JP4171552B2 - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機などの通信機器に搭載用の温度補償型水晶発振器の構成に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
通信機器に搭載用の温度補償型水晶発振器とは、主に１０ＭＨｚ帯のＡＴカット水晶振動子を振動源として、これになんらかの周波数調整回路を用いて温度補償回路を構成し、ＡＴカット水晶振動子の３次曲線の温度特性を打ち消すことにより発振周波数を安定化させるものである。
【０００３】
温度補償型水晶発振器にたいしては、温度変化に対する周波数の安定性のほかに、電源電圧変動にたいする周波数の安定性や、低消費電力なども要求されている。
【０００４】
これらの要求を同時に満足する最も簡単な手段としては、電源電圧よりも低い電圧を出力する電圧レギュレータで、温度補償型水晶発振回路を駆動することである。
【０００５】
このような従来技術における温度補償型水晶発振器の構成の１つの例を図６のブロック回路図に示す。
【０００６】
図６に示すように、温度補償型水晶発振回路１を電圧レギュレータ３が駆動する。
【０００７】
電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰還信号を供給し基準電圧Ａと温度補償型水晶発振回路１の駆動電圧との比、すなわち増幅率を決定する直流負荷７と、温度補償型水晶発振回路１の直接の駆動部であるアクチェータ９とからなる。
さらに図６に示す例では、自励発振防止用の位相補償コンデンサ１１を、アクチェータ９の出力と制御信号との間に設けているが、これは必須ではない。
【０００８】
直流負荷７は、たとえば同一種類の第１の抵抗７ａと第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成される。
【０００９】
なお、この直流負荷７は必須の構成ではない。もし温度補償型水晶発振回路１の駆動電圧に等しい基準電圧Ａを得ることができるならば、直流負荷７をなくして、アクチェータ３の出力をそのまま差動回路５の帰還信号としてよい。
【００１０】
いずれにしても、電圧レギュレータ３を用いて温度補償型水晶発振回路１の駆動電圧を電源電圧よりも低くすることにより、温度補償型水晶発振器の低消費電力化と電源電圧変動に対する周波数の安定化とを達成することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、電圧レギュレータを用いて温度補償型水晶発振回路を駆動すると、電源電圧で直接温度補償型水晶発振回路を駆動する場合に比べて、位相ノイズが悪化するという課題がある。
【００１２】
〔発明の目的〕
本発明の目的は、電圧レギュレータの利点を活用しつつ、しかも位相ノイズが低い温度補償型水晶発振器を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明による温度補償型水晶発振器の構成は、下記の通りとする。
【００１４】
すなわち、本発明による温度補償型水晶発振器の構成は、温度補償型水晶発振回路を駆動する電圧レギュレータを有する温度補償型水晶発振器であって、前記電圧レギュレータは、前記温度補償型水晶発振回路の直接の駆動部であるアクチェータと、このアクチェータの制御電圧発生回路と、この制御電圧発生回路の出力に接続するボルテージフォロワと、このボルテージフォロワの出力と前記アクチェータの制御端子との間にあって、前記抵抗またはコイルとコンデンサとからなるローパスフィルタと、抵抗またはコイルに並列に接続するスイッチとを備え、前記スイッチは温度補償型水晶発振器の電源投入時にオン状態となるよう制御されることを特徴とする。
【００１５】
あるいはまた、本発明による温度補償型水晶発振器の構成は、温度補償型水晶発振回路を電圧レギュレータが駆動する温度補償型水晶発振器であって、前記電圧レギュレータは、前記温度補償型水晶発振回路の直接の駆動部であるアクチェータと、このアクチェータの制御電圧発生回路と、この制御電圧発生回路の出力と前記アクチェータの制御端子との間にあって、抵抗またはコイルとコンデンサとからなるローパスフィルタと、前記制御電 圧発生回路の出力に接続するボルテージフォロワと、このボルテージフォロワの出力と前記アクチェータの制御端子との間に接続するスイッチとを備え、前記スイッチは温度補償型水晶発振器の電源投入時にオン状態となるよう制御されることを特徴とする。
