WO2022018841A1 - 電力変換装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

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inverter
arm switching
input terminal
current detection
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辰也 森
紘子 池田
建太 久保
迪 廣谷
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三菱電機株式会社
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    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output

Definitions

  • This application relates to a power conversion device and an electric power steering device.
  • Patent Document 1 The technique of Patent Document 1 is known as a conventional power conversion device and an electric power steering device.
  • the current is detected based on the output signal of the current detection resistance element connected in series to the switching element on the negative electrode side of the inverter.
  • This inverter is called a "lower arm 3 shunt current detection type inverter”.
  • bus 1 shunt current detection method inverter an inverter adopting a current detection method called "bus 1 shunt current detection method inverter” is also widespread.
  • DC-CT direct current sensor
  • the third-order harmonic component when the third-order harmonic component is superimposed on the voltage command value related to the voltage of the inverter, the third-order harmonic component (third-order voltage error) is added to the interphase voltage output from the inverter.
  • the current applied to the inductive load connected to the output terminal of the inverter contains a third-order harmonic component with respect to the fundamental wave.
  • the present application has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present application is to provide a power conversion device capable of reducing the influence of the third harmonic caused by the superposition of the third harmonic component. ..
  • the power converter disclosed in the present application is An inverter that has an upper arm switching element and a lower arm switching element, converts a DC voltage into an AC voltage, and outputs it to a load.
  • Voltage command value calculation unit that calculates the voltage command value to control the load to the commanded state
  • Corrected voltage command value calculation unit that calculates the corrected voltage command value by adding the third harmonic component, which is a frequency component that is three times the fundamental wave component of the voltage command value.
  • the inverter converts to AC voltage based on the corrected voltage command value
  • the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the positive electrode side input terminal is the output terminal of the inverter and the negative electrode side input. It is set to be larger than the value obtained by subtracting the current detection resistance from the conduction resistance between the terminals.
  • the conduction resistance between the inverter output terminal and the negative electrode side input terminal is between the inverter output terminal and the positive electrode side input terminal. It is characterized in that it is set to be larger than the value obtained by subtracting the current detection resistance from the conduction resistance between them.
  • the influence of the third harmonic of the inverter output due to the superimposition of the third harmonic component can be reduced.
  • FIG. It is an overall block diagram of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure explaining the hardware configuration of the controller which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure explaining the behavior of the amplitude reduction modulation calculated by the correction voltage command value calculation unit which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure explaining the operation of the PWM control unit which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the equivalent circuit for one phase of a three-phase inverter.
  • FIG. It is a figure explaining the relationship between the on-potential of the switching signal of the upper arm switching element and the on-potential of the switching signal of the lower arm switching element which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the other circuit which added the current detection circuit which concerns on Embodiment 1 to the equivalent circuit for one phase of a three-phase inverter.
  • FIG. It is an overall block diagram of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure explaining the behavior of the amplitude reduction modulation calculated by the correction voltage command value calculation unit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure explaining the relationship between the conduction resistance between an output terminal and an input terminal of an inverter, and the torque of an AC rotary electric machine connected to an inverter. It is another figure explaining the behavior of the amplitude reduction modulation calculated by the correction voltage command value calculation unit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a schematic block diagram which applied the power conversion apparatus to the
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of the power conversion device 100 of the present application that supplies electric power to the AC rotary machine 1.
  • the AC rotary machine 1 includes a stator and a rotor arranged radially inside the stator.
  • a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase winding Cu, Cv, and Cw are wound around the stator.
  • the rotor is provided with a permanent magnet, which is considered to be a permanent magnet type synchronous rotating machine.
  • the AC rotating machine 1 may be a field winding type synchronous rotating machine in which an electromagnet is provided in the rotor, or an induction machine in which the rotor is not provided with a permanent magnet.
  • the three-phase windings Cu, Cv, and Cw may be star-connected or delta-connected.
  • the rotor is provided with a rotation detection circuit 2 for detecting the rotation angle of the rotor.
  • a resolver, an encoder, an MR (Magneto Resistive) sensor, or the like is used for the rotation detection circuit 2.
  • the output signal of the rotation detection circuit 2 is input to the controller 7.
  • the DC power supply 3 outputs the power supply voltage Vdc to the inverter 6.
  • the DC power supply 3 may be any device as long as it is a device that outputs a power supply voltage Vdc, such as a battery, a DC-DC converter, a diode rectifier, or a PWM rectifier.
  • the DC power supply 3 may be provided with a voltage sensor for detecting the power supply voltage Vdc, and the output signal of the voltage sensor may be input to the controller 7.
  • the controller 7 may perform control using the detected power supply voltage Vdc.
  • the circuit breaker 4 has a function of cutting off the DC power supply 3 and the inverter 6, and when an abnormality occurs in any part of the power conversion device 100 composed of the inverter 6 and the controller 7, the circuit breaker 4 cuts off the DC power supply and direct current. It has a function of protecting the power supply 3.
  • an electromagnetic contactor or a semiconductor switching element MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), bipolar transistor, thyristor) may be used.
  • the circuit breaker 4 has an electrical resistance Rdc.
  • the capacitor 5 is connected in parallel to the inverter 6 for the purpose of stabilizing the DC voltage Vdc input to the inverter 6. Therefore, it is connected in parallel with the DC power supply 3 via the circuit breaker 4.
  • the reason for connecting the capacitor 5 to the side close to the inverter 6 with respect to the breaker 4 is that the purpose of inserting the capacitor 5 is to stabilize the voltage input to the inverter 6, and the electric resistance Rdc and the DC power supply 3 are used. This is to absorb the fluctuation of the voltage drop represented by the product of the output current Idc.
  • the capacitor 5 has a positive electrode side terminal Cp and a negative electrode side terminal Cn.
  • the inverter 6 includes a switching element SP on the positive electrode side (hereinafter referred to as an upper arm) connected to the positive electrode side terminal Cp of the capacitor 5 (which is substantially equal to the positive electrode side input terminal of the inverter 6) and the negative electrode side terminal Cn of the capacitor 5.
  • a series circuit (leg) in which a switching element SN on the negative electrode side (hereinafter referred to as a lower arm) connected to the negative electrode side input terminal of the inverter 6 is connected in series corresponds to each of the three phases. Three sets are provided. Then, the connection point of the two switching elements in the series circuit of each phase is connected to the winding of the corresponding phase.
  • the U-phase upper arm switching element SPu and the U-phase lower arm switching element SNu are connected in series, and the connection points of the two switching elements are connected to the U-phase winding Cu. It is connected.
  • the V-phase upper arm switching element SPv and the V-phase lower arm switching element SNv are connected in series, and the connection points of the two switching elements are connected to the V-phase winding Cv.
  • the W-phase upper arm switching element SPw and the W-phase lower arm switching element SNw are connected in series, and the connection points of the two switching elements are connected to the W-phase winding Cw.
  • an IGBT in which diodes are connected in antiparallel, a MOSFET, a bipolar transistor in which diodes are connected in antiparallel, etc. are used.
  • the gate terminals of the switching elements SPu to SNw are connected to the controller 7 via a gate drive circuit or the like.
  • Each switching element SPu to SNw is turned on or off by the switching signals GPU to GNw output from the controller 7.
  • the current detection circuit 8 is configured to detect the current flowing through the three-phase lower arm switching elements SNu, SNv, and SNw.
  • the current detection circuit 8 has shunt resistors 8u, 8v, 8w connected in series to the lower arm switching elements SNu, SNv, SNw of each phase. That is, the U-phase shunt resistor 8u is connected in series to the negative side of the U-phase lower arm switching element SNu, and the V-phase shunt resistor 8v is connected in series to the negative side of the V-phase lower arm switching element SNv.
  • the W-phase shunt resistor 8w is connected in series to the negative electrode side of the W-phase lower arm switching element SNw.
  • the potential differences between both ends VRu, VRv, VRw of the shunt resistors 8u, 8v, 8w of each phase are input to the controller 7.
  • the controller 7 controls the AC rotary machine 1 via the inverter 6.
  • the controller 7 includes a rotation detection unit 31, a current detection unit 32, a current coordinate conversion unit 33, a current command value calculation unit 35, a dq-axis voltage command value calculation unit 361, and a voltage coordinate conversion unit 362. It includes a correction voltage command value calculation unit 363, a PWM control unit 37, and the like.
  • Each function of the controller 7 is realized by the processing circuit provided in the controller 7.
  • the controller 7 includes an arithmetic processing unit 90 (computer) such as a CPU (Central Processing Unit), a storage device 91 for exchanging data with the arithmetic processing unit 90, and the like.
  • the arithmetic processing unit 90 includes an input circuit 92 for inputting an external signal, an output circuit 93 for outputting a signal from the arithmetic processing unit 90 to the outside, and the like.
  • the arithmetic processing device 90 is provided with an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an IC (Integrated Circuit), a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), various logic circuits, and various signal processing circuits. You may. Further, as the arithmetic processing unit 90, a plurality of the same type or different types may be provided, and each processing may be shared and executed.
