JP7351013B2 - 電力変換装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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Description

本願は、電力変換装置および電動パワーステアリング装置に関するものである。
従来の電力変換装置及び電動パワーステアリング装置として、特許文献１の技術が知られている。同文献では、インバータの負極側のスイッチング素子に直列接続された電流検出用抵抗素子の出力信号に基づいて電流を検出するように構成されている。このインバータは、「下アーム３シャント電流検出方式インバータ」と呼ばれている。そして、さらなる装置の低コスト化を目的として、「母線１シャント電流検出方式インバータ」と呼ばれる電流検出方式を採用したインバータも普及している。
これらの電流検出方式は、直流電流センサ（ＤＣ－ＣＴ）を用いる電流検出方式を採用したインバータに比べ、電流検出のためのコストにおいて安価であるため、産業界に幅広く普及している。
特許第６２６６１６１号
下アーム３シャント電流検出方式インバータ、および母線１シャント電流検出方式インバータにおいては、その多くが、インバータの負極側入力端子と下アームスイッチング素子との間に電流検出用抵抗が挿入される。その結果、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗がインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗よりも、電流検出用抵抗が挿入された分大きくなる。
この電流検出用抵抗により、インバータの電圧に係る電圧指令値に、３次の高調波成分を重畳した際に、インバータから出力する相間電圧に３次の高調波成分(３次の電圧誤差)が含まれ、インバータの出力端子に接続される誘導性負荷に通電される電流にその基本波に対し３次の高調波成分が含まれる恐れがある。
これにより、例えば、誘導性負荷として交流回転機を用いる場合、その基本波に対し３次のトルクリップルを生じさせてしまい、結果として、交流回転機の回転ムラ、あるいは交流回転機の振動または騒音といった課題が生じる。
本願は、上述のような問題を解決するためになされたもので、３次高調波成分重畳に起因する３次高調波の影響を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
本願に開示される電力変換装置は、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有し、直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に出力するインバータ、
負荷を、指令された状態に制御するための電圧指令値を演算する電圧指令値算出部、
電圧指令値の基本波成分に対し３倍の周波数成分である３次高調波成分を加算して修正電圧指令値を演算する修正電圧指令値演算部、
を備え、
インバータは、修正電圧指令値に基づいて交流電圧に変換し、
下アームスイッチング素子とインバータの負極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗が、インバータの出力端子と負極側入力端子との間における導通抵抗から電流検出用抵抗を除いた値より大きくなるように設定され、
上アームスイッチング素子と正極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗がインバータの出力端子と正極側入力端子との間における導通抵抗から電流検出用抵抗を除いた値より大きくなるように設定されていることを特徴とする。
本願に開示される電力変換装置によれば、３次高調波成分重畳に起因するインバータ出力の３次高調波の影響を低減することができる
実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成図である。 実施の形態１に係る制御器のハードウェア構成を説明する図である。 実施の形態１に係る修正電圧指令値算出部で算出された振幅低減変調の挙動を説明する図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ制御部の動作を説明する図である。 ３相インバータの１相分の等価回路を示す図である。 ３相インバータの１相分の等価回路に実施の形態１に係る電流検出回路を追加した回路を示す図である。 実施の形態１に係る上アームスイッチング素子のスイッチング信号のオン電位と下アームスイッチング素子のスイッチング信号のオン電位の関係を説明する図である。 ３相インバータの１相分の等価回路に実施の形態１に係る電流検出回路を追加した別の回路を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成図である。 実施の形態２に係る修正電圧指令値算出部で算出された振幅低減変調の挙動を説明する図である。 インバータの出力端子と入力端子との間の導通抵抗とインバータに接続された交流回転電機のトルクとの関係を説明する図である。 実施の形態２に係る修正電圧指令値算出部で算出された振幅低減変調の挙動を説明する別の図である。 実施の形態３に係る電動パワーステアリング装置に電力変換装置を適用した概略構成図である。
以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、同一内容および相当部については同一符号を配し、その詳しい説明は省略する。以降の実施形態も同様に、同一符号を付した構成について重複した説明は省略する。
実施の形態１．
図１は、交流回転機１に電力を供給する本願の電力変換装置１００に係る全体構成図である。
交流回転機１は、ステータと、ステータの径方向内側に配置されたロータと、を備えている。ステータには、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが巻装されている。ロータには、永久磁石が設けられており、永久磁石式の同期回転機とされている。なお、交流回転機１は、ロータに電磁石が設けられている界磁巻線型の同期回転機、又はロータに永久磁石が設けられていない誘導機であってもよい。３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線されてもよいし、デルタ結線されてもよい。
ロータには、ロータの回転角度を検出するための回転検出回路２が備えられている。回転検出回路２には、レゾルバ、エンコーダ、またはＭＲ（Magneto Resistive）センサ等が用いられる。回転検出回路２の出力信号は、制御器７に入力される。
直流電源３は、インバータ６に電源電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源３として、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、またはＰＷＭ整流器等、電源電圧Ｖｄｃを出力する機器であれば、どのような機器であってもよい。直流電源３には、電源電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサが設けられ、電圧センサの出力信号が制御器７に入力されてもよい。制御器７は、検出した電源電圧Ｖｄｃを用いて、制御を行ってもよい。
遮断器４は、直流電源３とインバータ６とを遮断する機能を有し、インバータ６および制御器７により構成される電力変換装置１００のどこかに異常が生じた場合に、遮断を行い、直流電源３を保護する機能を有する。遮断器４としては、電磁接触器、または半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、サイリスタ)を用いてもよい。遮断器４は、電気抵抗Ｒｄｃを有する。
