JP7243839B2 - Ｄｃｄｃ変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本開示は、絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置の制御装置及び制御方法、並びに絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置に関する。

特許文献１は、同期整流が行われるときに整流部で発生する損失の低減効果の低下を抑制することができる電力変換回路の制御装置を提供する。特許文献１に記載の制御装置は、変換回路、トランス及び整流部を備え、整流部において各出力端子側から二次コイル側への電流の逆流を検出する。制御装置は、電流の逆流を検出した場合、電流の逆流が生じなくなるように、ブリッジ接続された第１～第４のスイッチング素子とは別の、整流部の第５及び第６のスイッチのオフタイミングを補正する。

特開２０１８－１８２８８２号公報

特許文献１に示すような、絶縁共振型のＤＣＤＣ変換装置において、同期整流方式で二次側のスイッチのオンオフをデジタル制御する場合、例えばマイコンによる電流の検出、コンパレータの状態切り替え、レジスタ書き込み、ＰＷＭ信号の生成等に時間がかかる。これにより、二次側に電流が流れ始めてから、電流が流れ始めたことを検出して二次側のスイッチをオンするまでの間に遅延が生じてしまう。同様に、二次側の電流が０以下となってから、二次側のスイッチをオフするまでの間にも遅延が生じる。これは、一次側と二次側で制御のタイミングに差を生じ、電流の逆流を発生させる原因となり、電力変換効率の低下、並びに発熱、故障等を招くため、好ましくない。

本開示は、従来技術に比較して発熱が小さい、絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置をデジタル制御するための制御装置及び制御方法、並びに絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置を開示する。

本開示の一態様に係る絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置の制御装置は、（Ａ）第１の二次巻線と負荷との間に流れる第１の電流と、第２の二次巻線と負荷との間に流れる第２の電流とを検出し、制御動作の１サイクルのうち、第１及び第２の電流がそれぞれ所定値以上である第１及び第２のオン期間を検出し、もしくは（Ｂ）前記第１の二次巻線と負荷との間に挿入された第１の検出抵抗の両端の第１の電圧と、前記第２の二次巻線と負荷との間に挿入された第２の検出抵抗の両端の第２の電圧とを検出し、制御動作の１サイクルのうち、前記第１及び第２の電圧がそれぞれ所定値以上である第１及び第２のオン期間を検出するオン期間検出部と、現在のサイクルの直前までの少なくとも１つのサイクルにおける第１のオン期間に対応する、もしくは前記第１のオン期間の開始タイミングを所定時間だけ遅らせかつ終了タイミングを所定時間だけ進めた期間に対応する前記現在のサイクル内の期間において、前記第１のスイッチをオンし、前記少なくとも１つのサイクルの第２のオン期間に対応する、もしくは前記第２のオン期間の開始タイミングを所定時間だけ遅らせかつ終了タイミングを所定時間だけ進めた期間に対応する前記現在のサイクル内の期間において、第２のスイッチをオンするスイッチ制御部とを備える。

本開示の制御装置等によれば、絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置を、従来技術に比較して小さい発熱でデジタル制御することが可能となる。

実施の形態１に係る共振型コンバータ１の構成例を示すブロック図である。 図１の制御部１１０の詳細構成例を示すブロック図である。 図１の共振型コンバータ１の各部における信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。 実施の形態２に係る共振型コンバータ１Ａの構成例を示すブロック図である。 図４の制御部１１０Ａの詳細構成例を示すブロック図である。 出力電流Ｉｏｕｔを変動させた場合の、電流Ｉｄ１の波形の例を示すグラフである。 図４の制御部１１０Ａによるスイッチ制御動作の例を示すフローチャートである。 実施の形態３に係る共振型コンバータ１Ｂの構成例を示すブロック図である。 実施の形態４に係る共振型コンバータ１Ｃの構成例を示すブロック図である。 実施の形態５に係る共振型コンバータ１Ｄの構成例を示すブロック図である。 実施の形態６に係る共振型コンバータ１Ｅの構成を示すブロック図である。 図１１の共振型コンバータ１Ｅの各部における信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。

以下、本発明に係る実施の形態を、図面に基づいて説明する。ただし、以下で説明する各実施の形態は、あらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。つまり、本発明の実施にあたって、実施の形態に応じた具体的構成が適宜採用されてもよい。また、添付の図面において、同一又は類似の構成には同一の符号を付している。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る共振型コンバータ１の構成例を示すブロック図である。図１において、共振型コンバータ１は、直流電圧源１２０から入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを交流に変換して共振させた後、再度直流の出力電圧Ｖｏｕｔに整流して変換する、絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置である。