  • the storage device 91 includes a RAM (RandomAccessMemory) configured to be able to read and write data from the arithmetic processing unit 90, a ROM (ReadOnlyMemory) configured to be able to read data from the arithmetic processing unit 90, and the like. Has been done.
  • the input circuit 92 includes various sensors and switches such as the rotation detection circuit 2 and the current detection circuit 8 connected to the input circuit 92, and includes an A / D converter and the like for inputting the output signals of these sensors and switches to the arithmetic processing device 90. ..
  • the output circuit 93 is provided with a drive circuit or the like to which an electric load such as a gate drive circuit for driving the switching element on and off is connected and a control signal is output from the arithmetic processing device 90 to these electric loads.
  • the arithmetic processing unit 90 executes software (program) stored in the storage device 91 such as a ROM, and the storage device 91, the input circuit 92, and the output circuit 93. It is realized by cooperating with other hardware of the controller 7 such as.
  • the setting data such as the gain and the threshold used by the unit 37 and the like are stored in the storage device 91 such as the ROM as a part of the software (program).
  • each function of the controller 7 will be described in detail.
  • the rotation detection unit 31 detects the magnetic pole position (rotation angle of the rotor) ⁇ of the rotor based on the output signal of the rotation detection circuit 2.
  • the magnetic pole position of the rotor is set in the direction of the north pole of the permanent magnet provided in the rotor.
  • the rotation detection unit 31 is configured to estimate the rotation angle (pole position) based on the current information obtained by superimposing the harmonic component on the current command value without using the rotation sensor. It is also good (so-called sensorless method).
  • the current detection unit 32 detects the currents Iur, Ivr, and Iwr flowing in the three-phase windings based on the output signal of the current detection circuit 8. That is, the potential differences VRu, VRv, VRw across the shunt resistances 8u, 8v, 8w of each phase are divided by the resistance values of the shunt resistances 8u, 8v, 8w to obtain the winding currents Iur, Ivr, Iwr of each phase. To detect.
  • the current coordinate conversion unit 33 sets the current detection values Iur, Ivr, and Iwr of the three-phase windings to the current detection values Idr and q-axis on the d-axis and q-axis coordinate systems for each current detection. Convert to the detected value Iqr.
  • the d-axis and q-axis coordinate systems are two-axis rotating coordinate systems that rotate in synchronization with the rotor magnetic pole positions.
  • the d-axis is defined in the direction of the magnetic pole position ⁇ (N pole), and the q-axis is defined in the direction advanced by 90 ° in electrical angle from the d-axis.
  • the current coordinate conversion unit 33 performs three-phase two-phase conversion and rotational coordinate conversion on the three-phase current detection values Iur, Ivr, and Iwr based on the magnetic pole position ⁇ , and the current detection value on the d-axis. It is converted into the current detection value Iqr of Idr and the q-axis.
  • the current command value calculation unit 35 calculates the current command values Ido and Iqo of the d-axis and the q-axis based on the torque command value T_ref, the power supply voltage Vdc, the rotation angular velocity ⁇ , and the like.
  • the torque command value T_ref may be calculated in the controller 7 or may be transmitted from an external control device.
  • the d-axis current detection value Idr approaches the d-axis current command value Ido
  • the q-axis current detection value Iqr approaches the q-axis current command value Iqo.
  • Current feedback control is performed to change the voltage command value Vdo and the voltage command value Vqo of the q-axis by PI (Proportional-Integral) control or the like.
  • feedforward control for non-interference between the d-axis current and the q-axis current may be performed.
  • the voltage coordinate conversion unit 362 performs fixed coordinate conversion and two-phase three-phase conversion on the d-axis and q-axis voltage command values Vdo and Vqo based on the magnetic pole position ⁇ , and performs three-phase voltage command after coordinate conversion. Convert to values Voc, Vvoca, Vwoc. The voltage command values Voc, Vvoca, and Vwoc of the three phases after this coordinate conversion become a sine wave.
  • the modified voltage command value calculation unit 363 reduces the amplitude of the three-phase voltage command value with respect to the three-phase voltage command values Vuoc, Vvoca, and Vwoc after the coordinate conversion of the sine wave while maintaining the line voltage. Add amplitude reduction modulation. Then, the corrected voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo, which are the final three-phase voltage command values, are calculated.
  • the modified voltage command value calculation unit 363 determines the minimum value Vmin and the maximum value Vmax of the three-phase voltage command values Vuoc, Vvoca, and Vwoc after the coordinate conversion. Then, multiply the sum of the minimum value Vmin and the maximum value Vmax by 0.5 to calculate the offset voltage Voff, and subtract the offset voltage Voff from the three-phase voltage command values Vuoc, Vvoca, and Vwoc after coordinate conversion. Then, the three-phase voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo may be calculated.
  • Vmin MIN (Vuoc, Vvoc, Vwoc)
  • Vmax MAX (Vuoc, Vvoc, Vwoc)
  • Voff 0.5 ⁇ (Vmin + Vmax) Equation (1-1)
  • Vuo Vuoc-Voff
  • Vvo Vvoc-Voff
  • Vwo Vwoc-Voff
  • FIG. 3 shows the behavior of the amplitude reduction modulation of the equation (1-1).
  • the upper graph shows the voltage command values Voc, Vvoca, and Vwoc of the three phases after coordinate conversion.
  • the three-phase voltage command values Vuoc, Vvoca, and Vwoc after the coordinate conversion exceed the range of ⁇ Vdc / 2 to + Vdc / 2, and voltage saturation occurs.
  • the three-phase voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo after the amplitude reduction modulation in the lower graph are within the range of ⁇ Vdc / 2 to + Vdc / 2, and the occurrence of voltage saturation can be prevented.
  • the offset voltage Voff Focusing on the waveform of the offset voltage Voff in the middle graph in FIG. 3, it is a third harmonic component that fluctuates at a frequency three times that of the fundamental wave of the voltage command values Vuoc to Vwoc.
  • the offset voltage Voff targets the third harmonic component that fluctuates at a frequency three times the frequency of the voltage command values Voc, Vvoca, and Vwoc in this way.
  • the PWM control unit 37 controls the switching element on and off by comparing each of the three-phase voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo with the carrier wave CA vibrating in the carrier period Tc.
  • the carrier wave CA is a triangular wave that oscillates with a carrier period Tc, a half value of the power supply voltage around 0, and an amplitude of Vdc / 2.
  • the switching signals GPu, GPv of the upper arm switching elements SPu, SPv, SPw , GPw is turned on (voltage VGp in FIG. 4), and when the carrier wave CA exceeds the voltage command values Vuo, Vvo, Vwo, the switching signals GPu, GPv, GPw of the upper arm switching elements SPu, SPv, SPw are set. Turn off (voltage 0 in FIG. 4).
  • the switching signals GNu, GNv, GNw of the lower arm switching elements SNu, SNv, SNw are turned off (voltage 0 in FIG. 4, voltage 0), and the carrier is used.
  • the switching signals GNu, GNv, and GNw of the lower arm switching element are turned on (voltage VGn in FIG. 4).
  • both the upper arm and the lower arm switching element are turned off between the on period of the upper arm switching elements SPu, SPv, SPw and the on period of the lower arm switching elements SNu, SNv, SNw.
  • a short circuit prevention period may be provided.
  • the switching signal described here is a signal for controlling the switching element.
  • the potential signal of the gate G with the emitter E as the reference potential and in the case of the MOSFET, the gate with the source S as the reference potential. It is a potential signal of G.
  • the on-potential VGp of the switching signals GPu, GPv, GPw of the upper arm switching elements SPu, SPv, SPw and the on-potential VGn of the switching signals GNu, GNv, GNw of the lower arm switching elements SNu, SNv, SNw are all switched. It is set to a value required to turn on the element, but the relationship between the two is "VGn> VGp", and the reason for this will be described later.
  • the current detection unit 32 is configured to detect the current at the timing of the peak of the carrier wave CA peak.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit for one phase of the inverter 6.
  • the potential of the positive electrode side input terminal is Vp
  • the potential of the negative electrode side input terminal is Vn.
  • Vp-Vn Vdc.
  • the conduction resistance of the lower arm switching element SN is Rn
  • the conduction resistance of the upper arm switching element SP is Rp.
  • An output terminal is connected between the upper arm switching element SP and the lower arm switching element SN, and the potential thereof is defined as the output terminal potential Vout.
  • the output terminal potential Vout is as follows.
  • Vout D ⁇ (Vp-Rp ⁇ i) + (1-D) ⁇ (Vn-Rn ⁇ i) Formula (1-2)
  • Vout D x Vdc + D x (Rn-Rp) x i-Rn x i Formula (1-3)
  • the U-phase terminal voltage Vout_u and the V-phase terminal voltage Vout_v are given by the following equations, where the ratio of the ON of the upper arm switching elements SPu and SPv to the period Tc of the PWM carrier wave is Du and Dv.
