JP2003098860A - 交流信号の波高値検出装置および方法並びに画像形成装置の電源装置および加熱装置 - Google Patents
交流信号の波高値検出装置および方法並びに画像形成装置の電源装置および加熱装置Info
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- JP2003098860A JP2003098860A JP2001285738A JP2001285738A JP2003098860A JP 2003098860 A JP2003098860 A JP 2003098860A JP 2001285738 A JP2001285738 A JP 2001285738A JP 2001285738 A JP2001285738 A JP 2001285738A JP 2003098860 A JP2003098860 A JP 2003098860A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流信号の波高値検出装置および方法、画像
形成装置の電源装置および加熱装置に関し、交流信号波
形の振幅値をばらつきが少なく正確に検知すること。 【解決手段】 比較演算部3はトランスT1から出力さ
れた正弦波信号とスライスレベル出力部2の出力値とを
比較演算し、HレベルまたはLレベルの2値化されたパ
ルス信号を生成する。マイコン10は、上述パルス信号
を所定のタイミングにてサンプリングするサンプリング
部5と、サンプリングしたパルス信号のパルス幅を計測
するパルス幅計測部6と、パルス幅計測部6が計測した
パルス幅のデータを記憶蓄積する計測値記憶部7と、計
測値記憶部7により複数回に及んで記憶蓄積されたデー
タの平均化処理を行う平均化部8と、平均化部8により
出力されたパルス幅の平均化データの値によりスライス
レベルを変更するスライスレベル変更部9とを有する。
形成装置の電源装置および加熱装置に関し、交流信号波
形の振幅値をばらつきが少なく正確に検知すること。 【解決手段】 比較演算部3はトランスT1から出力さ
れた正弦波信号とスライスレベル出力部2の出力値とを
比較演算し、HレベルまたはLレベルの2値化されたパ
ルス信号を生成する。マイコン10は、上述パルス信号
を所定のタイミングにてサンプリングするサンプリング
部5と、サンプリングしたパルス信号のパルス幅を計測
するパルス幅計測部6と、パルス幅計測部6が計測した
パルス幅のデータを記憶蓄積する計測値記憶部7と、計
測値記憶部7により複数回に及んで記憶蓄積されたデー
タの平均化処理を行う平均化部8と、平均化部8により
出力されたパルス幅の平均化データの値によりスライス
レベルを変更するスライスレベル変更部9とを有する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は交流信号の波高値検
出装置および画像形成装置の電源装置および画像形成装
置の加熱装置並びに交流信号の波高値検出方法に関す
る。特に詳細には、交流信号波形、主に電圧値を算出す
る手法に関し、特に商用電源の入力電圧を検出する場合
や電子写真に用いられている帯電ACバイアス等の正弦
波波形の電圧や電流の波高値を検出するものに関し、画
像形成装置の電源装置および加熱装置において電力制御
に適用可能な、商用電源のACライン電圧を検出に関す
るものである。
出装置および画像形成装置の電源装置および画像形成装
置の加熱装置並びに交流信号の波高値検出方法に関す
る。特に詳細には、交流信号波形、主に電圧値を算出す
る手法に関し、特に商用電源の入力電圧を検出する場合
や電子写真に用いられている帯電ACバイアス等の正弦
波波形の電圧や電流の波高値を検出するものに関し、画
像形成装置の電源装置および加熱装置において電力制御
に適用可能な、商用電源のACライン電圧を検出に関す
るものである。
【0002】
【従来の技術】複写機やレーザプリンタ等の電子写真装
置に使用されている定着装置では、省電力化及び定着器
温度の早い立ち上がりを実現するために、電力制御を精
度良く行うことが必須とされている。このため、電源装
置のAC入力電圧を正確に検知し、その入力電圧に対応
した細かなタイミングテーブルを作成する必要がある。
例えば、特開平9−62375号公報に開示されている
ように、ゼロクロス信号をトリガとして、AC入力電圧
の検出タイミングを決定し、AC入力電圧を検知する手
法が考案されている。この従来のAC入力電圧を検知す
る手法について図6(従来例1)を参照しながら説明す
る。
置に使用されている定着装置では、省電力化及び定着器
温度の早い立ち上がりを実現するために、電力制御を精
度良く行うことが必須とされている。このため、電源装
置のAC入力電圧を正確に検知し、その入力電圧に対応
した細かなタイミングテーブルを作成する必要がある。
例えば、特開平9−62375号公報に開示されている
ように、ゼロクロス信号をトリガとして、AC入力電圧
の検出タイミングを決定し、AC入力電圧を検知する手
法が考案されている。この従来のAC入力電圧を検知す
る手法について図6(従来例1)を参照しながら説明す
る。
【0003】図6に示す電源装置は、商用電源を入力す
るトランスT100と、交流入力電圧を検知するための
ACモニタ回路101と、ゼロクロス検出回路102
と、電源制御用マイクロコンピュータ(以下「マイコ
ン」という)103とを備えている。以下に作用を説明
する。
るトランスT100と、交流入力電圧を検知するための
ACモニタ回路101と、ゼロクロス検出回路102
と、電源制御用マイクロコンピュータ(以下「マイコ
ン」という)103とを備えている。以下に作用を説明
する。
【0004】図6においてトランスT100は、入力さ
れる商用電源電圧を所定の交流電圧に降圧して出力す
る。ACモニタ回路101は、ダイオードD11、抵抗
R11、コンデンサC11を介して図7(a)に示すA
C入力波形のマイナス側を整流する。この整流したAC
入力波形をツェナーダイオードZD11によりクランプ
し、抵抗R12、R13、R14、ダイオードD12、
コンデンサC12を介して図7(c)に示すような0V
から5Vの間の電圧に変換する。そして、この出力電圧
は、出力端子101bからマイコン103のA/D入力
ポート103aに入力され、マイコン103内で16進
データとして識別される。マイコン103のプログラム
には予め、この16進データと実際の入力電圧とを対応
させるテーブル若しくは変換式が組み込まれており、A
/D入力ポート103aに入力された電圧より実際の入
力電圧を判別する。
れる商用電源電圧を所定の交流電圧に降圧して出力す
る。ACモニタ回路101は、ダイオードD11、抵抗
R11、コンデンサC11を介して図7(a)に示すA
C入力波形のマイナス側を整流する。この整流したAC
入力波形をツェナーダイオードZD11によりクランプ
し、抵抗R12、R13、R14、ダイオードD12、
コンデンサC12を介して図7(c)に示すような0V
から5Vの間の電圧に変換する。そして、この出力電圧
は、出力端子101bからマイコン103のA/D入力
ポート103aに入力され、マイコン103内で16進
データとして識別される。マイコン103のプログラム
には予め、この16進データと実際の入力電圧とを対応
させるテーブル若しくは変換式が組み込まれており、A
/D入力ポート103aに入力された電圧より実際の入
力電圧を判別する。
【0005】ゼロクロス検出回路102は、ダイオード
D13、D14、抵抗R15、R16を介して図7
(a)に示すAC入力波形のプラス側電圧によりトラン
ジスタQ11をオン、オフし、図7(b)に示すような
ゼロクロス信号を生成する。その出力パルス信号は、出
力端子102bから出力されてマイコン103の入力ポ
ート103bに入力される。マイコン103は、入力パ
ルス信号の立ち上がり及び立ち下がりから実際のAC入
力波形のゼロクロスポイントを識別する。
D13、D14、抵抗R15、R16を介して図7
(a)に示すAC入力波形のプラス側電圧によりトラン
ジスタQ11をオン、オフし、図7(b)に示すような
ゼロクロス信号を生成する。その出力パルス信号は、出
力端子102bから出力されてマイコン103の入力ポ
ート103bに入力される。マイコン103は、入力パ
ルス信号の立ち上がり及び立ち下がりから実際のAC入
力波形のゼロクロスポイントを識別する。
【0006】先ず、マイコン103は、ゼロクロス検出
回路102からの出力パルス信号(図7(b))の立ち
上がり、若しくは立ち下がりを検知し、タイマをスター
トさせる。タイマのカウント時間tは、予め実験等によ
り、A/D入力ポート103aの入力電圧の平均値をサ
ンプリングできるような時間に設定する。マイコン10
3は、タイマがカウント中であるか否かを判別し、カウ
ント中であるときには判別を繰り返し、タイマのカウン
ト時間tが終了した時にA/D入力ポート103aの入
力電圧のA/D変換値を読み込み、図7(c)に示す○
印のA/D入力ポート103aの入力電圧を新しいAC
モニタのデータとして採用する。このようにACモニタ
の値によって実際の入力電圧を判別し、入力電圧に応じ
てヒータ制御回路のトリガタイミングを変更すること
で、定着器等の電力制御を精度よく行うことを可能とし
ている。
回路102からの出力パルス信号(図7(b))の立ち
上がり、若しくは立ち下がりを検知し、タイマをスター
トさせる。タイマのカウント時間tは、予め実験等によ
り、A/D入力ポート103aの入力電圧の平均値をサ
ンプリングできるような時間に設定する。マイコン10
3は、タイマがカウント中であるか否かを判別し、カウ