コンデンサ５は、インバータ６に入力される直流電圧Ｖｄｃを安定化させることを目的としてインバータ６に並列に接続される。よって、遮断器４を介して直流電源３と並列に接続されることになる。コンデンサ５を遮断器４に対し、インバータ６に近い側に接続する理由として、コンデンサ５を挿入する目的がインバータ６に入力される電圧を安定化させるためであり、電気抵抗Ｒｄｃと直流電源３の出力電流Ｉｄｃとの積であらわされる電圧降下の変動分を吸収させるためである。コンデンサ５は、正極側端子Ｃｐ、負極側端子Ｃｎを有する。
インバータ６は、コンデンサ５の正極側端子Ｃｐ(インバータ６の正極側入力端子に略等しい)に接続される正極側（以下、上アームと称す）のスイッチング素子ＳＰとコンデンサ５の負極側端子Ｃｎ (インバータ６の負極側入力端子に略等しい)に接続される負極側（以下、下アームと称す）のスイッチング素子ＳＮとが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相に対応して３セット設けている。そして、各相の直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の上アームスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の下アームスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＵ相の巻線Ｃｕに接続されている。Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の下アームスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＶ相の巻線Ｃｖに接続されている。Ｗ相の直列回路では、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の下アームスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＷ相の巻線Ｃｗに接続されている。
スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子ＳＰｕ～ＳＮｗのゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御器７に接続されている。各スイッチング素子ＳＰｕ～ＳＮｗは、制御器７から出力されたスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗによりオン又はオフされる。
電流検出回路８は、３相の下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗを流れる電流を検出するように構成されている。電流検出回路８は、各相の下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗに直列接続されたシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗを有している。すなわち、Ｕ相のシャント抵抗８ｕは、Ｕ相の下アームスイッチング素子ＳＮｕの負極側に直列接続されており、Ｖ相のシャント抵抗８ｖは、Ｖ相の下アームスイッチング素子ＳＮｖの負極側に直列接続されており、Ｗ相のシャント抵抗８ｗは、Ｗ相の下アームスイッチング素子ＳＮｗの負極側に直列接続されている。各相のシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗの両端電位差ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗが、制御器７に入力される。
なお、本実施の形態では、電流検出回路８は、３相の下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗを流れる電流を検出するように構成されているが、いずれか２相の下アームスイッチング素子を流れる電流を検出するように構成されてもよい。この場合は、３相の巻線電流の合計値がゼロになることを利用し、制御器７は、２相の電流検出値に基づいて、残りの１相の電流を算出してもよい。例えば、電流検出回路８が、Ｕ相及びＶ相の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒを検出し、制御器７は、Ｗ相の電流Ｉｗｒを、Ｉｗｒ＝－Ｉｕｒ－Ｉｖｒにより算出してもよい。
制御器７は、インバータ６を介して交流回転機１を制御する。図１に示すように、制御器７は、回転検出部３１、電流検出部３２、電流座標変換部３３、電流指令値算出部３５、ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１、電圧座標変換部３６２、修正電圧指令値算出部３６３、及びＰＷＭ制御部３７等を備えている。制御器７の各機能は、制御器７が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御器７は、図２に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。
演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転検出回路２、電流検出回路８等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオン、オフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。
そして、制御器７が備える図１の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御器７の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、回転検出部３１、電流検出部３２、電流座標変換部３３、電流指令値算出部３５、ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１、電圧座標変換部３６２、修正電圧指令値算出部３６３、ＰＷＭ制御部３７等が用いるゲイン、閾値等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御器７の各機能について詳細に説明する。
回転検出部３１は、回転検出回路２の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置（ロータの回転角度）θを検出する。ロータの磁極位置は、ロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに設定される。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。
電流検出部３２は、電流検出回路８の出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。すなわち、各相のシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗの両端電位差ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを、シャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗの抵抗値で除算して、各相の巻線の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。