  • Vout_u Du ⁇ Vdc + (1-Du) ⁇ (Rn-Rp) ⁇ iu-Rn ⁇ iu Equation (1-4)
  • Vout_v Dv ⁇ Vdc + (1-Dv) ⁇ (Rn-Rp) ⁇ iv-Rn ⁇ iv Equation (1-5)
  • Vout_u (Du + ⁇ D) ⁇ Vdc + (1- (Du + ⁇ D)) ⁇ (Rn-Rp) ⁇ iu-Rn ⁇ iu equation (1-6)
  • Vout_v (Dv + ⁇ D) ⁇ Vdc + (1- (Dv + ⁇ D)) ⁇ (Rn-Rp) ⁇ iv-Rn ⁇ iv Equation (1-7)
  • the conduction resistance Rn between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side and the conduction resistance Rp between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side can be made equal. good.
  • the conduction resistance depends on the on-potential of the switching signal input to the switching element, and the higher the on-potential, the lower the conduction resistance tends to be. Therefore, when it is desired to increase the inverter efficiency, the on-potential is increased and the conduction resistance is decreased.
  • the switching signal input to the upper arm switching element SP and the lower arm switching element SN By setting the on-potentials VGp and VGn equally, the conduction resistance Rp and Rn become equal as a result.
  • the U-phase terminal voltage Vout_u and the V-phase terminal voltage Vout_v after the offset voltage Voff is superimposed can be changed by replacing the conduction resistance Rn with Rn + R in the equations (1-6) and (1-7). Since it is sufficient, the following equation is obtained.
  • Vout_u (Du + ⁇ D) ⁇ Vdc + (1- (Du + ⁇ D)) ⁇ (Rn + R-Rp) ⁇ iu- (Rn + R) ⁇ iu Equation (1-9)
  • Vout_v (Dv + ⁇ D) ⁇ Vdc + (1- (Dv + ⁇ D)) ⁇ (Rn + R-Rp) ⁇ iv- (Rn + R) ⁇ iv Equation (1-10)
  • the phase voltage Vout_uv between the U phase and the V phase is as follows.
  • the interphase voltage Vout_uv includes the fluctuation amount ⁇ D. Therefore, the effect of offset voltage Voff superimposition appears on the phase-to-phase voltage Vout_uv. As shown in FIG. 3, since the third harmonic is superimposed as the offset voltage Voff, the third harmonic is superimposed on the interphase voltage, and as a result, the torque of the AC rotating machine 1 is superimposed on the third harmonic. This is because ripple occurs.
  • VGn> VGp in the relationship between the on-potential VGp of the switching signal GP of the upper arm switching element and the on-potential VGn of the switching signal GN of the lower arm switching element.
  • the horizontal axis represents the drain-source voltage Vds
  • the vertical axis represents the drain current Id.
  • the conduction resistance Rp between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side becomes larger than the conduction resistance Rn between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side.
  • Vout_u (Du + ⁇ D) ⁇ Vdc- (Rn + R) ⁇ iu equation (1-14)
  • Vout_v (Dv + ⁇ D) ⁇ Vdc- (Rn + R) ⁇ iv Equation (1-15)
  • the conduction resistance Rp between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive side is the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative side, excluding the current detection resistance R.
  • the difference between the conduction resistance Rn between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side and the conduction resistance Rp between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side is corrected, which is caused by the superposition of the third harmonic component. It is possible to reduce the influence of the third harmonic.
  • the above-mentioned on-potential may be set by an on-command signal to the switching element (gate voltage in the case of MOSFET or IGBT, base current in the case of a bipolar transistor). If the value of the on-command signal is reduced, the conduction resistance increases.
  • the performance of a switching element is determined by its conduction resistance. It is said that the lower the conduction resistance is, the higher the efficiency of the inverter is. However, here, we want the conduction resistance of the upper arm switching element to be larger than the conduction resistance of the lower arm switching element. A low-grade product (having a large conduction resistance) may be applied to the upper arm switching element to satisfy "Rp> Rn". As a result, even if the third harmonic voltage is superimposed as the offset voltage Voff, the influence of the third order of the interphase voltage can be reduced, and as a result, the effect of suppressing the third order torque ripple of the AC rotating machine 1 is achieved. ..
  • the performance of power switching elements such as MOSFETs depends on the conduction resistance, and the higher the conduction resistance, the lower the performance (cheap). Therefore, by using an upper arm switching element having a high conduction resistance, the price of the power switching element can be reduced and the influence of the third harmonic can be reduced.
  • the switching element may be selected so that the conduction resistance Rn of the lower arm switching element is larger than the conduction resistance Rp of the upper arm switching element in the same on-potential state. That is, the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative side is set to be larger than the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive side, excluding the resistance for current detection. Therefore, even if the third harmonic voltage is superimposed as the offset voltage Voff, the influence of the third order of the interphase voltage can be reduced, and as a result, the effect of suppressing the third order torque ripple of the AC rotary machine 1 is achieved. ..
  • the conduction resistance Rp described in the present specification may include the wiring resistance from the positive input terminal of the upper arm switching element to the positive terminal Cp of the capacitor 5 in addition to the conduction resistance of the upper arm switching element. Good, but the resistance Rdc of the circuit breaker 4 is not included.
  • the conduction resistance Rn described in the present specification may include the wiring resistance from the positive electrode side input terminal of the lower arm switching element to the negative electrode side terminal Cn of the capacitor 5 in addition to the conduction resistance of the lower arm switching element. good. Therefore, the "conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side” can be considered as the conduction resistance from the positive electrode side terminal Cp of the capacitor 5 to the output terminals (Out_u, Out_v, Out_w).
  • the "conduction resistance between the output terminal and the negative electrode side input terminal” can be considered as the conduction resistance from the negative electrode side terminal Cn of the capacitor 5 to the output terminal (Out_u, Out_v, Out_w).
  • the wiring resistance from the terminal of the capacitor to the switching element is sufficiently smaller than the conduction resistance of the switching element, it may be ignored and considered as the conduction resistance of the switching element of the upper and lower arms.
  • the AC rotary machine 1 is described as the load connected to the inverter 6, but any load that can be regarded as a current source from the viewpoint of the inverter 6 may be used. Therefore, a three-phase inductive load such as an AC rotating machine may be used.
  • Embodiment 2 The power conversion device according to the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • the difference between the second embodiment and the first embodiment is the corrected voltage command value calculation unit 363a.
  • the modified voltage command value calculation unit 363a determines the maximum value Vmax of the three-phase voltage command values Vuoc, Vvoca, and Vwoc after the coordinate conversion, and is the maximum from Vdc / 2.
  • the value Vmax is subtracted to calculate the offset voltage Voff, and the offset voltage Voff is subtracted from the three-phase voltage command values Vuoc, Vvoca, and Vwoc after coordinate conversion, and the three-phase modified voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo. Is calculated.
  • Vmax MAX (Vuoc, Vvoc, Vwoc)
  • Voff 0.5 ⁇ Vdc-Vmax
  • Vuo Vuoc-Voff
  • Vvo Vvoc-Voff equation (2-1)
  • Vwo Vwoc-Voff
  • each part in this case shows the voltage command values Voc, Vvoca, and Vwoc of the three phases after the coordinate conversion.
  • the second stage from the top is the offset voltage Voff, and it can be seen that it is a third harmonic component that fluctuates at a frequency three times that of the voltage command value.
  • the third stage from the top is the three-phase modified voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo.
  • the lowermost stage is the voltage command values Vuo-Vvo, Vvo-Vwo, and Vwo-Vuo between the phases. It can be seen that the maximum instantaneous value of the three-phase modified voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo corresponds to the upper limit value Vdc / 2 that can be output from the inverter.
  • the corrected voltage command value is obtained by the calculation as shown in equation (2-1). That is, the third harmonic component (Voff) is calculated so that the maximum of the corrected voltage command values matches the upper limit value (Vdc / 2) that can be output by the inverter, and the third harmonic component is added. Modulates to calculate the corrected voltage command value (hereinafter referred to as upper solid two-phase modulation).
  • Vmax in Eq. (2-1) always matches Vdc / 2 (the largest instantaneous value of the three-phase modified voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo in FIG. 10 is the upper limit value Vdc that can be output by the inverter.
  • the phase corresponding to Vmax (equivalent to matching / 2) does not switch during the period Tc of the carrier wave CA (GP is always on and GN is off). Therefore, as seen in other modulations, there is an advantage that Vmax phase switching does not occur in the section B. This can be seen from the fact that among the corrected voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo in the upper row in FIG.
  • the phase having the largest instantaneous value is always Vdc / 2.
  • the fact that switching does not occur in the section B also means that switching does not occur near the current detection timing, and it can be said that the upper solid two-phase modulation is an excellent modulation method in terms of current detection accuracy.