【００１６】
そして、これらの温度補償型水晶発振器において、ローパスフィルタの遮断周波数は１Ｈｚ以下であることを特徴とする。
【００１７】
またさらに、これらの温度補償型水晶発振器において、抵抗またはコイルの両端を短絡可能なスイッチの浮遊容量は、ローパスフィルタを構成するコンデンサの容量値の１００分の１以下であることを特徴とする。
【００１８】
〔作用〕
従来の低消電型の温度補償型水晶発振器は、アクチェータや差動回路などによって電圧レギュレータを構成し、この電圧レギュレータの出力で温度補償型水晶発振回路を駆動している。
そして、この駆動電圧の定電圧性を保持する手段としては、フィードバック制御が用いられることが一般的である。
【００１９】
ところで、温度補償型水晶発振回路は、長期的には安定な負荷であるが、短期的には発振の位相状態に応じて電流が脈動する特性を有している。
つまり、インピーダンスが短期的に変化するという性質を持つ負荷である。
【００２０】
このような短期的変動性の負荷を従来の電圧レギュレータで駆動すると、アクチェータの出力電圧が負荷変動の影響で脈動するため、差動回路に帰還してくる信号も脈動することになる。
【００２１】
このような場合、電圧レギュレータは、出力電圧を一定に保つために負荷変動を打ち消す動作を行う。
【００２２】
電圧レギュレータの応答速度が充分に速くて、温度補償型水晶発振回路の周波数に追随できるならば、出力電圧は一定のまま保たれる。
【００２３】
しかし、電圧レギュレータにおいてアクチェータを制御している差動回路を、１０ＭＨｚ帯の温度補償型水晶発振回路に追随できるほど高速にすることは、きわめて困難である。
【００２４】
そのため、温度補償型水晶発振回路の１０ＭＨｚ帯の変動に対し、電圧レギュレータはそれよりも低い周波数で負荷変動を補償する動作を行う。
【００２５】
つまり、電圧レギュレータの出力電圧を一定に保とうとする速度よりも負荷変動の方が高速であるため、出力電圧を一定に保つことができず、出力電圧は１０ＭＨｚ帯の変動と、これよりも低い周波数の変動とが組み合わさった特性を示すことになる。
【００２６】
温度補償型水晶発振回路の発振周波数は駆動電圧によって変化するから、電圧レギュレータの出力電圧がある周波数で変化すると、温度補償型水晶発振回路の発振周波数が微妙に変調されることになる。
【００２７】
この発振周波数の微妙な変調が、位相ノイズの悪化として現れるのである。
【００２８】
従来技術における電圧レギュレータにおいては、差動回路の応答可能周波数は数１０ｋＨｚ程度である。
このような電圧レギュレータの場合、温度補償型水晶発振回路の発振周波数からの偏差が数１０ｋＨｚ以内の範囲に対して、位相ノイズを悪化させることになる。
【００２９】
現状の携帯電話機の仕様では、発振周波数からの偏差が１Ｈｚから１００ｋＨｚの間の範囲での位相ノイズが低いことを要求しており、従来の電圧レギュレータはこの大部分の範囲の位相ノイズを悪化させていることになる。
【００３０】
そこで、携帯電話機が問題視する範囲の位相ノイズの悪化を防ぐためには、電圧レギュレータの応答可能周波数を１Ｈｚ以下にすれば良い。
【００３１】
この電圧レギュレータの応答可能周波数を１Ｈｚ以下にする１つの手段が、上述の本発明の構成である。
【００３２】
本発明の電圧レギュレータでは、アクチェータの制御信号にローパスフィルタが挿入されており、このローパスフィルタの遮断周波数より高周波側の成分はアクチェータに伝達しない。
そこで、ローパスフィルタの遮断周波数を１Ｈｚ以下に設定すれば、電圧レギュレータの応答可能周波数が１Ｈｚ以下となる。
【００３３】
したがって、携帯電話機が問題視する範囲においては、位相ノイズの悪化を防ぐことができる。
【００３４】
これが、本発明の構成により、電圧レギュレータを搭載しながら位相ノイズの悪化を防止できる理由である。
【００３５】
ところで、最近の多くの携帯電話機においては、待ち受け時間中の消費電力を削減するために、待ち受け時間中は温度補償型水晶発振器などを間欠駆動するという方式が採用されている。
たとえば、１秒間のうち２０ｍｓｅｃの間だけを通話検出時間として温度補償型水晶発振器などを動作させ、残りの時間はタイマーを除き電源を切るという手段になっている。
【００３６】