図１において共振型コンバータ１は、フルブリッジインバータ１４０と、トランス１００と、整流部１５０と、負荷Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、電流検出部１３１，１３２と、制御部１１０とを備える。フルブリッジインバータ１４０は、スイッチング素子Ｇ１～Ｇ４を含む。トランス１００は、一次巻線１０１と、第１の二次巻線１０２と、第２の二次巻線１０３とを含む。整流部１５０は、本開示の「二次側変換部」の一例であり、並列に接続されたスイッチＳ１及びダイオードＤ１と、並列に接続されたスイッチＳ２及びダイオードＤ２とを含む。スイッチＳ１，Ｓ２は、例えばＭＯＳトランジスタ等のスイッチ素子である。

直流電圧源１２０は、直流電圧Ｖｉｎを発生してフルブリッジインバータ１４０に供給する。フルブリッジインバータ１４０のスイッチング素子Ｇ１～Ｇ４は、制御部１１０からのゲート制御信号Ｓｇ１，Ｓｇ２によりオンオフ制御される。このとき、スイッチング素子Ｇ１，Ｇ４と、スイッチング素子Ｇ２，Ｇ３とは周期的かつ交互にオンとなるよう制御される。これにより直流電圧源１２０からの入力電圧ＶｉｎはスイッチングされてコンデンサＣ１により平滑化され、交流電圧がトランス１００の一次巻線１０１に出力される。

一次巻線１０１に流れる交流電圧による電磁誘導により、第１及び第２の二次巻線１０２，１０３には励磁電圧が発生する。第１及び第２の二次巻線１０２，１０３からの励磁電圧は、スイッチＳ１，Ｓ２により同期整流方式で全波整流され、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２により平滑化されて、直流の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

電流検出部１３１は、第１の二次巻線１０２から流れる電流Ｉｄ１を示す信号ＳＩｄ１を制御部１１０に出力し、電流検出部１３２は、第２の二次巻線１０３から流れる電流Ｉｄ２を示す信号ＳＩｄ２を制御部１１０に出力する。制御部１１０は、スイッチング素子Ｇ１，Ｇ４を制御するゲート制御信号Ｓｇ１と、スイッチング素子Ｇ２，Ｇ３をオンオフ制御するゲート制御信号Ｓｇ２と、スイッチＳ１，Ｓ２をオンオフ制御するスイッチ制御信号Ｓｓ１，Ｓｓ２とを出力する。

図２は、図１の制御部１１０の詳細構成例を示すブロック図である。図２において、制御部１１０は、クロック発振器１１１と、オン期間検出部１１２と、ゲート制御部１１３と、スイッチ制御部１１４とを備える。スイッチ制御部１１４は記憶部１１４ｍを含む。クロック発振器１１１は、オン期間検出部１１２、ゲート制御部１１３及びスイッチ制御部１１４の各々にクロック信号Ｓｃｌｋを出力して、オン期間検出部１１２、ゲート制御部１１３及びスイッチ制御部１１４に、周期がサイクル時間Ｔｃで共通でありかつ、位相が一致した周期的動作を行わせる。以下、この共通の周期的動作の１周期を「１サイクル」と呼ぶ。

図２において、オン期間検出部１１２は、電流検出部１３１，１３２からの信号ＳＩｄ１，ＳＩｄ２に基づいて、１サイクルのうち電流Ｉｄ１が流れている第１のオン期間Ｔ１と、電流Ｉｄ２が流れている第２のオン期間Ｔ２とを検出し、第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２の情報をスイッチ制御部１１４に出力する。ゲート制御部１１３は、１サイクルのうち前半分（サイクル開始からＴｃ／２の長さ）の期間だけオンであり、残りの期間はオフであるようなゲート制御信号Ｓｇ１と、１サイクルのうち前半分の期間だけオフであり、残りの期間はオンであるようなゲート制御信号Ｓｇ２とを発生して出力する。

