JP7130143B2 - 推定装置および交流電動機の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の位置および速度のうち少なくとも一方を推定する推定装置および交流電動機の駆動装置に関する。

誘導機および同期機といった交流電動機の駆動には、回転子の位置を示す情報が用いられる。回転子の位置を示す情報を取得するために位置センサまたは速度センサを使用すると、製造コストの増加などの問題がある。そのため、交流電動機の駆動装置に関し、位置センサまたは速度センサなどを用いない位置センサレス制御に関する多くの検討がなされている。

また、交流電動機の駆動装置に関し、製造コストを低減するため、電流センサの個数削減についても多くの検討がなされており、安価な電流検出方式として１シャント電流検出方式が広く用いられている。１シャント電流検出方式は、インバータの直流母線に設けられる電流センサを用いて、交流電動機に流れる相電流を測定する方式である。直流母線に設けられる電流センサを用いて相電流を測定する方式は、電流センサとしてシャント抵抗が用いられることが多いため、１シャント電流検出方式と呼ばれるが、直流母線に設けられる電流センサとしてシャント抵抗以外を用いる場合も、一般に１シャント電流検出方式と呼ばれる。例えば、１シャント電流検出方式は、ＣＴ（Current Transformer）と呼ばれる変流器などのようにシャント抵抗とは異なる電流センサを用いた構成も知られている。

特許文献１には、位置センサレス制御と１シャント電流検出方式とを併用して交流電動機を駆動する技術が開示されている。１シャント電流検出方式では、各相の電流をキャリア信号の頂点で同時に検出できない。そこで、特許文献１に記載の技術では、第１のキャリア周期の後半と第１のキャリア周期に続く第２のキャリア周期の前半とで母線電流から得られる相電流を補間処理することで、第１のキャリア周期と第２のキャリア周期との境界のタイミングであるキャリア信号の頂点での相電流を算出する。特許文献１に記載の技術では、キャリア信号の頂点での相電流に基づいて電圧指令を生成し、生成した電圧指令に基づいて交流電動機の回転子の回転状態を示す情報を算出する。回転子の回転状態を示す情報は、回転子の位置および速度のうち少なくとも１つの情報である。

特開２０１５－１３９３５９号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術は、第１のキャリア周期の後半と第１のキャリア周期に続く第２のキャリア周期の前半とで各々検出される母線電流を用いる。インバータを構成する複数のスイッチング素子のオンおよびオフの切り替わりタイミングによっては、キャリア周期における前半と後半との両方で母線電流から３相の電流を得ることが難しい場合がある。そのため、特許文献１に記載の技術では、交流電動機の回転子の回転状態の算出に用いられる相電流の検出周期がキャリア周期の２倍以上になる。一般に、インバータのスイッチング損失はキャリア周波数の上昇とともに増加することから、交流電動機の駆動装置の冷却性能または電力効率の都合などによりキャリア周波数には上限が存在するのが一般的である。交流電動機の回転周波数がキャリア周波数に近づくと交流電動機の回転周波数に対して制御周期が長くなり、交流電動機が備える回転子の回転状態の推定精度を確保することが難しい場合がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、交流電動機の位置および速度のうち少なくとも一方の推定精度を向上させることができる推定装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の推定装置は、母線電流検出部と、相電流判定部と、時刻差算出部と、推定部と、を備える。母線電流検出部は、電圧指令に基づいて生成される複数のゲートパルス信号によって駆動される電圧形インバータの直流母線に流れる電流である母線電流の値を検出する。相電流判定部は、母線電流検出部によって検出される母線電流の値と、複数のゲートパルス信号の状態とに基づいて、電圧形インバータから交流電動機へ供給される複数の相電流の値を判定する判定処理を行う。時刻差算出部は、相電流判定部による前回の判定処理で用いられた母線電流の検出時刻として特定される第１の電流検出時刻と相電流判定部による今回の判定処理で用いられた母線電流の検出時刻として特定される第２の電流検出時刻との時刻差を算出する。推定部は、相電流判定部によって判定された複数の相電流の値と、時刻差算出部によって算出された時刻差とに基づいて、交流電動機の位置および速度のうち少なくとも一方を推定する。

