JP7346930B2 - 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、回路装置、発振器、電子機器及び移動体等に関する。

特許文献１には、温度検出回路の出力に基づいて発振回路の周波数を制御するための制御電圧を出力する回路装置において、ＲＣローパスフィルターを用いてノイズを低減する手法が開示されている。

特開２００２－２８０８３３号公報

ＲＣローパスフィルターに含まれる抵抗において、熱雑音が発生する。熱雑音を抑制するためには、抵抗の抵抗値を小さくすることが望ましい。一方、ノイズ成分の低減効果を高めるためには、ＲＣローパスフィルターのカットオフ周波数を低くする必要がある。結果として、ＲＣローパスフィルターに含まれるキャパシターのサイズが大きくなってしまい、回路装置を含む発振器等の機器の小型化が難しかった。

本開示の一態様は、温度検出電圧に基づいて温度補償電流を生成する電流生成回路と、前記温度補償電流を電流電圧変換することで温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路と、を含み、前記電流電圧変換回路は、前記温度補償電流が入力される第１入力ノード、及び前記温度補償電圧を出力する出力ノードを有する演算増幅器と、前記演算増幅器の前記第１入力ノードと前記出力ノードとの間に設けられるフィードバック回路と、を有し、前記演算増幅器は、カレントミラー回路と差動対トランジスターとを有する差動部と、前記温度補償電圧を出力する出力部と、前記差動部の出力信号をローパスフィルター処理した信号を前記出力部の入力ノードに出力するＲＣローパスフィルターと、を有する回路装置に関係する。

回路装置の構成例。 温度補償回路及び発振回路の詳細な構成例。 電流電圧変換回路の詳細な構成例。 熱雑音が低減されることを説明する図。 出力ノイズの周波数特性を説明する図。 可変抵抗回路の構成例。 レギュレーターを含む回路装置の詳細な構成例。 レギュレーターの構成例。 本実施形態の制御タイミングを説明する図。 電子機器の構成例。 移動体の構成例。 回路装置の比較例を説明する図。

以下、本実施形態について説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲の記載内容を不当に限定するものではない。また本実施形態で説明される構成の全てが必須構成要件であるとは限らない。

１．回路装置
以下では、温度検出電圧ＶＴＳに基づく温度補償電圧ＶＣＯＭＰを、発振器４における温度補償に用いる場合を例に説明する。換言すれば、温度補償電圧ＶＣＯＭＰが、振動子１０を発振させる発振回路３０に出力される構成について説明する。ただし、本開示の回路装置２０の適用対象はこれに限定されない。即ち、温度補償電圧ＶＣＯＭＰを利用する回路は発振回路３０に限定されず、温度補償が必要となる他の回路に拡張が可能である。

図１は、回路装置２０、及び回路装置２０を含む発振器４の構成例である。発振器４は振動子１０と回路装置２０とを含む。振動子１０は回路装置２０に電気的に接続されている。例えば振動子１０及び回路装置２０を収納するパッケージの内部配線、ボンディグワイヤー又は金属バンプ等を用いて、振動子１０と回路装置２０は電気的に接続されている。なお回路装置２０は図１の構成に限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。例えば、本実施形態の回路装置２０は温度補償回路６０に相当する構成を有し、発振回路３０、出力回路３５、温度センサー４０、不揮発性メモリー７０等が省略されてもよい。

振動子１０は、電気的な信号により機械的な振動を発生する素子である。振動子１０は、例えば水晶振動片などの振動片により実現できる。例えば振動子１０は、カット角がＡＴカットやＳＣカットなどの厚みすべり振動する水晶振動片などにより実現できる。例えば振動子１０は、ＳＰＸＯ（Simple Packaged Crystal Oscillator）の振動子であってもよい。或いは振動子１０は、恒温槽を備える恒温槽型水晶発振器（ＯＣＸＯ）に内蔵されている振動子であってもよいし、恒温槽を備えない温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）に内蔵されている振動子であってもよい。なお本実施形態の振動子１０は、例えば厚みすべり振動型以外の振動片や、水晶以外の材料で形成された圧電振動片などの種々の振動片により実現できる。例えば振動子１０として、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子や、シリコン基板を用いて形成されたシリコン製振動子としてのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子等を採用してもよい。

回路装置２０は、ＩＣ（Integrated Circuit）と呼ばれる集積回路装置である。例えば回路装置２０は、半導体プロセスにより製造されるＩＣであり、半導体基板上に回路素子が形成された半導体チップである。回路装置２０は発振回路３０と出力回路３５と温度センサー４０と温度補償回路６０と不揮発性メモリー７０と端子Ｔ１、Ｔ２、ＴＣＫとを含む。

端子Ｔ１、Ｔ２、ＴＣＫは回路装置２０の例えばパッドである。端子Ｔ１は、振動子１０の一端に電気的に接続され、端子Ｔ２は、振動子１０の他端に電気的に接続される。例えば振動子１０及び回路装置２０を収納するパッケージの内部配線、ボンディグワイヤー又は金属バンプ等を用いて、振動子１０と端子Ｔ１、Ｔ２は電気的に接続されている。端子ＴＣＫは、回路装置２０により生成されたクロック信号ＣＫが出力される端子である。端子ＴＣＫは、発振器４の外部接続用の外部端子に電気的に接続されている。例えばパッケージの内部配線、ボンディグワイヤー又は金属バンプ等を用いて、端子ＴＣＫと外部端子は電気的に接続されている。そして発振器４の外部端子は外部デバイスに電気的に接続される。

温度センサー４０は、温度を検出するセンサーである。具体的には、温度センサー４０は、ＰＮ接合の順方向電圧が有する温度依存性を用いることで、温度に依存して電圧値が変化する温度検出電圧ＶＴＳを出力する。また温度センサー４０は、不揮発性メモリー７０に記憶された０次補正データに基づいて、温度検出電圧ＶＴＳのオフセット補正を行う。即ち、温度センサー４０は、０次補正データが示すオフセットの分だけ、温度検出電圧ＶＴＳのオフセットを調整する。なお、温度検出電圧ＶＴＳのオフセット補正は、発振周波数の温度補償において０次補正に対応する。

温度補償回路６０は、温度検出電圧ＶＴＳに基づいて温度補償電圧ＶＣＯＭＰを出力することで、発振回路３０の発振周波数を温度補償する。温度補償電圧ＶＣＯＭＰは、発振周波数の温度特性をキャンセル又は低減する電圧である。温度補償回路６０は、温度を変数とする多項式近似によって温度補償電圧ＶＣＯＭＰを出力する。例えば５次多項式により温度検出電圧ＶＴＳが近似される場合、多項式の０次係数、１次係数、２次係数、３次係数、４次係数及び５次係数が、それぞれ０次補正データ、１次補正データ、２次補正データ、３次補正データ、４次補正データ及び５次補正データとして不揮発性メモリー７０に記憶される。温度補償回路６０は、１次補正データ、２次補正データ、３次補正データ、４次補正データ及び５次補正データに基づいて温度補償を行う。なお上述のように、０次補正は温度センサー４０が行う。なお、多項式近似は５次に限定されない。