スイッチ制御部１１４は、オン期間検出部から出力された第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２の情報を記憶部１１４ｍに格納する。また、スイッチ制御部１１４は、記憶部１１４ｍから直前のサイクルにおける第１のオン期間Ｔ１を読み出し、１サイクルのうち、直前のサイクルにおける第１のオン期間Ｔ１ではオンであり、残りの期間ではオフであるようなスイッチ制御信号Ｓｓ１を生成する。同様に、スイッチ制御部１１４は、１サイクルのうち直前のサイクルにおける第２のオン期間Ｔ２ではオンであり、他の期間ではオフであるようなスイッチ制御信号Ｓｓ２を生成する。スイッチ制御部１１４は、スイッチ制御信号Ｓｓ１，Ｓｓ２をそれぞれ第１及び第２のスイッチＳ１，Ｓ２に出力する。

図３は、図１の共振型コンバータ１の各部における信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。図３に示すように、スイッチＳ１を制御するスイッチ制御信号Ｓｓ１は電流Ｉｄ１が流れている期間にのみオンになり、他の期間ではオフになっている。スイッチ制御信号Ｓｓ２も同様に、電流Ｉｄ２が流れている期間にのみオンになり、他の期間ではオフになっている。

以上のように、実施の形態１に係る共振型コンバータ１は、直前のサイクルにおける第１及び第２のオン期間に、スイッチＳ１，Ｓ２をそれぞれオンする。これにより、スイッチＳ１，Ｓ２を電流が逆流することを防ぎ、電力変換効率の低下及び発熱を低減することができる。また、第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２を検出してから制御信号Ｓｓ１，Ｓｓ２を生成するまでに時間の猶予があるため、デジタル制御により生じるスイッチ制御の遅延の影響を低減することができる。

（実施の形態２）
図４は、実施の形態２に係る共振型コンバータ１Ａの構成例を示すブロック図である。また、図５は、図４の制御部１１０Ａの詳細構成例を示すブロック図である。図４及び図５において、共振型コンバータ１Ａは、以下の点で図１の共振型コンバータ１と異なる。
（１）制御部１１０に代えて制御部１１０Ａを備える。

（２）出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出部１３３と、出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出部１３４とをさらに備える。
（３）制御部１１０Ａは、スイッチ制御部１１４に代えてスイッチ制御部１１４Ａを備え、出力電流Ｉｏｕｔの値により制御動作を変更する。
出力電流Ｉｏｕｔが変化する場合の動作原理を以下説明する。

図６は、出力電流Ｉｏｕｔを変動させた場合の、電流Ｉｄ１の波形の例を示すグラフである。図６において、出力電流Ｉｏｕｔが大きい（例えば１７５Ａ）場合の波形を曲線４１０に示し、出力電流Ｉｏｕｔが小さい（例えば１０Ａ）場合の波形を曲線４３０に示し、出力電流Ｉｏｕｔが中程度の大きさ（例えば８０Ａ）の場合の波形を曲線４２０に示す。図６において、曲線４１０に対応するオン期間Ｔｈ、曲線４２０に対応するオン期間Ｔｍと、曲線４３０に対応するオン期間Ｔｌと、３つのオン期間Ｔｈ，Ｔｍ，Ｔｌに共通している期間である共通オン期間Ｔｃとを示している。

図６に示すように、実施の形態１でスイッチＳ１，Ｓ２を制御するために検出した第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２は、出力電流Ｉｏｕｔの値によって変化し、出力電流Ｉｏｕｔが小さいほど第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２の開始及び終了は遅くなる。従って、出力電流Ｉｏｕｔが１サイクルの間に大きく変動した場合、実施の形態１のような制御を行うと、実際に電流Ｉｄ１，Ｉｄ２が順方向に流れている期間と、スイッチＳ１，Ｓ２がオンされる期間とが一致せず、電流の逆流が発生してしまう。

図７は、図４の制御部１１０Ａによるスイッチ制御動作の例を示すフローチャートである。図７において、スイッチ制御動作は、ステップＳ４０１～Ｓ４０７を含む。

図７において、ステップＳ４０１では、制御部１１０Ａは、実施の形態１と同様に、直前のサイクルの第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２に従って、スイッチＳ１，Ｓ２をオンする。ステップＳ４０１の後、スイッチ制御動作はステップＳ４０２に進む。

ステップＳ４０２では、制御部１１０Ａは、１サイクルの間に出力電流Ｉｏｕｔが所定値よりも大きい差で変動したか否かを判断する。出力電流Ｉｏｕｔが変動している場合、スイッチ制御動作はステップＳ４０３に進む。変動していなかった場合、スイッチ制御動作はステップＳ４０１を繰り返す。従って、出力電流Ｉｏｕｔの変動が十分に小さい場合、スイッチは実施の形態１と同じように制御される。

