JP2003098860A - 交流信号の波高値検出装置および方法並びに画像形成装置の電源装置および加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交流信号の波高値検出装置および方法、画像
形成装置の電源装置および加熱装置に関し、交流信号波
形の振幅値をばらつきが少なく正確に検知すること。 【解決手段】 比較演算部３はトランスＴ１から出力さ
れた正弦波信号とスライスレベル出力部２の出力値とを
比較演算し、ＨレベルまたはＬレベルの２値化されたパ
ルス信号を生成する。マイコン１０は、上述パルス信号
を所定のタイミングにてサンプリングするサンプリング
部５と、サンプリングしたパルス信号のパルス幅を計測
するパルス幅計測部６と、パルス幅計測部６が計測した
パルス幅のデータを記憶蓄積する計測値記憶部７と、計
測値記憶部７により複数回に及んで記憶蓄積されたデー
タの平均化処理を行う平均化部８と、平均化部８により
出力されたパルス幅の平均化データの値によりスライス
レベルを変更するスライスレベル変更部９とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流信号の波高値検
出装置および画像形成装置の電源装置および画像形成装
置の加熱装置並びに交流信号の波高値検出方法に関す
る。特に詳細には、交流信号波形、主に電圧値を算出す
る手法に関し、特に商用電源の入力電圧を検出する場合
や電子写真に用いられている帯電ＡＣバイアス等の正弦
波波形の電圧や電流の波高値を検出するものに関し、画
像形成装置の電源装置および加熱装置において電力制御
に適用可能な、商用電源のＡＣライン電圧を検出に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】複写機やレーザプリンタ等の電子写真装
置に使用されている定着装置では、省電力化及び定着器
温度の早い立ち上がりを実現するために、電力制御を精
度良く行うことが必須とされている。このため、電源装
置のＡＣ入力電圧を正確に検知し、その入力電圧に対応
した細かなタイミングテーブルを作成する必要がある。
例えば、特開平９−６２３７５号公報に開示されている
ように、ゼロクロス信号をトリガとして、ＡＣ入力電圧
の検出タイミングを決定し、ＡＣ入力電圧を検知する手
法が考案されている。この従来のＡＣ入力電圧を検知す
る手法について図６（従来例１）を参照しながら説明す
る。

【０００３】図６に示す電源装置は、商用電源を入力す
るトランスＴ１００と、交流入力電圧を検知するための
ＡＣモニタ回路１０１と、ゼロクロス検出回路１０２
と、電源制御用マイクロコンピュータ（以下「マイコ
ン」という）１０３とを備えている。以下に作用を説明
する。

【０００４】図６においてトランスＴ１００は、入力さ
れる商用電源電圧を所定の交流電圧に降圧して出力す
る。ＡＣモニタ回路１０１は、ダイオードＤ１１、抵抗
Ｒ１１、コンデンサＣ１１を介して図７（ａ）に示すＡ
Ｃ入力波形のマイナス側を整流する。この整流したＡＣ
入力波形をツェナーダイオードＺＤ１１によりクランプ
し、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、ダイオードＤ１２、
コンデンサＣ１２を介して図７（ｃ）に示すような０Ｖ
から５Ｖの間の電圧に変換する。そして、この出力電圧
は、出力端子１０１ｂからマイコン１０３のＡ／Ｄ入力
ポート１０３ａに入力され、マイコン１０３内で１６進
データとして識別される。マイコン１０３のプログラム
には予め、この１６進データと実際の入力電圧とを対応
させるテーブル若しくは変換式が組み込まれており、Ａ
／Ｄ入力ポート１０３ａに入力された電圧より実際の入
力電圧を判別する。

【０００５】ゼロクロス検出回路１０２は、ダイオード
Ｄ１３、Ｄ１４、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６を介して図７
（ａ）に示すＡＣ入力波形のプラス側電圧によりトラン
ジスタＱ１１をオン、オフし、図７（ｂ）に示すような
ゼロクロス信号を生成する。その出力パルス信号は、出
力端子１０２ｂから出力されてマイコン１０３の入力ポ
ート１０３ｂに入力される。マイコン１０３は、入力パ
ルス信号の立ち上がり及び立ち下がりから実際のＡＣ入
力波形のゼロクロスポイントを識別する。

【０００６】先ず、マイコン１０３は、ゼロクロス検出
回路１０２からの出力パルス信号（図７（ｂ））の立ち
上がり、若しくは立ち下がりを検知し、タイマをスター
トさせる。タイマのカウント時間ｔは、予め実験等によ
り、Ａ／Ｄ入力ポート１０３ａの入力電圧の平均値をサ
ンプリングできるような時間に設定する。マイコン１０
３は、タイマがカウント中であるか否かを判別し、カウ
ント中であるときには判別を繰り返し、タイマのカウン
ト時間ｔが終了した時にＡ／Ｄ入力ポート１０３ａの入
力電圧のＡ／Ｄ変換値を読み込み、図７（ｃ）に示す○
印のＡ／Ｄ入力ポート１０３ａの入力電圧を新しいＡＣ
モニタのデータとして採用する。このようにＡＣモニタ
の値によって実際の入力電圧を判別し、入力電圧に応じ
てヒータ制御回路のトリガタイミングを変更すること
で、定着器等の電力制御を精度よく行うことを可能とし
ている。

【０００７】また、近時における電子写真装置等の画像
形成装置では、熱ローラ方式の加熱装置よりも熱効率が
良くて省エネルギ性／クイックスタート性等に優れる磁
気誘導加熱方式の加熱装置が実用に至るようになってき
ている。