不揮発性メモリー７０は、発振周波数の温度補償に用いられる温度補償データを記憶する。温度補償データは、上記の０次補正データ、１次補正データ、２次補正データ、３次補正データ、４次補正データ及び５次補正データである。例えば発振器４の製造時等において、テスト装置は、発振器４が出力するクロック信号ＣＫに基づいて発振周波数の温度特性を測定する。テスト装置は、測定した温度特性を多項式近似して各項の係数を求め、その係数を温度補償データとして不揮発性メモリー７０に書き込む。

不揮発性メモリー７０は、例えばＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）やフラッシュメモリーなどである。ＥＥＰＲＯＭは例えばフローティングゲート型のメモリーセルなどにより実現できる。フラッシュメモリーは、例えばＭＯＮＯＳ（Metal Oxide Nitride Oxide Silicon）のメモリーセルなどにより実現できる。或いは不揮発性メモリー７０は、ヒューズセルを用いたメモリーであってもよい。このタイプのメモリーでは、メモリーセルであるヒューズセルが、抵抗と、抵抗に直列接続されるセレクター素子を含む。セレクター素子は例えばＰＮ接合のダイオード、或いはＭＯＳトランジスターである。例えば抵抗の一端は、ビット線に接続され、抵抗の他端はダイオードのアノードに接続される。ダイオードのカソードはワード線に接続される。ヒューズ素子として機能する抵抗は、抵抗値が可変のプログラマブル抵抗である。この可変の抵抗値によって、ヒューズセルにデータが記憶される。

発振回路３０は振動子１０を発振させる回路である。例えば発振回路３０は、端子Ｔ１及び端子Ｔ２に電気的に接続され、振動子１０を発振させる。発振回路３０としては、例えばピアース型、コルピッツ型、インバーター型又はハートレー型などの種々のタイプの発振回路を用いることができる。発振回路３０は、温度補償電圧ＶＣＯＭＰに基づいて発振周波数の温度特性をキャンセル又は低減する。例えば発振回路３０は、両端の電位差により容量が可変に制御される可変容量キャパシターＣＣＯＭＰを含む。可変容量キャパシターＣＣＯＭＰの一端は端子Ｔ１又は端子Ｔ２に電気的に接続され、可変容量キャパシターＣＣＯＭＰの他端に温度補償電圧ＶＣＯＭＰが入力される。発振回路３０は、発振信号ＯＳＣを出力する。

出力回路３５は、接続配線を介して発振回路３０に電気的に接続される。そして出力回路３５は、発振回路３０からの発振信号ＯＳＣをバッファリングすることによって、クロック信号ＣＫを出力する。この場合に出力回路３５は種々の信号形式でクロック信号ＣＫを外部に出力することができる。例えば出力回路３５は、ＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）、ＰＥＣＬ（Positive Emitter Coupled Logic）、ＨＣＳＬ（High Speed Current Steering Logic）、又は差動のＣＭＯＳ（Complementary MOS）などの信号形式で、クロック信号ＣＫを外部に出力する。例えば出力回路３５は、ＬＶＤＳ、ＰＥＣＬ、ＨＣＳＬ及び差動のＣＭＯＳのうちの少なくとも２つの信号形式でクロック信号ＣＫを出力可能な回路であってもよい。なお出力回路３５が出力するクロック信号ＣＫの信号形式は、差動の信号形式には限定されず、例えばシングルエンドのＣＭＯＳやクリップドサイン波などの差動ではない信号形式であってもよい。

なお本実施形態における接続は電気的な接続である。電気的な接続は、電気信号が伝達可能に接続されていることであり、電気信号による情報の伝達が可能となる接続である。電気的な接続は能動素子等を介した接続であってもよい。

２．温度補償回路
２．１ 温度補償回路の詳細な構成例
図２は、温度補償回路６０及び発振回路３０の詳細構成例である。発振回路３０は、駆動回路３２と可変容量キャパシターＣＣＯＭＰとを含む。

駆動回路３２は、ノードＬ１を介して端子Ｔ１に接続され、ノードＬ２を介して端子Ｔ２に接続される。駆動回路３２は、端子Ｔ１、Ｔ２に接続された振動子１０を駆動することで、振動子１０を発振させる。駆動回路３２は、バイポーラートランジスター等のトランジスターと、キャパシター又は抵抗等の受動素子により実現できる。

可変容量キャパシターＣＣＯＭＰの一端はノードＬ１に接続される。或いは、可変容量キャパシターＣＣＯＭＰの一端はノードＬ２に接続されてもよい。可変容量キャパシターＣＣＯＭＰの他端は温度補償回路６０の出力ノードに接続される。可変容量キャパシターＣＣＯＭＰは、例えばＭＯＳキャパシターである。ＭＯＳキャパシターの一端は、ＭＯＳトランジスターのゲートであり、ＭＯＳキャパシターの他端はＭＯＳトランジスターのソース及びドレインである。

温度補償回路６０は、電流生成回路６１と電流電圧変換回路６４とを含む。電流生成回路６１は、１次補正回路６２と高次補正回路６３とを含む。なお、本実施形態において「関数」は、温度を変数とする関数である。

１次補正回路６２は、温度検出電圧ＶＴＳに基づいて、１次関数を近似する１次電流を出力する。１次補正回路６２は、例えば演算増幅器、第１可変抵抗回路、第２可変抵抗回路、第３可変抵抗回路を含む。演算増幅器、第１可変抵抗回路及び第２可変抵抗回路は、正転増幅回路を構成する。正転増幅回路は、基準電圧ＶＲＣを基準に温度検出電圧ＶＴＳを増幅する。正転増幅回路は、第３可変抵抗回路を介して電流電圧変換回路６４の入力ノードに１次電流を出力する。

高次補正回路６３は、温度検出電圧ＶＴＳに基づいて、３次関数を近似する３次電流を、電流電圧変換回路６４の入力ノードに出力する。高次補正回路６３は、例えば、温度検出電圧ＶＴＳに基づいて差動動作を行う第１差動回路と、第１差動回路の出力電圧と温度検出電圧ＶＴＳに基づいて差動動作を行うことで３次電流を出力する第２差動回路と、を含む。

電流電圧変換回路６４は、１次電流と３次電流を加算すると共に、その加算電流を電流電圧変換することで温度補償電圧ＶＣＯＭＰを出力する。これにより、多項式関数を近似する温度補償電圧ＶＣＯＭＰが得られる。温度補償電圧ＶＣＯＭＰは可変容量キャパシターＣＣＯＭＰの他端に入力される。温度補償電圧ＶＣＯＭＰにより可変容量キャパシターＣＣＯＭＰの容量値が制御されることで、発振回路３０の発振周波数が温度補償される。電流電圧変換回路６４は、演算増幅器ＯＰＣと抵抗Ｒ３とキャパシターＣＣとを含む。抵抗Ｒ３及びキャパシターＣＣは、演算増幅器ＯＰＣの出力ノードと反転入力ノードとの間に並列接続される。演算増幅器ＯＰＣの非反転入力ノードには基準電圧ＶＲＣが入力される。演算増幅器ＯＰＣの出力ノードは温度補償回路６０の出力ノードに接続される。

