基づいて、二相三相変換してｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２を算出する。その後、第２インバータのｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊と、ｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２との差分を取ることで、ｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊を決定する。

第２インバータＰＷＭ信号発生部２２４は、第２インバータ電圧指令演算部２２３から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊に基づいて、第２インバータ１２の各相のデューティーＤｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２が出力される。

第２インバータスイッチング信号決定部２２５は、第２インバータＰＷＭ信号発生部２２４より出力された各相のデューティーＤｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２に基づいて、第２インバータ１２の各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせる信号Ｓ２を出力する。その結果、第２インバータ１２からは、第２インバータ入力電圧ＶｄｃをＰＷＭ制御したパルス波形電圧（以下、ＰＷＭ電圧と称する）が発生し、これによって第２交流モータ２２が駆動される。

次に、第１インバータ制御部２３０の構成および制御動作について説明する。
第１インバータ制御部２３０は、第１インバータ速度指令出力器２３１、第１インバータ電流指令演算部２３２、第１インバータ電圧指令演算部２３３、第１インバータＰＷＭ信号発生部２３４、および第１インバータスイッチング信号決定部２３５から構成されている。

第１インバータ速度指令出力器２３１は、第１交流モータ２１の回転速度の制御目標となる第１インバータ速度指令ω１＊を出力する。第１インバータ電流指令演算部２３２は、第１インバータ速度指令出力器２３１から出力される第１インバータ速度指令ω１＊と、直流リンク電圧Ｖｉｎと、第１交流モータ２１の回転角度θ１とに基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ１＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を出力する。

この場合の第１交流モータ２１の回転角度θ１を求めるには、第１交流モータ２１に図示しない位置検出センサを設置するか、あるいは第１交流モータ２１に流れるｕ相電流Ｉｕ１およびｖ相電流Ｉｖ１に基づいてモータの回転角度θ１を状態推定して求めることができる。

第１インバータ電圧指令演算部２３３は、第１インバータ電流指令演算部２３２より出力されたｄ軸電流指令Ｉｄ１＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ１＊と、第１交流モータ２１のｕ相電流Ｉｕ１およびｖ相電流Ｉｖ１とに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ１＊を出力する。

すなわち、第１交流モータ２１のｕ相電流Ｉｕ１およびｖ相電流Ｉｖ１よりｗ相電流Ｉｗ１を算出し、第１交流モータ２１の回転角度θ１に基づいて、二相三相変換してｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ２を算出する。その後、第１インバータ１１のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊と、ｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ１の差分を取ることで、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ１＊を決定する。

第１インバータＰＷＭ信号発生部２３４は、第１インバータ電圧指令演算部２３３から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ１＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ１＊に基づいて、第１インバータ１１の各相のデューティーＤｕ１、Ｄｖ２、Ｄｗ３を出力する。

第１インバータスイッチング信号決定部２３５は、第１インバータＰＷＭ信号発生部２３４より出力された各相のデューティーＤｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１に基づいて、第２インバータ１２の各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせる信号Ｓ１を出力する。その結果、第１インバータ１１からは、直流リンク電圧ＶｉｎをＰＷＭ制御したＰＷＭ電圧が発生し、これによって第１交流モータ２１が駆動される。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０に設けられている補正値演算部２１５の制御動作について詳しく説明する。
補正値演算部２１５は、図３のフローチャートに示すように、まず、電圧センサ４１で検出された直流リンク電圧Ｖｉｎを入力する（ステップＳ３０１）。次いで、直流リンク電圧Ｖｉｎを予め設定された所定の電圧Ｖｉｎ１と比較し（ステップＳ３０２）、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１より低い場合（Ｖｉｎ≦Ｖｉｎ１）はリアクトル電流補正値ΔＩＬの出力は０となり（ステップＳ３０４）、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は通常動作する。これに対して、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１よりも高い場合（Ｖｉｎ＞Ｖｉｎ１）には、一定のリアクトル電流補正値ΔＩＬを出力する（ステップＳ３０３）。

この場合の上記の所定の電圧Ｖｉｎ１は、整流回路３から出力される電圧よりも高く、かつ、第１コンデンサ６およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０を構成するスイッチング素子３１またはダイオード３２などの回路素子の耐電圧以下に設定される。交流電源２と整流回路３とからなる直流電源４は、その出力電圧が変動するため、この場合は変動する電圧値の最大値以上に所定の電圧Ｖｉｎ１を設定する必要がある。