【０００８】しかし、磁気誘導加熱方式の加熱装置は、
従来の熱ローラ方式の加熱装置よりもＡＣラインの電圧
変動による定着部のウェイトタイムや消費電力の変動が
大きくなりやすいという課題がある。この課題を解決す
るために、例えば、ＡＣライン電圧の変動に伴い大幅に
変化する定着部のウェイトタイムや消費電力を制御する
手法が特開平０９−１２０２２１号公報や特開平１０−
３０１４４２号公報に開示されており、さらに、ＡＣラ
イン電圧をより正確に検出する手法が必要とされてきて
いる。

【０００９】次に、電子写真装置等の画像形成装置に搭
載される高圧電源装置の交流信号の検出装置について説
明する。例えば、ローラ帯電プロセスにおける高圧電源
装置は、正弦波交流高電圧を印加しており、正弦波の交
流電流を検出する装置を構成している。帯電用の高電圧
電源は、負荷に対して一定の電流を供給するためのフィ
ードバック回路を構成しており、交流の負荷電流を検出
している。そして、交流の負荷電流を抵抗器等により所
定レベルの交流電圧信号に変換し、変換された交流電圧
信号を整流回路にて整流した後、直流電圧信号として検
出している。

【００１０】以下、電子写真装置に用いられる帯電バイ
アス用の高電圧電源について図８（従来例２）を用いて
詳述する。

【００１１】高電圧電源の帯電バイアス生成部は、正弦
波発生回路２００と、電流増幅ドライバ２０１と、高圧
トランス２０２と、電流検出回路２０４と、整流回路２
０３と、オペアンプ２０５と、閾値電圧設定部２０７
と、ＤＣバイアス発生回路２０８とから構成される。

【００１２】電流増幅ドライバ２０１は、オペアンプ２
０５から送信されるコントロール電圧の値に従い一意的
に決定する電圧値にて、正弦波発生回路２００から入力
された正弦波信号を電流増幅して、高圧トランス２０２
を駆動する。電流増幅ドライバ２０１により駆動された
高圧トランス２０２は、交流高電圧を発生し、ＤＣバイ
アス発生回路２０８により発生する直流高電圧を重畳し
た後、帯電ローラ及び感光体ドラム（不図示）からなる
負荷２０６に対し交流高電圧を印加する。

【００１３】高電圧が印加されると、電流検出回路２０
４を介する経路にて負荷２０６に電流が流れる。電流検
出回路２０４内に構成される抵抗器Ｒ２４は、流れる交
流電流を交流電圧信号に変換する。電流検出回路２０４
内のコンデンサＣ２２は、ＤＣバイアス発生回路２０８
に流れる高周波リップルを除去するように機能する。電
流検出回路２０４により検出された交流電圧信号は、整
流回路２０３により整流された後、直流検出信号として
オペアンプ２０５に入力される。

【００１４】オペアンプ２０５は、この直流検出信号と
閾値電圧設定部２０７により入力される閾値電圧とを比
較演算し、検出信号が閾値電圧と同一値になるように、
電流増幅ドライバ２０１に対しコントロール信号を出力
する。従って、上述の高電圧電源の帯電バイアス生成部
は、負荷２０６に流れる電流が一定値となるように定電
流制御される。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
１においては、ＡＣモニタ回路は、交流信号波形を一旦
整流していたため、整流回路内部において、ダイオード
等の半導体素子を用いなければならず、検出電圧にバラ
ツキを生じやすかった。ダイオードの順方向降下電圧
は、流れる電流値や周囲温度により変動を生じる。ツェ
ナーダイオードでは、部品公差によるツェナー電圧のば
らつきが大きく、また同様に、流れる電流値や周囲温度
によるばらつきも生じやすかった。

【００１６】また、マイコンのＡ／Ｄポートを使用する
必要があるため、マイコンのＡ／Ｄポートがリソース不
足に陥る可能性があった。

【００１７】さらに、整流手段に用いられるコンデンサ
は、抵抗器と比較して、公差や環境変動が双方に及んで
ばらつきが大きいため、充放電時の電圧特性曲線もバラ
ツキを生じやすかった。

【００１８】また、先に述べたように、近時における電
子写真装置等の画像形成装置では、磁気誘導加熱方式の
加熱装置が実用に至るようになってきており、ＡＣライ
ン電圧の変動や地域差、例えば、８５Ｖ〜１２７Ｖとい
うようなばらつきがあり、定着部のウェイトタイムや消
費電力が変動しやすいという課題がある。この課題を解
決するために、例えば、ＡＣライン電圧の変動に伴い大
幅に変化する定着部のウェイトタイムや消費電力を制御
し、さらに、ＡＣライン電圧をより正確に検出する必要
が生じてきている。

【００１９】また、従来例２においては、構成される整
流器内にダイオード等の半導体素子を用いなければなら
ず、上述の従来例１の場合と同様に、その検出電圧にバ
ラツキを生じやすかった。

【００２０】本発明は、上述の点に鑑みてなされたもの
で、正弦波等の交流信号波形を直流信号に整流すること
なく、波高値に対応するパルス信号を生成し、パルス信
号のパルス幅をモニタすることにより、交流信号波形の
振幅値をばらつきが少なく正確に検知することを可能と
した交流信号の波高値検出装置および方法を提供するこ
とを第１の目的とする。