ント中であるときには判別を繰り返し、タイマのカウン
ト時間tが終了した時にA/D入力ポート103aの入
力電圧のA/D変換値を読み込み、図7(c)に示す○
印のA/D入力ポート103aの入力電圧を新しいAC
モニタのデータとして採用する。このようにACモニタ
の値によって実際の入力電圧を判別し、入力電圧に応じ
てヒータ制御回路のトリガタイミングを変更すること
で、定着器等の電力制御を精度よく行うことを可能とし
ている。
【0007】また、近時における電子写真装置等の画像
形成装置では、熱ローラ方式の加熱装置よりも熱効率が
良くて省エネルギ性/クイックスタート性等に優れる磁
気誘導加熱方式の加熱装置が実用に至るようになってき
ている。
形成装置では、熱ローラ方式の加熱装置よりも熱効率が
良くて省エネルギ性/クイックスタート性等に優れる磁
気誘導加熱方式の加熱装置が実用に至るようになってき
ている。
【0008】しかし、磁気誘導加熱方式の加熱装置は、
従来の熱ローラ方式の加熱装置よりもACラインの電圧
変動による定着部のウェイトタイムや消費電力の変動が
大きくなりやすいという課題がある。この課題を解決す
るために、例えば、ACライン電圧の変動に伴い大幅に
変化する定着部のウェイトタイムや消費電力を制御する
手法が特開平09−120221号公報や特開平10−
301442号公報に開示されており、さらに、ACラ
イン電圧をより正確に検出する手法が必要とされてきて
いる。
従来の熱ローラ方式の加熱装置よりもACラインの電圧
変動による定着部のウェイトタイムや消費電力の変動が
大きくなりやすいという課題がある。この課題を解決す
るために、例えば、ACライン電圧の変動に伴い大幅に
変化する定着部のウェイトタイムや消費電力を制御する
手法が特開平09−120221号公報や特開平10−
301442号公報に開示されており、さらに、ACラ
イン電圧をより正確に検出する手法が必要とされてきて
いる。
【0009】次に、電子写真装置等の画像形成装置に搭
載される高圧電源装置の交流信号の検出装置について説
明する。例えば、ローラ帯電プロセスにおける高圧電源
装置は、正弦波交流高電圧を印加しており、正弦波の交
流電流を検出する装置を構成している。帯電用の高電圧
電源は、負荷に対して一定の電流を供給するためのフィ
ードバック回路を構成しており、交流の負荷電流を検出
している。そして、交流の負荷電流を抵抗器等により所
定レベルの交流電圧信号に変換し、変換された交流電圧
信号を整流回路にて整流した後、直流電圧信号として検
出している。
載される高圧電源装置の交流信号の検出装置について説
明する。例えば、ローラ帯電プロセスにおける高圧電源
装置は、正弦波交流高電圧を印加しており、正弦波の交
流電流を検出する装置を構成している。帯電用の高電圧
電源は、負荷に対して一定の電流を供給するためのフィ
ードバック回路を構成しており、交流の負荷電流を検出
している。そして、交流の負荷電流を抵抗器等により所
定レベルの交流電圧信号に変換し、変換された交流電圧
信号を整流回路にて整流した後、直流電圧信号として検
出している。
【0010】以下、電子写真装置に用いられる帯電バイ
アス用の高電圧電源について図8(従来例2)を用いて
詳述する。
アス用の高電圧電源について図8(従来例2)を用いて
詳述する。
【0011】高電圧電源の帯電バイアス生成部は、正弦
波発生回路200と、電流増幅ドライバ201と、高圧
トランス202と、電流検出回路204と、整流回路2
03と、オペアンプ205と、閾値電圧設定部207
と、DCバイアス発生回路208とから構成される。
波発生回路200と、電流増幅ドライバ201と、高圧
トランス202と、電流検出回路204と、整流回路2
03と、オペアンプ205と、閾値電圧設定部207
と、DCバイアス発生回路208とから構成される。
【0012】電流増幅ドライバ201は、オペアンプ2
05から送信されるコントロール電圧の値に従い一意的
に決定する電圧値にて、正弦波発生回路200から入力
された正弦波信号を電流増幅して、高圧トランス202
を駆動する。電流増幅ドライバ201により駆動された
高圧トランス202は、交流高電圧を発生し、DCバイ
アス発生回路208により発生する直流高電圧を重畳し
た後、帯電ローラ及び感光体ドラム(不図示)からなる
負荷206に対し交流高電圧を印加する。
05から送信されるコントロール電圧の値に従い一意的
に決定する電圧値にて、正弦波発生回路200から入力
された正弦波信号を電流増幅して、高圧トランス202
を駆動する。電流増幅ドライバ201により駆動された
高圧トランス202は、交流高電圧を発生し、DCバイ
アス発生回路208により発生する直流高電圧を重畳し
た後、帯電ローラ及び感光体ドラム(不図示)からなる
負荷206に対し交流高電圧を印加する。
【0013】高電圧が印加されると、電流検出回路20
4を介する経路にて負荷206に電流が流れる。電流検
出回路204内に構成される抵抗器R24は、流れる交
流電流を交流電圧信号に変換する。電流検出回路204
内のコンデンサC22は、DCバイアス発生回路208
に流れる高周波リップルを除去するように機能する。電
流検出回路204により検出された交流電圧信号は、整
流回路203により整流された後、直流検出信号として
オペアンプ205に入力される。
4を介する経路にて負荷206に電流が流れる。電流検
出回路204内に構成される抵抗器R24は、流れる交
流電流を交流電圧信号に変換する。電流検出回路204
内のコンデンサC22は、DCバイアス発生回路208
に流れる高周波リップルを除去するように機能する。電
流検出回路204により検出された交流電圧信号は、整
流回路203により整流された後、直流検出信号として
オペアンプ205に入力される。
【0014】オペアンプ205は、この直流検出信号と
閾値電圧設定部207により入力される閾値電圧とを比
較演算し、検出信号が閾値電圧と同一値になるように、
電流増幅ドライバ201に対しコントロール信号を出力
する。従って、上述の高電圧電源の帯電バイアス生成部
は、負荷206に流れる電流が一定値となるように定電
流制御される。
閾値電圧設定部207により入力される閾値電圧とを比
較演算し、検出信号が閾値電圧と同一値になるように、
電流増幅ドライバ201に対しコントロール信号を出力
する。従って、上述の高電圧電源の帯電バイアス生成部
は、負荷206に流れる電流が一定値となるように定電
流制御される。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
1においては、ACモニタ回路は、交流信号波形を一旦
整流していたため、整流回路内部において、ダイオード
等の半導体素子を用いなければならず、検出電圧にバラ
ツキを生じやすかった。ダイオードの順方向降下電圧
は、流れる電流値や周囲温度により変動を生じる。ツェ
ナーダイオードでは、部品公差によるツェナー電圧のば
らつきが大きく、また同様に、流れる電流値や周囲温度
によるばらつきも生じやすかった。
1においては、ACモニタ回路は、交流信号波形を一旦
整流していたため、整流回路内部において、ダイオード
等の半導体素子を用いなければならず、検出電圧にバラ
ツキを生じやすかった。ダイオードの順方向降下電圧
は、流れる電流値や周囲温度により変動を生じる。ツェ
ナーダイオードでは、部品公差によるツェナー電圧のば
らつきが大きく、また同様に、流れる電流値や周囲温度
によるばらつきも生じやすかった。
【0016】また、マイコンのA/Dポートを使用する
必要があるため、マイコンのA/Dポートがリソース不
足に陥る可能性があった。
必要があるため、マイコンのA/Dポートがリソース不
足に陥る可能性があった。
【0017】さらに、整流手段に用いられるコンデンサ
は、抵抗器と比較して、公差や環境変動が双方に及んで
ばらつきが大きいため、充放電時の電圧特性曲線もバラ
ツキを生じやすかった。
は、抵抗器と比較して、公差や環境変動が双方に及んで
ばらつきが大きいため、充放電時の電圧特性曲線もバラ
ツキを生じやすかった。
【0018】また、先に述べたように、近時における電
子写真装置等の画像形成装置では、磁気誘導加熱方式の
加熱装置が実用に至るようになってきており、ACライ
ン電圧の変動や地域差、例えば、85V〜127Vとい
うようなばらつきがあり、定着部のウェイトタイムや消
費電力が変動しやすいという課題がある。この課題を解
決するために、例えば、ACライン電圧の変動に伴い大
幅に変化する定着部のウェイトタイムや消費電力を制御
し、さらに、ACライン電圧をより正確に検出する必要
が生じてきている。
子写真装置等の画像形成装置では、磁気誘導加熱方式の
加熱装置が実用に至るようになってきており、ACライ
ン電圧の変動や地域差、例えば、85V〜127Vとい
うようなばらつきがあり、定着部のウェイトタイムや消
費電力が変動しやすいという課題がある。この課題を解
決するために、例えば、ACライン電圧の変動に伴い大
幅に変化する定着部のウェイトタイムや消費電力を制御
し、さらに、ACライン電圧をより正確に検出する必要
が生じてきている。
【0019】また、従来例2においては、構成される整
流器内にダイオード等の半導体素子を用いなければなら
ず、上述の従来例1の場合と同様に、その検出電圧にバ
ラツキを生じやすかった。
流器内にダイオード等の半導体素子を用いなければなら
ず、上述の従来例1の場合と同様に、その検出電圧にバ
ラツキを生じやすかった。
【0020】本発明は、上述の点に鑑みてなされたもの
で、正弦波等の交流信号波形を直流信号に整流すること
なく、波高値に対応するパルス信号を生成し、パルス信
号のパルス幅をモニタすることにより、交流信号波形の