  • the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the negative electrode side input terminal is "Rn + R", and the output terminal of the inverter and the positive electrode side input terminal are used. Since the conduction resistance between them is Rp, due to the imbalance of the conduction resistance, as can be seen from the waveform of the torque T at the bottom of FIG. 11A, the fundamental wave components (or or) of the corrected voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo. It can be confirmed that the pulsation of the frequency component three times as high as that of the currents Iu, Iv, and Iw fundamental wave components flowing through the second-stage AC rotary machine 1) is superimposed.
  • the conduction resistance Rp between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side is the conduction resistance Rn between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side (excluding the resistance element for current detection).
  • Rp> Rn the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side (excluding the resistance element for current detection).
  • the upper solid two-phase modulation is combined with the lower arm 3 shunt current detection method, and the conduction resistance Rp between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive side is set between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative side.
  • the conduction resistance Rn excluding the current detection resistor element
  • the switching noise jolly jolly sound, switching time and current A / D time approach each other
  • It has a remarkable effect of suppressing the third harmonic component of the current generated by the AC rotary machine 1 while preventing the mixing of noise) mixed in the A / D value.
  • the current detection circuit 8 is configured to connect SPu, SPv, and SPw in series so as to detect the current flowing through the three-phase upper arm switching elements SPu, SPv, and SPw.
  • the correction voltage command value calculation unit 363a calculates as follows.
  • Vmin MIN (Vuoc, Vvoc, Vwoc)
  • Voff 0.5 ⁇ Vdc + Vmin
  • Vuo Vuoc-Voff
  • Vvo Vvoc-Voff equation (2-2)
  • Vwo Vwoc-Voff
  • FIG. 12 shows the waveforms of each part in this case.
  • the upper row is the three-phase voltage command values Vuoc, Vvoca, and Vwoc after coordinate conversion
  • the second row from the top is the offset voltage Voff, which is the third harmonic that fluctuates at a frequency three times higher than the voltage command value. It can be seen that it is an ingredient.
  • the third stage from the top is the three-phase modified voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo.
  • the lowermost stage is the voltage command values Vuo-Vvo, Vvo-Vwo, and Vwo-Vuo between the phases.
  • the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side is Rn
  • the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side is "Rp + R"
  • Rp the conduction resistance between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side
  • Embodiment 3 Next, the electric power steering device 200 according to the third embodiment will be described.
  • the power conversion device 100 has been described, but the power conversion device 100 may generate a torque to assist the steering torque to form an electric power steering device.
  • the handle 901, the front wheel 902, the gear 903, the torque detector 904, and the motor torque target value calculation unit 905 are different from the first and second embodiments. In the following description, the differences from the first and second embodiments will be described.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of the electric power steering according to the third embodiment.
  • the driver rotates the steering wheel 901 left and right to steer the front wheels 902.
  • the torque detector 904 detects the steering torque of the steering system and outputs the detected torque to the motor torque target value calculation unit 905.
  • the motor torque target value calculation unit 905 controls to output the torque T that assists the steering torque of the steering system to the AC rotary machine 1 based on the detection torque of the torque detector 904 so that the AC rotary machine 1 generates the torque T.
  • the target value T_ref of the motor torque is calculated as a command.
  • the target value T_ref is input to the current command value calculation unit 35 of the controller 7 constituting the power conversion device 100, and controls the AC rotating machine 1 according to the target value T_ref via the inverter 6.
  • the AC rotary machine 1 generates a torque that assists the steering torque via the gear 903.
  • the conduction resistance Rp between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side is set between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side (
  • the conduction resistance Rn between the output terminal of the inverter and the input terminal on the negative electrode side is set between the output terminal of the inverter and the input terminal on the positive electrode side (excluding the resistance element for current detection).
  • the electric power steering device is required to be quiet, and since it has a low voltage (12V) and a high current (for example, 100A), it is caused by the difference in conduction resistance between the upper and lower sides of the three-phase inverter.
  • the voltage pulsation becomes the current pulsation, which causes the torque pulsation and tends to cause noise.
  • the power conversion device described in the first and second embodiments is applied to the electric power steering device, it is possible to improve the voltage utilization rate and quietness by superimposing the third harmonic component.

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Abstract

インバータ（６）の下アームスイッチング素子（ＳＮ）と負極側入力端子との間に電流検出用抵抗（８）を接続する場合は、インバータ（６）の出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗（Ｒｐ）が、インバータ（６）の出力端子と負極側入力端子との間における導通抵抗のうち、電流検出用抵抗を除いた導通抵抗（Ｒｎ）よりも大きくなるように設定され、上アームスイッチング素子（ＳＰ）と正極側入力端子との間に電流検出用抵抗（８）を接続する場合は、インバータ（６）の出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗（Ｒｎ）がインバータ（６）の出力端子と正極側入力端子との間における導通抵抗のうち、電流検出用抵抗を除いた導通抵抗（Ｒｐ）より大きくなるように設定されていることを特徴とする。

Description

電力変換装置および電動パワーステアリング装置
　本願は、電力変換装置および電動パワーステアリング装置に関するものである。
　従来の電力変換装置及び電動パワーステアリング装置として、特許文献１の技術が知られている。同文献では、インバータの負極側のスイッチング素子に直列接続された電流検出用抵抗素子の出力信号に基づいて電流を検出するように構成されている。このインバータは、「下アーム３シャント電流検出方式インバータ」と呼ばれている。そして、さらなる装置の低コスト化を目的として、「母線１シャント電流検出方式インバータ」と呼ばれる電流検出方式を採用したインバータも普及している。
　これらの電流検出方式は、直流電流センサ（ＤＣ－ＣＴ）を用いる電流検出方式を採用したインバータに比べ、電流検出のためのコストにおいて安価であるため、産業界に幅広く普及している。