電流検出回路８は、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗを流れる電流を検出するので、電流検出部３２は、下アームスイッチング素子がオンになるタイミングで、電流を検出する。また、後述するＰＷＭ制御部３７において、キャリア周期Ｔｃ毎に下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗがオンにされる。よって、電流検出部３２は、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗがオンになる、キャリア波周期Ｔｃの第１の自然数Ａ倍の周期である電流検出周期ＴＩｄｔ（＝Ａ×Ｔｃ）で、電流検出回路８の出力信号に基づいて、３相の巻線の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。本実施の形態では、電流検出回路８は、キャリア波ＣＡが山の頂点になる電流検出周期ＴＩｄｔ毎のタイミングで、電流を検出する。
電流座標変換部３３は、電流検出毎に、３相の巻線の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、ｄ軸及びｑ軸の座標系上のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。ｄ軸及びｑ軸の座標系は、ロータの磁極位置に同期して回転する２軸の回転座標系である。ｄ軸は、磁極位置θ（Ｎ極）の方向に定められ、ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定められる。具体的には、電流座標変換部３３は、３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。
電流指令値算出部３５は、トルク指令値Ｔ_ｒｅｆ、電源電圧Ｖｄｃ、及び回転角速度ω等に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。最大トルク電流制御、最大トルク電圧制御、弱め磁束制御、及びＩｄ＝０制御などの公知の電流ベクトル制御方法に従って、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。例えば、Ｉｄ＝０制御が行われる場合は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏがゼロに設定され（Ｉｄｏ＝０）、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、トルク指令値Ｔ_ｒｅｆに変換係数を乗算した値にされる。トルク指令値Ｔ_ｒｅｆは、制御器７内で演算されてもよいし、外部の制御装置から伝達されてもよい。
ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づき、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、ＰＩ（Proportional-Integral）制御等により変化させる電流フィードバック制御を行う。なお、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のためのフィードフォワード制御が行われてもよい。
電圧座標変換部３６２は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに変換する。この座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、正弦波になる。
修正電圧指令値算出部３６３は、正弦波の座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに対して、線間電圧を維持しつつ、３相の電圧指令値の振幅を低減する振幅低減変調を加える。そして、最終的な３相の電圧指令値である修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。
具体的には、修正電圧指令値算出部３６３は、式（１－１）に示すように、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの最小値Ｖｍｉｎ及び最大値Ｖｍａｘを判定し、最小値Ｖｍｉｎと最大値Ｖｍａｘとの加算値に０．５を乗算して、オフセット電圧Ｖｏｆｆを算出し、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃからオフセット電圧Ｖｏｆｆを減算して、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出してもよい。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Vmax=MAX(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×(Vmin+Vmax) 式(1-1)
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff
Vwo=Vwoc-Voff
式（１―１）の振幅低減変調の挙動を図３に示す。上段のグラフに座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃを示す。座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、－Ｖｄｃ／２から＋Ｖｄｃ／２の範囲を超過しており、電圧飽和が生じている。一方、下段のグラフの振幅低減変調後の３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏでは、－Ｖｄｃ／２から＋Ｖｄｃ／２の範囲内に収まっており、電圧飽和の発生が防止できている。
図３において、中段のグラフのオフセット電圧Ｖｏｆｆの波形に着目すると、電圧指令値Ｖｕｏｃ～Ｖｗｏｃの基本波に対して３倍の周波数で変動する３次高調波成分となっている。オフセット電圧Ｖｏｆｆは、このように電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの周波数の３倍の周波数で変動する３次高調波成分を対象とする。
ＰＷＭ制御部３７は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれと、キャリア周期Ｔｃで振動するキャリア波ＣＡとを比較することにより、スイッチング素子をオンオフ制御する。キャリア波ＣＡは、キャリア周期Ｔｃで、０を中心に電源電圧の半分値、Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされている。
図４に示すように、ＰＷＭ制御部３７は、各相について、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを下回った場合は、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのスイッチング信号ＧＰｕ、ＧＰｖ、ＧＰｗをオン（図４中、電圧ＶＧｐ）し、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを上回った場合は、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのスイッチング信号ＧＰｕ、ＧＰｖ、ＧＰｗをオフ（図４中、電圧０）する。