ステップＳ４０３では、制御部１１０Ａは、図６の共通オン期間Ｔｃに従ってスイッチＳ１，Ｓ２をオンする。先述の通り、出力電流Ｉｏｕｔが大きく変動すると、第１のオン期間Ｔ１も前後する。ここで、図６の共通オン期間Ｔｃでは、出力電流Ｉｏｕｔの値にかかわらず電流Ｉｄ１が流れる。従って、出力電流Ｉｏｕｔが大きく変動している場合でも、共通オン期間ＰｃにおいてのみスイッチＳ１をオンすることにより、逆流を防ぐことができる。ステップＳ４０３の後、スイッチ制御動作はステップＳ４０４に進む。

ステップＳ４０４では、制御部１１０Ａは、出力電流Ｉｏｕｔが所定のしきい値Ｉｔｈよりも小さいかどうか、すなわちＩｏｕｔ＜Ｉｔｈが成立するか否かを判断する。成立するならばスイッチ制御動作は、ステップＳ４０５に進み、成立しないならばスイッチ制御動作はステップＳ４０６に進む。

ステップＳ４０５では、制御部１１０Ａは、１サイクルの間、スイッチＳ１，Ｓ２をオフのままにする。すなわち、絶縁共振型コンバータを非同期整流方式で動作させる。出力電流Ｉｏｕｔが十分に小さい場合、出力電流Ｉｏｕｔの変動を検出するのが難しい。また、電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の値が小さいため、ダイオードＤ１，Ｄ２の抵抗による電力の消費が小さい。従って、スイッチＳ１，Ｓ２を常にオフにして、非同期整流を行っても、同期整流を行った場合と同等の効果が得られる。ステップＳ４０５が終了すると、スイッチ制御動作はステップＳ４０４に戻る。従って、出力電圧Ｉｏｕｔが所定のしきい値Ｉｔｈよりも小さい限り、制御部１１０ＡはステップＳ４０５を繰り返す。

ステップＳ４０６では、制御部１１０Ａは、所定のサイクル数の期間、出力電流Ｉｏｕｔが変動していないかどうかを判断する。出力電流Ｉｏｕｔが変動している場合、スイッチ制御動作はステップＳ４０４に戻る。変動していなかった場合、スイッチ制御動作はステップＳ４０７に進む。ステップＳ４０７では、制御部１１０Ａは、所定のサイクル数の期間、ステップＳ４０１と同様に、１サイクル前の第１及び第２のオン期間にスイッチＳ１，Ｓ２をオンする。所定のサイクル数の期間が経過すると、スイッチ制御動作はステップＳ４０１に戻る。換言すると、ステップＳ４０７では制御部１１０Ａは、出力電流Ｉｏｕｔが安定するまで、出力電流Ｉｏｕｔの変動を監視せずに、ステップＳ４０１と同様の動作を行う。

以上のように、実施の形態２に係る共振型コンバータ１Ａは、出力電流Ｉｏｕｔの値に応じてスイッチ制御動作を変更する。これにより、出力電流Ｉｏｕｔが大きく変化する場合でも、スイッチＳ１，Ｓ２を電流が逆流することを防ぎ、電力変換効率の低下及び発熱を低減することができる。

なお、スイッチ制御動作を変更するのに監視する監視値は出力電流Ｉｏｕｔに限定されず、例えば出力電流Ｉｏｕｔ、電圧検出部１３７により計測した入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、温度検出部１３５，１３６により計測したスイッチＳ１，Ｓ２の温度ｔｍｐ１，ｔｍｐ２のうちの少なくとも１つを監視値とし、スイッチ制御動作を変更する基準としてもよい。

（実施の形態３）
図８は、実施の形態３に係る共振型コンバータ１Ｂの構成例を示すブロック図である。図８において、共振型コンバータ１Ｂは、図１の共振型コンバータ１と比較して以下の点で異なる。
（１）電流検出部１３１，１３２に代えて、それぞれ電流検出部１３１，１３２の位置に挿入された検出抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２と、検出抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２の両端の検出電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を検出して信号ＳＶｄ１，ＳＶｄ２を制御部１１０Ｂに出力する電圧検出部１３１Ｂ，１３２Ｂを備える。
（２）制御部１１０Ｂは、電流の信号ＳＩｄ１，ＳＩｄ２に代えて電圧の信号ＳＶｄ１，ＳＶｄ２に基づいてオン期間Ｔ１，Ｔ２を検出する。