特許第６２６６１６１号
　下アーム３シャント電流検出方式インバータ、および母線１シャント電流検出方式インバータにおいては、その多くが、インバータの負極側入力端子と下アームスイッチング素子との間に電流検出用抵抗が挿入される。その結果、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗がインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗よりも、電流検出用抵抗が挿入された分大きくなる。
　この電流検出用抵抗により、インバータの電圧に係る電圧指令値に、３次の高調波成分を重畳した際に、インバータから出力する相間電圧に３次の高調波成分(３次の電圧誤差)が含まれ、インバータの出力端子に接続される誘導性負荷に通電される電流にその基本波に対し３次の高調波成分が含まれる恐れがある。
　これにより、例えば、誘導性負荷として交流回転機を用いる場合、その基本波に対し３次のトルクリップルを生じさせてしまい、結果として、交流回転機の回転ムラ、あるいは交流回転機の振動または騒音といった課題が生じる。
　本願は、上述のような問題を解決するためになされたもので、３次高調波成分重畳に起因する３次高調波の影響を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、
　上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有し、直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に出力するインバータ、
　負荷を、指令された状態に制御するための電圧指令値を演算する電圧指令値算出部、
　電圧指令値の基本波成分に対し３倍の周波数成分である３次高調波成分を加算して修正電圧指令値を演算する修正電圧指令値演算部、
を備え、
　インバータは、修正電圧指令値に基づいて交流電圧に変換し、
　下アームスイッチング素子とインバータの負極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗が、インバータの出力端子と負極側入力端子との間における導通抵抗から電流検出用抵抗を除いた値より大きくなるように設定され、
　上アームスイッチング素子と正極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗がインバータの出力端子と正極側入力端子との間における導通抵抗から電流検出用抵抗を除いた値より大きくなるように設定されていることを特徴とする。
　本願に開示される電力変換装置によれば、３次高調波成分重畳に起因するインバータ出力の３次高調波の影響を低減することができる
実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成図である。 実施の形態１に係る制御器のハードウエア構成を説明する図である。 実施の形態１に係る修正電圧指令値算出部で算出された振幅低減変調の挙動を説明する図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ制御部の動作を説明する図である。 ３相インバータの１相分の等価回路を示す図である。 ３相インバータの１相分の等価回路に実施の形態１に係る電流検出回路を追加した回路を示す図である。 実施の形態１に係る上アームスイッチング素子のスイッチング信号のオン電位と下アームスイッチング素子のスイッチング信号のオン電位の関係を説明する図である。 ３相インバータの１相分の等価回路に実施の形態１に係る電流検出回路を追加した別の回路を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成図である。 実施の形態２に係る修正電圧指令値算出部で算出された振幅低減変調の挙動を説明する図である。 インバータの出力端子と入力端子との間の導通抵抗とインバータに接続された交流回転電機のトルクとの関係を説明する図である。 実施の形態２に係る修正電圧指令値算出部で算出された振幅低減変調の挙動を説明する別の図である。 実施の形態３に係る電動パワーステアリング装置に電力変換装置を適用した概略構成図である。
　以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、同一内容および相当部については同一符号を配し、その詳しい説明は省略する。以降の実施形態も同様に、同一符号を付した構成について重複した説明は省略する。
　実施の形態１．
　図１は、交流回転機１に電力を供給する本願の電力変換装置１００に係る全体構成図である。
　交流回転機１は、ステータと、ステータの径方向内側に配置されたロータと、を備えている。ステータには、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが巻装されている。ロータには、永久磁石が設けられており、永久磁石式の同期回転機とされている。なお、交流回転機１は、ロータに電磁石が設けられている界磁巻線型の同期回転機、又はロータに永久磁石が設けられていない誘導機であってもよい。３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線されてもよいし、デルタ結線されてもよい。
　ロータには、ロータの回転角度を検出するための回転検出回路２が備えられている。回転検出回路２には、レゾルバ、エンコーダ、またはＭＲ（Magneto Resistive）センサ等が用いられる。回転検出回路２の出力信号は、制御器７に入力される。
　直流電源３は、インバータ６に電源電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源３として、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、またはＰＷＭ整流器等、電源電圧Ｖｄｃを出力する機器であれば、どのような機器であってもよい。直流電源３には、電源電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサが設けられ、電圧センサの出力信号が制御器７に入力されてもよい。制御器７は、検出した電源電圧Ｖｄｃを用いて、制御を行ってもよい。
　遮断器４は、直流電源３とインバータ６とを遮断する機能を有し、インバータ６および制御器７により構成される電力変換装置１００のどこかに異常が生じた場合に、遮断を行い、直流電源３を保護する機能を有する。遮断器４としては、電磁接触器、または半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、サイリスタ)を用いてもよい。遮断器４は、電気抵抗Ｒｄｃを有する。
　コンデンサ５は、インバータ６に入力される直流電圧Ｖｄｃを安定化させることを目的としてインバータ６に並列に接続される。よって、遮断器４を介して直流電源３と並列に接続されることになる。コンデンサ５を遮断器４に対し、インバータ６に近い側に接続する理由として、コンデンサ５を挿入する目的がインバータ６に入力される電圧を安定化させるためであり、電気抵抗Ｒｄｃと直流電源３の出力電流Ｉｄｃとの積であらわされる電圧降下の変動分を吸収させるためである。コンデンサ５は、正極側端子Ｃｐ、負極側端子Ｃｎを有する。
　インバータ６は、コンデンサ５の正極側端子Ｃｐ(インバータ６の正極側入力端子に略等しい)に接続される正極側（以下、上アームと称す）のスイッチング素子ＳＰとコンデンサ５の負極側端子Ｃｎ (インバータ６の負極側入力端子に略等しい)に接続される負極側（以下、下アームと称す）のスイッチング素子ＳＮとが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相に対応して３セット設けている。そして、各相の直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
　具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の上アームスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の下アームスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＵ相の巻線Ｃｕに接続されている。Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の下アームスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＶ相の巻線Ｃｖに接続されている。Ｗ相の直列回路では、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の下アームスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＷ相の巻線Ｃｗに接続されている。
　スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子ＳＰｕ～ＳＮｗのゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御器７に接続されている。各スイッチング素子ＳＰｕ～ＳＮｗは、制御器７から出力されたスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗによりオン又はオフされる。
　電流検出回路８は、３相の下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗを流れる電流を検出するように構成されている。電流検出回路８は、各相の下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗに直列接続されたシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗを有している。すなわち、Ｕ相のシャント抵抗８ｕは、Ｕ相の下アームスイッチング素子ＳＮｕの負極側に直列接続されており、Ｖ相のシャント抵抗８ｖは、Ｖ相の下アームスイッチング素子ＳＮｖの負極側に直列接続されており、Ｗ相のシャント抵抗８ｗは、Ｗ相の下アームスイッチング素子ＳＮｗの負極側に直列接続されている。各相のシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗの両端電位差ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗが、制御器７に入力される。
　なお、本実施の形態では、電流検出回路８は、３相の下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗを流れる電流を検出するように構成されているが、いずれか２相の下アームスイッチング素子を流れる電流を検出するように構成されてもよい。この場合は、３相の巻線電流の合計値がゼロになることを利用し、制御器７は、２相の電流検出値に基づいて、残りの１相の電流を算出してもよい。例えば、電流検出回路８が、Ｕ相及びＶ相の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒを検出し、制御器７は、Ｗ相の電流Ｉｗｒを、Ｉｗｒ＝－Ｉｕｒ－Ｉｖｒにより算出してもよい。
　制御器７は、インバータ６を介して交流回転機１を制御する。図１に示すように、制御器７は、回転検出部３１、電流検出部３２、電流座標変換部３３、電流指令値算出部３５、ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１、電圧座標変換部３６２、修正電圧指令値算出部３６３、及びＰＷＭ制御部３７等を備えている。制御器７の各機能は、制御器７が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御器７は、図２に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。
　演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転検出回路２、電流検出回路８等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオン、オフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。
　そして、制御器７が備える図１の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御器７の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、回転検出部３１、電流検出部３２、電流座標変換部３３、電流指令値算出部３５、ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１、電圧座標変換部３６２、修正電圧指令値算出部３６３、ＰＷＭ制御部３７等が用いるゲイン、閾値等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御器７の各機能について詳細に説明する。
　回転検出部３１は、回転検出回路２の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置（ロータの回転角度）θを検出する。ロータの磁極位置は、ロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに設定される。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。
　電流検出部３２は、電流検出回路８の出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。すなわち、各相のシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗの両端電位差ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを、シャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗの抵抗値で除算して、各相の巻線の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。