次に、この実施の形態１における電力変換装置１の全体的な動作について説明する。
まず、通常時の動作について述べる。通常動作時は、制御部２００から第１インバータ１１および第２インバータ１２に対して、それぞれ速度指令ω１＊、ω２＊に基づくＰＷＭ制御用の信号Ｓ１、Ｓ２が出力され、これによって第１交流モータ２１および第２交流モータ２２が所定の速度で回転する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は第２インバータ１２の運転状況に基づいて、第２インバータ入力電圧Ｖｄｃを制御する。

この時、第１インバータ１１および第２インバータ１２が共に力行の場合、直流リンク電圧Ｖｉｎおよび第２インバータ入力電圧Ｖｄｃの電圧は上昇しない。また、第１インバータ１１から電力が回生したとしても、その電力に対してＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電力が大きい場合には直流リンク電圧Ｖｉｎは上昇しない。

次に、直流リンク電圧Ｖｉｎが上昇した場合の動作について、図４の動作波形図を参照して説明する。なお、第１インバータ１１の回生電力に対して、第２インバータ１２の出力電力の方が大きい場合には、直流リンク電圧Ｖｉｎは上昇しないので、第１インバータ１１の回生電力に対して、第２インバータ１２の出力電力が小さい場合に直流リンク電圧Ｖｉｎが上昇する場合の前提条件となる。

ここで、図４において、４つの波形の内、図４（ａ）は第１交流モータ２１の電力波形、図４（ｂ）は直流リンク電圧Ｖｉｎの波形、図４（ｃ）はリアクトル電流補正値ΔＩＬの波形、図４（ｄ）は補正後のリアクトル電流指令ＩＬ＊２の波形をそれぞれ示している。そして、第１交流モータ２１の電力波形は、正の値の時に力行、負の値の時に回生となる。また、直流リンク電圧Ｖｉｎの波形は、実線が補正値演算部２１５を設けた場合、破線が補正値演算部２１５を設けない場合を示している。

時間ｔ１において、第１交流モータ２１から第１インバータ１１を経由して電力が回生し始める。その後、時間ｔ２になると直流リンク電圧Ｖｉｎが上昇する。

この実施の形態１では、第１交流モータ２１から第１インバータ１１を経由して電力が回生する条件として、ここでは第１インバータ１１が第１交流モータ２１を速度一定に制御している条件下で、第１交流モータ２１に定常時とは逆向きに外力が働いた場合を想定している。

なお、電力が回生する条件としては、上記の場合に限定するものではなく、例えば、第１インバータ１１が停止の状態、すなわち全てのスイッチング素子がＯＦＦしている状態で、第１交流モータ２１が外力により回転した場合にも第１交流モータ２１による巻き線の誘起電圧によって電力が回生する場合であってもよい。

時間ｔ２より直流リンク電圧Ｖｉｎが上昇し始めた後に、時間ｔ３において直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１より高くなると、補正値演算部２１５から一定のリアクトル電流補正値ΔＩＬが出力される。その後、時刻ｔ４において所定の電圧Ｖｉｎ１より直流リンク電圧Ｖｉｎが低くなると、リアクトル電流補正値ΔＩＬの出力は０となる。なお、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１より高くなると、再び補正値演算部２１５からリアクトル電流補正値ΔＩＬが出力される。

このように、補正値演算部２１５からリアクトル電流補正値ΔＩＬが出力されることで定常時に比べて、第１交流モータ２１より回生した電力と第２インバータ１２の出力電力との差分の多くの電力はＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力へと供給され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のリアクトル３３および第２コンデンサ７に蓄積されるため、直流リンク電圧Ｖｉｎの上昇を抑制することが可能となる。なお、補正値演算部２１５を設けない場合には、直流リンク電圧Ｖｉｎが第１コンデンサ６等の耐電圧Ｖｅｄを超えるので、素子の破損を招く。

以上のように、本願の実施の形態１における電力変換装置１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０に補正値演算部２１５を設けて直流リンク電圧Ｖｉｎが過電圧になるのを抑制しているので、直流リンク電圧Ｖｉｎが第１コンデンサ６等の耐電圧Ｖｅｄを超えることがなく、素子の破損を防ぐことができ、電力変換装置１を保護することが可能となる。