【００２１】また、商用電源を供給する電子写真装置の
定着装置等において、商用のＡＣライン入力の電圧変動
やばらつきを高精度に検出し、当該検出したＡＣライン
入力の電圧変動値に応じて定着器等の電力制御を精度良
く行う画像形成装置の加熱装置を提供することを第２の
目的とする。

【００２２】さらに、正弦波等の交流電圧を印加する帯
電用の高電圧電源等において、その負荷に流れる電流や
供給される電圧を高精度に検出することにより、高精度
な電流の供給または高精度な電圧の印加を行うことがで
きる安定した画像形成装置の電源装置を提供することを
第３の目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明では、入力された交流信号の波高値を
検出する波高値検出装置において前記交流信号の振幅値
と所定ＤＣレベルの基準信号の値の大小を比較して、当
該比較結果に応じて２つの値のいずれかをとる２値化パ
ルス信号を出力する比較演算手段と前記２値化パルス信
号のパルス幅を計測して、当該計測結果に基づいて前記
交流信号の波高値を算出する算出手段を備えた形態の交
流信号の波高値検出装置を実施した。

【００２４】請求項２の発明では、請求項１に記載の交
流信号の波高値検出装置において前記交流信号は、正弦
波電圧または正弦波電流である形態の交流信号の波高値
検出装置を実施した。

【００２５】請求項３の発明では、請求項１に記載の交
流信号の波高値検出装置であって前記交流信号の入力に
接続された一次巻線の電圧を降圧した電圧を二次巻線か
ら出力するトランスと、前記二次巻線から出力される交
流信号の大きさを検出する手段とを備えた電源装置であ
る形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。

【００２６】請求項４の発明では、請求項１に記載の交
流信号の波高値検出装置において負荷電流または負荷電
圧を検出する負荷検出手段と、前記負荷電流または前記
負荷電圧を略一定値とするように制御する手段とを備え
た形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。

【００２７】請求項５の発明では、高周波インバータか
らの高周波電力により発生された磁界で磁気誘導発熱す
る加熱体と、交流信号を入力して前記高周波インバータ
に電力を供給する電源装置と、前記交流信号の電圧およ
び／または電流を検出する検出手段と、当該検出値に応
じて、前記高周波インバータに印加する電力を制御する
手段と、被記録材に形成担持させた未定着画像を前記磁
気誘導発熱によって熱定着させる手段を備えた定着装置
に用いる交流信号の波高値検出装置において前記検出手
段は前記交流信号の電圧および／または電流の値と所定
ＤＣレベルの基準信号の値の大小を比較して、当該比較
結果に応じて２つの値のいずれかをとる２値化パルス信
号を出力する比較演算手段と前記２値化パルス信号のパ
ルス幅を計測して、当該計測結果に基づいて前記交流信
号の電圧および／または電流の波高値を算出する算出手
段を備えた形態の交流信号の波高値検出装置を実施し
た。

【００２８】請求項６の発明では、請求項１に記載の交
流信号の波高値検出装置において前記交流信号の負荷電
流または負荷電圧を検出する負荷検出手段と、前記負荷
電流または前記負荷電圧を所定の範囲内とするようにリ
ミッタ制御する手段とを備えた形態の交流信号の波高値
検出装置を実施した。

【００２９】請求項７の発明では、請求項１または請求
項５に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段はマイクロコンピュータであり、該マイクロコン
ピュータにより前記パルス幅のデータを算出する形態の
交流信号の波高値検出装置を実施した。

【００３０】請求項８の発明では、請求項１または請求
項５に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段はハードロジック回路であり、該ハードロジック
回路により前記パルス幅のデータを算出する形態の交流
信号の波高値検出装置を実施した。

【００３１】請求項９の発明では、請求項７または請求
項８に記載の交流信号の波高値検出装置において前記算
出手段は、前記２値化パルス幅のデータを１回以上記憶
する手段を有する形態の交流信号の波高値検出装置を実
施した。

【００３２】請求項１０の発明では、請求項９に記載の
交流信号の波高値検出装置において前記算出手段は、前
記２値化パルス幅のデータを複数回サンプリングする手
段と、前記サンプリングした値を平均化処理する手段を
備える形態の交流信号の波高値検出装置を実施した。

【００３３】請求項１１の発明では、請求項７または請
求項８に記載の交流信号の波高値検出装置において前記
算出手段は、前記２値化パルス幅のデータ値に従って前
記基準信号のレベルを可変制御する手段を備える形態の
交流信号の波高値検出装置を実施した。

【００３４】請求項１２の発明では、請求項７または請
求項８に記載の交流信号の波高値検出装置において前記
算出手段は、所定のテーブルまたは変換式を用いること
で前記２値化パルス幅のデータ値から前記交流信号の波
高値を算出する形態の交流信号の波高値検出装置を実施
した。

【００３５】請求項１３の発明では、請求項１乃至請求
項１２のいずれかに記載の交流信号の波高値検出装置と
前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づき、被記録材に形成担持させた未定着画像を熱定着
させる定着手段に所定の電力を供給する電圧制御手段を
備えた形態の画像形成装置の電源装置を実施した。

【００３６】請求項１４の発明では、請求項１乃至請求
項１２のいずれかに記載の交流信号の波高値検出装置と
前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
基づいたタイミングでスイッチング素子を駆動する手段
と該スイッチング素子のスイッチング動作により励磁手
段に励磁電流を印加して誘導発熱を制御する加熱制御手
段と該加熱手段による発熱によって被記録材に形成担持
させた未定着画像を熱定着させる手段を備えた形態の画
像形成装置の加熱装置を実施した。