そして、通話検出時間が短ければ短いほど、積算の消費電力の抑制が可能となることから、温度補償型水晶発振器に対して、電源投入時の立ち上がりをできるだけ速くせよという要求が強くなっている。
最近の仕様では、たとえば電源投入から３ｍｓｅｃ後における発振周波数が、所定の周波数の０．５ｐｐｍ以内であることというようになっている。
【００３７】
前述のように、位相ノイズの低減に有効なローパスフィルタの遮断周波数は１Ｈｚ以下であるから、ローパスフィルタが通常な状態で電源が投入されると、電圧レギュレータの出力電圧が安定するまでに１秒以上の時間がかかってしまう。
したがって、間欠駆動に対応するためには、電源投入時にローパスフィルタの動作を高速にする手段が必要である。
【００３８】
ローパスフィルタの動作を高速にする手段は種々考えられるが、ローパスフィルタを通常状態に戻す際に、発振周波数が変化しないような手段でなければ意味がない。
言い換えれば、ローパスフィルタを高速状態から通常状態に変化させる際に、アクチェータの制御電圧が変化しないような手段でなければならない。
【００３９】
そこで本発明においては、ローパスフィルタを構成する抵抗またはコイルの両端に並列にスイッチを設けている。
【００４０】
電源投入時にこのスイッチをオン状態とすることによって、ローパスフィルタの遮断周波数は上昇し、ローパスフィルタを構成するコンデンサは高速に充電され、速やかに制御電圧に達する。この時スイッチの両端の電位は等しいから、その後このスイッチをオフ状態としても、電位の変動はない。
【００４１】
ただし、スイッチの浮遊容量が大きい場合は、スイッチをオフにした時の電荷の再分布による電位の変動が無視できなくなる。
このような電位の変動による発振周波数の変動は、実用上０．１ｐｐｍ以内程度としか許容できない。
【００４２】
そのため、スイッチの浮遊容量の大きさは、ローパスフィルタを構成するコンデンサの容量値の１００分の１以下にする必要がある。
【００４３】
さらに、本発明においては、アクチェータの制御電圧発生回路とローパスフィルタとの間にボルテージフォロワを設けている。
【００４４】
アクチェータの制御電圧発生回路は、消費電流の抑制や自励発振防止などの観点から、比較的高インピーダンスの回路にせざるを得ない。
一般的には、ローパスフィルタに設けるスイッチのオン抵抗よりも、制御電圧発生回路のインピーダンスの方が高くなることが多い。
【００４５】
このような制御電圧発生回路によってローパスフィルタを構成するコンデンサを充電しようとすると、充電時間が長くなってしまうため、電源投入時の要求仕様を満足できなくなる。
【００４６】
この問題を解決する手段の１つが、本発明によるボルテージフォロワであり、一種のインピーダンス変換回路として使用している。
【００４７】
このような目的で使用するボルテージフォロワであるから、その出力インピーダンスは、ローパスフィルタに設けるスイッチのオン抵抗程度かそれ以下でなければならないことは言うまでもない。
【００４８】
なお、電源投入時にローパスフィルタを構成するコンデンサを高速に充電するには、ボルテージフォロワとスイッチとの直列接続を、ローパスフィルタと並列に接続し、この並列接続を、制御電圧発生回路の出力とアクチェータの制御端子との間に挿入してもよい。
【００４９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を使用して本発明の温度補償型水晶発振器における最適な実施形態を説明する。まずはじめに、本発明の第１の実施の形態を説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【００５０】
〔第１の実施の形態の説明：図１〕
図１のブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路１を電圧レギュレータ３が駆動する。
【００５１】
電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰還信号を供給する直流負荷７と、直流負荷７および温度補償型水晶発振回路１を駆動するアクチェータ９と、このアクチェータ９の制御端子に接続し抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとからなるローパスフィルタ１３と、抵抗１３ａに並列に接続するスイッチ１５と、差動回路５とローパスフィルタ１３との間に接続するボルテージフォロワ１７とからなる。