なお、高次補正回路６３は、４次以上の補正を行う補正回路を、更に含んでもよい。例えば、高次補正回路６３は、４次関数を近似する４次電流を出力する４次補正回路と、５次関数を近似する５次電流を出力する５次補正回路と、を更に含んでもよい。

このように、電流生成回路６１と電流電圧変換回路６４を含む温度補償回路６０を用いることによって、適切な温度補償電圧ＶＣＯＭＰを出力することが可能になる。温度補償回路６０が発振器４に含まれる場合、温度変化に伴うクロック信号ＣＫの周波数変動を抑制し、精度の高いクロック信号ＣＫを出力することが可能になる。

図１２は、回路装置の比較例を説明する図である。なお、本実施形態と同様の構成については、図２と同じ符号を付している。比較例においては、抵抗Ｒ０及びキャパシターＣ０によりＲＣローパスフィルターが構成されている。抵抗Ｒ０は、温度補償回路６００の出力ノードと、発振回路３０との間に設けられる。また、キャパシターＣ０は、抵抗Ｒ０の一端と、所与の基準電位との間に設けられる。ここでの基準電位とは、例えば低電位側電源電圧ＶＳＳであり、狭義にはグラウンドである。比較例においては、温度補償回路６００の外部にＲＣローパスフィルターが設けられる。ＲＣローパスフィルターを設けることによって、温度補償電圧に含まれるノイズを低減することが可能になる。

温度補償電圧がＤＣ電圧であることを考慮すれば、ローパスフィルターのカットオフ周波数はある程度低い値となることが望ましい。即ち、抵抗Ｒ０の抵抗値と、キャパシターＣ０の容量値の積を大きくすることが望ましい。

ただし図１２に示した構成を用いる場合、抵抗Ｒ０において発生する熱雑音を考慮する必要がある。抵抗Ｒ０における熱雑音は、抵抗値が大きいほど大きくなることが知られている。よって、熱雑音によって温度補償電圧の精度が低下することを抑制するためには、抵抗Ｒ０の抵抗値を小さくすることが望ましい。そのためローパスフィルターによるノイズ低減効果を高くするためには、キャパシターＣ０の容量値を大きくする必要がある。結果として、キャパシターＣ０が大型化してしまう。例えばキャパシターＣ０は、回路装置２０が設けられるＩＣチップ外に、ディスクリートに設けられる積層セラミックコンデンサーである。このように、比較例においては、チップ外に設けられる外付け部品が大きくなるため、回路装置２０を含む装置の小型化が難しい。

また図１２に示す構成では、抵抗Ｒ０は発振回路３０に接続されている。発振回路３０が生成する発振信号によって、抵抗Ｒ０にＡＣ電流が流れる可能性がある。そのため、図１２に示す構成においては、抵抗Ｒ０において発生するフリッカーノイズを考慮することも必要となる。フリッカーノイズは、抵抗Ｒ０の面積が大きいほど小さくなる。そのため、比較例においてフリッカーノイズの低減を行うためには抵抗Ｒ０の面積を大きくする必要があり、やはり回路装置２０の小型化が難しい。

図３は、本実施形態における電流電圧変換回路６４の構成を示す図である。図２を用いて上述したとおり、回路装置２０は、電流生成回路６１と、電流電圧変換回路６４を含む。電流生成回路６１は、温度検出電圧ＶＴＳに基づいて温度補償電流を生成する。電流生成回路６１は、例えば１次補正回路６２と高次補正回路６３であるが、電流生成回路６１の構成はこれに限定されない。電流電圧変換回路６４は、演算増幅器ＯＰＣと、フィードバック回路ＦＢを含む。演算増幅器ＯＰＣは、温度補償電圧が入力される第１入力ノードＮＩＮ、及び温度補償電圧ＶＣＯＭＰを出力する出力ノードＯＵＴを有する。フィードバック回路ＦＢは、演算増幅器ＯＰＣの第１入力ノードＮＩＮと出力ノードＯＵＴとの間に設けられる。第１入力ノードＮＩＮとは、具体的には演算増幅器ＯＰＣの反転入力ノードである。フィードバック回路ＦＢは、例えば並列に設けられる抵抗Ｒ３及びキャパシターＣＣであるが、フィードバック回路ＦＢの構成はこれに限定されない。電流電圧変換回路６４は、温度補償電流を電流電圧変換することで温度補償電圧ＶＣＯＭＰを出力する。

そして演算増幅器ＯＰＣは、差動部６５と、出力部６９と、ＲＣローパスフィルター６８を含む。ＲＣローパスフィルター６８は、抵抗と、キャパシターＣｎを含む。以下、ＲＣローパスフィルター６８に含まれる抵抗が可変抵抗回路Ｒｎである例について説明するが、当該抵抗は抵抗値が固定であってもよい。差動部６５は、カレントミラー回路６６と差動対トランジスター６７とを有する。カレントミラー回路６６は、図３に示すようにＰ型トランジスターＴｒ４及びＰ型トランジスターＴｒ５を含む。出力部６９は、温度補償電圧ＶＣＯＭＰを出力する。ＲＣローパスフィルター６８は、差動部６５の出力ノードＮ１と、出力部６９の入力ノードＮ２との間に設けられる。ＲＣローパスフィルター６８は、差動部６５の出力信号をローパスフィルター処理し、出力部６９の入力ノードＮ２に出力する。

本実施形態のＲＣローパスフィルター６８は、演算増幅器ＯＰＣの差動部６５と出力部６９の間に設けられる。そのため、演算増幅器ＯＰＣのフィードバックにより、熱雑音を低減することが可能になる。

図４は、可変抵抗回路Ｒｎにおける熱雑音を説明する図であって、電流電圧変換回路６４の構成を模式的に表した図である。図４におけるＶ_ＩＮ及びＶ_ＯＵＴは電流電圧変換回路６４の入力電圧及び出力電圧を表す。Ｖ_Ａは演算増幅器ＯＰＣの差動部６５の入力電圧を表す。Ｖ_Ｒｎは可変抵抗回路Ｒｎにおいて発生する熱雑音電圧を表す。αは演算増幅器ＯＰＣの差動部６５におけるゲインを表す。βはフィードバックゲインを表す。γは演算増幅器ＯＰＣの出力部６９におけるゲインを表す。図４の例において、Ｖ_ＯＵＴ及びＶ_Ａはそれぞれ下式（１）及び（２）のように表すことができ、下式（１）及び（２）に基づいて下式（３）が導かれる。

３つのゲインの積であるαβγは、１よりも十分大きいため、上式（３）は下式（４）のように変形できる。下式（４）の右辺第２項からわかるように、演算増幅器ＯＰＣのフィードバックにより、熱雑音を１／（αβ）に低減できる。演算増幅器ＯＰＣのゲインは非常に大きいため、熱雑音を十分低くすることが可能である。

熱雑音が低減されるため、本実施形態においてはＲＣローパスフィルター６８に含まれる抵抗の抵抗値を、比較例に比べて大きくすることが可能である。そのため、所望のカットオフ周波数を実現するために必要なキャパシターＣｎの容量値を小さくできる。これにより、キャパシターＣｎをチップに内蔵でき、回路装置２０の小型化が可能になる。