振幅値をばらつきが少なく正確に検知することを可能と
した交流信号の波高値検出装置および方法を提供するこ
とを第1の目的とする。
で、正弦波等の交流信号波形を直流信号に整流すること
なく、波高値に対応するパルス信号を生成し、パルス信
号のパルス幅をモニタすることにより、交流信号波形の
振幅値をばらつきが少なく正確に検知することを可能と
した交流信号の波高値検出装置および方法を提供するこ
とを第1の目的とする。
【0021】また、商用電源を供給する電子写真装置の
定着装置等において、商用のACライン入力の電圧変動
やばらつきを高精度に検出し、当該検出したACライン
入力の電圧変動値に応じて定着器等の電力制御を精度良
く行う画像形成装置の加熱装置を提供することを第2の
目的とする。
定着装置等において、商用のACライン入力の電圧変動
やばらつきを高精度に検出し、当該検出したACライン
入力の電圧変動値に応じて定着器等の電力制御を精度良
く行う画像形成装置の加熱装置を提供することを第2の
目的とする。
【0022】さらに、正弦波等の交流電圧を印加する帯
電用の高電圧電源等において、その負荷に流れる電流や
供給される電圧を高精度に検出することにより、高精度
な電流の供給または高精度な電圧の印加を行うことがで
きる安定した画像形成装置の電源装置を提供することを
第3の目的とする。
電用の高電圧電源等において、その負荷に流れる電流や
供給される電圧を高精度に検出することにより、高精度
な電流の供給または高精度な電圧の印加を行うことがで
きる安定した画像形成装置の電源装置を提供することを
第3の目的とする。
【0023】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項1の発明では、入力された交流信号の波高値を
検出する波高値検出装置において前記交流信号の振幅値
と所定DCレベルの基準信号の値の大小を比較して、当
該比較結果に応じて2つの値のいずれかをとる2値化パ
ルス信号を出力する比較演算手段と前記2値化パルス信
号のパルス幅を計測して、当該計測結果に基づいて前記
交流信号の波高値を算出する算出手段を備えた形態の交
流信号の波高値検出装置を実施した。
に請求項1の発明では、入力された交流信号の波高値を
検出する波高値検出装置において前記交流信号の振幅値
と所定DCレベルの基準信号の値の大小を比較して、当
該比較結果に応じて2つの値のいずれかをとる2値化パ
ルス信号を出力する比較演算手段と前記2値化パルス信
号のパルス幅を計測して、当該計測結果に基づいて前記
交流信号の波高値を算出する算出手段を備えた形態の交
流信号の波高値検出装置を実施した。
【0024】請求項2の発明では、請求項1に記載の交
流信号の波高値検出装置において前記交流信号は、正弦
波電圧または正弦波電流である形態の交流信号の波高値
検出装置を実施した。
流信号の波高値検出装置において前記交流信号は、正弦
波電圧または正弦波電流である形態の交流信号の波高値
検出装置を実施した。
【0025】請求項3の発明では、請求項1に記載の交
流信号の波高値検出装置であって前記交流信号の入力に
接続された一次巻線の電圧を降圧した電圧を二次巻線か
ら出力するトランスと、前記二次巻線から出力される交
流信号の大きさを検出する手段とを備えた電源装置であ
る形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。
流信号の波高値検出装置であって前記交流信号の入力に
接続された一次巻線の電圧を降圧した電圧を二次巻線か
ら出力するトランスと、前記二次巻線から出力される交
流信号の大きさを検出する手段とを備えた電源装置であ
る形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。
【0026】請求項4の発明では、請求項1に記載の交
流信号の波高値検出装置において負荷電流または負荷電
圧を検出する負荷検出手段と、前記負荷電流または前記
負荷電圧を略一定値とするように制御する手段とを備え
た形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。
流信号の波高値検出装置において負荷電流または負荷電
圧を検出する負荷検出手段と、前記負荷電流または前記
負荷電圧を略一定値とするように制御する手段とを備え
た形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。
【0027】請求項5の発明では、高周波インバータか
らの高周波電力により発生された磁界で磁気誘導発熱す
る加熱体と、交流信号を入力して前記高周波インバータ
に電力を供給する電源装置と、前記交流信号の電圧およ
び/または電流を検出する検出手段と、当該検出値に応
じて、前記高周波インバータに印加する電力を制御する
手段と、被記録材に形成担持させた未定着画像を前記磁
気誘導発熱によって熱定着させる手段を備えた定着装置
に用いる交流信号の波高値検出装置において前記検出手
段は前記交流信号の電圧および/または電流の値と所定
DCレベルの基準信号の値の大小を比較して、当該比較
結果に応じて2つの値のいずれかをとる2値化パルス信
号を出力する比較演算手段と前記2値化パルス信号のパ
ルス幅を計測して、当該計測結果に基づいて前記交流信
号の電圧および/または電流の波高値を算出する算出手
段を備えた形態の交流信号の波高値検出装置を実施し
た。
らの高周波電力により発生された磁界で磁気誘導発熱す
る加熱体と、交流信号を入力して前記高周波インバータ
に電力を供給する電源装置と、前記交流信号の電圧およ
び/または電流を検出する検出手段と、当該検出値に応
じて、前記高周波インバータに印加する電力を制御する
手段と、被記録材に形成担持させた未定着画像を前記磁
気誘導発熱によって熱定着させる手段を備えた定着装置
に用いる交流信号の波高値検出装置において前記検出手
段は前記交流信号の電圧および/または電流の値と所定
DCレベルの基準信号の値の大小を比較して、当該比較
結果に応じて2つの値のいずれかをとる2値化パルス信
号を出力する比較演算手段と前記2値化パルス信号のパ
ルス幅を計測して、当該計測結果に基づいて前記交流信
号の電圧および/または電流の波高値を算出する算出手
段を備えた形態の交流信号の波高値検出装置を実施し
た。
【0028】請求項6の発明では、請求項1に記載の交
流信号の波高値検出装置において前記交流信号の負荷電
流または負荷電圧を検出する負荷検出手段と、前記負荷
電流または前記負荷電圧を所定の範囲内とするようにリ
ミッタ制御する手段とを備えた形態の交流信号の波高値
検出装置を実施した。
流信号の波高値検出装置において前記交流信号の負荷電
流または負荷電圧を検出する負荷検出手段と、前記負荷
電流または前記負荷電圧を所定の範囲内とするようにリ
ミッタ制御する手段とを備えた形態の交流信号の波高値
検出装置を実施した。
【0029】請求項7の発明では、請求項1または請求
項5に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段はマイクロコンピュータであり、該マイクロコン
ピュータにより前記パルス幅のデータを算出する形態の
交流信号の波高値検出装置を実施した。
項5に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段はマイクロコンピュータであり、該マイクロコン
ピュータにより前記パルス幅のデータを算出する形態の
交流信号の波高値検出装置を実施した。
【0030】請求項8の発明では、請求項1または請求
項5に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段はハードロジック回路であり、該ハードロジック
回路により前記パルス幅のデータを算出する形態の交流
信号の波高値検出装置を実施した。
項5に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段はハードロジック回路であり、該ハードロジック
回路により前記パルス幅のデータを算出する形態の交流
信号の波高値検出装置を実施した。
【0031】請求項9の発明では、請求項7または請求
項8に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段は、前記2値化パルス幅のデータを1回以上記憶
する手段を有する形態の交流信号の波高値検出装置を実
施した。
項8に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段は、前記2値化パルス幅のデータを1回以上記憶
する手段を有する形態の交流信号の波高値検出装置を実
施した。
【0032】請求項10の発明では、請求項9に記載の
交流信号の波高値検出装置において前記算出手段は、前
記2値化パルス幅のデータを複数回サンプリングする手
段と、前記サンプリングした値を平均化処理する手段を
備える形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。
交流信号の波高値検出装置において前記算出手段は、前
記2値化パルス幅のデータを複数回サンプリングする手
段と、前記サンプリングした値を平均化処理する手段を
備える形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。
【0033】請求項11の発明では、請求項7または請
求項8に記載の交流信号の波高値検出装置において前記
算出手段は、前記2値化パルス幅のデータ値に従って前
記基準信号のレベルを可変制御する手段を備える形態の
交流信号の波高値検出装置を実施した。
求項8に記載の交流信号の波高値検出装置において前記