【００５２】
直流負荷７は、同一種類の第１の抵抗７ａと第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成する。
【００５３】
この実施形態においては、差動回路５がアクチェータ９の制御電圧発生回路である。
【００５４】
一般に、電圧レギュレータの出力電圧を設定値からずらす要因には、電源電圧変動やデバイス特性の製造ばらつきや負荷変動などがある。
そして、これらの変動要因に対処する手段が、アクチェータの出力またはその分圧を差動回路に帰還する、いわゆるフィードバック制御である。
【００５５】
図１に示す電圧レギュレータ３では、アクチェータ９の出力の分圧が、直流負荷７から差動回路５に帰還する。つまり、アクチェータ９と直流負荷７とは、フィードバックループを構成する。
【００５６】
このフィードバックの働きにより、電源電圧の変動やデバイス特性の製造ばらつきや負荷変動によらず、アクチェータ９の出力は、基準電圧Ａの定数倍の一定値を保つことができる。
このような構成は、図６に示す従来技術と同様である。
【００５７】
さて、アクチェータ９は、短期的変動性の負荷である温度補償型水晶発振回路１を駆動するから、負荷変動の影響により駆動電圧が脈動することになる。
【００５８】
そのため、直流負荷７から差動回路５にフィードバックされる帰還信号も脈動するから、差動回路５の動作点が変動することになる。
差動回路５の動作が充分に高速であれば、帰還信号の脈動に追随して動作できるから、動作点の変動周波数は、温度補償型水晶発振回路１の発振周波数に一致する。
【００５９】
しかしながら、差動回路５の動作があまり高速になると、電圧レギュレータ３が自励発振してしまうので、通常は作動回路５を流れる電流を減らすなどの手段によって、差動回路５が高速に動作しないようにしなければならない。
【００６０】
そのため、差動回路５は帰還信号の脈動に追随できず、アクチェータ９への制御信号の変動の最大周波数は、帰還信号の脈動の周波数すなわち温度補償型水晶発振回路１の発振周波数よりも低くなる。通常は数１０ｋＨｚ程度である。
【００６１】
図６に示す従来例においては、このような周波数で変動する制御信号によりアクチェータ９を直接制御するため、温度補償型水晶発振回路１の発振周波数と異なる周波数で駆動電圧が変動し、発振周波数からの偏差が数１０ｋＨｚ以内の範囲における位相ノイズの悪化を引き起こすのである。
【００６２】
これに対して、図１に示す本発明においては、差動回路５からの制御信号を直接アクチェータ９に接続するのではなく、ローパスフィルタ１３を通す構成にしている。この構成により、アクチェータ９の制御信号の変動周波数成分は、ローパスフィルタ１３の遮断周波数以下になる。
【００６３】
その結果、電圧レギュレータ３による位相ノイズの悪化は、温度補償型水晶発振回路１の発振周波数からの偏差がローパスフィルタ１３の遮断周波数以下の範囲に限られ、これよりも偏差が大きい範囲の位相ノイズは、温度補償型水晶発振回路１を電源電圧で直接駆動する場合の位相ノイズと同等になる。
【００６４】
現状の携帯電話機における仕様は、発振周波数からの偏差が１Ｈｚから１００ｋＨｚの間の範囲における位相ノイズが低いことを要求しているから、ローパスフィルタ１３の遮断周波数を１Ｈｚ以下に設定すれば、電圧レギュレータ３を使用する温度補償型水晶発振器であっても、この要求を満足することができる。
このような電圧レギュレータ３を使用することによる位相ノイズの悪化は、発振周波数からの偏差が１Ｈｚ以下の範囲であり、問題とはならない。
【００６５】
以上のように、本発明の構成によれば、低消費電力化や電源電圧変動対策のために電圧レギュレータを使用した場合であっても、要求される偏差範囲における位相ノイズの悪化がない温度補償型水晶発振器を提供することができる。
【００６６】
さて、最近の携帯電話機の多くは、待ち受け時間帯での消費電力を削減するために、通話検出に要する時間だけ温度補償型水晶発振器などを動作させ、タイマーを除きほとんどの時間は各回路に供給する電源を切るという間欠駆動の仕様になっている。
このため、温度補償型水晶発振器は、電源投入後３ｍｓｅｃ程度の時間内に、所定の周波数で発振が起動するよう要求されている。
【００６７】