　電流検出回路８は、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗを流れる電流を検出するので、電流検出部３２は、下アームスイッチング素子がオンになるタイミングで、電流を検出する。また、後述するＰＷＭ制御部３７において、キャリア周期Ｔｃ毎に下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗがオンにされる。よって、電流検出部３２は、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗがオンになる、キャリア波周期Ｔｃの第１の自然数Ａ倍の周期である電流検出周期ＴＩｄｔ（＝Ａ×Ｔｃ）で、電流検出回路８の出力信号に基づいて、３相の巻線の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。本実施の形態では、電流検出回路８は、キャリア波ＣＡが山の頂点になる電流検出周期ＴＩｄｔ毎のタイミングで、電流を検出する。
　電流座標変換部３３は、電流検出毎に、３相の巻線の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、ｄ軸及びｑ軸の座標系上のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。ｄ軸及びｑ軸の座標系は、ロータの磁極位置に同期して回転する２軸の回転座標系である。ｄ軸は、磁極位置θ（Ｎ極）の方向に定められ、ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定められる。具体的には、電流座標変換部３３は、３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。
　電流指令値算出部３５は、トルク指令値Ｔ_ｒｅｆ、電源電圧Ｖｄｃ、及び回転角速度ω等に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。最大トルク電流制御、最大トルク電圧制御、弱め磁束制御、及びＩｄ＝０制御などの公知の電流ベクトル制御方法に従って、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。例えば、Ｉｄ＝０制御が行われる場合は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏがゼロに設定され（Ｉｄｏ＝０）、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、トルク指令値Ｔ_ｒｅｆに変換係数を乗算した値にされる。トルク指令値Ｔ_ｒｅｆは、制御器７内で演算されてもよいし、外部の制御装置から伝達されてもよい。
　ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づき、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、ＰＩ（Proportional-Integral）制御等により変化させる電流フィードバック制御を行う。なお、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のためのフィードフォワード制御が行われてもよい。
　電圧座標変換部３６２は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに変換する。この座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、正弦波になる。
　修正電圧指令値算出部３６３は、正弦波の座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに対して、線間電圧を維持しつつ、３相の電圧指令値の振幅を低減する振幅低減変調を加える。そして、最終的な３相の電圧指令値である修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。
　具体的には、修正電圧指令値算出部３６３は、式（１－１）に示すように、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの最小値Ｖｍｉｎ及び最大値Ｖｍａｘを判定し、最小値Ｖｍｉｎと最大値Ｖｍａｘとの加算値に０．５を乗算して、オフセット電圧Ｖｏｆｆを算出し、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃからオフセット電圧Ｖｏｆｆを減算して、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出してもよい。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Vmax=MAX(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×(Vmin+Vmax)　　　　　　　　　式(1-1)
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff
Vwo=Vwoc-Voff
　式（１―１）の振幅低減変調の挙動を図３に示す。上段のグラフに座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃを示す。座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、－Ｖｄｃ／２から＋Ｖｄｃ／２の範囲を超過しており、電圧飽和が生じている。一方、下段のグラフの振幅低減変調後の３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏでは、－Ｖｄｃ／２から＋Ｖｄｃ／２の範囲内に収まっており、電圧飽和の発生が防止できている。
　図３において、中段のグラフのオフセット電圧Ｖｏｆｆの波形に着目すると、電圧指令値Ｖｕｏｃ～Ｖｗｏｃの基本波に対して３倍の周波数で変動する３次高調波成分となっている。オフセット電圧Ｖｏｆｆは、このように電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの周波数の３倍の周波数で変動する３次高調波成分を対象とする。
　ＰＷＭ制御部３７は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれと、キャリア周期Ｔｃで振動するキャリア波ＣＡとを比較することにより、スイッチング素子をオンオフ制御する。キャリア波ＣＡは、キャリア周期Ｔｃで、０を中心に電源電圧の半分値、Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされている。
　図４に示すように、ＰＷＭ制御部３７は、各相について、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを下回った場合は、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのスイッチング信号ＧＰｕ、ＧＰｖ、ＧＰｗをオン（図４中、電圧ＶＧｐ）し、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを上回った場合は、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのスイッチング信号ＧＰｕ、ＧＰｖ、ＧＰｗをオフ（図４中、電圧０）する。
　一方、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを下回った場合は、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗのスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗをオフ（図４中、電圧０）し、キャリア波ＣＡが電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを上回った場合は、下アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗをオン（図４中、電圧ＶＧｎ）する。なお、各相について、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのオン期間と下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗのオン期間との間には、上アーム及び下アームスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。
　ここで述べているスイッチング信号とは、スイッチング素子を制御するための信号であり、ＩＧＢＴであればエミッタＥを基準電位としたゲートＧの電位信号、ＭＯＳＦＥＴであればソースＳを基準電位としたゲートＧの電位信号である。ここで、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗのスイッチング信号ＧＰｕ、ＧＰｖ、ＧＰｗのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗのスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗのオン電位ＶＧｎはともに、スイッチング素子をオンさせるのに必要な値に設定されるが、両者の関係は、「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」とし、この理由は後述する。
　図４に示すように、キャリア波ＣＡの山の頂点を中心にした区間Ｂにおいて、３相全ての下アームスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗがオンになっており、この区間Ｂにおいて、電流検出回路８により３相の巻線に流れる電流を検出できる。本実施の形態では、上述したように、電流検出部３２は、キャリア波ＣＡの山の頂点のタイミングで、電流を検出するように構成されている。
　次に、下アームスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗとインバータ６の負極側入力端子との間にシャント抵抗８ｕ、８ｖ、８ｗを接続する場合において、先に述べた「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」とすることの利点について詳細に説明する。
　図５は、インバータ６の１相分の等価回路である。正極側入力端子の電位をＶｐ、負極側入力端子の電位をＶｎとする。ただし、直流電圧Ｖｄｃより、Ｖｐ－Ｖｎ＝Ｖｄｃとなる。下アームスイッチング素子ＳＮの導通抵抗をＲｎ、上アームスイッチング素子ＳＰの導通抵抗をＲｐとする。
　上アームスイッチング素子ＳＰ、下アームスイッチング素子ＳＮの中間に出力端子が接続され、その電位を、出力端子電位Ｖｏｕｔとする。
　ここで、上アームスイッチング素子ＳＰのＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃに対するオンの割合（デューティ）をＤとすると、出力端子電位Ｖｏｕｔは以下の式となる。
Vout=D×(Vp-Rp×i)＋(1-D)×(Vn-Rn×i)　　　式(1-2)
　ここで、Ｖｎ＝０、Ｖｐ＝Ｖｄｃとすると、式(１－２)は以下となる。
Vout=D×Vdc+D×(Rn-Rp)×i-Rn×i　　　　　　　式(1-3)
　同様に考えると、Ｕ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｖは、上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖのＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃに対するオンの割合を、Ｄｕ、Ｄｖとすると、次式となる。
Vout_u=Du×Vdc+(1-Du)×(Rn-Rp)×iu-Rn×iu　　　式(1-4)
Vout_v=Dv×Vdc+(1-Dv)×(Rn-Rp)×iv-Rn×iv　　　式(1-5)
　ここで、オフセット電圧Ｖｏｆｆを重畳した場合、オフセット電圧Ｖｏｆｆの重畳に起因する上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖのＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃに対するオンの割合の変動分をΔＤとすると、次式となる。
Vout_u=(Du+ΔD)×Vdc+(1-(Du+ΔD))×(Rn-Rp)×iu-Rn×iu　式(1-6)
Vout_v=(Dv+ΔD)×Vdc+(1-(Dv+ΔD))×(Rn-Rp)×iv-Rn×iv　式(1-7)
　ここで、導通抵抗Ｒｎと導通抵抗Ｒｐとを等しくする（Ｒｎ＝Ｒｐ)と、Ｕ相とＶ相間の相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖは以下となる。
Vout_uv=Vout_u－Vout_v=(Du－Dv)×Vdc-Rn×(iu-iv)　　　式(1-8)
　相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖに変動分ΔＤが含まれないので、オフセット電圧Ｖｏｆｆの重畳の影響は相間電圧には出ない。従って、交流回転機１の電流は相間電圧に基づいて流れるので、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は交流回転機１を流れる電流には表れない。
　以上より、図５に示すように、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎと、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐとを等しくすることがよい。
　一般に導通抵抗は、スイッチング素子に入力されるスイッチング信号のオン電位に依存し、オン電位が高いほど導通抵抗が下がる傾向にある。よって、インバータ効率を上げたい場合、オン電位を高くし、導通抵抗を下げることが行われる。
　本実施の形態では、導通抵抗ＲｐとＲｎを揃えることが相間電圧にオフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響を低減する上で良いので、上アームスイッチング素子ＳＰ、下アームスイッチング素子ＳＮに入力されるスイッチング信号のオン電位ＶＧｐ、ＶＧｎを等しく設定することで、結果的に導通抵抗ＲｐとＲｎとが等しくなる。
　次に、図６に、図５に対し、下アームスイッチング素子ＳＮに直列接続された抵抗Ｒを有する電流検出回路８を追加した場合を考える。(図１のインバータ６の１相分の等価回路と考えてよい)。この場合、図５におけるインバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎを、図６においては、Ｒｎ＋Ｒとすることで同様の議論ができる。
　図６に対しては、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳後の、Ｕ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｏｕｔ_ｖは、式(１―６)、式(１―７)において、導通抵抗ＲｎをＲｎ＋Ｒに置きなおせばよいから、次式のようになる。