また本実施形態の手法では、ＲＣローパスフィルター６８に含まれる可変抵抗回路Ｒｎの一端は、出力部６９の入力ノードＮ２に接続される。出力部６９の入力ノードＮ２は、例えばＰ型トランジスターＴｒ６のゲートであるため、高インピーダンスである。即ち、本実施形態の手法では、可変抵抗回路Ｒｎに電流が流れないと考えることができるため、フリッカーノイズの影響が抑制される。そのため、可変抵抗回路Ｒｎの面積を大きくする必要がなく、回路装置２０の小型化が容易である。

図５は、本実施形態の手法による効果を説明する図である。図５は、横軸が周波数に対応し、縦軸が温度補償回路６０の出力ノイズに対応する両対数グラフである。図５に示すように、本実施形態のＲＣローパスフィルター６８の機能をオンにすることによって、機能をオフにする場合に比べて、所与の周波数ｆ０以上の周波数範囲における出力ノイズが低減される。

なお、所与の周波数ｆ０は、演算増幅器ＯＰＣのオープンループゲインが０ｄＢとなるユニティゲイン周波数に対応する周波数である。温度補償回路６０の周波数特性は、ＲＣローパスフィルター６８のカットオフ周波数だけでなく、演算増幅器ＯＰＣ全体の周波数特性を考慮する必要がある。ただし、演算増幅器ＯＰＣに含まれるＲＣローパスフィルター６８のカットオフ周波数を低くすることによって、演算増幅器ＯＰＣのユニティゲイン周波数を低くすることが可能である。よって本実施形態においても、ノイズ成分を適切に低減するためには、ＲＣローパスフィルター６８のカットオフ周波数を低くすることが重要である。

図３に示すように、出力部６９は、Ｐ型トランジスターＴｒ６と、バイポーラートランジスターＴｒ７を含んでもよい。Ｐ型トランジスターＴｒ６は、高電位側電源電圧ＶＤＤと、演算増幅器ＯＰＣの出力ノードＯＵＴとの間に設けられ、出力部６９の入力ノードＮ２がゲートに接続される。バイポーラートランジスターＴｒ７は、演算増幅器ＯＰＣの出力ノードＯＵＴと低電位側電源電圧ＶＳＳの間に設けられ、ベースにバイアス電圧が入力される。

また差動部６５は、差動対トランジスター６７として、第１バイポーラートランジスターＴｒ１と第２バイポーラートランジスターＴｒ２を含んでもよい。第１バイポーラートランジスターＴｒ１は、演算増幅器ＯＰＣの第１入力ノードＮＩＮがベースに接続される。第２バイポーラートランジスターＴｒ２は、基準電圧ＶＲＣが入力される第２入力ノードＰＩＮがベースに接続される。

また差動部６５は、第１バイポーラートランジスターＴｒ１及び第２バイポーラートランジスターＴｒ２と、低電位側電源電圧ＶＳＳとの間に設けられ、ベースにバイアス電圧が入力される第３バイポーラートランジスターＴｒ３を含んでもよい。

以上のように、差動部６５及び出力部６９のいずれか或いは両方において、バイポーラートランジスターが用いられてもよい。バイポーラートランジスターはＭＯＳトランジスターに比べて発生するノイズが小さい。本実施形態はＲＣローパスフィルター６８を用いてノイズ低減を行う手法であるため、電流電圧変換回路６４の各部にバイポーラートランジスターを用いてノイズを低減することによる利点が大きい。ただし、Ｔｒ１～Ｔｒ３、Ｔｒ７に示した各バイポーラートランジスターは必須の構成ではなく、一部又は全部をＭＯＳトランジスターに置き換える等の変形実施が可能である。

なお本実施形態の手法は、上記の回路装置２０と、振動子１０と、を含む発振器４に適用できる。このようにすれば、精度の高いクロック信号ＣＫを出力可能な発振器４を実現できる。

２．２ 可変抵抗回路
また図３に示すように、ＲＣローパスフィルター６８は、差動部６５の出力ノードＮ１と出力部６９の入力ノードＮ２との間に設けられ、抵抗値が可変である可変抵抗回路Ｒｎと、一端が差動部６５の出力ノードＮ１に接続されたキャパシターＣｎと、を有する。可変抵抗回路Ｒｎの一端は差動部６５の出力ノードＮ１に接続され、他端は出力部６９の入力ノードＮ２に接続される。本実施形態では、キャパシターＣｎの一端は可変抵抗回路Ｒｎを介して差動部６５の出力ノードＮ１に接続されており、他端は演算増幅器ＯＰＣの出力ノードＯＵＴに接続されている。可変抵抗回路Ｒｎを用いることによって、フィルター特性を柔軟に変更することが可能になる。なお、キャパシターＣｎの他端は必ずしも演算増幅器ＯＰＣの出力ノードＯＵＴに接続されている必要はなく、低電位側電源電圧ＶＳＳの供給ラインに接続されていてもよい。

図６は、可変抵抗回路Ｒｎを含む電流電圧変換回路６４の構成例を示す図である。図６に示すように、可変抵抗回路Ｒｎは、抵抗Ｒｎ１と、スイッチＳＷ１を有してもよい。抵抗Ｒｎ１は、差動部６５の出力ノードＮ１と出力部６９の入力ノードＮ２との間に設けられる。スイッチＳＷ１は、差動部６５の出力ノードＮ１と出力部６９の入力ノードＮ２との間に、抵抗Ｒｎ１と並列に設けられる。図６に示した構成を用いることによって、差動部６５と出力部６９との間に抵抗Ｒｎ１が接続された状態と、当該抵抗Ｒｎ１がバイパスされる状態とを切り替える制御が可能になる。

図６のスイッチＳＷ１は、所定ウェイト期間の後にオンからオフになる。即ち、可変抵抗回路Ｒｎの抵抗値は、所定ウェイト期間の経過前は０Ωであり、所定ウェイト期間の経過後に抵抗Ｒｎ１の抵抗値となる。換言すれば、所定ウェイト期間の経過前はフィルター機能がオフであり、所定ウェイト期間の経過後にフィルター機能がオンになる。

ここでの所定ウェイト期間とは、回路装置２０の起動時に設定される期間であってもよい。例えば回路装置２０が発振器４に含まれる場合、回路装置２０の起動によって発振回路３０が振動子１０の駆動を開始する。振動子１０に基づく発振信号ＯＳＣが安定すると、出力回路３５がクロック信号ＣＫの出力を開始する。これにより、回路装置２０を流れる電流が急激に増加するため、出力回路３５等を熱源として温度変化が生じる。当該温度変化に対して、温度補償電圧ＶＣＯＭＰを高速で追従させるためには、フィルター機能がオフであることが望ましい。そして上記温度変化への追従が完了した後には、ノイズ低減を行うためにフィルター機能がオンになる。このように、所定ウェイト期間に基づいてスイッチＳＷ１をオンからオフに切り替えることによって、起動期間等において回路装置２０を適切に動作させることが可能になる。なお、詳細な制御タイミングについては、図９を用いて後述する。