したがって、本発明のように遮断周波数が１Ｈｚ以下であるローパスフィルタをそのまま用いる場合は、周波数が所定の値に達するまでに少なくとも１ｓｅｃ以上かかるから、要求を満足するためには電源投入時に動作を加速する手段が必要である。
図１に示すスイッチ１５は、その手段の１つである。
【００６８】
すなわち、スイッチ１５がオン状態であれば、ローパスフィルタ１３の遮断周波数は、スイッチ１５のオン抵抗とコンデンサ１３ａの容量値との積で決まる。
したがって、スイッチ１５のオン抵抗が充分低くなるように設定し、かつ電源投入時にスイッチ１５がオン状態となるようにすることにより、発振周波数を所定の値に速やかに立ち上げることができる。
【００６９】
たとえば、コンデンサ１３ａの容量値が０．０１μＦならば、スイッチ１５のオン抵抗を１０ｋΩ程度かそれ以下にすれば、時定数は１００μｓｅｃ以下となって、電源投入後２ｍｓｅｃ以内にほぼ完全に所定の周波数に達する。
【００７０】
以上の議論は、差動回路５の電流供給能力が充分に高い、言い換えれば、差動回路５のインピーダンスがスイッチ１５のオン抵抗に比べて充分に低いことを前提としている。
【００７１】
しかしながら、消費電力の制約から差動回路５のインピーダンスを１００ｋΩ以下にすることはできない。また、差動回路５のインピーダンスを低くすると、自励発振してしまう危険性が高くなる。
【００７２】
このため、差動回路５を直接ローパスフィルタ１３に接続した場合には、スイッチ１５のオン抵抗よりもインピーダンスが高い回路でコンデンサ１３ｂを充電することになり、電源投入時に発振周波数を所定の値に速やかに立ち上げることが困難になる。
【００７３】
このような問題を解決する手段の１つが、図１に示すボルテージフォロワ１７である。
【００７４】
ボルテージフォロワ１７は入力と出力との電圧値が等しく、しかも出力インピーダンスを低くすることは容易に可能である。
したがって、充分に低い出力インピーダンスを有するボルテージフォロワ１７を用いることにより、電源投入時の起動の速さは、スイッチ１５のオン抵抗とコンデンサ１３ａの容量値との積のみでほぼ決まるようにすることができる。
【００７５】
以上のように、本発明の構成によれば、遮断周波数が１Ｈｚ以下であるローパスフィルタ１３を用いた場合であっても、電源投入後に速やかに発振周波数を所定の値にすることができる。
【００７６】
ところで、温度補償型水晶発振器を半導体集積回路で構成する場合には、スイッチ１５はＣＭＯＳトランジスタなどで構成することになり、一般的には浮遊容量を０にすることはできない。
したがって、スイッチ１５のオンオフにともない浮遊容量への充放電が起こるから、電荷の移動が発生することは避けられない。
【００７７】
このような電荷の移動は、アクチェータ９の制御電圧をわずかながら変動させて、それにより発振周波数もわずかに変動させることになる。
その変動量が許容範囲内にとどまるように、スイッチ１５の浮遊容量を制御しなければならない。
【００７８】
実デバイスによる詳細な調査によれば、スイッチ１５の浮遊容量をコンデンサ１３ａの容量値の１００分の１以下にすれば、周波数の変動量を０．１ｐｐｍ以内にすることができる。この値は充分に許容範囲内である。
【００７９】
なお、スイッチ１５の浮遊容量をコンデンサ１３ａの容量値の１００分の１以下にすることは容易である。たとえば、前述のように、コンデンサ１３ａの容量値が０．０１μＦならば、スイッチ１５のオン抵抗は１０ｋΩ程度かそれ以下であればよいが、オン抵抗が１０ｋΩ程度のＣＭＯＳトランジスタスイッチは、１〜２ｐＦ以下の浮遊容量で容易に形成可能であり、この値はコンデンサ１３ａの容量値の１０００分の１以下であるから、１００分の１以下という条件を満足している。
【００８０】
つぎに、本発明の温度補償型水晶発振器で用いるローパスフィルタ１３の構成について説明する。
【００８１】
図１に示す例では、抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとでローパスフィルタを構成しており、それぞれの値をＲ（Ω）、Ｃ（Ｆ）とすれば、遮断周波数は１／２πＲＣとなるから、これが１Ｈｚ以下になるように、それぞれの値を選択すればよい。
たとえば、抵抗１３ａを１００ＭΩ、コンデンサ１３ｂを０．０１μＦ程度とすればよい。もちろん、遮断周波数をもっと低くすることは何ら差し支えない。
【００８２】
本発明で用いるローパスフィルタは、図１に示すように、受動デバイスのみで構成する受動フィルタでなければならず、能動デバイスを用いるアクティブフィルタであってはならない。