算出手段は、前記2値化パルス幅のデータ値に従って前
記基準信号のレベルを可変制御する手段を備える形態の
交流信号の波高値検出装置を実施した。
【0034】請求項12の発明では、請求項7または請
求項8に記載の交流信号の波高値検出装置において前記
算出手段は、所定のテーブルまたは変換式を用いること
で前記2値化パルス幅のデータ値から前記交流信号の波
高値を算出する形態の交流信号の波高値検出装置を実施
した。
求項8に記載の交流信号の波高値検出装置において前記
算出手段は、所定のテーブルまたは変換式を用いること
で前記2値化パルス幅のデータ値から前記交流信号の波
高値を算出する形態の交流信号の波高値検出装置を実施
した。
【0035】請求項13の発明では、請求項1乃至請求
項12のいずれかに記載の交流信号の波高値検出装置と
前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づき、被記録材に形成担持させた未定着画像を熱定着
させる定着手段に所定の電力を供給する電圧制御手段を
備えた形態の画像形成装置の電源装置を実施した。
項12のいずれかに記載の交流信号の波高値検出装置と
前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づき、被記録材に形成担持させた未定着画像を熱定着
させる定着手段に所定の電力を供給する電圧制御手段を
備えた形態の画像形成装置の電源装置を実施した。
【0036】請求項14の発明では、請求項1乃至請求
項12のいずれかに記載の交流信号の波高値検出装置と
前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づいたタイミングでスイッチング素子を駆動する手段
と該スイッチング素子のスイッチング動作により励磁手
段に励磁電流を印加して誘導発熱を制御する加熱制御手
段と該加熱手段による発熱によって被記録材に形成担持
させた未定着画像を熱定着させる手段を備えた形態の画
像形成装置の加熱装置を実施した。
項12のいずれかに記載の交流信号の波高値検出装置と
前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づいたタイミングでスイッチング素子を駆動する手段
と該スイッチング素子のスイッチング動作により励磁手
段に励磁電流を印加して誘導発熱を制御する加熱制御手
段と該加熱手段による発熱によって被記録材に形成担持
させた未定着画像を熱定着させる手段を備えた形態の画
像形成装置の加熱装置を実施した。
【0037】請求項15の発明では、入力された交流信
号の波高値を検出する波高値検出方法において前記交流
信号の振幅値と所定DCレベルの基準信号の値の大小を
比較して、当該比較結果に応じて2つの値のいずれかを
とる2値化パルス信号を出力するステップと前記2値化
パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測結果に基づ
いて前記交流信号の波高値を算出するステップを備えた
形態の交流信号の波高値検出方法を実施した。
号の波高値を検出する波高値検出方法において前記交流
信号の振幅値と所定DCレベルの基準信号の値の大小を
比較して、当該比較結果に応じて2つの値のいずれかを
とる2値化パルス信号を出力するステップと前記2値化
パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測結果に基づ
いて前記交流信号の波高値を算出するステップを備えた
形態の交流信号の波高値検出方法を実施した。
【0038】
【発明の実施の形態】(第1実施形態)以下、本発明の
第1実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
第1実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
【0039】本発明の第1実施形態に係る交流信号の波
高値検出装置は、画像形成装置に搭載される誘導加熱定
着装置(加熱装置)を駆動する高周波インバータ装置に
おける商用電源のACライン電圧を検出する装置を例と
して説明する。
高値検出装置は、画像形成装置に搭載される誘導加熱定
着装置(加熱装置)を駆動する高周波インバータ装置に
おける商用電源のACライン電圧を検出する装置を例と
して説明する。
【0040】まず、上記高周波インバータについて説明
する。図4は誘導加熱制御部の全体構成を示すブロック
図であり、この高周波インバータ装置は、電圧制御回路
300、定着器ユニット部313、ドライバ回路31
6、交流信号の波高値検出装置321を備えている。さ
らに、電圧制御回路300は、サーキットブレーカ30
2、リレー303、整流回路304、ゲート制御トラン
ジスタであるスイッチ素子305、306、第1のスイ
ッチ素子307、第2のスイッチ素子308、第1の共
振用コンデンサ309、第2の共振用コンデンサ310
を備えている。図中301は、電源ライン入力端子を表
す。
する。図4は誘導加熱制御部の全体構成を示すブロック
図であり、この高周波インバータ装置は、電圧制御回路
300、定着器ユニット部313、ドライバ回路31
6、交流信号の波高値検出装置321を備えている。さ
らに、電圧制御回路300は、サーキットブレーカ30
2、リレー303、整流回路304、ゲート制御トラン
ジスタであるスイッチ素子305、306、第1のスイ
ッチ素子307、第2のスイッチ素子308、第1の共
振用コンデンサ309、第2の共振用コンデンサ310
を備えている。図中301は、電源ライン入力端子を表
す。
【0041】上記要部の構成を動作と共に詳述すると、
サーキットブレーカ302は、過電流を保護するように
機能する。整流回路304は、交流入力から両波整流を
行うブリッジ整流回路と高周波フィルタを行うコンデン
サで構成されている。第1のスイッチ素子307、第2
のスイッチ素子308は、整流回路304出力の脈動化
直流電圧のスイッチングを行う。定着器ユニット部31
3は、励磁コイル18と、温度検出サーミスタ26と、
異常な温度上昇を検知するサーモスイッチ312を有し
ている。交流信号の波高値検出装置321は、マイクロ
コンピュータ322(以下マイコン322)を含み、商
用電源のACライン入力電圧を検出する。
サーキットブレーカ302は、過電流を保護するように
機能する。整流回路304は、交流入力から両波整流を
行うブリッジ整流回路と高周波フィルタを行うコンデン
サで構成されている。第1のスイッチ素子307、第2
のスイッチ素子308は、整流回路304出力の脈動化
直流電圧のスイッチングを行う。定着器ユニット部31
3は、励磁コイル18と、温度検出サーミスタ26と、
異常な温度上昇を検知するサーモスイッチ312を有し
ている。交流信号の波高値検出装置321は、マイクロ
コンピュータ322(以下マイコン322)を含み、商
用電源のACライン入力電圧を検出する。
【0042】また、マイコン322は、定着装置(定着
器)のサーミスタ温度検出に基づき、目標温度と比較し
ながら制御量をコントロールする。ドライバ回路316
は、マイコン322からの制御信号を受けて、本高周波
インバータ装置の制御形態に相応しい制御駆動を行う。
器)のサーミスタ温度検出に基づき、目標温度と比較し
ながら制御量をコントロールする。ドライバ回路316
は、マイコン322からの制御信号を受けて、本高周波
インバータ装置の制御形態に相応しい制御駆動を行う。
【0043】交流信号の波高値検出装置321によって
検出された商用電源のACライン入力電圧情報は、マイ
コン322によって一旦記憶格納される。マイコン32
2は、上記入力電圧情報から換算される最大電力が所定
の値を超えないように最大供給可能な電力の制御を行
う。演算結果は、スイッチ素子307及び308に出力
するゲート端子をオンする時間として反映され、マイコ
ン322のD/AポートやPWM出力としてドライバ回
路316に出力される。また、マイコン322は、AC
ライン電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力
の制御も行う。
検出された商用電源のACライン入力電圧情報は、マイ
コン322によって一旦記憶格納される。マイコン32
2は、上記入力電圧情報から換算される最大電力が所定
の値を超えないように最大供給可能な電力の制御を行
う。演算結果は、スイッチ素子307及び308に出力
するゲート端子をオンする時間として反映され、マイコ
ン322のD/AポートやPWM出力としてドライバ回
路316に出力される。また、マイコン322は、AC
ライン電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力
の制御も行う。
【0044】第1のスイッチ素子307、第2のスイッ
チ素子308としては、パワー用電力スイッチが最適で
あり、パワーMOSFET若しくはIGBT(+逆導通
ダイオード)により構成されている。
チ素子308としては、パワー用電力スイッチが最適で
あり、パワーMOSFET若しくはIGBT(+逆導通
ダイオード)により構成されている。
【0045】電源ライン入力端子301から交流入力電
源を受け、サーキットブレーカ302及びリレー303
を介して整流回路304に交流電源が印加されると、整
流回路304の両波整流ダイオードにより脈動化直流電
圧が生成される。この脈動化直流電圧は、前述したマイ
コン322からの制御信号によりドライバ回路316を
介してスイッチ素子305及び306のゲート端子に伝
達される。制御信号が伝達された第1のスイッチ素子3