ここで、抵抗Ｒｎ１は抵抗値が固定の抵抗であってもよい。この場合、可変抵抗回路Ｒｎの抵抗値が２段階で切り替えられる。ただし、Ｒｎ１自体が抵抗値が可変な可変抵抗であってもよい。この場合、可変抵抗回路Ｒｎは、抵抗Ｒｎ１をバイパスするか否かを切り替えるだけでなく、抵抗Ｒｎ１の抵抗値を切り替える制御が可能である。即ち、可変抵抗回路Ｒｎは、抵抗値を３段階以上で切り替え可能な構成であってもよい。この場合の抵抗Ｒｎ１は、公知の可変抵抗回路の構成を広く適用可能である。

温度変化への追従度合いと、ノイズ低減度合いのバランスを考慮した制御を行うという観点からすれば、本実施形態の手法は、ＲＣローパスフィルター６８のフィルター機能が時間経過とともに高くなる構成であればよい。即ち、可変抵抗回路Ｒｎの抵抗値が３段階以上で制御可能である場合、当該抵抗値は、時間経過とともに大きくなるように制御される。

また可変抵抗回路Ｒｎは、スイッチＳＷ１によって抵抗Ｒｎ１がバイパス可能な構成には限定されない。即ち、図６におけるスイッチＳＷ１を省略する等の種々の変形実施が可能である。

２．３ レギュレーター
図７は回路装置２０の他の構成例を示す図である。図７に示すように、回路装置２０は図２に示す構成に加えて、レギュレーター８０を含んでもよい。レギュレーター８０は、高電位側電源電圧ＶＤＤに基づいてレギュレート電圧ＶＲＥＧを出力する。レギュレート電圧ＶＲＥＧは、電流生成回路６１の電源電圧として用いられる。またレギュレート電圧ＶＲＥＧは、発振回路３０等、回路装置２０の他の構成の電源電圧として用いられてもよい。

レギュレーター８０は後述の図８のように第２演算増幅器ＯＰＣ２を含む。本実施形態においては、レギュレーター８０に含まれる第２演算増幅器ＯＰＣ２についても、電流電圧変換回路６４の演算増幅器ＯＰＣと同様の構成を設けてもよい。即ち、本実施形態の回路装置２０は、電流生成回路６１にレギュレート電圧ＶＲＥＧを供給するレギュレーター８０を含み、当該レギュレーター８０は第２ＲＣローパスフィルター８８を有する。

図８は、レギュレーター８０に含まれる第２演算増幅器ＯＰＣ２の構成を示す図である。第２演算増幅器ＯＰＣ２は、第２差動部８５と、第２出力部８９と、第２ＲＣローパスフィルター８８を含む。第２差動部８５は、第２カレントミラー回路８６と第２差動対トランジスター８７とを有する。第２カレントミラー回路８６は、Ｐ型トランジスターＴｒ８とＰ型トランジスターＴｒ９を含む。第２出力部８９は、レギュレート電圧ＶＲＥＧを出力する。第２ＲＣローパスフィルター８８は、第２差動部８５の出力ノードＮ３と第２出力部８９の入力ノードＮ４との間に設けられる。第２ＲＣローパスフィルター８８は、第２差動部８５の出力信号をローパスフィルター処理した信号を第２出力部８９の入力ノードＮ４に出力する

このようにすれば、レギュレーター８０の第２演算増幅器ＯＰＣ２においても、第２差動部８５と第２出力部８９との間に第２ＲＣローパスフィルター８８を設けることによって、ノイズ成分を低減しつつ、回路装置２０を小型化することが可能になる。第２ＲＣローパスフィルター８８は、例えば図６のＲＣローパスフィルター６８と同様の構成であって、抵抗Ｒｎ２と、スイッチＳＷ２と、キャパシターＣｎ２を含む。ただし、第２ＲＣローパスフィルター８８の構成については、ＲＣローパスフィルター６８と同様に、種々の変形実施が可能である。

なお図８においては、第２差動対トランジスター８７は、第４バイポーラートランジスターＴｒ１０及び第５バイポーラートランジスターＴｒ１１を含む。また第２差動対トランジスター８７と低電位側電源電圧ＶＳＳとの間に第６バイポーラートランジスターＴｒ１２が設けられる。バイポーラートランジスターを用いることによってノイズ成分を低減することが可能である。ただし、演算増幅器ＯＰＣと同様に、各バイポーラートランジスターをＭＯＳトランジスターに置き換える等の変形実施が可能である。

また、図８においては、第２演算増幅器ＯＰＣ２は、Ｐ型トランジスターＴｒ１３と可変抵抗回路Ｒ４及び可変抵抗回路Ｒ５を含む。Ｐ型トランジスターＴｒ１３は、高電位側電源電圧ＶＤＤと、第２演算増幅器ＯＰＣ２の出力ノードＯＵＴ２との間に設けられる。可変抵抗回路Ｒ４及びＲ５は、出力ノードＯＵＴ２と低電位側電源電圧ＶＳＳとの間に直列に設けられる。可変抵抗回路Ｒ４と可変抵抗回路Ｒ５の間のノードＮ５と、第２演算増幅器ＯＰＣ２の第１入力ノードＮＩＮ２とが接続されることによってフィードバックが行われる。第２演算増幅器ＯＰＣ２の第２入力ノードＰＩＮ２には、入力信号が入力される。ただし、第２出力部８９やフィードバックに関する構成は図８の構成に限定されず、種々の変形実施が可能である。

２．４ 制御タイミング
図９は、本実施形態の回路装置２０の制御タイミングを説明する図である。なお図９の横軸は時間を表す。電源がオンになることで高電位側電源電圧ＶＤＤの供給が開始される（Ａ１）。ＰＯＲ＿ＭＶは高電位側電源電圧ＶＤＤを電源電圧として動作する回路のパワーオンリセット信号である。ＶＤＤが所与の電圧値に到達したタイミングにおいてパワーオンリセットが実行される（Ａ２）。図９のＥＮ＿ＢＩＡＳはバイアス回路（ＢＩＡＳ）のイネーブル信号である。バイアス回路は、例えばバンドギャップリファレンス回路や基準電流生成回路等を含む。パワーオンリセットの実行後、バイアス回路がイネーブルになり（Ａ３）、電圧供給が開始される（Ａ４）。

図９のＰＯＲ＿ＬＶはレギュレート電圧ＶＲＥＧを電源電圧として動作する回路のパワーオンリセット信号を表し、ＥＮ＿ＬＶは、当該回路のイネーブル信号を表す。Ａ４に示した電圧供給開始後、当該電圧が所与の電圧値に到達したタイミングにおいて（Ａ５）、パワーオンリセットが実行され（Ａ６）、レギュレート電圧ＶＲＥＧで動作する回路のイネーブル信号がオンになる（Ａ７）。

また起動時は振動子１０の発振が安定しないため、ＩＣの内部発振器が動作し（Ａ８）、当該内部発振器が出力するクロック信号に基づいて、不揮発性メモリー７０から制御用データの読み出しが行われる（Ａ９）。

図９のＥＮ＿ＯＵＴは出力回路３５のイネーブル信号であり、ＣＬＫＯは出力されるクロック信号ＣＫを表す。振動子１０の出力である発振信号ＯＳＣの振幅は時間の経過とともに増加していく。振幅値が所与の値に到達したタイミングにおいて（Ａ１０）、出力回路３５がイネーブルになる（Ａ１１）。これにより、出力回路３５は、クロック信号ＣＫの出力を開始する（Ａ１２）。