Vout_u=(Du+ΔD)×Vdc+(1-(Du+ΔD))×(Rn+R-Rp)×iu-(Rn+R)×iu　式(1-9)
Vout_v=(Dv+ΔD)×Vdc+(1-(Dv+ΔD))×(Rn+R-Rp)×iv-(Rn+R)×iv　式(1-10)
　ここで、先と同じように、導通抵抗Ｒｎ＝Ｒｐとおくと、Ｕ相、Ｖ相間の相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖは以下となる
Vout_uv=Vout_u－Vout_v=(Du－Dv)×Vdc-ΔD×R×(iu-iv)-(Rn+R)×(iu-iv)
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　式(1-11)
　式（１－１１）から明らかなように、相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖに変動分ΔＤが含まれる。従って、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は相間電圧Ｖｏｕｔ_ｕｖに現れる。これは、図３に示したように、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波を重畳するので、相間電圧に３次高調波が重畳し、結果として、交流回転機１のトルクに３次のトルクリップルが生じるためである。
　そこで、先に述べたように、本実施の形態では、上アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと、下アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎの関係において、「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」を満たすようにする。すなわち、図７のグラフに示すような関係とする。図７には、オン電位ＶＧが、ＶＧ＝ＶＧｎ、ＶＧ＝ＶＧｐ、およびＶＧ＝０の場合の特性を示しており、ＶＧｎ＞ＶＧｐ＞０である。図7中、横軸は、ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓ、縦軸はドレイン電流Ｉｄを示している。
　図７中、飽和領域において、グラフの傾きが緩やかであるほど、導通抵抗が増大することを意味する。すなわち、図７で示されているように、導通抵抗Ｒｎ、Ｒｐはそれぞれ、
Rn=ΔVds_n/ΔId_n　　　式(1-12)
Rp=ΔVds_p/ΔId_p　　　式(1-13)
で示される。
　その結果、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐが、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎより大きくなる。より理想的には、Ｒｐ＝Ｒｎ＋Ｒを満たすように、上アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎを設定する。これにより、式(１―９)、(１―１０)はそれぞれ次式のようになる。
　Vout_u=(Du+ΔD)×Vdc-(Rn+R)×iu　　　式(1-14)
　Vout_v=(Dv+ΔD)×Vdc-(Rn+R)×iv　　　式(1-15)
　式(１―９)、式(１―１０)に比べ、右辺第２項が消去できる。その結果、相間電圧Vout_uvは以下のようになる。
Vout_uv=Vout_u－Vout_v=(Du－Dv)×Vdc-(Rn+R)×(iu-iv)　式(1-16)
　これにより、相間電圧に変動分ΔＤが含まれないので、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は相間電圧にでない。交流回転機１の電流は相間電圧に基づいて流れるので、オフセット電圧Ｖｏｆｆ重畳の影響は交流回転機1を流れる電流には表れない。
  以上より、図６に示すようなインバータにおいては、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎとインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐとにおいて、理想的には「Ｒｐ＝Ｒｎ＋Ｒ」を満たすようにすることが好ましい。しかしながら、スイッチング信号のオン電位ＶＧは、多少変動すること、およびスイッチング素子の熱特性でＲｐ、Ｒｎが変動することを考慮すると、一致させられない場合も実用上は起こる。そのような場合、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように設定する。具体的には、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐが、インバータの出力端子と負極側入力端子との間における導通抵抗のうち、電流検出用抵抗Ｒを除いた導通抵抗Ｒｎより大きくなるように設定することで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
　従って、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎとインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐとの差異が修正され、３次高調波成分重畳に起因する３次高調波の影響を低減することが可能となる。
　なお、上述したオン電位の設定は、スイッチング素子へのオン指令信号（ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴならばゲート電圧、バイポーラトランジスタならばベース電流）で行ってもよい。オン指令信号の値を小さくすれば、導通抵抗が増大する。
　以上は、下アーム３シャント電流検出方式インバータについて述べたが、本実施の形態は母線１シャント電流検出方式インバータにも適用できる。なぜならば、母線１シャント電流検出方式インバータにおいても、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｎ＋Ｒ」であり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗はＲｐであるため、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗が大きい。よって、本実施例と同様に、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように設定することで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
　以上の説明においては、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように、上アームスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎの関係において、「ＶＧｎ＞ＶＧｐ」を満たすように説明したが、下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に電流検出用抵抗Ｒを接続する場合においては、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすことで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減するので、例えば、「ＶＧｎ＝ＶＧｐ」とした状態においても、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たすように、同一スイッチング信号のオン電位で、上アームスイッチング素子の導通抵抗が下アームスイッチング素子の導通抵抗より大きくなるように、上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を選択してもよい。
　一般に、スイッチング素子の性能はその導通抵抗で決まる。導通抵抗が低いほど、インバータの効率が上がるので良いとされるが、ここでは、上アームスイッチング素子の導通抵抗が下アームスイッチング素子の導通抵抗より大きくなるようにしたいので、あえて、下アームスイッチング素子に比べて上アームスイッチング素子に低級な(導通抵抗の大きい)製品を適用して、「Ｒｐ＞Ｒｎ」を満たしてもよい。これにより、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
　すなわち、ＭＯＳＦＥＴをはじめとして、パワースイッチング素子の性能は導通抵抗に依存し、導通抵抗が高いほど性能が低い（安い）。よって上アームスイッチング素子に導通抵抗の高いものを使用することで、パワースイッチング素子の値段を下げたうえで、３次高調波の影響を低減できる。
　また、図１に対し、図８に一相分等価回路を示すように、３相の上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗを流れる電流を検出するように、スイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗに電流検出回路８が直列に接続されるように構成されている場合も同様に考えればよい。この場合、理想的には「Ｒｎ＝Ｒｐ＋Ｒ」、現実的には「Ｒｐ＜Ｒｎ」を満たすように、上アームスイッチング信号ＧＰのオン電位ＶＧｐと下アームスイッチング信号ＧＮのオン電位ＶＧｎの関係において、「ＶＧｎ＜ＶＧｐ」に設定する。または、同一オン電位の状態で、下アームスイッチング素子の導通抵抗Ｒｎが上アームスイッチング素子の導通抵抗Ｒｐより大きくなるように、スイッチング素子を選択してもよい。すなわち、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗が、インバータの出力端子と正極側入力端子との間における導通抵抗のうち、電流検出用抵抗を除いた導通抵抗より大きく設定することで、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
　また、下アームスイッチング素子と負極側入力端子との間に電流検出用抵抗Ｒを備える構成において、上アームスイッチング素子とコンデンサ５の正極側端子Ｃｐとの間に少なくとも１つの抵抗Ｒ１を挿入することで、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗とインバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗とのアンバランスを低減してもよい。これにより、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を奏する。
　また、上アームスイッチング素子と正極側入力端子との間に電流検出用抵抗Ｒを備える構成において、下アームスイッチング素子とコンデンサ５の負極側端子Ｃｎとの間に少なくとも１つの抵抗Ｒ２を挿入することで、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗とインバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗とのアンバランスを低減してもよい。これにより、オフセット電圧Ｖｏｆｆとして、３次高調波電圧を重畳しても、相間電圧の３次にでる影響を低減でき、結果的に交流回転機1の３次のトルクリップルを抑制する効果を出す構成としてもよい。
　なお、本明細書で述べている導通抵抗Ｒｐは、上アームスイッチング素子の導通抵抗に加え上アームスイッチング素子の正極側入力端子からコンデンサ５の正極側端子Ｃｐまでの配線抵抗を含めて考えてもよいが、遮断器4の抵抗Ｒｄｃは含めない。また、本明細書で述べている導通抵抗Ｒｎは、下アームスイッチング素子の導通抵抗に加え下アームスイッチング素子の正極側入力端子からコンデンサ５の負極側端子Ｃｎまでの配線抵抗を含めて考えてもよい。よって、「インバータの出力端子と正極側入力端子との間における導通抵抗」は、コンデンサ５の正極側端子Ｃｐから出力端子（Ｏｕｔ_ｕ、Ｏｕｔ_ｖ、Ｏｕｔ_ｗ）までの導通抵抗と考えてよく、「インバータの出力端子と負極側入力端子との間における導通抵抗」は、コンデンサ５の負極側端子Ｃｎから出力端子（Ｏｕｔ_ｕ、Ｏｕｔ_ｖ、Ｏｕｔ_ｗ）までの導通抵抗と考えてよい。このとき、コンデンサの端子からスイッチング素子までの配線抵抗がスイッチング素子の導通抵抗より十分に小さければ無視し、上下アームのスイッチング素子の導通抵抗で考えてもよい。
　本実施の形態では、インバータ６に接続される負荷として交流回転機１について述べたが、インバータ６から見て電流源とみなせる負荷であればよい。よって、交流回転機をはじめとして、３相の誘導性負荷であればよい。
　実施の形態２．
　実施の形態２に係る電力変換装置について、図９により説明を行う。実施の形態２が実施の形態１と異なる点は、修正電圧指令値算出部３６３ａである。
　修正電圧指令値算出部３６３ａは、以下の式（２―１）に示すように、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの最大値Ｖｍａｘを判定し、Ｖｄｃ／２から最大値Ｖｍａｘを減算して、オフセット電圧Ｖｏｆｆを算出し、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃからオフセット電圧Ｖｏｆｆを減算して、３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。
Vmax=MAX(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×Vdc-Vmax
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff　　　　　　　　　式(2-1)
Vwo=Vwoc-Voff
　この場合における各部波形を図１０に示す。図１０中、上段は、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃを示す。上から２段目は、オフセット電圧Ｖｏｆｆであり、電圧指令値に対し、３倍の周波数で変動する、３次高調波成分となっていることがわかる。上から３段目は、３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏである。そして、最下段は、相間の電圧指令値Ｖｕｏ―Ｖｖｏ、Ｖｖｏ―Ｖｗｏ、Ｖｗｏ―Ｖｕｏである。３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの瞬時値で最大のものはインバータの出力可能な上限値Ｖｄｃ／２に一致していることがわかる。