07はスイッチングを開始し、励磁コイル18のインダ
クタンスと抵抗により定まる電流が流れ始める。
源を受け、サーキットブレーカ302及びリレー303
を介して整流回路304に交流電源が印加されると、整
流回路304の両波整流ダイオードにより脈動化直流電
圧が生成される。この脈動化直流電圧は、前述したマイ
コン322からの制御信号によりドライバ回路316を
介してスイッチ素子305及び306のゲート端子に伝
達される。制御信号が伝達された第1のスイッチ素子3
07はスイッチングを開始し、励磁コイル18のインダ
クタンスと抵抗により定まる電流が流れ始める。
【0046】また、ゲート信号に従って第2のスイッチ
素子308がターンオフすると、励磁コイル18は電流
を流し続けようと動作する。このため、励磁コイル18
の両端には、第1の共振用コンデンサ309と励磁コイ
ル18とにより定まる共振回路の尖鋭度Qにより、フラ
イバック電圧と呼ばれる高電圧が発生する。この電圧は
電源電圧を中心に振動し、そのままオフ状態を保持して
おくと電源電圧に収束する。
素子308がターンオフすると、励磁コイル18は電流
を流し続けようと動作する。このため、励磁コイル18
の両端には、第1の共振用コンデンサ309と励磁コイ
ル18とにより定まる共振回路の尖鋭度Qにより、フラ
イバック電圧と呼ばれる高電圧が発生する。この電圧は
電源電圧を中心に振動し、そのままオフ状態を保持して
おくと電源電圧に収束する。
【0047】フライバック電圧のリンギングが大きく、
第2のスイッチ素子308のコイル側端子の電圧が負に
なる期間は、逆導通ダイオードがターンオフし、電流が
励磁コイル18に流入する。この期間中、励磁コイル1
8と第2のスイッチ素子308の接点は、0Vにクラン
プされることになる。このような期間に第2のスイッチ
素子308をオンすれば、第2のスイッチ素子308
は、電圧を背負うことなくターンオン可能なことが一般
に知られており、ZVS(Zero Voltage Switching)と
呼ばれている。このような駆動方法により第2のスイッ
チ素子308のスイッチングに伴う損失は最小とするこ
とができ、効率の良い、ノイズの少ないスイッチングを
可能としている。
第2のスイッチ素子308のコイル側端子の電圧が負に
なる期間は、逆導通ダイオードがターンオフし、電流が
励磁コイル18に流入する。この期間中、励磁コイル1
8と第2のスイッチ素子308の接点は、0Vにクラン
プされることになる。このような期間に第2のスイッチ
素子308をオンすれば、第2のスイッチ素子308
は、電圧を背負うことなくターンオン可能なことが一般
に知られており、ZVS(Zero Voltage Switching)と
呼ばれている。このような駆動方法により第2のスイッ
チ素子308のスイッチングに伴う損失は最小とするこ
とができ、効率の良い、ノイズの少ないスイッチングを
可能としている。
【0048】次に、前述の高周波インバータ装置におけ
る商用電源のACライン電圧を検出する装置について図
1を用いて詳しく説明する。
る商用電源のACライン電圧を検出する装置について図
1を用いて詳しく説明する。
【0049】本実施形態におけるACライン電圧検出装
置(交流信号の波高値検出装置)は、正弦波信号(AC
ライン信号)と所定のスライスレベル電圧とを比較演算
することにより2値化したパルス信号を発生させて、発
生したパルス信号のパルス幅(パルス時間幅)から、こ
の正弦波信号の波高値を算出することを特徴とする。
置(交流信号の波高値検出装置)は、正弦波信号(AC
ライン信号)と所定のスライスレベル電圧とを比較演算
することにより2値化したパルス信号を発生させて、発
生したパルス信号のパルス幅(パルス時間幅)から、こ
の正弦波信号の波高値を算出することを特徴とする。
【0050】本実施形態においてACライン電圧検出装
置は、商用電源を入力するトランスT1と、マイコン1
0から設定されたスライスレベル電圧を出力するスライ
スレベル出力部2と、トランスT1から出力された正弦
波信号とスライスレベル出力部2の出力値とを比較演算
し、HレベルまたはLレベルの2値化されたパルス信号
を生成する比較演算部3と、このパルス信号のパルス幅
によってスライスレベル出力部2を可変制御できるマイ
コン10を構成する。比較演算部3内に構成されるダイ
オードD1は、マイナス電圧のクランプを行うように機
能する。
置は、商用電源を入力するトランスT1と、マイコン1
0から設定されたスライスレベル電圧を出力するスライ
スレベル出力部2と、トランスT1から出力された正弦
波信号とスライスレベル出力部2の出力値とを比較演算
し、HレベルまたはLレベルの2値化されたパルス信号
を生成する比較演算部3と、このパルス信号のパルス幅
によってスライスレベル出力部2を可変制御できるマイ
コン10を構成する。比較演算部3内に構成されるダイ
オードD1は、マイナス電圧のクランプを行うように機
能する。
【0051】さらに、マイコン10は、上述パルス信号
を所定のタイミングにてサンプリングするサンプリング
部5と、サンプリングしたパルス信号のパルス幅を計測
するパルス幅計測部6と、パルス幅計測部6が計測した
パルス幅のデータを記憶蓄積する計測値記憶部7と、計
測値記憶部7により複数回に及んで記憶蓄積されたデー
タの平均化処理を行う平均化部8と、平均化部8により
出力されたパルス幅の平均化データの値によりスライス
レベルを変更するスライスレベル変更部9とを有する。
を所定のタイミングにてサンプリングするサンプリング
部5と、サンプリングしたパルス信号のパルス幅を計測
するパルス幅計測部6と、パルス幅計測部6が計測した
パルス幅のデータを記憶蓄積する計測値記憶部7と、計
測値記憶部7により複数回に及んで記憶蓄積されたデー
タの平均化処理を行う平均化部8と、平均化部8により
出力されたパルス幅の平均化データの値によりスライス
レベルを変更するスライスレベル変更部9とを有する。
【0052】図2(a)に、上述の正弦波信号、スライ
スレベル、およびパルス信号の相関図を示す。前述の比
較演算部3(図1に示す)は、正弦波信号の値とスライ
スレベルAの値とを比較し、スライスレベルAの値の方
が大きければ、Hレベルの信号を出力する。例えば、正
弦波信号(A1)が入力された場合には、パルス信号
(A1)が比較演算出力され、正弦波信号(A2)が入
力された場合には、パルス信号(A2)が比較演算出力
される。つまり、正弦波信号の電圧値に応じたパルス幅
のパルス信号が出力される。
スレベル、およびパルス信号の相関図を示す。前述の比
較演算部3(図1に示す)は、正弦波信号の値とスライ
スレベルAの値とを比較し、スライスレベルAの値の方
が大きければ、Hレベルの信号を出力する。例えば、正
弦波信号(A1)が入力された場合には、パルス信号
(A1)が比較演算出力され、正弦波信号(A2)が入
力された場合には、パルス信号(A2)が比較演算出力
される。つまり、正弦波信号の電圧値に応じたパルス幅
のパルス信号が出力される。
【0053】しかし、図2(a)に示す正弦波信号(A
2)の場合のように、スライスレベルが正弦波信号波形
の比較的高い電位に位置する場合においては、スライス
レベルAに対するパルス幅の変化がセンシティブになっ
てしまうため、誤差を生じやすい。従って、パルス幅が
短くなった場合においても安定したデータを取得できる
ように、本実施形態では、スライスレベルの値を変更で
きるスライスレベル変更部9を構成している。
2)の場合のように、スライスレベルが正弦波信号波形
の比較的高い電位に位置する場合においては、スライス
レベルAに対するパルス幅の変化がセンシティブになっ
てしまうため、誤差を生じやすい。従って、パルス幅が
短くなった場合においても安定したデータを取得できる
ように、本実施形態では、スライスレベルの値を変更で
きるスライスレベル変更部9を構成している。
【0054】以下に、スライスレベル変更部9について
詳細に説明する。図2(b)に、スライスレベル変更部
9を用いてスライスレベルを可変した例を示す。スライ
スレベルAは、前述のように正弦波信号波形の比較的平
坦な電位の高いところに位置するために、スライスレベ
ルに対するパルス幅の変化がセンシティブになってい
る。この場合、マイコン10(図1に示す)は、スライ
スレベルの値を所定のレベルまで下げるように、スライ
スレベル出力部2に対し制御信号を出力する。
詳細に説明する。図2(b)に、スライスレベル変更部
9を用いてスライスレベルを可変した例を示す。スライ
スレベルAは、前述のように正弦波信号波形の比較的平
坦な電位の高いところに位置するために、スライスレベ
ルに対するパルス幅の変化がセンシティブになってい
る。この場合、マイコン10(図1に示す)は、スライ
スレベルの値を所定のレベルまで下げるように、スライ
スレベル出力部2に対し制御信号を出力する。
【0055】例えば、図2(b)において、マイコン1
0は、正弦波信号(A3)とスライスレベルAとにより
生成されたパルス信号Aのパルス幅をモニタし、パルス
幅が所定の値以下であった場合には、スライスレベルA
をスライスレベルBに変更する。正弦波信号(A3)
は、再びスライスレベルBにて比較演算され、パルス信
号Bが生成される。マイコン10は、再び出力されたパ
ルス信号Bをサンプリングし、パルス信号の立ち上がり
エッジに同期してカウント動作を開始する。パルス信号
の立下りエッジまでのパルス幅を所定のクロックにてカ
ウントした後、例えば、16ビットにデジタル化を行
う。デジタル化されたパルス幅のデータは、一旦RAM
等の記憶手段に所定回数分にわたり格納される。所定回
数分のデータを記憶されたパルス幅のデータは、マイコ