上述したとおり、温度補償回路６０やレギュレーター８０に含まれる演算増幅器の内部にローパスフィルターを設けることによって、ノイズ成分が低減できるものの、入力信号の変化に対する追従性が低下する。具体的には、演算増幅器ＯＰＣのＲＣローパスフィルター６８が機能することによって、温度変化への追従性が低下してしまう。回路装置２０が、温度補償電圧ＶＣＯＭＰが入力される発振回路３０と、発振回路３０の出力信号である発振信号ＯＳＣに基づいてクロック信号ＣＫを出力する出力回路３５を含む場合、温度補償電圧ＶＣＯＭＰが温度変化へ十分追従できないことによって、クロック信号ＣＫの精度が低下してしまう。よって温度補償回路６０の演算増幅器ＯＰＣに含まれるスイッチＳＷ１は、出力回路３５がクロック信号ＣＫの出力を開始してから所定ウェイト期間が経過した後、オンからオフになる。このようにすれば、フィルター機能のオンオフを、回路装置２０の状態に応じて適切に切り替えることが可能になる。例えば、クロック信号ＣＫの出力が開始された場合、電流が増えることによって温度が上昇する。上記所定ウェイト期間においてスイッチＳＷ１をオンにして抵抗Ｒｎ１をバイパスすることによって、当該温度変化への追従性を高くすることが可能である。

また回路装置２０がレギュレーター８０を含む場合、レギュレーター８０の第２演算増幅器ＯＰＣ２に含まれる第２ＲＣローパスフィルター８８についても、振動子１０の出力が安定した後にフィルター機能がオンになることが望ましい。振動子１０の出力が安定することによって、消費電流が安定するためである。具体的には、レギュレーター８０に含まれる第２ＲＣローパスフィルター８８は、Ａ１０に示すタイミングの後、所定期間の経過後にイネーブルにされる。第２ＲＣローパスフィルター８８をイネーブルにするとは、具体的にはスイッチＳＷ２をオンからオフにする制御を表す。

上述したように、レギュレーター８０が出力するレギュレート電圧ＶＲＥＧは、電流生成回路６１の動作に用いられる。温度補償電圧ＶＣＯＭＰの精度を考慮すれば、まずレギュレーター８０の第２ＲＣローパスフィルター８８の動作を有効にし、その後、電流電圧変換回路６４のＲＣローパスフィルター６８の動作を有効にすることが望ましい。この際、ＲＣローパスフィルター６８は、第２ＲＣローパスフィルター８８の動作が有効になってから所定ウェイト期間が経過した後に有効にすることが望ましい。具体的には、可変抵抗回路ＲｎのスイッチＳＷ１は、第２ＲＣローパスフィルター８８の動作が有効になってから所定ウェイト期間が経過した後に、オンからオフになる。このようにすれば、スイッチングノイズの影響を抑制できる。

図９の例において、REG filter Enableはレギュレーター８０に含まれる第２ＲＣローパスフィルター８８のイネーブル信号であり、VCOMP filter Enableは電流電圧変換回路６４に含まれるＲＣローパスフィルター６８のイネーブル信号である。Ａ１３に示すタイミングにおいてレギュレーター８０の第２ＲＣローパスフィルター８８の動作が有効になり、その後、Ａ１４に示すタイミングにおいて、電流電圧変換回路６４のＲＣローパスフィルター６８の動作が有効となる。以上のように、本実施形態における所定ウェイト期間とは、クロック信号ＣＫの出力イネーブル信号であるＥＮ＿ＯＵＴの立ち上がりタイミングＡ１１からＲＣローパスフィルター６８の動作が有効となるタイミングＡ１４までの期間ＷＴ１であってもよい。Ａ１１に示すタイミングは、振動子１０の出力が安定するタイミングＡ１０に対応する。また所定ウェイト期間は、レギュレーター８０の第２ＲＣローパスフィルター８８の動作が有効になるタイミングＡ１３からＲＣローパスフィルター６８の動作が有効となるタイミングＡ１４までの期間ＷＴ２であってもよい。なお、期間ＷＴ１は、ＥＮ＿ＯＵＴの立ち上がりタイミングＡ１１から第２ＲＣローパスフィルター８８の動作が有効となったタイミングＡ１３までの期間ＷＴ３と、第２ＲＣローパスフィルター８８の動作が有効となったタイミングＡ１３からＲＣローパスフィルター６８の動作が有効となるタイミングＡ１４までの期間ＷＴ２を合わせた期間である。なお、ここでは所定ウェイト期間が各イネーブル信号の立ち上がり開始タイミングを基準として設定される例について説明した。しかし基準となるタイミングは、イネーブル信号が所与の基準電圧値に到達したタイミングとしてもよい。或いは、Ａ１１に示すタイミングに変えて、実際にクロック信号ＣＬＫＯの出力が開始されたタイミングＡ１２を、ＷＴ１及びＷＴ３の始点としてもよい。その他、所定ウェイト期間の設定については、種々の変形実施が可能である。

３．電子機器、移動体
また本実施形態の手法は、上記の回路装置２０と、回路装置２０からの出力信号に基づいて処理を行う処理装置と、を含む電子機器又は移動体に適用できる。

図１０に、本実施形態の回路装置２０を含む電子機器５００の構成例を示す。電子機器５００は、本実施形態の回路装置２０と、回路装置２０の発振回路３０の発振信号ＯＳＣに基づくクロック信号ＣＫにより動作する処理装置５２０を含む。具体的には電子機器５００は、本実施形態の回路装置２０を有する発振器４を含み、処理装置５２０は、発振器４からのクロック信号に基づいて動作する。また電子機器５００は、アンテナＡＮＴ、通信インターフェース５１０、操作インターフェース５３０、表示部５４０、メモリー５５０を含むことができる。なお電子機器５００は図１０の構成に限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

電子機器５００は、例えば基地局又はルーター等のネットワーク関連機器、距離、時間、流速又は流量等の物理量を計測する高精度の計測機器、生体情報を測定する生体情報測定機器、或いは車載機器などである。生体情報測定機器は例えば超音波測定装置、脈波計又は血圧測定装置等である。車載機器は自動運転用の機器等である。また電子機器５００は、頭部装着型表示装置や時計関連機器などのウェアラブル機器、ロボット、印刷装置、投影装置、スマートフォン等の携帯情報端末、コンテンツを配信するコンテンツ提供機器、或いはデジタルカメラ又はビデオカメラ等の映像機器などであってもよい。

また電子機器５００としては、５Ｇなどの次世代移動通信システムに用いられる機器がある。例えば次世代移動通信システムの基地局、リモートレディオヘッド（ＲＲＨ）又は携帯通信端末などの種々の機器に本実施形態の回路装置２０を用いることができる。次世代移動通信システムでは、時刻同期等のために高精度のクロック周波数が要望されており、高精度のクロック信号を生成できる本実施形態の回路装置２０の適用例として好適である。