【００８３】
なぜならば、アクティブフィルタはフィードバック制御によってその性能が発揮されるように構成されており、基本的には従来例の電圧レギュレータと同様のノイズ成分を有するからである。
つまり、ノイズ成分を除去するためのローパスフィルタ自身が、ノイズ成分を出してしまうということである。
【００８４】
受動デバイスには抵抗とコンデンサのほかにコイルがあり、抵抗１３ａをコイルで置き換えることは何ら差し支えない。
【００８５】
つぎに、本発明の第２の実施の形態を説明する。図２は、本発明の第２の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【００８６】
〔第２の実施の形態の説明：図２〕
図２のブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路１を電圧レギュレータ３が駆動する。
【００８７】
電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰還信号を供給する直流負荷７と、差動回路５の制御下にあって直流負荷７を駆動する第１のアクチェータ９ａと、温度補償型水晶発振回路１を駆動する第２のアクチェータ９ｂと、この第２のアクチェータ９ｂの制御端子に接続し抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとからなるローパスフィルタ１３と、抵抗１３ａの両端に並列に接続するスイッチ１５と、第１のアクチェータ９ａの制御端子とローパスフィルタ１３との間に接続するボルテージフォロワ１７と、第１のアクチェータ９ａの制御端子と出力端子とに接続する位相補償コンデンサ１１とからなる。
【００８８】
直流負荷７は、同一種類の第１の抵抗７ａと第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成する。また、ローパスフィルタ１３は受動素子のみで構成し、たとえば高抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとで構成する。これらの構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様である。
【００８９】
図２に示す第１のアクチェータ９ａと第２のアクチェータ９ｂとは、同一種類のデバイスで構成するものとする。
【００９０】
この例では、差動回路５と直流不可７と第１のアクチェータ９ａと位相補償コンデンサ１１とが、第２のアクチェータ９ｂの制御電圧発生回路である。
なお、位相補償コンデンサ１１は必須ではない。
【００９１】
図２に示す例では、温度補償型水晶発振回路１とそれを駆動する第２のアクチェータ９ｂとは、フィードバックループの外にあり、第２のアクチェータ９ｂは第１のアクチェータ９ａの制御信号を一方的に受け取るだけであるから、ローパスフィルタ１３は必要がないようにみえる。
【００９２】
しかし、温度補償型水晶発振回路１は、第２のアクチェータ９ｂの駆動電圧のみでなく、電源電圧にも変動を及ぼすため、結果的に差動回路５にフィードバックする帰還信号を変動させてしまう。
そのため、第１のアクチェータ９ａの制御信号には、位相ノイズを悪化させる変動が重畳されてしまうのである。
【００９３】
このような場合でも、ローパスフィルタ１３の遮断周波数を１Ｈｚ以下にすれば、携帯電話機が要求する周波数偏差範囲内での位相ノイズの悪化を防ぐことができる。
【００９４】
なお、スイッチ１５およびボルテージフォロワ１７を設ける理由は、図１に示す第１の実施の形態と同様であり、詳しい説明は省略する。
【００９５】
図２に示す第２の実施の形態のように、ローパスフィルタ１３をフィードバックループの外に設ける構成の方が、フィードバックループの中に設けるよりもフィルタ効果が大きい。
【００９６】
つぎに、本発明の第３の実施の形態を説明する。図３は、本発明の第３の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【００９７】
〔第３の実施の形態の説明：図３〕
図３のブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路１を電圧レギュレータ３が駆動する。
【００９８】