ン10により平均化処理が行われる。
0は、正弦波信号(A3)とスライスレベルAとにより
生成されたパルス信号Aのパルス幅をモニタし、パルス
幅が所定の値以下であった場合には、スライスレベルA
をスライスレベルBに変更する。正弦波信号(A3)
は、再びスライスレベルBにて比較演算され、パルス信
号Bが生成される。マイコン10は、再び出力されたパ
ルス信号Bをサンプリングし、パルス信号の立ち上がり
エッジに同期してカウント動作を開始する。パルス信号
の立下りエッジまでのパルス幅を所定のクロックにてカ
ウントした後、例えば、16ビットにデジタル化を行
う。デジタル化されたパルス幅のデータは、一旦RAM
等の記憶手段に所定回数分にわたり格納される。所定回
数分のデータを記憶されたパルス幅のデータは、マイコ
ン10により平均化処理が行われる。
【0056】マイコン10には、予め上述の16bit
データと実際の入力電圧(波高値)とを対応させるテー
ブル若しくは変換式が組み込まれており、マイコン10
により平均化されたパルス幅データは、正弦波信号の入
力電圧に相当するデータに変換される。
データと実際の入力電圧(波高値)とを対応させるテー
ブル若しくは変換式が組み込まれており、マイコン10
により平均化されたパルス幅データは、正弦波信号の入
力電圧に相当するデータに変換される。
【0057】次に、商用電源よりノイズによるサージ電
圧が入力された場合における本実施形態の装置動作につ
いて図3を用いて説明する。
圧が入力された場合における本実施形態の装置動作につ
いて図3を用いて説明する。
【0058】例えば、ノイズA、ノイズC、ノイズEが
正弦波信号に重畳された場合には、サージ電圧の尖頭値
(ピーク値)がスライスレベルS以下であり、且つ重畳
されたノイズが「スライスレベルS>正弦波信号」の期
間にあるため、ノイズとスライスレベルSとの大小関係
は、重畳されたノイズの影響を受けず、重畳されたノイ
ズは、比較演算部3により吸収される。
正弦波信号に重畳された場合には、サージ電圧の尖頭値
(ピーク値)がスライスレベルS以下であり、且つ重畳
されたノイズが「スライスレベルS>正弦波信号」の期
間にあるため、ノイズとスライスレベルSとの大小関係
は、重畳されたノイズの影響を受けず、重畳されたノイ
ズは、比較演算部3により吸収される。
【0059】ノイズBが正弦波信号に重畳された場合に
は、サージ電圧の尖頭値がスライスレベルS以上であ
り、且つ重畳されたノイズが「スライスレベルS<正弦
波信号」の期間にあるため、ノイズとスライスレベルS
との大小関係は、重畳されたノイズの影響を受けず、重
畳されたノイズは、比較演算部3により吸収される。
は、サージ電圧の尖頭値がスライスレベルS以上であ
り、且つ重畳されたノイズが「スライスレベルS<正弦
波信号」の期間にあるため、ノイズとスライスレベルS
との大小関係は、重畳されたノイズの影響を受けず、重
畳されたノイズは、比較演算部3により吸収される。
【0060】また、ノイズD、ノイズFが正弦波信号に
重畳された場合には、サージ電圧の尖頭値がスライスレ
ベルS以上であり、且つ重畳されたノイズが「スライス
レベルS>正弦波信号」の期間にあるため、短周期のパ
ルス信号D及びパルス信号Fが新たに生じてしまう。
重畳された場合には、サージ電圧の尖頭値がスライスレ
ベルS以上であり、且つ重畳されたノイズが「スライス
レベルS>正弦波信号」の期間にあるため、短周期のパ
ルス信号D及びパルス信号Fが新たに生じてしまう。
【0061】また、ノイズGが正弦波信号に重畳された
場合には、サージ電圧の尖頭値がスライスレベルS以下
であり、且つ重畳されたノイズが「スライスレベルS<
正弦波信号」の期間にあるため、正弦波の正しい波高値
を示すパルス信号に亀裂状のパルスノイズGを生じてし
まう。
場合には、サージ電圧の尖頭値がスライスレベルS以下
であり、且つ重畳されたノイズが「スライスレベルS<
正弦波信号」の期間にあるため、正弦波の正しい波高値
を示すパルス信号に亀裂状のパルスノイズGを生じてし
まう。
【0062】つまり、ノイズD,ノイズFまたはノイズ
Gが重畳された場合には、そのノイズの影響を受けてし
まう。
Gが重畳された場合には、そのノイズの影響を受けてし
まう。
【0063】本実施形態の構成では、上述のノイズの影
響を受けないように、マイコン10によりデジタルフィ
ルタ処理を行うことが可能である。例えば、新たに発生
したパルス信号D及びパルスGにより分断されたパルス
信号は、前後する他のパルス幅のデータと大きく異なる
値を示す。従って、マイコン10は、前述の平均化処理
を行う際に、他のデータと所定以上かけ離れたデータを
サンプリングした場合には、かけ離れたデータを除外し
平均化処理を行うことによって、サージ電圧による誤検
出を防止することが可能である。
響を受けないように、マイコン10によりデジタルフィ
ルタ処理を行うことが可能である。例えば、新たに発生
したパルス信号D及びパルスGにより分断されたパルス
信号は、前後する他のパルス幅のデータと大きく異なる
値を示す。従って、マイコン10は、前述の平均化処理
を行う際に、他のデータと所定以上かけ離れたデータを
サンプリングした場合には、かけ離れたデータを除外し
平均化処理を行うことによって、サージ電圧による誤検
出を防止することが可能である。
【0064】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、従来における商用電源の電圧検出装置に比較して、
交流波形の直流化を行う整流器等が介在しないため、商
用電源の入力電圧をより高精度に検出することが可能と
なる。そして、上記入力電圧情報から換算される最大電
力が所定の値を超えないように最大供給可能な電力の制
御を高精度に行うことが可能となる。また、ACライン
電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力の制御
も高精度に行うことが可能となる。
ば、従来における商用電源の電圧検出装置に比較して、
交流波形の直流化を行う整流器等が介在しないため、商
用電源の入力電圧をより高精度に検出することが可能と
なる。そして、上記入力電圧情報から換算される最大電
力が所定の値を超えないように最大供給可能な電力の制
御を高精度に行うことが可能となる。また、ACライン
電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力の制御
も高精度に行うことが可能となる。
【0065】パルス幅計測部6により計測されたパルス
幅のデータは、複数回分を記憶手段に格納するシーケン
スとしたが、1回分であっても構わない。
幅のデータは、複数回分を記憶手段に格納するシーケン
スとしたが、1回分であっても構わない。
【0066】比較演算部3及びスライスレベル出力部2
に関して、マイコン10と別途に構成した例を示した
が、マイコンのA/Dポート及びD/Aポート等を用い
てマイコン10にて処理を行っても構わない。
に関して、マイコン10と別途に構成した例を示した
が、マイコンのA/Dポート及びD/Aポート等を用い
てマイコン10にて処理を行っても構わない。
【0067】パルス信号のパルス幅の計測/記憶に関し
て、マイコン10を用いた例を示したが、ゲートアレイ
等のハードロジック回路を用いても構わない。
て、マイコン10を用いた例を示したが、ゲートアレイ
等のハードロジック回路を用いても構わない。
【0068】(第2実施形態)以下、本発明の第2実施
形態について図面を参照して詳細に説明する。
形態について図面を参照して詳細に説明する。
【0069】図5は、本発明の第2実施形態における高
電圧電源を示す構成図である。従来例2にて説明したよ
うに、電子写真装置に用いられる高電圧電源等では、ロ
ーラ帯電プロセスにおいて、正弦波交流高電圧を印加し
ている。また、帯電用の高電圧電源は、負荷に対して一
定の電流を供給するためのフィードバック回路を構成し
ており、交流の負荷電流を検出している。
電圧電源を示す構成図である。従来例2にて説明したよ
うに、電子写真装置に用いられる高電圧電源等では、ロ
ーラ帯電プロセスにおいて、正弦波交流高電圧を印加し
ている。また、帯電用の高電圧電源は、負荷に対して一
定の電流を供給するためのフィードバック回路を構成し
ており、交流の負荷電流を検出している。
【0070】本実施形態は、電子写真装置の帯電バイア
ス等における交流の負荷電流を検出する場合において、
第1実施形態にて説明を行った「正弦波信号と所定のス
ライスレベル電圧とを比較演算することにより2値化さ
せたパルス信号を発生させて、発生したパルス信号のパ
ルス幅から、上記正弦波信号の波高値を算出する手法」
を用いることを特徴とする。
ス等における交流の負荷電流を検出する場合において、
第1実施形態にて説明を行った「正弦波信号と所定のス
ライスレベル電圧とを比較演算することにより2値化さ
せたパルス信号を発生させて、発生したパルス信号のパ
ルス幅から、上記正弦波信号の波高値を算出する手法」
を用いることを特徴とする。
【0071】図5に示す高電圧電源の帯電バイアス生成
部は、正弦波発生回路50と、電流増幅ドライバ51
と、高圧トランス52と、電流検出回路54と、オペア
ンプ56と、閾値電圧設定部59と、DCバイアス発生
回路60と、比較演算部3と、スライスレベル出力部2
と、マイコン10とから構成される。比較演算部3、ス
ライスレベル出力部2及びマイコン10は、第1実施形
態と同様に機能するので、説明を省略する。
部は、正弦波発生回路50と、電流増幅ドライバ51
と、高圧トランス52と、電流検出回路54と、オペア
ンプ56と、閾値電圧設定部59と、DCバイアス発生