　下アーム３シャント電流検出方式を採用したインバータにおいて、修正電圧指令値を式(２―１)のような演算で得る。すなわち、修正電圧指令値のうち最大のものがインバータの出力可能な上限値（Ｖｄｃ／２）に一致するように３次高調波成分（Ｖｏｆｆ）を演算し、３次高調波成分を加算することにより、修正電圧指令値を演算する変調する(以下、上ベタ２相変調と称す)。
　上ベタ２相変調を適用する利点について図４を参照して説明する。式(２―１)におけるＶｍａｘが常にＶｄｃ／２と一致しており（図１０の３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの瞬時値で最大のものはインバータの出力可能な上限値Ｖｄｃ／２に一致していることと等価）、Ｖｍａｘに一致する相は、キャリア波ＣＡの周期Ｔｃ中においてスイッチングをしない(常にＧＰがオンかつＧＮがオフ)。よって、他の変調で見られるように、区間ＢでのＶｍａｘの相のスイッチングが生じない利点がある。このことについては、図１０における、上段の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのうち、瞬時値で最大の相が、常にＶｄｃ／２となっていることからもわかる。区間Ｂにてスイッチングが生じないことは、電流検出タイミング近傍でスイッチングが生じないことでもあり、上ベタ２相変調は、電流検出精度において優れる変調法と言える。
　しかし、図９に示す下アーム３シャント電流検出方式インバータにおいては、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｎ＋Ｒ」であり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗はＲｐであるため、導通抵抗のアンバランスにより、図１１Ａの最下段のトルクＴの波形を見てわかるように、修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの基本波成分（あるいは、２段目の交流回転機1を流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの基本波成分）に対して、３倍の周波数成分の脈動が重畳されていることが確認できる。
　そこで、本実施の形態では、上ベタ２相変調の利点である電流検出精度を維持した上で、導通抵抗のアンバランス起因による３次高調波成分を低減するために、実施の形態１で詳細を述べたように、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐを、インバータの出力端子と負極側入力端子との間(電流検出用抵抗素子を除いた)の導通抵抗Ｒｎよりも大きく設定する（Ｒｐ＞Ｒｎ）。図１１Ｂは、Ｒｐ＞Ｒｎとなるように導通抵抗を設定した場合の各部波形であり、３段目のトルクＴに着目すると、図１１Ａに比べ、３次高調波成分が低減できていることがわかる。
  以上により、上ベタ２相変調に、下アーム３シャント電流検出方式を組み合わせ、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐを、インバータの出力端子と負極側入力端子との間（電流検出用抵抗素子を除いた）の導通抵抗Ｒｎを大きく設定する（Ｒｐ＞Ｒｎ）ことで、電流検出値にスイッチングノイズ（ジョリジョリ音、スイッチング時刻と電流Ａ/Ｄ時刻が接近することにより、Ａ/Ｄ値に混入するノイズ）の混入を防ぎつつ、交流回転機１より生じるトルクの３次高調波成分を抑制できるといった顕著な効果を奏する。
　以上は、下アーム３シャント電流検出方式インバータについて述べたが、本実施の形態は母線１シャント電流検出方式インバータにも適用できる。なぜならば、母線１シャント電流検出方式インバータにおいても、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｎ＋Ｒ」であり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗はＲｐであるため、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗が大きい。よって、母線１シャント電流検出方式インバータに本実施の形態を適用しても同様の効果が得られるのは言うまでもない。
　また、図８のような、電流検出回路８が、３相の上アームスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗを流れる電流を検出するように、ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗを直列に接続されるように構成されている場合（上アーム３シャント電流検出方式）、電流検出タイミングとスイッチング時刻が近接するのを避けるには、修正電圧指令値算出部３６３ａは以下のように計算する。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×Vdc+Vmin
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff　　　　　　　　式(2-2)
Vwo=Vwoc-Voff
　この場合における各部波形を図１２に示す。上段は、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃ、上から２段目は、オフセット電圧Ｖｏｆｆであり、電圧指令値に対し、３倍の周波数で変動する、３次高調波成分となっていることがわかる。上から３段目は、３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏである。そして、最下段は、相間の電圧指令値Ｖｕｏ―Ｖｖｏ、Ｖｖｏ―Ｖｗｏ、Ｖｗｏ―Ｖｕｏである。同図の３相の修正電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの瞬時値で最小のものはインバータの出力可能な下限値「－Ｖｄｃ／２」に一致していることがわかる（下ベタ２相変調）。
　この場合、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗はＲｎであり、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗は「Ｒｐ＋Ｒ」であるため、「Ｒｐ＝Ｒｎ」ならば、導通抵抗のアンバランスにより、交流回転機1のトルクに３次高調波が生じる。そこで、Ｒｐ＜Ｒｎを満たすように導通抵抗を与えることで、３次高調波成分を低減できる。
　このように、上アーム３シャント電流検出方式と下ベタ２相変調を組み合わせ、上下アームの導通抵抗を揃えるようにすることで、下ベタ２相変調時の３次高調波のトルクリップル悪化を抑制することができる。
実施の形態３
　次に、実施の形態３による電動パワーステアリング装置２００について説明する。実施の形態１および２においては、電力変換装置１００について説明したが、電力変換装置１００によって操舵トルクを補助するトルクを発生させ、電動パワーステアリング装置を構成するようにしても良い。実施の形態３においては、実施の形態１および２に対し、ハンドル９０１、前輪９０２、ギア９０３、トルク検出器９０４、モータトルク目標値演算部９０５が異なる。以下の説明では実施の形態１および２と異なる点について説明する。
　図１３は、実施の形態３に係る電動パワーステアリングの構成を示す図である。図１３において、運転手は、ハンドル９０１を左右に回転させて前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０４は、ステアリング系の操舵トルクを検出し、検出トルクをモータトルク目標値演算部９０５に出力する。モータトルク目標値演算部９０５は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクＴを交流回転機１が発生するように、トルク検出器９０４の検出トルクに基づいて、交流回転機１に出力すべき制御指令としてモータトルクの目標値Ｔ_ｒｅｆを演算する。目標値Ｔ_ｒｅｆは、電力変換装置１００を構成する制御器７の電流指令値算出部３５に入力されることにより、インバータ６を介して、目標値Ｔ_ｒｅｆに応じて交流回転機１を制御する。交流回転機１は、ギア９０３を介して操舵トルクを補助するトルクを発生する。
　このような電動パワーステアリング装置で重視されるのは、静粛性、装置コスト、装置サイズである。まず、装置コスト、装置サイズの観点では、「下アーム３シャント電流検出方式インバータ」、および「母線１シャント電流検出方式インバータ」による電流検出器を採用するのが有利である。しかしながら、これらの方式は、インバータの導通ラインに抵抗を挿入するものであるため、挿入することで、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とで導通抵抗にアンバランスを生じる。この影響が、電圧指令値にオフセット電圧(３次高調波成分)を加えると現れ、交流回転機１から３次高調波トルクリップルが生じる。そこで、本実施の形態においては、実施の形態１で説明したように、インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｐを、インバータの出力端子と負極側入力端子との間(電流検出用抵抗素子を除いた)の導通抵抗Ｒｎよりも大きくする（Ｒｐ＞Ｒｎ）ことによりこの問題の影響の低減を実現している。
　なお、「上アーム３シャント電流検出方式」においても同様の効果が得られる。すなわち、実施の形態１で説明したように、インバータの出力端子と負極側入力端子との間の導通抵抗Ｒｎを、インバータの出力端子と正極側入力端子との間（電流検出用抵抗素子を除いた）の導通抵抗Ｒｐよりも大きくする（Ｒｎ＞Ｒｐ）ことにより問題の影響の低減を実現できる。
　以上のように、電動パワーステアリング装置では、静粛性が求められ、さらに、低電圧（１２Ｖ）、かつ高電流（例えば１００Ａ）なため、３相インバータの上下の導通抵抗の差に起因して、電圧脈動が電流脈動となり、トルク脈動を引き起こしノイズとなりやすい。実施の形態１および２において説明した電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用すると、３次高調波成分重畳による電圧利用率向上と静粛性の両立が可能となる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１：交流回転機、２：回転検出回路、６：インバータ、７：制御器、８：電流検出回路、３１：回転検出部、３２：電流検出部、３３：電流座標変換部、３５：電流指令値算出部、３７：ＰＷＭ制御部、１００：電力変換装置、２００：電動パワーステアリング装置、３６１：ｄｑ軸電圧指令値算出部、３６２：電圧座標変換部、３６３、３６３ａ：修正電圧指令値算出部、９０１：ハンドル、９０２：前輪、９０３：ギア、９０４：トルク検出器、９０５：モータトルク目標値演算部

Claims (10)

  1. 　上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有し、直流電圧を交流電圧に変換し、負荷に出力するインバータ、
    　前記負荷を、指令された状態に制御するための電圧指令値を演算する電圧指令値算出部、
    　前記電圧指令値の基本波成分に対し３倍の周波数成分である３次高調波成分を加算して、修正電圧指令値を演算する修正電圧指令値算出部、を備え、
    　前記インバータは、前記修正電圧指令値に基づいて前記交流電圧に変換し、
    　前記下アームスイッチング素子と前記インバータの負極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、前記インバータの出力端子と正極側入力端子との間の導通抵抗が、前記インバータの出力端子と前記負極側入力端子との間における導通抵抗のうち、前記電流検出用抵抗を除いた導通抵抗よりも大きくなるように設定され、
    　前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に電流検出用抵抗を接続する場合は、前記インバータの出力端子と前記負極側入力端子との間の導通抵抗が前記インバータの出力端子と前記正極側入力端子との間における導通抵抗のうち、前記電流検出用抵抗を除いた導通抵抗よりも大きくなるように設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合は、前記上アームスイッチング素子の導通抵抗を前記下アームスイッチング素子の導通抵抗に比べて大きくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合は、前記上アームスイッチング素子へのオン指令信号を、前記下アームスイッチング素子のオン指令信号に比べて小さくすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記修正電圧指令値算出部は、前記修正電圧指令値のうち最大のものが前記インバータの出力可能な上限値に一致するように前記３次高調波成分を演算することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記インバータは、３相インバータであり、各相の前記下アームスイッチング素子と前記負極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗が挿入されていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合においては、前記下アームスイッチング素子の導通抵抗を前記上アームスイッチング素子の導通抵抗に比べて小さくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗を接続する場合においては、前記下アームスイッチング素子へのオン指令信号を前記上アームスイッチング素子のオン指令信号に比べて小さくすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  8. 　前記修正電圧指令値算出部は前記修正電圧指令値のうち最小のものが前記インバータの出力可能な下限値に一致するように前記３次高調波成分を演算することを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
  9. 　前記インバータは、３相インバータであり、各相の前記上アームスイッチング素子と前記正極側入力端子との間に前記電流検出用抵抗が挿入されていることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置と、前記負荷は交流回転機であって前記交流回転機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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