実施の形態２．
図５は本願の実施の形態２における電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。この実施の形態２では、実施の形態１と比較して制御部２００の構成が一部異なっている。

すなわち、この実施の形態２の制御部２００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０と、第２インバータ制御部２２０と、第１インバータ制御部２３０から構成されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０および第１インバータ制御部２３０の構成および制御動作は、実施の形態１と同じであるので、ここでは詳しい説明を省略する。一方、第２インバータ制御部２２０については、その構成と制御動作が実施の形態１と異なる。

つまり、第２インバータ１２は、第２インバータ入力電圧ＶｄｃをＰＷＭ制御したＰＷＭ電圧を発生させることで第２交流モータ２２を駆動する点は、実施の形態１と同様であるが、この実施の形態２では、第２インバータ制御部２２０によって第２インバータ１２の出力電力、すなわち第２交流モータ２２の回転数が変更されるようにしている点が実施の形態１の場合と異なる。
以下、第２インバータ制御部２２０の構成、および制御動作について詳しく説明する。

第２インバータ制御部２２０は、第２インバータ速度指令出力器２２１、第２インバータ電流指令演算部２２２、実施の形態１に対して新たに付加された第２インバータ電流指令補正部２４０、第２インバータ電圧指令演算部２２３、第２インバータＰＷＭ信号発生部２２４、第２インバータスイッチング信号決定部２２５から構成されている。

第２インバータ速度指令出力器２２１は、第２交流モータ２２の回転速度の制御目標となる第２インバータ速度指令ω２＊を出力する。第２インバータ電流指令演算部２２２は、第２インバータ速度指令出力器２２１から出力される第２インバータ速度指令ω２＊と、第２インバータ入力電圧Ｖｄｃと、第２交流モータ２２の回転角度θ２に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ２ａ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２ａ＊を出力する。

この場合の第２交流モータ２２の回転角度θ２を求めるには、第２交流モータ２２に位置検出センサを設置するか、あるいは第２交流モータ２２のｕ相電流Ｉｕ２およびｖ相電流Ｉｖ２からモータの回転角度θ２を状態推定して求めることができる。

第２インバータ電流指令補正部２４０は、第２インバータ１２のｄ軸電流指令Ｉｄ２ａ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２ａ＊と、直流リンク電圧Ｖｉｎと、第２インバータ１２のｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊をいずれも入力し、実施の形態１の補正値演算部２１５の場合と同様に、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１を超えると、ｄ軸電流指令Ｉｄ２ａ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２ａ＊に対して補正をし、第２インバータ１２に対する補正されたｄ軸電流指令Ｉｄ２ｂ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２ｂ＊を出力する。

すなわち、第２インバータ電流指令補正部２４０は、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１よりも大きくなる（Ｖｉｎ＞Ｖｉｎ１）と、第１交流モータ２１より回生した電力よりも第２インバータ１２の出力する電力の方が大きくなるように、ｄ軸電流指令Ｉｄ２ａ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２ａ＊を補正したｄ軸電流指令Ｉｄ２ｂ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２ｂ＊を出力する。
なお、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１を超えていない場合（Ｖｉｎ≦Ｖｉｎ１）は、Ｉｄ２ａ＊およびＩｄ２ｂ＊と、Ｉｑ２ｂ＊およびＩｑ２ａ＊とは、それぞれ同じ値となり、通常動作を実行する。

第２インバータ電圧指令演算部２２３は、第２インバータ電流指令補正部２４０より出力されたｄ軸電流指令Ｉｄ２ｂ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２ｂ＊と、第２交流モータ２２のｕ相電流Ｉｕ２およびｖ相電流Ｉｖ２とに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊を出力する。

すなわち、第２交流モータ２２のｕ相電流Ｉｕ２およびｖ相電流Ｉｖ２よりｗ相電流Ｉｗ２を算出し、第２交流モータ２２の回転角度θ２に基づいて、二相三相変換してｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２を算出する。その後、第２インバータ１２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊と、ｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２の差分を取ることで、ｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊を決定する。

第２インバータＰＷＭ信号発生部２２４は、第２インバータ電圧指令演算部２２３から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊に基づいて、第２インバータ１２の各相のデューティーＤｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２を出力する。