一方、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを下回った場合は、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗのスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗをオフ（図４中、電圧０）し、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを上回った場合は、下アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗをオン（図４中、電圧ＶＧｎ）する。なお、各相について、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのオン期間と下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗのオン期間との間には、上アーム及び下アームスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。
ここで述べているスイッチング信号とは、スイッチング素子を制御するための信号であり、ＩＧＢＴであればエミッタＥを基準電位としたゲートＧの電位信号、ＭＯＳＦＥＴであればソースＳを基準電位としたゲートＧの電位信号である。ここで、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのスイッチング信号ＧＰｕ、ＧＰｖ、ＧＰｗのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗのスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗのオン電位ＶＧｎはともに、スイッチング素子をオンさせるのに必要な値に設定されるが、両者の関係は、「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」とし、この理由は後述する。
図４に示すように、キャリア波ＣＡの山の頂点を中心にした区間Ｂにおいて、３相全ての下アームスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗがオンになっており、この区間Ｂにおいて、電流検出回路８により３相の巻線に流れる電流を検出できる。本実施の形態では、上述したように、電流検出部３２は、キャリア波ＣＡの山の頂点のタイミングで、電流を検出するように構成されている。
次に、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗとインバータ６の負極側入力端子との間にシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗを接続する場合において、先に述べた「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」とすることの利点について詳細に説明する。
図５は、インバータ６の１相分の等価回路である。正極側入力端子の電位をＶｐ、負極側入力端子の電位をＶｎとする。ただし、直流電圧Ｖｄｃより、Ｖｐ－Ｖｎ＝Ｖｄｃとなる。下アームスイッチング素子ＳＮの導通抵抗をＲｎ、上アームスイッチング素子ＳＰの導通抵抗をＲｐとする。
上アームスイッチング素子ＳＰ、下アームスイッチング素子ＳＮの中間に出力端子が接続され、その電位を、出力端子電位Ｖｏｕｔとする。
ここで、上アームスイッチング素子ＳＰのＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃに対するオンの割合（デューティ）をＤとすると、出力端子電位Ｖｏｕｔは以下の式となる。
Vout=D×(Vp-Rp×i)＋(1-D)×(Vn-Rn×i) 式(1-2)
ここで、Ｖｎ＝０、Ｖｐ＝Ｖｄｃとすると、式(１－２)は以下となる。
Vout=D×Vdc+D×(Rn-Rp)×i-Rn×i 式(1-3)
同様に考えると、Ｕ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｖは、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖのＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃに対するオンの割合を、Ｄｕ、Ｄｖとすると、次式となる。
Vout_u=Du×Vdc+(1-Du)×(Rn-Rp)×iu-Rn×iu 式(1-4)
Vout_v=Dv×Vdc+(1-Dv)×(Rn-Rp)×iv-Rn×iv 式(1-5)
ここで、オフセット電圧Ｖｏｆｆを重畳した場合、オフセット電圧Ｖｏｆｆの重畳に起因する上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖのＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃに対するオンの割合の変動分をΔＤとすると、次式となる。
Vout_u=(Du+ΔD)×Vdc+(1-(Du+ΔD))×(Rn-Rp)×iu-Rn×iu 式(1-6)
Vout_v=(Dv+ΔD)×Vdc+(1-(Dv+ΔD))×(Rn-Rp)×iv-Rn×iv 式(1-7)
ここで、導通抵抗Ｒｎと導通抵抗Ｒｐとを等しくする（Ｒｎ＝Ｒｐ)と、Ｕ相とＶ相間の相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖは以下となる。
Vout_uv=Vout_u－Vout_v=(Du－Dv)×Vdc-Rn×(iu-iv) 式(1-8)
相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖに変動分ΔＤが含まれないので、オフセット電圧Ｖｏｆｆの重畳の影響は相間電圧には出ない。従って、交流回転機１の電流は相間電圧に基づいて流れるので、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は交流回転機１を流れる電流には表れない。
以上より、図５に示すように、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎと、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐとを等しくすることがよい。
一般に導通抵抗は、スイッチング素子に入力されるスイッチング信号のオン電位に依存し、オン電位が高いほど導通抵抗が下がる傾向にある。よって、インバータ効率を上げたい場合、オン電位を高くし、導通抵抗を下げることが行われる。
本実施の形態では、導通抵抗ＲｐとＲｎを揃えることが相間電圧にオフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響を低減する上で良いので、上アームスイッチング素子ＳＰ、下アームスイッチング素子ＳＮに入力されるスイッチング信号のオン電位ＶＧｐ、ＶＧｎを等しく設定することで、結果的に導通抵抗ＲｐとＲｎとが等しくなる。
次に、図６に、図５に対し、下アームスイッチング素子ＳＮに直列接続された抵抗Ｒを有する電流検出回路８を追加した場合を考える。(図１のインバータ６の１相分の等価回路と考えてよい)。この場合、図５におけるインバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎを、図６においては、Ｒｎ＋Ｒとすることで同様の議論ができる。