【００３７】請求項１５の発明では、入力された交流信
号の波高値を検出する波高値検出方法において前記交流
信号の振幅値と所定ＤＣレベルの基準信号の値の大小を
比較して、当該比較結果に応じて２つの値のいずれかを
とる２値化パルス信号を出力するステップと前記２値化
パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測結果に基づ
いて前記交流信号の波高値を算出するステップを備えた
形態の交流信号の波高値検出方法を実施した。

【００３８】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）以下、本発明の
第１実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

【００３９】本発明の第１実施形態に係る交流信号の波
高値検出装置は、画像形成装置に搭載される誘導加熱定
着装置（加熱装置）を駆動する高周波インバータ装置に
おける商用電源のＡＣライン電圧を検出する装置を例と
して説明する。

【００４０】まず、上記高周波インバータについて説明
する。図４は誘導加熱制御部の全体構成を示すブロック
図であり、この高周波インバータ装置は、電圧制御回路
３００、定着器ユニット部３１３、ドライバ回路３１
６、交流信号の波高値検出装置３２１を備えている。さ
らに、電圧制御回路３００は、サーキットブレーカ３０
２、リレー３０３、整流回路３０４、ゲート制御トラン
ジスタであるスイッチ素子３０５、３０６、第１のスイ
ッチ素子３０７、第２のスイッチ素子３０８、第１の共
振用コンデンサ３０９、第２の共振用コンデンサ３１０
を備えている。図中３０１は、電源ライン入力端子を表
す。

【００４１】上記要部の構成を動作と共に詳述すると、
サーキットブレーカ３０２は、過電流を保護するように
機能する。整流回路３０４は、交流入力から両波整流を
行うブリッジ整流回路と高周波フィルタを行うコンデン
サで構成されている。第１のスイッチ素子３０７、第２
のスイッチ素子３０８は、整流回路３０４出力の脈動化
直流電圧のスイッチングを行う。定着器ユニット部３１
３は、励磁コイル１８と、温度検出サーミスタ２６と、
異常な温度上昇を検知するサーモスイッチ３１２を有し
ている。交流信号の波高値検出装置３２１は、マイクロ
コンピュータ３２２（以下マイコン３２２）を含み、商
用電源のＡＣライン入力電圧を検出する。

【００４２】また、マイコン３２２は、定着装置（定着
器）のサーミスタ温度検出に基づき、目標温度と比較し
ながら制御量をコントロールする。ドライバ回路３１６
は、マイコン３２２からの制御信号を受けて、本高周波
インバータ装置の制御形態に相応しい制御駆動を行う。

【００４３】交流信号の波高値検出装置３２１によって
検出された商用電源のＡＣライン入力電圧情報は、マイ
コン３２２によって一旦記憶格納される。マイコン３２
２は、上記入力電圧情報から換算される最大電力が所定
の値を超えないように最大供給可能な電力の制御を行
う。演算結果は、スイッチ素子３０７及び３０８に出力
するゲート端子をオンする時間として反映され、マイコ
ン３２２のＤ／ＡポートやＰＷＭ出力としてドライバ回
路３１６に出力される。また、マイコン３２２は、ＡＣ
ライン電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力
の制御も行う。

【００４４】第１のスイッチ素子３０７、第２のスイッ
チ素子３０８としては、パワー用電力スイッチが最適で
あり、パワーＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴ（＋逆導通
ダイオード）により構成されている。

【００４５】電源ライン入力端子３０１から交流入力電
源を受け、サーキットブレーカ３０２及びリレー３０３
を介して整流回路３０４に交流電源が印加されると、整
流回路３０４の両波整流ダイオードにより脈動化直流電
圧が生成される。この脈動化直流電圧は、前述したマイ
コン３２２からの制御信号によりドライバ回路３１６を
介してスイッチ素子３０５及び３０６のゲート端子に伝
達される。制御信号が伝達された第１のスイッチ素子３
０７はスイッチングを開始し、励磁コイル１８のインダ
クタンスと抵抗により定まる電流が流れ始める。

【００４６】また、ゲート信号に従って第２のスイッチ
素子３０８がターンオフすると、励磁コイル１８は電流
を流し続けようと動作する。このため、励磁コイル１８
の両端には、第１の共振用コンデンサ３０９と励磁コイ
ル１８とにより定まる共振回路の尖鋭度Ｑにより、フラ
イバック電圧と呼ばれる高電圧が発生する。この電圧は
電源電圧を中心に振動し、そのままオフ状態を保持して
おくと電源電圧に収束する。

【００４７】フライバック電圧のリンギングが大きく、
第２のスイッチ素子３０８のコイル側端子の電圧が負に
なる期間は、逆導通ダイオードがターンオフし、電流が
励磁コイル１８に流入する。この期間中、励磁コイル１
８と第２のスイッチ素子３０８の接点は、０Ｖにクラン
プされることになる。このような期間に第２のスイッチ
素子３０８をオンすれば、第２のスイッチ素子３０８
は、電圧を背負うことなくターンオン可能なことが一般
に知られており、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）と
呼ばれている。このような駆動方法により第２のスイッ
チ素子３０８のスイッチングに伴う損失は最小とするこ
とができ、効率の良い、ノイズの少ないスイッチングを
可能としている。