第２インバータスイッチング信号決定部２２５は、第２インバータＰＷＭ信号発生部２２４より出力された各相のデューティーＤｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２に基づいて、第２インバータ１２の各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせる信号を出力する。その結果、第２インバータ１２からは、第２インバータ入力電圧ＶｄｃをＰＷＭ制御したＰＷＭ電圧が発生し、これによって第２交流モータ２２が駆動される。

この実施の形態２では、実施の形態１に対して、新たに第２インバータ電流指令補正部２４０を設けることで第２インバータ１２の出力電力を調整し、これに加えて、実施の形態１と同じ構成の補正値演算部２１５によって直流リンク電圧Ｖｉｎを制御するため、直流リンク電圧Ｖｉｎが過電圧になるのを確実に抑制することが可能である。

すなわち、実施の形態１では、第１交流モータ２１より回生した電力が定常時に比べて大きい場合には、その回生電力を補正値演算部２１５によってＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力へと供給していた。しかしながら、第２インバータ１２の出力電力すなわち第２交流モータ２２の回転数を変更していないため、第１交流モータ２１より回生した電力と第２インバータ１２の出力電力との差分は第２コンデンサ７およびリアクトル３３に蓄積させている。その場合、第２コンデンサ７およびリアクトル３３には蓄積可能な電力には限度あるため、第１交流モータ２１からの電力回生が継続すると、直流リンク電圧Ｖｉｎが次第に増加して過電圧になるのを十分に抑制できない場合があった。

これに対して、この実施の形態２では、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１を超えると、第２インバータ１２の出力電力すなわち第２交流モータ２２の回転数を変更して、第１交流モータ２１より回生した電力よりも第２インバータ１２が出力する電力が大きくなるように制御するため、第１交流モータ２１からの電力回生が長く継続した場合であっても、直流リンク電圧Ｖｉｎが過電圧になるのを確実に抑制することが可能である。

実施の形態３．
この実施の形態３では、実施の形態１と比較してＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２１０における補正値演算部２１５の制御内容が異なる。その他の部分は、実施の形態１と同じであるため、ここでは詳しい説明を省略する。

図６は本願の実施の形態３における補正値演算部の制御処理を説明するフローチャートである。
補正値演算部２１５は、電圧センサ４１で検出された直流リンク電圧Ｖｉｎを入力する（ステップＳ３０５）。次いで、直流リンク電圧Ｖｉｎを予め設定された所定の電圧Ｖｉｎ１と比較し（ステップＳ３０６）、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１より低い場合（Ｖｉｎ≦Ｖｉｎ１）はリアクトル電流補正値ΔＩＬの出力を０とし（ステップＳ３０８）、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は通常動作する。これに対して、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１よりも高い場合（Ｖｉｎ＞Ｖｉｎ１）には、直流リンク電圧Ｖｉｎの大きさに応じてリアクトル電流補正値ΔＩＬを変更するようにする（ステップＳ３０７）。なお、ここでの所定の電圧Ｖｉｎ１は、実施の形態１で説明したのと同様である。

具体的には、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１より大きくなった場合（Ｖｉｎ＞Ｖｉｎ１）には、実施の形態１では常に一定のリアクトル電流補正値ΔＩＬを出力していたが、この実施の形態３では、リアクトル電流補正値ΔＩＬを直流リンク電圧Ｖｉｎの大きさに応じて変化させる。すなわち、ΔＩＬ＝ｋ×Ｖｉｎ（ｋは比例定数）とすることで、直流リンク電圧Ｖｉｎが上昇するほど、リアクトル電流補正値ΔＩＬが比例的に大きくなるようにしている。

なお、上記の説明は、実施の形態１（図２）の制御部２００の構成を前提として、その補正値演算部２１５の制御処理をこの実施の形態３の内容に変更した場合であるが、実施の形態２（図５）の制御部２００について、その補正値演算部２１５の制御処理をこの実施の形態３の内容に変更することもできる。
その場合には、直流リンク電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｉｎ１を超えると、直流リンク電圧Ｖｉｎの大きさに応じたリアクトル電流補正値ΔＩＬ（＝ｋ×Ｖｉｎ）が出力されるので、定常時に比べて、第１交流モータ２１からの回生電力の多くがＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力へと供給され、また、第２インバータ電流指令補正部２４０を設けることで第２インバータ１２の出力電力が制御されるのと相まって直流リンク電圧Ｖｉｎが増加するのをさらに一層抑制することが可能となる。