図６に対しては、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳後の、Ｕ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｖは、式(１―６)、式(１―７)において、導通抵抗ＲｎをＲｎ＋Ｒに置きなおせばよいから、次式のようになる。
Vout_u=(Du+ΔD)×Vdc+(1-(Du+ΔD))×(Rn+R-Rp)×iu-(Rn+R)×iu 式(1-9)
Vout_v=(Dv+ΔD)×Vdc+(1-(Dv+ΔD))×(Rn+R-Rp)×iv-(Rn+R)×iv 式(1-10)
ここで、先と同じように、導通抵抗Ｒｎ＝Ｒｐとおくと、Ｕ相、Ｖ相間の相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖは以下となる
Vout_uv=Vout_u－Vout_v=(Du－Dv)×Vdc-ΔD×R×(iu-iv)-(Rn+R)×(iu-iv)
式(1-11)
式（１－１１）から明らかなように、相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖに変動分ΔＤが含まれる。従って、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖに現れる。これは、図３に示したように、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波を重畳するので、相間電圧に３次高調波が重畳し、結果として、交流回転機１のトルクに３次のトルクリップルが生じるためである。
そこで、先に述べたように、本実施の形態では、上アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと、下アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎの関係において、「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」を満たすようにする。すなわち、図７のグラフに示すような関係とする。図７には、オン電位ＶＧが、ＶＧ＝ＶＧｎ、ＶＧ＝ＶＧｐ、およびＶＧ＝０の場合の特性を示しており、ＶＧｎ＞ＶＧｐ＞０である。図7中、横軸は、ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓ、縦軸はドレイン電流Ｉｄを示している。
図７中、飽和領域において、グラフの傾きが緩やかであるほど、導通抵抗が増大することを意味する。すなわち、図７で示されているように、導通抵抗Ｒｎ、Ｒｐはそれぞれ、
Rn=ΔVds_n/ΔId_n 式(1-12)
Rp=ΔVds_p/ΔId_p 式(1-13)
で示される。
その結果、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐが、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎより大きくなる。より理想的には、Ｒｐ＝Ｒｎ＋Ｒを満たすように、上アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎを設定する。これにより、式(１―９)、(１―１０)はそれぞれ次式のようになる。
Vout_u=(Du+ΔD)×Vdc-(Rn+R)×iu 式(1-14)
Vout_v=(Dv+ΔD)×Vdc-(Rn+R)×iv 式(1-15)
式(１―９)、式(１―１０)に比べ、右辺第２項が消去できる。その結果、相間電圧Vout_uvは以下のようになる。
Vout_uv=Vout_u－Vout_v=(Du－Dv)×Vdc-(Rn+R)×(iu-iv) 式(1-16)
これにより、相間電圧に変動分ΔＤが含まれないので、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は相間電圧にでない。交流回転機１の電流は相間電圧に基づいて流れるので、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は交流回転機1を流れる電流には表れない。
以上より、図６に示すようなインバータにおいては、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎとインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐとにおいて、理想的には「Ｒｐ＝Ｒｎ＋Ｒ」を満たすようにすることが好ましい。しかしながら、スイッチング信号のオン電位ＶＧは、多少変動すること、およびスイッチング素子の熱特性でＲｐ、Ｒｎが変動することを考慮すると、一致させられない場合も実用上は起こる。そのような場合、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように設定する。具体的には、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐが、インバータの出力端子と負極側入力端子との間における導通抵抗のうち、電流検出用抵抗Ｒを除いた導通抵抗Ｒｎより大きくなるように設定することで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
従って、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎとインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐとの差異が修正され、３次高調波成分重畳に起因する３次高調波の影響を低減することが可能となる。
なお、上述したオン電位の設定は、スイッチング素子へのオン指令信号（ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴならばゲート電圧、バイポーラトランジスタならばベース電流）で行ってもよい。オン指令信号の値を小さくすれば、導通抵抗が増大する。
以上は、下アーム３シャント電流検出方式インバータについて述べたが、本実施の形態は母線１シャント電流検出方式インバータにも適用できる。なぜならば、母線１シャント電流検出方式インバータにおいても、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｎ＋Ｒ」であり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗はＲｐであるため、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗が大きい。よって、本実施例と同様に、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように設定することで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