【００４８】次に、前述の高周波インバータ装置におけ
る商用電源のＡＣライン電圧を検出する装置について図
１を用いて詳しく説明する。

【００４９】本実施形態におけるＡＣライン電圧検出装
置（交流信号の波高値検出装置）は、正弦波信号（ＡＣ
ライン信号）と所定のスライスレベル電圧とを比較演算
することにより２値化したパルス信号を発生させて、発
生したパルス信号のパルス幅（パルス時間幅）から、こ
の正弦波信号の波高値を算出することを特徴とする。

【００５０】本実施形態においてＡＣライン電圧検出装
置は、商用電源を入力するトランスＴ１と、マイコン１
０から設定されたスライスレベル電圧を出力するスライ
スレベル出力部２と、トランスＴ１から出力された正弦
波信号とスライスレベル出力部２の出力値とを比較演算
し、ＨレベルまたはＬレベルの２値化されたパルス信号
を生成する比較演算部３と、このパルス信号のパルス幅
によってスライスレベル出力部２を可変制御できるマイ
コン１０を構成する。比較演算部３内に構成されるダイ
オードＤ１は、マイナス電圧のクランプを行うように機
能する。

【００５１】さらに、マイコン１０は、上述パルス信号
を所定のタイミングにてサンプリングするサンプリング
部５と、サンプリングしたパルス信号のパルス幅を計測
するパルス幅計測部６と、パルス幅計測部６が計測した
パルス幅のデータを記憶蓄積する計測値記憶部７と、計
測値記憶部７により複数回に及んで記憶蓄積されたデー
タの平均化処理を行う平均化部８と、平均化部８により
出力されたパルス幅の平均化データの値によりスライス
レベルを変更するスライスレベル変更部９とを有する。

【００５２】図２（ａ）に、上述の正弦波信号、スライ
スレベル、およびパルス信号の相関図を示す。前述の比
較演算部３（図１に示す）は、正弦波信号の値とスライ
スレベルＡの値とを比較し、スライスレベルＡの値の方
が大きければ、Ｈレベルの信号を出力する。例えば、正
弦波信号（Ａ１）が入力された場合には、パルス信号
（Ａ１）が比較演算出力され、正弦波信号（Ａ２）が入
力された場合には、パルス信号（Ａ２）が比較演算出力
される。つまり、正弦波信号の電圧値に応じたパルス幅
のパルス信号が出力される。

【００５３】しかし、図２（ａ）に示す正弦波信号（Ａ
２）の場合のように、スライスレベルが正弦波信号波形
の比較的高い電位に位置する場合においては、スライス
レベルＡに対するパルス幅の変化がセンシティブになっ
てしまうため、誤差を生じやすい。従って、パルス幅が
短くなった場合においても安定したデータを取得できる
ように、本実施形態では、スライスレベルの値を変更で
きるスライスレベル変更部９を構成している。

【００５４】以下に、スライスレベル変更部９について
詳細に説明する。図２（ｂ）に、スライスレベル変更部
９を用いてスライスレベルを可変した例を示す。スライ
スレベルＡは、前述のように正弦波信号波形の比較的平
坦な電位の高いところに位置するために、スライスレベ
ルに対するパルス幅の変化がセンシティブになってい
る。この場合、マイコン１０（図１に示す）は、スライ
スレベルの値を所定のレベルまで下げるように、スライ
スレベル出力部２に対し制御信号を出力する。

【００５５】例えば、図２（ｂ）において、マイコン１
０は、正弦波信号（Ａ３）とスライスレベルＡとにより
生成されたパルス信号Ａのパルス幅をモニタし、パルス
幅が所定の値以下であった場合には、スライスレベルＡ
をスライスレベルＢに変更する。正弦波信号（Ａ３）
は、再びスライスレベルＢにて比較演算され、パルス信
号Ｂが生成される。マイコン１０は、再び出力されたパ
ルス信号Ｂをサンプリングし、パルス信号の立ち上がり
エッジに同期してカウント動作を開始する。パルス信号
の立下りエッジまでのパルス幅を所定のクロックにてカ
ウントした後、例えば、１６ビットにデジタル化を行
う。デジタル化されたパルス幅のデータは、一旦ＲＡＭ
等の記憶手段に所定回数分にわたり格納される。所定回
数分のデータを記憶されたパルス幅のデータは、マイコ
ン１０により平均化処理が行われる。

【００５６】マイコン１０には、予め上述の１６ｂｉｔ
データと実際の入力電圧（波高値）とを対応させるテー
ブル若しくは変換式が組み込まれており、マイコン１０
により平均化されたパルス幅データは、正弦波信号の入
力電圧に相当するデータに変換される。

【００５７】次に、商用電源よりノイズによるサージ電
圧が入力された場合における本実施形態の装置動作につ
いて図３を用いて説明する。

【００５８】例えば、ノイズＡ、ノイズＣ、ノイズＥが
正弦波信号に重畳された場合には、サージ電圧の尖頭値
（ピーク値）がスライスレベルＳ以下であり、且つ重畳
されたノイズが「スライスレベルＳ＞正弦波信号」の期
間にあるため、ノイズとスライスレベルＳとの大小関係
は、重畳されたノイズの影響を受けず、重畳されたノイ
ズは、比較演算部３により吸収される。

【００５９】ノイズＢが正弦波信号に重畳された場合に
は、サージ電圧の尖頭値がスライスレベルＳ以上であ
り、且つ重畳されたノイズが「スライスレベルＳ＜正弦
波信号」の期間にあるため、ノイズとスライスレベルＳ
との大小関係は、重畳されたノイズの影響を受けず、重
畳されたノイズは、比較演算部３により吸収される。