電圧レギュレータ３の構成は、定電流負荷１９を駆動しダイオード接続構成の第１のアクチェータ９ａと、温度補償型水晶発振回路１を駆動する第２のアクチェータ９ｂと、この第２のアクチェータ９ｂの制御端子に接続し抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとからなるローパスフィルタ１３と、抵抗１３ａの両端に並列に接続するスイッチ１５と、第１のアクチェータ９ａの制御端子とローパスフィルタ１３との間に接続するボルテージフォロワ１７とからなる。
【００９９】
第１のアクチェータ９ａの出力電圧は、ある一定以上の電源電圧のもとでは、ほぼ一定値となり、これがアクチェータ９ｂの制御電圧である。したがって、第３の実施の形態は第２のアクチェータ９ｂを定電圧で制御する構成であり、この定電圧に変動がない限り、ローパスフィルタ１３は不要である。
【０１００】
しかし、温度補償型水晶発振回路１が電源電圧を変動させる結果、第１のアクチェータ９ａの出力電圧も変動するから、この出力電圧で直接第２のアクチェータ９ｂを制御すると、やはり位相ノイズが悪化してしまう。
【０１０１】
このような場合でも、ローパスフィルタ１３によって第１のアクチェータ９ａの出力電圧から高周波成分を除去することにより、位相ノイズの悪化を防止できる。
【０１０２】
図３に示す第３の実施の形態の場合は、制御電圧発生回路に自励発振の危険性はないが、消費電力の抑制のために定電流負荷１９の電流値を制限せざるを得ないので、スイッチ１５のオン抵抗よりもインピーダンスが高くなってしまう。
【０１０３】
したがって、電源投入時の高速動作のために、ボルテージフォロワ１７を設ける必要があることは、第１の実施の形態と同様である。
【０１０４】
つぎに、本発明の第４の実施の形態を説明する。図４は、本発明の第４の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【０１０５】
〔第４の実施の形態の説明：図４〕
図４のブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路１を電圧レギュレータ３が駆動する。
【０１０６】
電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰還信号を供給する直流負荷７と、直流負荷７および温度補償型水晶発振回路１を駆動するアクチェータ９と、差動回路５の出力とアクチェータ９の制御端子との間に接続し抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとからなるローパスフィルタ１３と、差動回路５の出力に接続するボルテージフォロワ１７と、ボルテージフォロワ１７の出力とアクチェータ９の制御端子との間に接続するスイッチ１５とからなる。
【０１０７】
直流負荷７は、同一種類の第１の抵抗７ａと第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成する。
【０１０８】
この実施形態においては、差動回路５がアクチェータ９の制御電圧発生回路である。
【０１０９】
図４に示す第４の実施の形態と、図１に示す第１の実施の形態との差異は、基本的にはローパスフィルタ１３を構成する抵抗１３ａの一方の端子の接続先が、ボルテージフォロワ１７の入力か出力かという違いである。
【０１１０】
いずれの場合も、電源投入時はボルテージフォロワ１７がスイッチ１５を通してコンデンサ１３ｂを高速に充電するから、ボルテージフォロワ１７にオフセットがなければ、どちらの構成でも同じ動作になる。
【０１１１】
なお、第２の実施の形態、あるいは第３の実施の形態の場合にも、抵抗１３ａの一方の端子の接続先をボルテージフォロワ１７の入力にするという構成が可能であるが、その詳細は省略する。
【０１１２】
つぎに、本発明の構成による位相ノイズの改善度合について説明する。
図５は、本発明の温度補償型水晶発振器の位相ノイズと、従来構成の温度補償型水晶発振器の位相ノイズとの実測値を示すグラフである。
【０１１３】
〔位相ノイズの説明：図５〕
位相ノイズのグラフは、線が下にあればあるほど位相ノイズが低いことを表している。
【０１１４】
図５から明らかなように、従来構成の温度補償型水晶発振器の位相ノイズと比較して、本発明の構成による温度補償型水晶発振器の位相ノイズはかなり低くなっている。
【０１１５】