以上の説明においては、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように、上アームスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎの関係において、「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」を満たすように説明したが、下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に電流検出用抵抗Ｒを接続する場合においては、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすことで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減するので、例えば、「ＶＧｎ＝ＶＧｐ」とした状態においても、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように、同一スイッチング信号のオン電位で、上アームスイッチング素子の導通抵抗が下アームスイッチング素子の導通抵抗より大きくなるように、上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を選択してもよい。
一般に、スイッチング素子の性能はその導通抵抗で決まる。導通抵抗が低いほど、インバータの効率が上がるので良いとされるが、ここでは、上アームスイッチング素子の導通抵抗が下アームスイッチング素子の導通抵抗より大きくなるようにしたいので、あえて、下アームスイッチング素子に比べて上アームスイッチング素子に低級な(導通抵抗の大きい)製品を適用して、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たしてもよい。これにより、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
すなわち、ＭＯＳＦＥＴをはじめとして、パワースイッチング素子の性能は導通抵抗に依存し、導通抵抗が高いほど性能が低い（安い）。よって上アームスイッチング素子に導通抵抗の高いものを使用することで、パワースイッチング素子の値段を下げたうえで、３次高調波の影響を低減できる。
また、図１に対し、図８に一相分等価回路を示すように、３相の上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗを流れる電流を検出するように、スイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗに電流検出回路８が直列に接続されるように構成されている場合も同様に考えればよい。この場合、理想的には「Ｒｎ＝Ｒｐ＋Ｒ」、現実的には「Ｒｐ＜Ｒｎ」を満たすように、上アームスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎの関係において、「ＶＧｎ＜ＶＧｐ」に設定する。または、同一オン電位の状態で、下アームスイッチング素子の導通抵抗Ｒｎが上アームスイッチング素子の導通抵抗Ｒｐより大きくなるように、スイッチング素子を選択してもよい。すなわち、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗が、インバータの出力端子と正極側入力端子との間における導通抵抗のうち、電流検出用抵抗を除いた導通抵抗より大きく設定することで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
また、下アームスイッチング素子と負極側入力端子との間に電流検出用抵抗Ｒを備える構成において、上アームスイッチング素子とコンデンサ５の正極側端子Ｃｐとの間に少なくとも１つの抵抗Ｒ１を挿入することで、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗とインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗とのアンバランスを低減してもよい。これにより、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
また、上アームスイッチング素子と正極側入力端子との間に電流検出用抵抗Ｒを備える構成において、下アームスイッチング素子とコンデンサ５の負極側端子Ｃｎとの間に少なくとも１つの抵抗Ｒ２を挿入することで、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗とインバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗とのアンバランスを低減してもよい。これにより、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を出す構成としてもよい。
なお、本明細書で述べている導通抵抗Ｒｐは、上アームスイッチング素子の導通抵抗に加え上アームスイッチング素子の正極側入力端子からコンデンサ５の正極側端子Ｃｐまでの配線抵抗を含めて考えてもよいが、遮断器4の抵抗Ｒｄｃは含めない。また、本明細書で述べている導通抵抗Ｒｎは、下アームスイッチング素子の導通抵抗に加え下アームスイッチング素子の負極側入力端子からコンデンサ５の負極側端子Ｃｎまでの配線抵抗を含めて考えてもよい。よって、「インバータの出力端子と正極側入力端子との間における導通抵抗」は、コンデンサ５の正極側端子Ｃｐから出力端子（Ｏｕｔ_ｕ、Ｏｕｔ_ｖ、Ｏｕｔ_ｗ）までの導通抵抗と考えてよく、「インバータの出力端子と負極側入力端子との間における導通抵抗」は、コンデンサ５の負極側端子Ｃｎから出力端子（Ｏｕｔ_ｕ、Ｏｕｔ_ｖ、Ｏｕｔ_ｗ）までの導通抵抗と考えてよい。このとき、コンデンサの端子からスイッチング素子までの配線抵抗がスイッチング素子の導通抵抗より十分に小さければ無視し、上下アームのスイッチング素子の導通抵抗で考えてもよい。
本実施の形態では、インバータ６に接続される負荷として交流回転機１について述べたが、インバータ６から見て電流源とみなせる負荷であればよい。よって、交流回転機をはじめとして、３相の誘導性負荷であればよい。
実施の形態２．
実施の形態２に係る電力変換装置について、図９により説明を行う。実施の形態２が実施の形態１と異なる点は、修正電圧指令値算出部３６３ａである。
修正電圧指令値算出部３６３ａは、以下の式（２―１）に示すように、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの最大値Ｖｍａｘを判定し、Ｖｄｃ／２から最大値Ｖｍａｘを減算して、オフセット電圧Ｖｏｆｆを算出し、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃからオフセット電圧Ｖｏｆｆを減算して、３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。
Vmax=MAX(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×Vdc-Vmax
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff 式(2-1)
Vwo=Vwoc-Voff
この場合における各部波形を図１０に示す。図１０中、上段は、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃを示す。上から２段目は、オフセット電圧Ｖｏｆｆであり、電圧指令値に対し、３倍の周波数で変動する、３次高調波成分となっていることがわかる。上から３段目は、３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏである。そして、最下段は、相間の電圧指令値Ｖｕｏ―Ｖｖｏ、Ｖｖｏ―Ｖｗｏ、Ｖｗｏ―Ｖｕｏである。３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの瞬時値で最大のものはインバータの出力可能な上限値Ｖｄｃ／２に一致していることがわかる。