【００６０】また、ノイズＤ、ノイズＦが正弦波信号に
重畳された場合には、サージ電圧の尖頭値がスライスレ
ベルＳ以上であり、且つ重畳されたノイズが「スライス
レベルＳ＞正弦波信号」の期間にあるため、短周期のパ
ルス信号Ｄ及びパルス信号Ｆが新たに生じてしまう。

【００６１】また、ノイズＧが正弦波信号に重畳された
場合には、サージ電圧の尖頭値がスライスレベルＳ以下
であり、且つ重畳されたノイズが「スライスレベルＳ＜
正弦波信号」の期間にあるため、正弦波の正しい波高値
を示すパルス信号に亀裂状のパルスノイズＧを生じてし
まう。

【００６２】つまり、ノイズＤ，ノイズＦまたはノイズ
Ｇが重畳された場合には、そのノイズの影響を受けてし
まう。

【００６３】本実施形態の構成では、上述のノイズの影
響を受けないように、マイコン１０によりデジタルフィ
ルタ処理を行うことが可能である。例えば、新たに発生
したパルス信号Ｄ及びパルスＧにより分断されたパルス
信号は、前後する他のパルス幅のデータと大きく異なる
値を示す。従って、マイコン１０は、前述の平均化処理
を行う際に、他のデータと所定以上かけ離れたデータを
サンプリングした場合には、かけ離れたデータを除外し
平均化処理を行うことによって、サージ電圧による誤検
出を防止することが可能である。

【００６４】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、従来における商用電源の電圧検出装置に比較して、
交流波形の直流化を行う整流器等が介在しないため、商
用電源の入力電圧をより高精度に検出することが可能と
なる。そして、上記入力電圧情報から換算される最大電
力が所定の値を超えないように最大供給可能な電力の制
御を高精度に行うことが可能となる。また、ＡＣライン
電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力の制御
も高精度に行うことが可能となる。

【００６５】パルス幅計測部６により計測されたパルス
幅のデータは、複数回分を記憶手段に格納するシーケン
スとしたが、１回分であっても構わない。

【００６６】比較演算部３及びスライスレベル出力部２
に関して、マイコン１０と別途に構成した例を示した
が、マイコンのＡ／Ｄポート及びＤ／Ａポート等を用い
てマイコン１０にて処理を行っても構わない。

【００６７】パルス信号のパルス幅の計測／記憶に関し
て、マイコン１０を用いた例を示したが、ゲートアレイ
等のハードロジック回路を用いても構わない。

【００６８】（第２実施形態）以下、本発明の第２実施
形態について図面を参照して詳細に説明する。

【００６９】図５は、本発明の第２実施形態における高
電圧電源を示す構成図である。従来例２にて説明したよ
うに、電子写真装置に用いられる高電圧電源等では、ロ
ーラ帯電プロセスにおいて、正弦波交流高電圧を印加し
ている。また、帯電用の高電圧電源は、負荷に対して一
定の電流を供給するためのフィードバック回路を構成し
ており、交流の負荷電流を検出している。

【００７０】本実施形態は、電子写真装置の帯電バイア
ス等における交流の負荷電流を検出する場合において、
第１実施形態にて説明を行った「正弦波信号と所定のス
ライスレベル電圧とを比較演算することにより２値化さ
せたパルス信号を発生させて、発生したパルス信号のパ
ルス幅から、上記正弦波信号の波高値を算出する手法」
を用いることを特徴とする。

【００７１】図５に示す高電圧電源の帯電バイアス生成
部は、正弦波発生回路５０と、電流増幅ドライバ５１
と、高圧トランス５２と、電流検出回路５４と、オペア
ンプ５６と、閾値電圧設定部５９と、ＤＣバイアス発生
回路６０と、比較演算部３と、スライスレベル出力部２
と、マイコン１０とから構成される。比較演算部３、ス
ライスレベル出力部２及びマイコン１０は、第１実施形
態と同様に機能するので、説明を省略する。

【００７２】電流増幅ドライバ５１は、オペアンプ５６
から送信されるコントロール電圧の値に従い一意的に決
定する電圧値にて、正弦波発生回路５０から入力された
正弦波信号を電流増幅して、高圧トランス５２を駆動す
る。電流増幅ドライバ５１により駆動された高圧トラン
ス５２は、所定の交流高電圧を発生し、ＤＣバイアス発
生回路６０により発生する直流高電圧を重畳して、帯電
ローラ及び感光体ドラム（不図示）からなる負荷５３に
対し交流高電圧を印加する。

【００７３】高電圧が印加されると、電流検出回路５４
を介する経路にて負荷５３に電流が流れる。電流検出回
路５４内に構成される抵抗Ｒ５０は、流れる交流電流を
交流電圧信号に変換する。電流検出回路５４内のコンデ
ンサＣ５０は、ＤＣバイアス発生回路６０に流れる高周
波リップルを除去するように機能する。ダイオードＤ５
０は、突発ノイズ等のサージ電圧を電源Ｖｃｃにてクラ
ンプするように機能する。

【００７４】比較演算部３は、電流検出回路５４から出
力された正弦波信号をマイコン１０が設定した所定のス
ライスレベル電圧と比較演算することにより２値化させ
たパルス信号を発生させる。マイコン１０は、発生した
パルス信号のパルス幅より各種演算を行い、正弦波信号
の波高値を算出する。マイコン１０内部の構成、演算処
理等は、第１実施形態と同様なので省略する。