回路60と、比較演算部3と、スライスレベル出力部2
と、マイコン10とから構成される。比較演算部3、ス
ライスレベル出力部2及びマイコン10は、第1実施形
態と同様に機能するので、説明を省略する。
【0072】電流増幅ドライバ51は、オペアンプ56
から送信されるコントロール電圧の値に従い一意的に決
定する電圧値にて、正弦波発生回路50から入力された
正弦波信号を電流増幅して、高圧トランス52を駆動す
る。電流増幅ドライバ51により駆動された高圧トラン
ス52は、所定の交流高電圧を発生し、DCバイアス発
生回路60により発生する直流高電圧を重畳して、帯電
ローラ及び感光体ドラム(不図示)からなる負荷53に
対し交流高電圧を印加する。
から送信されるコントロール電圧の値に従い一意的に決
定する電圧値にて、正弦波発生回路50から入力された
正弦波信号を電流増幅して、高圧トランス52を駆動す
る。電流増幅ドライバ51により駆動された高圧トラン
ス52は、所定の交流高電圧を発生し、DCバイアス発
生回路60により発生する直流高電圧を重畳して、帯電
ローラ及び感光体ドラム(不図示)からなる負荷53に
対し交流高電圧を印加する。
【0073】高電圧が印加されると、電流検出回路54
を介する経路にて負荷53に電流が流れる。電流検出回
路54内に構成される抵抗R50は、流れる交流電流を
交流電圧信号に変換する。電流検出回路54内のコンデ
ンサC50は、DCバイアス発生回路60に流れる高周
波リップルを除去するように機能する。ダイオードD5
0は、突発ノイズ等のサージ電圧を電源Vccにてクラ
ンプするように機能する。
を介する経路にて負荷53に電流が流れる。電流検出回
路54内に構成される抵抗R50は、流れる交流電流を
交流電圧信号に変換する。電流検出回路54内のコンデ
ンサC50は、DCバイアス発生回路60に流れる高周
波リップルを除去するように機能する。ダイオードD5
0は、突発ノイズ等のサージ電圧を電源Vccにてクラ
ンプするように機能する。
【0074】比較演算部3は、電流検出回路54から出
力された正弦波信号をマイコン10が設定した所定のス
ライスレベル電圧と比較演算することにより2値化させ
たパルス信号を発生させる。マイコン10は、発生した
パルス信号のパルス幅より各種演算を行い、正弦波信号
の波高値を算出する。マイコン10内部の構成、演算処
理等は、第1実施形態と同様なので省略する。
力された正弦波信号をマイコン10が設定した所定のス
ライスレベル電圧と比較演算することにより2値化させ
たパルス信号を発生させる。マイコン10は、発生した
パルス信号のパルス幅より各種演算を行い、正弦波信号
の波高値を算出する。マイコン10内部の構成、演算処
理等は、第1実施形態と同様なので省略する。
【0075】マイコン10により算出された波高値は、
検出電圧値としてオペアンプ56に入力される。オペア
ンプ56は、この検出電圧値と閾値電圧設定部59によ
り入力される閾値電圧とを比較演算し、検出電圧値が閾
値電圧と同一値になるように電流増幅ドライバ51に対
しコントロール信号を出力する。従って、上述の高電圧
電源の帯電バイアス生成部は、負荷53に流れる電流が
一定値となるように定電流制御される。
検出電圧値としてオペアンプ56に入力される。オペア
ンプ56は、この検出電圧値と閾値電圧設定部59によ
り入力される閾値電圧とを比較演算し、検出電圧値が閾
値電圧と同一値になるように電流増幅ドライバ51に対
しコントロール信号を出力する。従って、上述の高電圧
電源の帯電バイアス生成部は、負荷53に流れる電流が
一定値となるように定電流制御される。
【0076】以上説明したように本実施形態によれば、
従来における高電圧電源の電流検出装置に比較して、交
流波形の直流化を行う整流器等を介在しないため、高電
圧電源の負荷電流をより高精度に検出することが可能と
なる。
従来における高電圧電源の電流検出装置に比較して、交
流波形の直流化を行う整流器等を介在しないため、高電
圧電源の負荷電流をより高精度に検出することが可能と
なる。
【0077】なお、本実施形態においては、電流検出回
路54を構成し、交流の負荷電流を検出する際に、「正
弦波信号と所定のスライスレベル電圧とを比較演算する
ことにより2値化させたパルス信号を発生させて、発生
したパルス信号のパルス幅から、上記正弦波信号の波高
値を算出する手法」を用いた例を示したが、交流の負荷
電圧を検出する際に用いても構わない。
路54を構成し、交流の負荷電流を検出する際に、「正
弦波信号と所定のスライスレベル電圧とを比較演算する
ことにより2値化させたパルス信号を発生させて、発生
したパルス信号のパルス幅から、上記正弦波信号の波高
値を算出する手法」を用いた例を示したが、交流の負荷
電圧を検出する際に用いても構わない。
【0078】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流信号における振幅値を検出するために、「正弦波信
号と所定のスライスレベル電圧とを比較演算することに
より2値化させたパルス信号を発生させて、発生したパ
ルス信号のパルス幅より前記正弦波信号の波高値を算出
する手法」を提案したので、従来における電源装置の電
圧検出装置に比較して、交流波形の直流化を行う整流器
等を介在しないため、商用電源の入力電圧をより高精度
に検出することが可能となる。また、従来における高電
圧電源の電流検出装置に比較して、交流波形の直流化を
行う整流器等を介在しないため、高電圧電源の負荷電流
をより高精度に検出することが可能となる。
交流信号における振幅値を検出するために、「正弦波信
号と所定のスライスレベル電圧とを比較演算することに
より2値化させたパルス信号を発生させて、発生したパ
ルス信号のパルス幅より前記正弦波信号の波高値を算出
する手法」を提案したので、従来における電源装置の電
圧検出装置に比較して、交流波形の直流化を行う整流器
等を介在しないため、商用電源の入力電圧をより高精度
に検出することが可能となる。また、従来における高電
圧電源の電流検出装置に比較して、交流波形の直流化を
行う整流器等を介在しないため、高電圧電源の負荷電流
をより高精度に検出することが可能となる。
【0079】従って、商用電源を供給する電子写真の定
着装置等において、商用電源のACライン入力電圧の変
動やばらつきを高精度に検出することができ、高精度に
検出したACライン入力電圧の情報から換算される最大
電力が所定の値を超えないように最大供給可能な電力の
制御を高精度に行うことが可能となる。また、ACライ
ン電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力の制
御も高精度に行うことが可能となる。
着装置等において、商用電源のACライン入力電圧の変
動やばらつきを高精度に検出することができ、高精度に
検出したACライン入力電圧の情報から換算される最大
電力が所定の値を超えないように最大供給可能な電力の
制御を高精度に行うことが可能となる。また、ACライ
ン電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力の制
御も高精度に行うことが可能となる。
【0080】また、正弦波等の交流電圧を印加する帯電
用の高電圧電源等において、その負荷に流れる電流や供
給される電圧を高精度に検出でき、高精度な電流の供給
または高精度な電圧の印加を行うことができる安定した
高電圧電源を提供することが可能となる。
用の高電圧電源等において、その負荷に流れる電流や供
給される電圧を高精度に検出でき、高精度な電流の供給
または高精度な電圧の印加を行うことができる安定した
高電圧電源を提供することが可能となる。
【図1】第1の実施形態に係る交流信号の波高値検出装
置の概略構成を示す図である。
置の概略構成を示す図である。
【図2】本実施形態の交流信号の波高値検出装置におけ
るスライスレベルとパルス信号との関係を示す図であ
る。
るスライスレベルとパルス信号との関係を示す図であ
る。
【図3】本実施形態の交流信号の波高値検出装置におけ
るノイズ信号とスライスレベルとパルス信号との関係を
示す図である。
るノイズ信号とスライスレベルとパルス信号との関係を
示す図である。
【図4】第1の実施形態に係る、画像形成装置に搭載さ
れる誘導加熱定着装置(加熱装置)を駆動する高周波イ
ンバータ装置を示す図である。
れる誘導加熱定着装置(加熱装置)を駆動する高周波イ
ンバータ装置を示す図である。
【図5】第2の実施形態に係る交流信号の波高値検出装
置の概略構成を示す図である。
置の概略構成を示す図である。
【図6】従来における商用電源の電圧検出装置の形態を
示す概略構成図(従来例1)である。
示す概略構成図(従来例1)である。
【図7】従来の商用電源における電圧検出を行うタイミ
ングを示す図(従来例1)である。
ングを示す図(従来例1)である。
【図8】従来における高電圧電源の電圧検出装置の形態
を示す概略構成図(従来例2)である。
を示す概略構成図(従来例2)である。
2 スライスレベル出力部
3 比較演算部
4 コンパレータ
5 サンプリング部
6 パルス幅計測部
7 計測値記憶部
8 平均化部
9 スライスレベル変更部
10,103,322 マイコン(マイクロコンピュー