検出抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２は、それぞれを流れる電流Ｉｄ１，Ｉｄ２により検出電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を発生する。従って、電流Ｉｄ１，Ｉｄ２にそれぞれ対応する検出電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が所定値以上である期間をオン期間Ｔ１，Ｔ２とすることで、実施の形態１と同様の第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２を検出することができる。

（実施の形態４）
図９は、実施の形態４に係る共振型コンバータ１Ｃの構成例を示すブロック図である。共振型コンバータ１Ｃは、図４の共振型コンバータ１Ａと比較して、以下の点で異なる。
（１）電流検出部１３１，１３２に代えて、それぞれ電流検出部１３１，１３２の位置に挿入された検出抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２と、検出抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２の両端の検出電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を検出して信号ＳＶｄ１，ＳＶｄ２を制御部１１０Ｃに出力する電圧検出部１３１Ｂ，１３２Ｂを備える。
（２）制御部１１０Ｃは、電流の信号ＳＩｄ１，ＳＩｄ２に代えて電圧の信号ＳＶｄ１，ＳＶｄ２に基づいてオン期間Ｔ１，Ｔ２を検出する。
これにより電流Ｉｄ１，Ｉｄ２に対応する検出電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を検出し、実施の形態３と同様に、第１及び第２のオン期間Ｔ１，Ｔ２を検出することができる。

（実施の形態５）
図１０は、実施の形態５に係る共振型コンバータ１Ｄの構成例を示すブロック図である。図１０において、共振型コンバータ１Ｄは、図１の共振型コンバータ１と比較して以下の点で異なる。
（１）スイッチＳ１Ｄ，Ｓ２Ｄは、オンされているときに所定のオン損失抵抗を有する。
（２）電流検出部１３１，１３２に代えて、スイッチＳ１Ｄ，Ｓ２Ｄの両端電圧をＶｄ１，Ｖｄ２を計測し、信号ＳＶｄ１，ＳＶｄ２を制御部１１０Ｄに出力する電圧検出部１３１Ｄ，１３２Ｄを備える。
（３）制御部１１０Ｄは、電流の信号ＳＩｄ１，ＳＩｄ２に代えて電圧の信号ＳＶｄ１，ＳＶｄ２に基づいてオン期間Ｔ１，Ｔ２を検出する。

図１０において、スイッチＳ１Ｄ，Ｓ２Ｄにおけるオン損失抵抗が無視できない大きさのとき、スイッチＳ１Ｄ，Ｓ２Ｄの両端電圧を計測することで、実施の形態３及び４と同様に電流Ｉｄ１，Ｉｄ２を検出し、オン期間Ｔ１，Ｔ２を検出することができる。

（実施の形態６）
図１１は、実施の形態６に係る共振型コンバータ１Ｅの構成を示すブロック図である。図１１の共振型コンバータ１Ｅは、図１の共振型コンバータ１と比較して、以下の点で異なる。
（１）電流検出部１３１，１３２に代えて電圧検出部１３１Ｄ，１３２Ｄを備える。
（２）制御部１１０に代えて、制御部１１０Ｅを備える。
（３）制御部１１０Ｅは、スイッチＳ１，Ｓ２に制御信号Ｓｓ１Ｅ，Ｓｓ２Ｅを出力する。

図１２は、図１１の共振型コンバータ１Ｅの各部における信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。図１２において、オン期間Ｔ１ｐは直前のサイクルにおけるオン期間を示し、オン期間Ｔ１ｍは現在のサイクルにおいてスイッチＳ１をオンするように制御する期間を示す。また、オン期間Ｔ２ｐは直前のサイクルにおけるオン期間を示し、オン期間Ｔ２ｍは現在のサイクルにおいてスイッチＳ２をオンするように制御する期間を示す。ここで、期間Ｔｄｏｎ，Ｔｄｏｆｆはそれぞれ所定の微小時間（≪Ｔ１ｐ，Ｔ２ｐ）を有する期間である。図１２に示すように、制御部１１０Ｅは、直前のサイクルにおけるオン期間Ｔ１ｐ，Ｔ１ｐよりもそれぞれ、開始タイミングを期間Ｔｄｏｎだけ遅らせ、かつ終了タイミングを期間Ｔｄｏｆｆだけ進めるように設定された期間Ｔ１ｍ，Ｔ２ｍにおいてそれぞれ、スイッチＳ１，Ｓ２をオンする。なお、終了タイミングを進めるのは、電流の逆流を防止するためである。