通信インターフェース５１０は、アンテナＡＮＴを介して外部からデータを受信したり、外部にデータを送信する処理を行う。プロセッサーである処理装置５２０は、電子機器５００の制御処理や、通信インターフェース５１０を介して送受信されるデータの種々のデジタル処理などを行う。処理装置５２０の機能は、例えばマイクロコンピューターなどのプロセッサーにより実現できる。操作インターフェース５３０は、ユーザーが入力操作を行うためのものであり、操作ボタンやタッチパネルディスプレイなどにより実現できる。表示部５４０は、各種の情報を表示するものであり、液晶や有機ＥＬなどのディスプレイにより実現できる。メモリー５５０は、データを記憶するものであり、その機能はＲＡＭやＲＯＭなどの半導体メモリーにより実現できる。

なお図１０では、電子機器５００が発振器４を含む場合を例に説明したが、電子機器５００の構成はこれに限定されない。電子機器５００は、温度センサー４０からの温度検出電圧ＶＴＳに基づいて温度補償電圧ＶＣＯＭＰを生成する回路装置２０と、当該温度補償電圧ＶＣＯＭＰに基づいて動作する処理装置とを含めばよい。

図１１に、本実施形態の回路装置２０を含む移動体の例を示す。移動体は、本実施形態の回路装置２０と、回路装置２０の発振回路３０の発振信号ＯＳＣに基づくクロック信号ＣＫにより動作する処理装置２２０を含む。具体的には移動体は、本実施形態の回路装置２０を有する発振器４を含み、処理装置２２０は、発振器４からのクロック信号に基づいて動作する。本実施形態の回路装置２０は、例えば、車、飛行機、バイク、自転車、或いは船舶等の種々の移動体に組み込むことができる。移動体は、例えばエンジンやモーター等の駆動機構、ハンドルや舵等の操舵機構、各種の電子機器を備えて、地上や空や海上を移動する機器・装置である。図１１は移動体の具体例としての自動車２０６を概略的に示している。自動車２０６には、本実施形態の回路装置２０が組み込まれる。具体的には、移動体である自動車２０６は、制御装置２０８を含み、制御装置２０８は、本実施形態の回路装置２０を含む発振器４と、発振器４により生成されたクロック信号に基づき動作する処理装置２２０を含む。制御装置２０８は、例えば車体２０７の姿勢に応じてサスペンションの硬軟を制御したり、個々の車輪２０９のブレーキを制御する。例えば制御装置２０８により、自動車２０６の自動運転を実現してもよい。なお本実施形態の回路装置２０が組み込まれる機器は、このような制御装置２０８には限定されず、自動車２０６等の移動体に設けられるメーターパネル機器やナビゲーション機器などの種々の車載機器に組み込むことが可能である。

なお図１１では、移動体が発振器４を含む場合を例に説明したが、移動体の構成はこれに限定されない。移動体は、温度センサー４０からの温度検出電圧ＶＴＳに基づいて温度補償電圧ＶＣＯＭＰを生成する回路装置２０と、当該温度補償電圧ＶＣＯＭＰに基づいて動作する処理装置とを含めばよい。

以上で説明したように本実施形態の回路装置２０は、電流生成回路と、電流電圧変換回路を含む。電流生成回路は、温度検出電圧に基づいて温度補償電流を生成する。電流電圧変換回路は、温度補償電流が入力される第１入力ノード及び温度補償電圧を出力する出力ノードを有する演算増幅器と、演算増幅器の第１入力ノードと出力ノードとの間に設けられるフィードバック回路とを有し、温度補償電流を電流電圧変換することで温度補償電圧を出力する。演算増幅器は、カレントミラー回路と差動対トランジスターとを有する差動部と、温度補償電圧を出力する出力部と、差動部の出力信号をローパスフィルター処理した信号を出力部の入力ノードに出力するＲＣローパスフィルターと、を有する。

本実施形態によれば、演算増幅器の内部にＲＣローパスフィルターが設けられるため、フィードバックによって抵抗の熱雑音を低減できる。抵抗値を大きくできるため、ＲＣローパスフィルターのキャパシターの小型化が可能になる。また、抵抗に電流が流れないことによってフリッカーノイズの影響を抑制できる。そのため抵抗の面積を小さくできる。

また本実施形態では、ＲＣローパスフィルターは、差動部の出力ノードと出力部の入力ノードとの間に設けられ、抵抗値が可変である可変抵抗回路と、一端が差動部の出力ノードに接続されたキャパシターと、を有してもよい。

このようにすれば、差動部と出力部の間に適切にＲＣローパスフィルターを設けること、及びＲＣローパスフィルターの抵抗を可変抵抗回路とすることが可能になる。可変抵抗回路を用いることによって、回路装置の周波数特性を柔軟に調整できる。

また本実施形態では、可変抵抗回路は、差動部の出力ノードと出力部の入力ノードとの間に設けられる抵抗と、差動部の出力ノードと出力部の入力ノードとの間に、抵抗と並列に設けられるスイッチと、を有してもよい。

このようにすれば、スイッチのオンオフを制御することによって、可変抵抗回路の抵抗値を調整することが可能になる。

また本実施形態では、回路装置は、第２ＲＣローパスフィルターを有し、電流生成回路にレギュレート電圧を供給するレギュレーターを含んでもよい。電流電圧変換回路の演算増幅器に含まれるスイッチは、第２ＲＣローパスフィルターの動作が有効になってから所定ウェイト期間が経過した後に、オンからオフになってもよい。

このようにすれば、レギュレーターの出力であるレギュレート電圧が安定した後に、ＲＣローパスフィルターのフィルター機能をオンにすることが可能になる。

また本実施形態では、レギュレーターは、第２演算増幅器を含んでもよい。第２演算増幅器は、第２カレントミラー回路と第２差動対トランジスターとを有する第２差動部と、レギュレート電圧を出力する第２出力部と、第２ＲＣローパスフィルターと、を有する。第２ＲＣローパスフィルターは、第２差動部の出力信号をローパスフィルター処理した信号を第２出力部の入力ノードに出力する。

このようにすれば、レギュレーターに含まれる演算増幅器についても、小型化とノイズ低減を両立させることが可能になる。

また本実施形態では、出力部は、高電位側電源電圧と演算増幅器の出力ノードとの間に設けられ、出力部の入力ノードがゲートに接続されるＰ型トランジスターと、演算増幅器の出力ノードと低電位側電源電圧の間に設けられ、ベースにバイアス電圧が入力されるバイポーラートランジスターと、を有してもよい。

このように、出力部にバイポーラートランジスターを用いることによって、ノイズを低減することが可能になる。

また本実施形態では、差動部は、差動対トランジスターとして、第１入力ノードがベースに接続される第１バイポーラートランジスターと、基準電圧が入力される第２入力ノードがベースに接続される第２バイポーラートランジスターと、を有してもよい。

このように、差動部にバイポーラートランジスターを用いることによって、ノイズを低減することが可能になる。

また本実施形態では、差動部は、第１バイポーラートランジスター及び第２バイポーラートランジスターと低電位側電源電圧との間に設けられ、ベースにバイアス電圧が入力される第３バイポーラートランジスターを含んでもよい。