下アーム３シャント電流検出方式を採用したインバータにおいて、修正電圧指令値を式(２―１)のような演算で得る。すなわち、修正電圧指令値のうち最大のものがインバータの出力可能な上限値（Ｖｄｃ／２）に一致するように３次高調波成分（Ｖｏｆｆ）を演算し、３次高調波成分を加算することにより、修正電圧指令値を演算する変調する(以下、上ベタ２相変調と称す)。
上ベタ２相変調を適用する利点について図４を参照して説明する。式(２―１)におけるＶｍａｘが常にＶｄｃ／２と一致しており（図１０の３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの瞬時値で最大のものはインバータの出力可能な上限値Ｖｄｃ／２に一致していることと等価）、Ｖｍａｘに一致する相は、キャリア波ＣＡの周期Ｔｃ中においてスイッチングをしない(常にＧＰがオンかつＧＮがオフ)。よって、他の変調で見られるように、区間ＢでのＶｍａｘの相のスイッチングが生じない利点がある。このことについては、図１０における、上から３段目の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのうち、瞬時値で最大の相が、常にＶｄｃ／２となっていることからもわかる。区間Ｂにてスイッチングが生じないことは、電流検出タイミング近傍でスイッチングが生じないことでもあり、上ベタ２相変調は、電流検出精度において優れる変調法と言える。
しかし、図９に示す下アーム３シャント電流検出方式インバータにおいては、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｎ＋Ｒ」であり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗はＲｐであるため、導通抵抗のアンバランスにより、図１１Ａの最下段のトルクＴの波形を見てわかるように、修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの基本波成分（あるいは、２段目の交流回転機1を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの基本波成分）に対して、３倍の周波数成分の脈動が重畳されていることが確認できる。
そこで、本実施の形態では、上ベタ２相変調の利点である電流検出精度を維持した上で、導通抵抗のアンバランス起因による３次高調波成分を低減するために、実施の形態１で詳細を述べたように、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐを、インバータの出力端子と負極側入力端子との間(電流検出用抵抗素子を除いた)の導通抵抗Ｒｎよりも大きく設定する（Ｒｐ＞Ｒｎ）。図１１Ｂは、Ｒｐ＞Ｒｎとなるように導通抵抗を設定した場合の各部波形であり、３段目のトルクＴに着目すると、図１１Ａに比べ、３次高調波成分が低減できていることがわかる。
以上により、上ベタ２相変調に、下アーム３シャント電流検出方式を組み合わせ、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐを、インバータの出力端子と負極側入力端子との間（電流検出用抵抗素子を除いた）の導通抵抗Ｒｎよりも大きく設定する（Ｒｐ＞Ｒｎ）ことで、電流検出値にスイッチングノイズ（ジョリジョリ音、スイッチング時刻と電流Ａ/Ｄ時刻が接近することにより、Ａ/Ｄ値に混入するノイズ）の混入を防ぎつつ、交流回転機１より生じるトルクの３次高調波成分を抑制できるといった顕著な効果を奏する。
以上は、下アーム３シャント電流検出方式インバータについて述べたが、本実施の形態は母線１シャント電流検出方式インバータにも適用できる。なぜならば、母線１シャント電流検出方式インバータにおいても、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｎ＋Ｒ」であり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗はＲｐであるため、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗が大きい。よって、母線１シャント電流検出方式インバータに本実施の形態を適用しても同様の効果が得られるのは言うまでもない。
また、図８のような、電流検出回路８が、３相の上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗを流れる電流を検出するように、ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗを直列に接続されるように構成されている場合（上アーム３シャント電流検出方式）、電流検出タイミングとスイッチング時刻が近接するのを避けるには、修正電圧指令値算出部３６３ａは以下のように計算する。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×Vdc+Vmin
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff 式(2-2)
Vwo=Vwoc-Voff
この場合における各部波形を図１２に示す。上段は、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃ、上から２段目は、オフセット電圧Ｖｏｆｆであり、電圧指令値に対し、３倍の周波数で変動する、３次高調波成分となっていることがわかる。上から３段目は、３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏである。そして、最下段は、相間の電圧指令値Ｖｕｏ―Ｖｖｏ、Ｖｖｏ―Ｖｗｏ、Ｖｗｏ―Ｖｕｏである。同図の３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの瞬時値で最小のものはインバータの出力可能な下限値「－Ｖｄｃ／２」に一致していることがわかる（下ベタ２相変調）。
この場合、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗はＲｎであり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｐ＋Ｒ」であるため、「Ｒｐ＝Ｒｎ」ならば、導通抵抗のアンバランスにより、交流回転機1のトルクに３次高調波が生じる。そこで、Ｒｐ＜Ｒｎを満たすように導通抵抗を与えることで、３次高調波成分を低減できる。
このように、上アーム３シャント電流検出方式と下ベタ２相変調を組み合わせ、上下アームの導通抵抗を揃えるようにすることで、下ベタ２相変調時の３次高調波のトルクリップル悪化を抑制することができる。
実施の形態３
次に、実施の形態３による電動パワーステアリング装置２００について説明する。実施の形態１および２においては、電力変換装置１００について説明したが、電力変換装置１００によって操舵トルクを補助するトルクを発生させ、電動パワーステアリング装置を構成するようにしても良い。実施の形態３においては、実施の形態１および２に対し、ハンドル９０１、前輪９０２、ギア９０３、トルク検出器９０４、モータトルク目標値演算部９０５が異なる。以下の説明では実施の形態１および２と異なる点について説明する。