以上のように実施の形態に基づき本発明を具体的に説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。
【０１１６】
たとえば、上記の実施の形態においては、差動回路やアクチェータはＭＯＳトランジスタで構成しているが、ジャンクションＦＥＴで構成してもよい。
【０１１７】
また、ローパスフィルタは１段の抵抗とコンデンサとで構成しているが、複数段の抵抗とコンデンサとで構成してもよい。
【０１１８】
【発明の効果】
以上の説明ように本発明の温度補償型水晶発振器においては、電源投入時の動作加速手段を有するローパスフィルタを備え、このローパスフィルタによって応答周波数を低くした電圧レギュレータで温度補償型水晶発振回路を駆動する構成とすることにより、起動が速く低消費電力でありながら位相ノイズの悪化防止が可能な温度補償型水晶発振器を提供することができる。
【０１１９】
したがって、とくに携帯電話機搭載用の温度補償型水晶発振器に本発明を適用するならば、その効果はきわめて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【図２】 本発明の第２の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【図３】 本発明の第３の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【図４】 本発明の第４の実施の形態における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【図５】 本発明の実施の形態における温度補償型水晶発振器と、従来構成の温度補償型水晶発振器との位相ノイズの比較の一例を示すグラフである。
【図６】 従来技術における温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１：温度補償型水晶発振回路 ３：電圧レギュレータ
５：差動回路 ７：直流負荷
９：アクチェータ １３：ローパスフィルタ
１５：スイッチ １７：ボルテージフォロワ

Claims (4)

1. 温度補償型水晶発振回路を駆動する電圧レギュレータを有する温度補償型水晶発振器であって、
   前記電圧レギュレータは、前記温度補償型水晶発振回路の直接の駆動部であるアクチェータと、
   このアクチェータの制御電圧発生回路と、
   この制御電圧発生回路の出力に接続するボルテージフォロワと、
   このボルテージフォロワの出力と前記アクチェータの制御端子との間にあって、前記抵抗またはコイルとコンデンサとからなるローパスフィルタと、
   抵抗またはコイルに並列に接続するスイッチとを備え、前記スイッチは温度補償型水晶発振器の電源投入時にオン状態となるよう制御される
   ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。
2. 温度補償型水晶発振回路を駆動する電圧レギュレータを有する温度補償型水晶発振器であって、
   前記電圧レギュレータは、前記温度補償型水晶発振回路の直接の駆動部であるアクチェータと、
   このアクチェータの制御電圧発生回路と、
   この制御電圧発生回路の出力と前記アクチェータの制御端子との間にあって、抵抗またはコイルとコンデンサとからなるローパスフィルタと、
   前記制御電圧発生回路の出力に接続するボルテージフォロワと、
   このボルテージフォロワの出力と前記アクチェータの制御端子との間に接続するスイッチとを備え、前記スイッチは温度補償型水晶発振器の電源投入時にオン状態となるよう制御される
   ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。
3. 前記ローパスフィルタの遮断周波数は、
   １Ｈｚ以下である
   ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の温度補償型水晶発振器。
4. 前記スイッチの浮遊容量は、
   ローパスフィルタを構成するコンデンサの容量値の１００分の１以下である
   ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の温度補償型水晶発振器。

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