このように、この実施の形態３では、直流リンク電圧Ｖｉｎが高いほど、補正値演算部２１５から出力されるリアクトル電流補正値ΔＩＬも大きくなるので、第１交流モータ２１から回生する電力が大きい場合、すなわち直流リンク電圧Ｖｉｎが高いときに、より多くの電力をＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力へと供給することができる。このため、より広範囲に直流リンク電圧Ｖｉｎが過電圧になるのを保護することができる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 電力変換装置、２ 交流電源、３ 整流回路、４ 直流電源、５ 直流リンク、
６ 第１コンデンサ、７ 第２コンデンサ、
１１ 第１インバータ（第１電力変換回路）、
１２ 第２インバータ（第２電力変換回路）、２１ 第１交流モータ（第１負荷）、
２２ 第２交流モータ（第２負荷）、３０ ＤＣ／ＤＣコンバータ（降圧回路）、
３１ スイッチング素子、３２ ダイオード、３３ リアクトル、４１ 電圧センサ、
４２ 電圧センサ、４３ 電流センサ、５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｂ 電流センサ、２００ 制御部、２１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部、
２１１ 第２インバータ入力電圧指令演算部、２１２ 電圧制御器、
２１３ 電流制御器、２１４ ＤＣ／ＤＣコンバータスイッチング信号決定部、
２１５ 補正値演算部、２２０ 第２インバータ制御部、
２２１ 第２インバータ速度指令出力器、２２２ 第２インバータ電流指令演算部、
２２３ 第２インバータ電圧指令演算部、２２４ 第２インバータＰＷＭ信号発生部、
２２５ 第２インバータスイッチング信号決定部、２３０ 第１インバータ制御部、
２３１ 第１インバータ速度指令出力器、２３２ 第１インバータ電流指令演算部、
２３３ 第１インバータ電圧指令演算部、２３４ 第１インバータＰＷＭ信号発生部、
２３５ 第１インバータスイッチング信号決定部、
２４０ 第２インバータ電流指令補正部、Ｖｉｎ 直流リンク電圧、
Ｖｄｃ 第２インバータ入力電圧、ＩＬ＊１ リアクトル電流指令、
ＩＬ＊２ リアクトル電流指令、ΔＩＬ リアクトル電流補正値。

Claims (5)

1. 直流電源の出力側には平滑用のコンデンサが並列接続されるとともに、上記コンデンサを介して第１電力変換回路と第２電力変換回路とが互いに並列接続され、上記第１電力変換回路には第１負荷が、上記第２電力変換回路には第２負荷がそれぞれ接続されている電力変換装置において、
   上記コンデンサと上記第２電力変換回路との間にＤＣ／ＤＣコンバータを設けるとともに、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ、上記第１電力変換回路、および上記第２電力変換回路の動作を制御する制御部を備え、
   上記制御部は、上記第１負荷からの電力が上記第１電力変換回路を経由して回生することで上記コンデンサの電圧が、上記コンデンサおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する素子の耐電圧に基づいて予め設定された基準電圧よりも大きくなった場合には、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流制御器に補正値を加えることで上記コンデンサの過電圧発生を抑制する電力変換装置。
2. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、リアクトルおよびスイッチング素子を備え、
   上記制御部は、上記コンデンサの電圧が上記基準電圧よりも大きくなった場合には、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧制御用のリアクトル電流指令を上記コンデンサの電圧に基づいて決定されるリアクトル電流補正値により補正する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記制御部は、上記コンデンサの電圧が上記基準電圧よりも大きくなった場合には、上記第１負荷より回生される電力よりも上記第２電力変換回路から上記第２負荷に供給される出力電力の方が大きくなるように上記第２電力変換回路の出力を制御する請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記制御部は、上記コンデンサの電圧が上記基準電圧よりも大きくなった場合には、上記リアクトル電流補正値を、上記コンデンサの電圧値の大きさに応じて大きくなる値に設定する請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
5. 上記第１電力変換回路と上記第２電力変換回路は、いずれも直流/交流変換を行うインバータで構成され、上記第１負荷と上記第２負荷は、いずれも交流モータで構成されることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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