図１３は、実施の形態３に係る電動パワーステアリングの構成を示す図である。図１３において、運転手は、ハンドル９０１を左右に回転させて前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０４は、ステアリング系の操舵トルクを検出し、検出トルクをモータトルク目標値演算部９０５に出力する。モータトルク目標値演算部９０５は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクＴを交流回転機１が発生するように、トルク検出器９０４の検出トルクに基づいて、交流回転機１に出力すべき制御指令としてモータトルクの目標値Ｔ_ｒｅｆを演算する。目標値Ｔ_ｒｅｆは、電力変換装置１００を構成する制御器７の電流指令値算出部３５に入力されることにより、インバータ６を介して、目標値Ｔ_ｒｅｆに応じて交流回転機１を制御する。交流回転機１は、ギア９０３を介して操舵トルクを補助するトルクを発生する。
このような電動パワーステアリング装置で重視されるのは、静粛性、装置コスト、装置サイズである。まず、装置コスト、装置サイズの観点では、「下アーム３シャント電流検出方式インバータ」、および「母線１シャント電流検出方式インバータ」による電流検出器を採用するのが有利である。しかしながら、これらの方式は、インバータの導通ラインに抵抗を挿入するものであるため、挿入することで、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とで導通抵抗にアンバランスを生じる。この影響が、電圧指令値にオフセット電圧(３次高調波成分)を加えると現れ、交流回転機１から３次高調波トルクリップルが生じる。そこで、本実施の形態においては、実施の形態１で説明したように、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐを、インバータの出力端子と負極側入力端子との間(電流検出用抵抗素子を除いた)の導通抵抗Ｒｎよりも大きくする（Ｒｐ＞Ｒｎ）ことによりこの問題の影響の低減を実現している。
なお、「上アーム３シャント電流検出方式」においても同様の効果が得られる。すなわち、実施の形態１で説明したように、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎを、インバータの出力端子と正極側入力端子との間（電流検出用抵抗素子を除いた）の導通抵抗Ｒｐよりも大きくする（Ｒｎ＞Ｒｐ）ことにより問題の影響の低減を実現できる。
以上のように、電動パワーステアリング装置では、静粛性が求められ、さらに、低電圧（１２Ｖ）、かつ高電流（例えば１００Ａ）なため、３相インバータの上下の導通抵抗の差に起因して、電圧脈動が電流脈動となり、トルク脈動を引き起こしノイズとなりやすい。実施の形態１および２において説明した電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用すると、３次高調波成分重畳による電圧利用率向上と静粛性の両立が可能となる。
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１：交流回転機、２：回転検出回路、６：インバータ、７：制御器、８：電流検出回路、３１：回転検出部、３２：電流検出部、３３：電流座標変換部、３５：電流指令値算出部、３７：ＰＷＭ制御部、１００：電力変換装置、２００：電動パワーステアリング装置、３６１：ｄｑ軸電圧指令値算出部、３６２：電圧座標変換部、３６３、３６３ａ：修正電圧指令値算出部、９０１：ハンドル、９０２：前輪、９０３：ギア、９０４：トルク検出器、９０５：モータトルク目標値演算部

Claims (10)

  1. 上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有し、直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に出力するインバータ、
    前記負荷を、指令された状態に制御するための電圧指令値を演算する電圧指令値算出部、
    前記電圧指令値の基本波成分に対し３倍の周波数成分である３次高調波成分を加算して、修正電圧指令値を演算する修正電圧指令値算出部、を備え、
    前記インバータは、前記修正電圧指令値に基づいて前記交流電圧に変換し、
    前記下アームスイッチング素子と前記インバータの負極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、前記インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗が、前記インバータの出力端子と前記負極側入力端子との間における導通抵抗のうち、前記電流検出用抵抗を除いた導通抵抗よりも大きくなるように設定され、
    前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、前記インバータの出力端子と前記負極側入力端子との間の導通抵抗が前記インバータの出力端子と前記正極側入力端子との間における導通抵抗のうち、前記電流検出用抵抗を除いた導通抵抗よりも大きくなるように設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合は、前記上アームスイッチング素子の導通抵抗を前記下アームスイッチング素子の導通抵抗に比べて大きくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合は、前記上アームスイッチング素子へのオン指令信号を、前記下アームスイッチング素子のオン指令信号に比べて小さくすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 前記修正電圧指令値算出部は、前記修正電圧指令値のうち最大のものが前記インバータの出力可能な上限値に一致するように前記３次高調波成分を演算することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 前記インバータは、３相インバータであり、各相の前記下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗が挿入されていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合においては、前記下アームスイッチング素子の導通抵抗を前記上アームスイッチング素子の導通抵抗に比べて大きくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合においては、前記下アームスイッチング素子へのオン指令信号を前記上アームスイッチング素子のオン指令信号に比べて小さくすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  8. 前記修正電圧指令値算出部は前記修正電圧指令値のうち最小のものが前記インバータの出力可能な下限値に一致するように前記３次高調波成分を演算することを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
  9. 前記インバータは、３相インバータであり、各相の前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗が挿入されていることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置と、前記負荷は交流回転機であって前記交流回転機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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