ここで、期間Ｔｄｏｎ，Ｔｄｏｆｆにおいて、スイッチＳ１，Ｓ２はオンされていない。期間Ｔｄｏｎ，Ｔｄｏｆｆにおいて図３の場合と同様の電圧が二次巻線１０２からスイッチＳ１，Ｓ２に印加されるとそれぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２に電流Ｉｄ１，Ｉｄ２が流れる。従って、例えば図１０の電圧検出部１３１Ｄ，１３２Ｄを用いてスイッチＳ１，Ｓ２の両端電圧、すなわちダイオードＤ１，Ｄ２の各両端電圧を計測することで、電流Ｉｄ１，Ｉｄ２を検出し、オン期間Ｔ１，Ｔ２の開始タイミング及び終了タイミングを実質的に検出することができる。

以上説明したように、スイッチＳ１，Ｓ２を、直前のサイクルのオン期間Ｔ１ｐ，Ｔ２ｐの開始タイミングを期間Ｔｄｏｎだけ遅らせかつ終了タイミングを期間Ｔｄｏｆｆだけ進めた期間においてオンし、ダイオードＤ１，Ｄ２の各両端電圧を計測することにより、オン期間Ｔ１，Ｔ２の開始及び終了タイミングを検出し、オン期間Ｔ１，Ｔ２を実質的に検出することができる。

（他の実施の形態）
実施の形態１～６では、制御部１１０，１１０Ａは、現在のサイクルの直前の１サイクルにおける第１及び第２のオン期間に基づいてスイッチＳ１，Ｓ２をオンしている。しかしながら、これは現在のサイクルの直前の１サイクルに限定されず、現在のサイクルの直前までの少なくとも１つのサイクルにおけるオン期間Ｔ１，Ｔ２であってよい。例えば、現在のサイクルの２つ前のサイクルのオン期間において、又は１サイクル前のオン期間Ｔ１，Ｔ２と２サイクル前のオン期間Ｔ１，Ｔ２の平均においてスイッチＳ１，Ｓ２をオンするよう制御する。

また、実施の形態１～６では、直流電圧を交流電圧に変換する一次側変換部としてフルブリッジインバータ１４０を用いたが、これに限らず、ハーフブリッジインバータ又はＬＬＣインバータ等の他の一次側変換部を用いてもよい。

本開示の制御装置等は、デジタル制御かつ同期整流方式のＤＣＤＣ変換装置に適用可能である。

１，１Ａ～１Ｅ 共振型コンバータ
１００ トランス
１０１ 一次巻線
１０２，１０３ 二次巻線
１１０，１１０Ａ～１１０Ｅ 制御部
１１１ クロック発振器
１１２ オン期間検出部
１１３ ゲート制御部
１１４，１１４Ａ スイッチ制御部
１１４ｍ 記憶部
１２０ 直流電圧源
１３１，１３２，１３４ 電流検出部
１３１Ｂ，１３１Ｄ，１３１Ｅ，１３２Ｂ，１３２Ｄ，１３２Ｅ 電圧検出部
１３３，１３７ 電圧検出部
１３５，１３６ 温度検出部
１４０ フルブリッジインバータ
１５０ 整流部
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｒ１ 負荷
Ｒ２ 抵抗
Ｒｄ１，Ｒｄ２ 検出抵抗
Ｓ１，Ｓ１Ｄ，Ｓ２，Ｓ２Ｄ スイッチ

Claims (7)