このように、差動部にバイポーラートランジスターを用いることによって、ノイズを低減することが可能になる。

また本実施形態では、回路装置は、振動子を発振させる発振回路と、発振回路の出力信号に基づいてクロック信号を出力する出力回路と、を含んでもよい。発振回路は、電流電圧変換回路からの温度補償電圧が入力される。電流電圧変換回路の演算増幅器に含まれるスイッチは、出力回路がクロック信号の出力を開始してから所定ウェイト期間が経過した後、オンからオフになる。

このようにすれば、クロック信号の出力開始に伴う温度変化に対する追従性を高くすること、及び温度が安定した後にはフィルター機能をオンにすることでノイズ低減を行うことが可能になる。

また本実施形態の発振器は、上記の回路装置と、振動子と、を含む。

また本実施形態の電子機器は、上記のいずれかに記載の回路装置と、回路装置からの出力信号に基づいて動作する処理装置と、を含む。

また本実施形態の移動体は、上記のいずれかに記載の回路装置と、回路装置からの出力信号に基づいて動作する処理装置と、を含む。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本開示の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本開示の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本開示の範囲に含まれる。また回路装置、発振器、電子機器、移動体の構成・動作等も本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

４…発振器、１０…振動子、２０…回路装置、３０…発振回路、３２…駆動回路、３５…出力回路、４０…温度センサー、６０…温度補償回路、６１…電流生成回路、６２…１次補正回路、６３…高次補正回路、６４…電流電圧変換回路、６５…差動部、６６…カレントミラー回路、６７…差動対トランジスター、６８…ＲＣローパスフィルター、６９…出力部、７０…不揮発性メモリー、８０…レギュレーター、８５…第２差動部、８６…第２カレントミラー回路、８７…第２差動対トランジスター、８８…第２ＲＣローパスフィルター、８９…第２出力部、２０６…自動車、２０７…車体、２０８…制御装置、２０９…車輪、２２０…処理装置、５００…電子機器、５１０…通信インターフェース、５２０…処理装置、５３０…操作インターフェース、５４０…表示部、５５０…メモリー、６００…比較例の温度補償回路、ＡＮＴ…アンテナ、Ｃ０，ＣＣ，Ｃｎ，Ｃｎ２…キャパシター、ＣＣＯＭＰ…可変容量キャパシター、ＦＢ…フィードバック回路、Ｌ１，Ｌ２，Ｎ１～Ｎ５…ノード、ＮＩＮ，ＮＩＮ２…第１入力ノード、ＯＵＴ，ＯＵＴ２…出力ノード、ＯＰＣ、ＯＰＣ２…演算増幅器、ＯＳＣ…発振信号、Ｒ０，Ｒ３，Ｒｎ１，Ｒｎ２…抵抗、Ｒ４，Ｒ５，Ｒｎ…可変抵抗回路、ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ、Ｔ１，Ｔ２，ＴＣＫ…端子、Ｔｒ４～Ｔｒ６，Ｔｒ８，Ｔｒ９，Ｔｒ１３…Ｐ型トランジスター、Ｔｒ１～Ｔｒ３，Ｔｒ７，Ｔｒ１０～Ｔｒ１２…バイポーラートランジスター、ＶＣＯＭＰ…温度補償電圧、ＶＤＤ…高電位側電源電圧、ＶＲＣ…基準電圧、ＶＲＥＧ…レギュレート電圧、ＶＳＳ…低電位側電源電圧、ＶＴＳ…温度検出電圧

Claims (11)

1. 温度検出電圧に基づいて温度補償電流を生成する電流生成回路と、
   前記温度補償電流を電流電圧変換することで温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路と、を含み、
   前記電流電圧変換回路は、
   前記温度補償電流が入力される第１入力ノード、及び前記温度補償電圧を出力する出力ノードを有する演算増幅器と、
   前記演算増幅器の前記第１入力ノードと前記出力ノードとの間に設けられるフィードバック回路と、を有し、
   前記演算増幅器は、
   カレントミラー回路と差動対トランジスターとを有する差動部と、
   前記温度補償電圧を出力する出力部と、
   前記差動部の出力信号をローパスフィルター処理した信号を前記出力部の入力ノードに出力するＲＣローパスフィルターと、
   を有することを特徴とする回路装置。
2. 請求項１に記載の回路装置において、
   前記ＲＣローパスフィルターは、
   前記差動部の出力ノードと前記出力部の前記入力ノードとの間に設けられ、抵抗値が可変である可変抵抗回路と、
   一端が前記出力部の前記入力ノードにおいて前記可変抵抗回路に接続されたキャパシターと、
   を有することを特徴とする回路装置。
3. 請求項２に記載の回路装置において、
   前記可変抵抗回路は、
   前記差動部の前記出力ノードと前記出力部の前記入力ノードとの間に設けられる抵抗と、
   前記差動部の前記出力ノードと前記出力部の前記入力ノードとの間に、前記抵抗と並列に設けられるスイッチと、
   を有することを特徴とする回路装置。
4. 請求項３に記載の回路装置において、
   前記電流生成回路にレギュレート電圧を供給するレギュレーターを含み、
   前記レギュレーターは、第２演算増幅器を含み、
   前記第２演算増幅器は、
   第２カレントミラー回路と第２差動対トランジスターとを有する第２差動部と、
   前記レギュレート電圧を出力する第２出力部と、
   前記第２差動部の出力信号をローパスフィルター処理した信号を、前記第２出力部の入力ノードに出力する第２ＲＣローパスフィルターと、
   を有し、
   前記スイッチは、前記第２ＲＣローパスフィルターの動作が有効になってから所定ウェイト期間が経過した後に、オンからオフになることを特徴とする回路装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記出力部は、
   高電位側電源電圧と前記演算増幅器の前記出力ノードとの間に設けられ、前記出力部の前記入力ノードがゲートに接続されるＰ型トランジスターと、
   前記演算増幅器の前記出力ノードと低電位側電源電圧の間に設けられ、ベースにバイアス電圧が入力されるバイポーラートランジスターと、
   を有することを特徴とする回路装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記差動部は、
   前記差動対トランジスターとして、前記第１入力ノードがベースに接続される第１バイポーラートランジスターと、基準電圧が入力される第２入力ノードがベースに接続される第２バイポーラートランジスターと、を有することを特徴とする回路装置。
7. 請求項６に記載の回路装置において、
   前記差動部は、
   前記第１バイポーラートランジスター及び前記第２バイポーラートランジスターと低電位側電源電圧との間に設けられ、ベースにバイアス電圧が入力される第３バイポーラートランジスターを含むことを特徴とする回路装置。
8. 請求項３に記載の回路装置において、
   振動子を発振させる発振回路と、
   前記発振回路の出力信号に基づいてクロック信号を出力する出力回路と、
   を含み、
   前記発振回路は、前記電流電圧変換回路からの前記温度補償電圧が入力され、
   前記スイッチは、前記出力回路が前記クロック信号の出力を開始してから所定ウェイト期間が経過した後、オンからオフになることを特徴とする回路装置。
9. 請求項８に記載の回路装置と、
   前記振動子と、
   を含むことを特徴とする発振器。
10. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置と、
    前記回路装置からの出力信号に基づいて動作する処理装置と、
    を含むことを特徴とする電子機器。
11. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置と、
    前記回路装置からの出力信号に基づいて動作する処理装置と、
    を含むことを特徴とする移動体。

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