【００７５】マイコン１０により算出された波高値は、
検出電圧値としてオペアンプ５６に入力される。オペア
ンプ５６は、この検出電圧値と閾値電圧設定部５９によ
り入力される閾値電圧とを比較演算し、検出電圧値が閾
値電圧と同一値になるように電流増幅ドライバ５１に対
しコントロール信号を出力する。従って、上述の高電圧
電源の帯電バイアス生成部は、負荷５３に流れる電流が
一定値となるように定電流制御される。

【００７６】以上説明したように本実施形態によれば、
従来における高電圧電源の電流検出装置に比較して、交
流波形の直流化を行う整流器等を介在しないため、高電
圧電源の負荷電流をより高精度に検出することが可能と
なる。

【００７７】なお、本実施形態においては、電流検出回
路５４を構成し、交流の負荷電流を検出する際に、「正
弦波信号と所定のスライスレベル電圧とを比較演算する
ことにより２値化させたパルス信号を発生させて、発生
したパルス信号のパルス幅から、上記正弦波信号の波高
値を算出する手法」を用いた例を示したが、交流の負荷
電圧を検出する際に用いても構わない。

【００７８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流信号における振幅値を検出するために、「正弦波信
号と所定のスライスレベル電圧とを比較演算することに
より２値化させたパルス信号を発生させて、発生したパ
ルス信号のパルス幅より前記正弦波信号の波高値を算出
する手法」を提案したので、従来における電源装置の電
圧検出装置に比較して、交流波形の直流化を行う整流器
等を介在しないため、商用電源の入力電圧をより高精度
に検出することが可能となる。また、従来における高電
圧電源の電流検出装置に比較して、交流波形の直流化を
行う整流器等を介在しないため、高電圧電源の負荷電流
をより高精度に検出することが可能となる。

【００７９】従って、商用電源を供給する電子写真の定
着装置等において、商用電源のＡＣライン入力電圧の変
動やばらつきを高精度に検出することができ、高精度に
検出したＡＣライン入力電圧の情報から換算される最大
電力が所定の値を超えないように最大供給可能な電力の
制御を高精度に行うことが可能となる。また、ＡＣライ
ン電圧の変動に依らず、常に一定となるような電力の制
御も高精度に行うことが可能となる。

【００８０】また、正弦波等の交流電圧を印加する帯電
用の高電圧電源等において、その負荷に流れる電流や供
給される電圧を高精度に検出でき、高精度な電流の供給
または高精度な電圧の印加を行うことができる安定した
高電圧電源を提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態に係る交流信号の波高値検出装
置の概略構成を示す図である。

【図２】本実施形態の交流信号の波高値検出装置におけ
るスライスレベルとパルス信号との関係を示す図であ
る。

【図３】本実施形態の交流信号の波高値検出装置におけ
るノイズ信号とスライスレベルとパルス信号との関係を
示す図である。

【図４】第１の実施形態に係る、画像形成装置に搭載さ
れる誘導加熱定着装置（加熱装置）を駆動する高周波イ
ンバータ装置を示す図である。

【図５】第２の実施形態に係る交流信号の波高値検出装
置の概略構成を示す図である。

【図６】従来における商用電源の電圧検出装置の形態を
示す概略構成図（従来例１）である。

【図７】従来の商用電源における電圧検出を行うタイミ
ングを示す図（従来例１）である。

【図８】従来における高電圧電源の電圧検出装置の形態
を示す概略構成図（従来例２）である。

【符号の説明】

２ スライスレベル出力部 ３ 比較演算部 ４ コンパレータ ５ サンプリング部 ６ パルス幅計測部 ７ 計測値記憶部 ８ 平均化部 ９ スライスレベル変更部 １０，１０３，３２２ マイコン（マイクロコンピュー
タ） １８ 励磁コイル ２６ 温度検出サーミスタ ５０，２００ 正弦波発生回路 ５１，２０１ 電流増幅ドライバ ５２，２０２ 高圧トランス ５３，２０６ 負荷 ５４，２０４ 電流検出回路 ５６，２０５ オペアンプ ５９，２０７ 閾値電圧設定部 ６０，２０８ バイアス発生回路 １０１ モニタ回路 １０１ｂ，１０２ｂ 出力端子 １０２ ゼロクロス検出回路 １０３ａ Ａ／Ｄ入力ポート １０３ｂ 入力ポート ２０３，３０４ 整流回路 ２０４ 電流検出回路 ２０５ オペアンプ ３００ 電圧制御回路 ３０１ 電源ライン入力端子 ３０２ サーキットブレーカ ３０３ リレー ３０５ スイッチ素子 ３０７，３０８ スイッチ素子 ３０９，３１０ 共振用コンデンサ ３１２ サーモスイッチ ３１３ 定着器ユニット部 ３１６ ドライバ回路 ３２１ 波高値検出装置 Ｑ１１ トランジスタ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ２
０，Ｄ２１，Ｄ５０，Ｄ１０１ ダイオード ＺＤ１１ ツェナーダイオード Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２０，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ
５０，Ｃ５１，Ｃ１０２ コンデンサ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１
５，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ５０，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ１０
２ 抵抗 Ｔ１，Ｔ１００ 電源トランス Ｔ５２，Ｔ２０２ 高圧トランス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2G035 AA13 AB08 AC01 AC05 AD04 AD10 AD19 AD23 AD28 2H027 DA03 DA32 DA50 DE04 DE07 DE09 EA12 EA15 ED25 EJ17 ZA01 ZA07 2H033 BE06 CA23 CA27 CA46