タ) 18 励磁コイル 26 温度検出サーミスタ 50,200 正弦波発生回路 51,201 電流増幅ドライバ 52,202 高圧トランス 53,206 負荷 54,204 電流検出回路 56,205 オペアンプ 59,207 閾値電圧設定部 60,208 バイアス発生回路 101 モニタ回路 101b,102b 出力端子 102 ゼロクロス検出回路 103a A/D入力ポート 103b 入力ポート 203,304 整流回路 204 電流検出回路 205 オペアンプ 300 電圧制御回路 301 電源ライン入力端子 302 サーキットブレーカ 303 リレー 305 スイッチ素子 307,308 スイッチ素子 309,310 共振用コンデンサ 312 サーモスイッチ 313 定着器ユニット部 316 ドライバ回路 321 波高値検出装置 Q11 トランジスタ D1,D2,D11,D12,D13,D14,D2
0,D21,D50,D101 ダイオード ZD11 ツェナーダイオード C11,C12,C20,C21,C22,C23,C
50,C51,C102 コンデンサ R1,R2,R11,R12,R13,R14,R1
5,R16,R17,R50,R51,R52,R10
2 抵抗 T1,T100 電源トランス T52,T202 高圧トランス
タ) 18 励磁コイル 26 温度検出サーミスタ 50,200 正弦波発生回路 51,201 電流増幅ドライバ 52,202 高圧トランス 53,206 負荷 54,204 電流検出回路 56,205 オペアンプ 59,207 閾値電圧設定部 60,208 バイアス発生回路 101 モニタ回路 101b,102b 出力端子 102 ゼロクロス検出回路 103a A/D入力ポート 103b 入力ポート 203,304 整流回路 204 電流検出回路 205 オペアンプ 300 電圧制御回路 301 電源ライン入力端子 302 サーキットブレーカ 303 リレー 305 スイッチ素子 307,308 スイッチ素子 309,310 共振用コンデンサ 312 サーモスイッチ 313 定着器ユニット部 316 ドライバ回路 321 波高値検出装置 Q11 トランジスタ D1,D2,D11,D12,D13,D14,D2
0,D21,D50,D101 ダイオード ZD11 ツェナーダイオード C11,C12,C20,C21,C22,C23,C
50,C51,C102 コンデンサ R1,R2,R11,R12,R13,R14,R1
5,R16,R17,R50,R51,R52,R10
2 抵抗 T1,T100 電源トランス T52,T202 高圧トランス
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Fターム(参考) 2G035 AA13 AB08 AC01 AC05 AD04
AD10 AD19 AD23 AD28
2H027 DA03 DA32 DA50 DE04 DE07
DE09 EA12 EA15 ED25 EJ17
ZA01 ZA07
2H033 BE06 CA23 CA27 CA46
Claims (15)
- 【請求項1】 入力された交流信号の波高値を検出する
波高値検出装置において、 前記交流信号の振幅値と所定DCレベルの基準信号の値
の大小を比較して、当該比較結果に応じて2つの値のい
ずれかをとる2値化パルス信号を出力する比較演算手段
と、 前記2値化パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測
結果に基づいて前記交流信号の波高値を算出する算出手
段とを備えたことを特徴とする交流信号の波高値検出装
置。 - 【請求項2】 請求項1に記載の交流信号の波高値検出
装置において、 前記交流信号は、正弦波電圧または正弦波電流であるこ
とを特徴とする交流信号の波高値検出装置。 - 【請求項3】 請求項1に記載の交流信号の波高値検出
装置であって、 前記交流信号の入力に接続された一次巻線の電圧を降圧
した電圧を二次巻線から出力するトランスと、前記二次
巻線から出力される交流信号の大きさを検出する手段と
を備えた電源装置であることを特徴とする交流信号の波
高値検出装置。 - 【請求項4】 請求項1に記載の交流信号の波高値検出
装置において、 負荷電流または負荷電圧を検出する負荷検出手段と、前
記負荷電流または前記負荷電圧を略一定値とするように
制御する手段とを備えたことを特徴とする交流信号の波
高値検出装置。 - 【請求項5】 高周波インバータからの高周波電力によ
り発生された磁界で磁気誘導発熱する加熱体と、交流信
号を入力して前記高周波インバータに電力を供給する電
源装置と、前記交流信号の電圧および/または電流を検
出する検出手段と、当該検出値に応じて、前記高周波イ
ンバータに印加する電力を制御する手段と、被記録材に
形成担持させた未定着画像を前記磁気誘導発熱によって
熱定着させる手段を備えた定着装置に用いる交流信号の
波高値検出装置において、 前記検出手段は、 前記交流信号の電圧および/または電流の値と所定DC
レベルの基準信号の値の大小を比較して、当該比較結果
に応じて2つの値のいずれかをとる2値化パルス信号を
出力する比較演算手段と、 前記2値化パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測
結果に基づいて前記交流信号の電圧および/または電流
の波高値を算出する算出手段とを備えたことを特徴とす
る交流信号の波高値検出装置。 - 【請求項6】 請求項1に記載の交流信号の波高値検出
装置において、 前記交流信号の負荷電流または負荷電圧を検出する負荷
検出手段と、前記負荷電流または前記負荷電圧を所定の
範囲内とするようにリミッタ制御する手段とを備えたこ
とを特徴とする交流信号の波高値検出装置。 - 【請求項7】 請求項1または請求項5に記載の交流信
号の波高値検出装置において、 前記算出手段はマイクロコンピュータであり、該マイク
ロコンピュータにより前記パルス幅のデータを算出する
ことを特徴とする交流信号の波高値検出装置。 - 【請求項8】 請求項1または請求項5に記載の交流信
号の波高値検出装置において、 前記算出手段はハードロジック回路であり、該ハードロ
ジック回路により前記パルス幅のデータを算出すること
を特徴とする交流信号の波高値検出装置。 - 【請求項9】 請求項7または請求項8に記載の交流信
号の波高値検出装置において、 前記算出手段は、前記2値化パルス幅のデータを1回以
上記憶する手段を有することを特徴とする交流信号の波
高値検出装置。 - 【請求項10】 請求項9に記載の交流信号の波高値検
出装置において、 前記算出手段は、前記2値化パルス幅のデータを複数回
サンプリングする手段と、前記サンプリングした値を平
均化処理する手段を備えることを特徴とする交流信号の
波高値検出装置。 - 【請求項11】 請求項7または請求項8に記載の交流
信号の波高値検出装置において、 前記算出手段は、前記2値化パルス幅のデータ値に従っ
て前記基準信号のレベルを可変制御する手段を備えるこ
とを特徴とする交流信号の波高値検出装置。 - 【請求項12】 請求項7または請求項8に記載の交流
信号の波高値検出装置において、 前記算出手段は、所定のテーブルまたは変換式を用いる
ことで前記2値化パルス幅のデータ値から前記交流信号
の波高値を算出することを特徴とする交流信号の波高値
検出装置。 - 【請求項13】 請求項1乃至請求項12のいずれかに
記載の交流信号の波高値検出装置と、 前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づき、被記録材に形成担持させた未定着画像を熱定着
させる定着手段に所定の電力を供給する電圧制御手段と
を備えたことを特徴とする画像形成装置の電源装置。 - 【請求項14】 請求項1乃至請求項12のいずれかに
記載の交流信号の波高値検出装置と、 前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づいたタイミングでスイッチング素子を駆動する手段
と、 該スイッチング素子のスイッチング動作により励磁手段
に励磁電流を印加して誘導発熱を制御する加熱制御手段
と、 該加熱手段による発熱によって被記録材に形成担持させ
た未定着画像を熱定着させる手段とを備えたことを特徴
とする画像形成装置の加熱装置。 - 【請求項15】 入力された交流信号の波高値を検出す
る波高値検出方法において、 前記交流信号の振幅値と所定DCレベルの基準信号の値
の大小を比較して、当該比較結果に応じて2つの値のい
ずれかをとる2値化パルス信号を出力するステップと、 前記2値化パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測
結果に基づいて前記交流信号の波高値を算出するステッ
プとを備えたことを特徴とする交流信号の波高値検出方
法。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001285738A JP2003098860A (ja) | 2001-09-19 | 2001-09-19 | 交流信号の波高値検出装置および方法並びに画像形成装置の電源装置および加熱装置 |
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---|---|---|---|
JP2001285738A JP2003098860A (ja) | 2001-09-19 | 2001-09-19 | 交流信号の波高値検出装置および方法並びに画像形成装置の電源装置および加熱装置 |
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---|---|
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Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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