1. 入力された直流電圧を交流電圧に変換する一次側変換部と、
   一次巻線と第１及び第２の二次巻線を有し、前記交流電圧を２つの交流電圧に変換するトランスと、
   前記第１の二次巻線と負荷との間に接続される第１のスイッチと、前記第２の二次巻線と負荷との間に接続される第２のスイッチとを有する二次側変換部とを備える絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置を制御するための制御装置において、
   （Ａ）前記第１の二次巻線と負荷との間に流れる第１の電流と、前記第２の二次巻線と負荷との間に流れる第２の電流とを検出し、制御動作の１サイクルのうち、前記第１及び第２の電流がそれぞれ所定値以上である第１及び第２のオン期間を検出し、もしくは
   （Ｂ）前記第１の二次巻線と負荷との間に挿入された第１の検出抵抗の両端の第１の電圧と、前記第２の二次巻線と負荷との間に挿入された第２の検出抵抗の両端の第２の電圧とを検出し、制御動作の１サイクルのうち、前記第１及び第２の電圧がそれぞれ所定値以上である第１及び第２のオン期間を検出するオン期間検出部と、
   現在のサイクルの直前までの少なくとも１つのサイクルにおける前記第１のオン期間に対応する、もしくは前記第１のオン期間の開始タイミングを所定時間だけ遅らせかつ終了タイミングを所定時間だけ進めた期間に対応する前記現在のサイクル内の期間において、前記第１のスイッチをオンし、前記少なくとも１つのサイクルの前記第２のオン期間に対応する、もしくは前記第２のオン期間の開始タイミングを所定時間だけ遅らせかつ終了タイミングを所定時間だけ進めた期間に対応する前記現在のサイクル内の期間において、前記第２のスイッチをオンするスイッチ制御部とを備える、
   絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置の制御装置。
2. 前記第１の検出抵抗は前記第１のスイッチのオン抵抗であり、前記第２の検出抵抗は前記第２のスイッチのオン抵抗である、
   請求項１に記載の制御装置。
3. 前記現在のサイクルの直前までの少なくとも１つのサイクルは、前記現在のサイクルの直前の１つのサイクルである、
   請求項１又は２に記載の制御装置。
4. 前記スイッチ制御部は、前記絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置の入力電圧、出力電流、出力電圧、前記第１及び第２のスイッチの温度のうち少なくとも１つの監視値に基づいて、１サイクルの間の監視値の変動が所定値よりも大きい場合には、前記第１及び第２の電流が前記監視値によらず流れる所定の共通オン期間に、第１及び第２のスイッチをオンする、
   請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の制御装置。
5. 前記第１のスイッチに並列に接続された第１のダイオードと、
   前記第２のスイッチに並列に接続された第２のダイオードとをさらに備え、
   直前のサイクルにおいて前記監視値が所定のしきい値よりも小さい場合には、前記監視値によらず第１及び第２のスイッチを常にオフする、
   請求項４に記載の制御装置。
6. 請求項１～５のいずれか１つに記載の制御装置を備える絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置。
7. 入力された直流電圧を交流電圧に変換する一次側変換部と、
   一次巻線と第１及び第２の二次巻線を有し、前記交流電圧を２つの交流電圧に変換するトランスと、
   前記第１の二次巻線と負荷との間に接続される第１のスイッチと、前記第２の二次巻線と負荷との間に接続される第２のスイッチとを有する二次側変換部とを備える絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置を制御する制御装置の制御方法において、
   前記制御装置が、（Ａ）前記第１の二次巻線と負荷との間に流れる第１の電流と、前記第２の二次巻線と負荷との間に流れる第２の電流とを検出し、制御動作の１サイクルのうち、前記第１及び第２の電流がそれぞれ所定値以上である第１及び第２のオン期間を検出し、もしくは（Ｂ）前記第１の二次巻線と負荷との間に挿入された第１の検出抵抗の両端の第１の電圧と、前記第２の二次巻線と負荷との間に挿入された第２の検出抵抗の両端の第２の電圧とを検出し、制御動作の１サイクルのうち、前記第１及び第２の電圧がそれぞれ所定値以上である第１及び第２のオン期間を検出するステップと、
   前記制御装置が、現在のサイクルの直前までの少なくとも１つのサイクルにおける前記第１のオン期間に対応する、もしくは前記第１のオン期間の開始タイミングを所定時間だけ遅らせかつ終了タイミングを所定時間だけ進めた期間に対応する前記現在のサイクル内の期間において、前記第１のスイッチをオンし、前記少なくとも１つのサイクルの前記第２のオン期間に対応する、もしくは前記第２のオン期間の開始タイミングを所定時間だけ遅らせかつ終了タイミングを所定時間だけ進めた期間に対応する前記現在のサイクル内の期間において、前記第２のスイッチをオンするステップとを含む、
   絶縁共振型ＤＣＤＣ変換装置の制御方法。

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