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された交流信号の波高値を検出する
   波高値検出装置において、 前記交流信号の振幅値と所定ＤＣレベルの基準信号の値
   の大小を比較して、当該比較結果に応じて２つの値のい
   ずれかをとる２値化パルス信号を出力する比較演算手段
   と、 前記２値化パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測
   結果に基づいて前記交流信号の波高値を算出する算出手
   段とを備えたことを特徴とする交流信号の波高値検出装
   置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の交流信号の波高値検出
   装置において、 前記交流信号は、正弦波電圧または正弦波電流であるこ
   とを特徴とする交流信号の波高値検出装置。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の交流信号の波高値検出
   装置であって、 前記交流信号の入力に接続された一次巻線の電圧を降圧
   した電圧を二次巻線から出力するトランスと、前記二次
   巻線から出力される交流信号の大きさを検出する手段と
   を備えた電源装置であることを特徴とする交流信号の波
   高値検出装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の交流信号の波高値検出
   装置において、 負荷電流または負荷電圧を検出する負荷検出手段と、前
   記負荷電流または前記負荷電圧を略一定値とするように
   制御する手段とを備えたことを特徴とする交流信号の波
   高値検出装置。
5. 【請求項５】 高周波インバータからの高周波電力によ
   り発生された磁界で磁気誘導発熱する加熱体と、交流信
   号を入力して前記高周波インバータに電力を供給する電
   源装置と、前記交流信号の電圧および／または電流を検
   出する検出手段と、当該検出値に応じて、前記高周波イ
   ンバータに印加する電力を制御する手段と、被記録材に
   形成担持させた未定着画像を前記磁気誘導発熱によって
   熱定着させる手段を備えた定着装置に用いる交流信号の
   波高値検出装置において、 前記検出手段は、 前記交流信号の電圧および／または電流の値と所定ＤＣ
   レベルの基準信号の値の大小を比較して、当該比較結果
   に応じて２つの値のいずれかをとる２値化パルス信号を
   出力する比較演算手段と、 前記２値化パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測
   結果に基づいて前記交流信号の電圧および／または電流
   の波高値を算出する算出手段とを備えたことを特徴とす
   る交流信号の波高値検出装置。
6. 【請求項６】 請求項１に記載の交流信号の波高値検出
   装置において、 前記交流信号の負荷電流または負荷電圧を検出する負荷
   検出手段と、前記負荷電流または前記負荷電圧を所定の
   範囲内とするようにリミッタ制御する手段とを備えたこ
   とを特徴とする交流信号の波高値検出装置。
7. 【請求項７】 請求項１または請求項５に記載の交流信
   号の波高値検出装置において、 前記算出手段はマイクロコンピュータであり、該マイク
   ロコンピュータにより前記パルス幅のデータを算出する
   ことを特徴とする交流信号の波高値検出装置。
8. 【請求項８】 請求項１または請求項５に記載の交流信
   号の波高値検出装置において、 前記算出手段はハードロジック回路であり、該ハードロ
   ジック回路により前記パルス幅のデータを算出すること
   を特徴とする交流信号の波高値検出装置。
9. 【請求項９】 請求項７または請求項８に記載の交流信
   号の波高値検出装置において、 前記算出手段は、前記２値化パルス幅のデータを１回以
   上記憶する手段を有することを特徴とする交流信号の波
   高値検出装置。
10. 【請求項１０】 請求項９に記載の交流信号の波高値検
    出装置において、 前記算出手段は、前記２値化パルス幅のデータを複数回
    サンプリングする手段と、前記サンプリングした値を平
    均化処理する手段を備えることを特徴とする交流信号の
    波高値検出装置。
11. 【請求項１１】 請求項７または請求項８に記載の交流
    信号の波高値検出装置において、 前記算出手段は、前記２値化パルス幅のデータ値に従っ
    て前記基準信号のレベルを可変制御する手段を備えるこ
    とを特徴とする交流信号の波高値検出装置。
12. 【請求項１２】 請求項７または請求項８に記載の交流
    信号の波高値検出装置において、 前記算出手段は、所定のテーブルまたは変換式を用いる
    ことで前記２値化パルス幅のデータ値から前記交流信号
    の波高値を算出することを特徴とする交流信号の波高値
    検出装置。
13. 【請求項１３】 請求項１乃至請求項１２のいずれかに
    記載の交流信号の波高値検出装置と、 前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
    基づき、被記録材に形成担持させた未定着画像を熱定着
    させる定着手段に所定の電力を供給する電圧制御手段と
    を備えたことを特徴とする画像形成装置の電源装置。
14. 【請求項１４】 請求項１乃至請求項１２のいずれかに
    記載の交流信号の波高値検出装置と、 前記波高値検出装置により検出した交流信号の波高値に
    基づいたタイミングでスイッチング素子を駆動する手段
    と、 該スイッチング素子のスイッチング動作により励磁手段
    に励磁電流を印加して誘導発熱を制御する加熱制御手段
    と、 該加熱手段による発熱によって被記録材に形成担持させ
    た未定着画像を熱定着させる手段とを備えたことを特徴
    とする画像形成装置の加熱装置。
15. 【請求項１５】 入力された交流信号の波高値を検出す
    る波高値検出方法において、 前記交流信号の振幅値と所定ＤＣレベルの基準信号の値
    の大小を比較して、当該比較結果に応じて２つの値のい
    ずれかをとる２値化パルス信号を出力するステップと、 前記２値化パルス信号のパルス幅を計測して、当該計測
    結果に基づいて前記交流信号の波高値を算出するステッ
    プとを備えたことを特徴とする交流信号の波高値検出方
    法。