本発明によれば、交流電動機の位置および速度のうち少なくとも一方の推定精度を向上させることができる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態１にかかる推定装置を含む電動機システムの構成例を示す図 実施の形態１にかかる相電流判定部による相電流の値の判定方法を説明するための図 実施の形態１にかかる相電流判定部による相電流の値の判定方法を説明するための図 実施の形態１にかかる相電流判定部による相電流の値の判定方法を説明するための図 実施の形態１にかかる相電流判定部による相電流の判定に用いられる母線電流の検出タイミングと、キャリア波と、電圧指令と、ゲートパルス信号との関係の一例を示す図 実施の形態１にかかる交流電動機が低速で回転している場合の３相の電圧指令とキャリア波との関係の一例を示す図 実施の形態１にかかる交流電動機が高速で回転している場合の３相の電圧指令とキャリア波との関係の一例を示す図 実施の形態１にかかる３相の電圧指令が正弦波である場合の中間相の電圧指令の変化の一例を示す図 実施の形態１にかかる三次高調波重畳を用いて変形させた３相の電圧指令のうち中間相の電圧指令の変化の一例を示す図 実施の形態１にかかる零ベクトル変調部によって零ベクトル変調が行われた３相の電圧指令の一例を示す図 長方形近似による積分演算のイメージを示す図 長方形近似による積分演算のイメージを示す図 時刻差の変動を無視した場合の積分演算のイメージを示す図 微分演算の誤差を説明するための図 本発明の実施の形態２にかかる推定装置を含む電動機システムの構成例の一例を示す図 実施の形態２にかかる推定部の構成例を示す図 本発明の実施の形態３にかかる推定装置を含む電動機システムの構成例の一例を示す図 実施の形態３にかかる検出時刻間電圧演算部の構成例を示す図 実施の形態３にかかる検出時刻間電圧演算部による電流検出時刻間の３つの相電圧の算出方法を説明するための図 実施の形態３にかかる電流検出時刻間の時刻差を固定値とした場合の速度推定の結果の一例を示す図 図２０に示す速度推定の結果をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）解析した結果を示す図 実施の形態３にかかる推定部による速度推定の結果の一例を示す図 図２２に示す速度推定の結果をＦＦＴ解析した結果を示す図 本発明の実施の形態４にかかる電動機システムの構成例を示す図 実施の形態４にかかる制御装置のハードウェア構成の一例を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる推定装置および交流電動機の駆動装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる推定装置を含む電動機システムの構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる電動機システム１００は、交流電動機１と、交流電動機１を駆動する駆動装置２とを備える。

交流電動機１は、回転子に永久磁石が設けられる永久磁石同期電動機であるが、回転子に界磁巻線が巻かれている巻線界磁式同期電動機であってもよく、回転子の突極性を利用して回転トルクを得るリラクタンス式同期電動機であってもよい。また、交流電動機１における永久磁石の配置は、埋め込み型の配置であってもよく表面型の配置であってもよい。また、ここでは、交流電動機１が３相の交流電動機である例を説明するが、交流電動機１は、３相以外の交流電動機であってもよい。例えば、交流電動機１は、２相の交流電動機であってもよく、５相の交流電動機であってもよい。

駆動装置２は、直流電源３から供給される直流電圧を交流電圧へ変換し、変換した交流電圧を交流電動機１へ出力する電圧形インバータ４と、電圧形インバータ４を制御して交流電動機１を駆動する制御装置５とを備える。電圧形インバータ４は、図１に示すように、主回路６と、ゲートドライバ７とを備える。

主回路６は、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を備える。主回路６において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５は、高電位側の直流母線６１に一端が接続され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６は、低電位側の直流母線６１に一端が接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、互いの他端同士が接続され、Ｕ相のレグを構成する。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とは、互いの他端同士が接続され、Ｖ相のレグを構成する。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とは、互いの他端同士が接続され、Ｗ相のレグを構成する。

このように、電圧形インバータ４は、Ｕ相のレグと、Ｖ相のレグと、Ｗ相のレグとを含む３相ブリッジ回路を備える。電圧形インバータ４は、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンとオフとの切り替えによって、任意の振幅および任意の周波数の交流電圧を出力することができる。以下において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の各々を区別せずに示す場合、スイッチング素子Ｑと記載する場合がある。

各スイッチング素子Ｑは、逆並列ダイオードが内蔵されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であるが、逆並列ダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であってもよい。また、ここでは、電圧形インバータ４が、出力する電圧のレベルが２つである２レベルインバータである例を説明するが、電圧形インバータ４は、出力する電圧のレベルが３つ以上であるマルチレベルインバータであってもよい。

ゲートドライバ７は、制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを増幅し、増幅したゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗをゲートパルス信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｗｐとしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のゲートへ出力する。また、ゲートドライバ７は、制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを反転増幅してゲートパルス信号Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｎを生成し、生成したＧ_ｕｎ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｎをスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のゲートへ出力する。

ゲートパルス信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎは、一方がオンである場合、他方はオフである。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、スイッチング素子Ｑ２はオンになる。このように、ゲートパルス信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は相補的に動作する。同様に、ゲートパルス信号Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は相補的に動作し、ゲートパルス信号Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎによって、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は相補的に動作する。ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎは、高電位レベルの状態である場合にオンの状態であり、低電位レベルの状態である場合にオフの状態である。

また、ゲートドライバ７は、低圧系の制御装置５と高圧系の主回路６とを絶縁する機能を有しており、主回路６の異常時に制御装置５の故障を防ぐ役割を有している。以下において、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの各々を区別せずに示す場合、ゲートパルス信号Ｇと記載する場合がある。

制御装置５は、零ベクトル変調を行う零ベクトル変調部３４と、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを生成するゲートパルス生成部３５と、交流電動機１の回転子の磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する推定装置９とを備える。磁極位置θ_ｅは、交流電動機１が備える回転子の電気角であり、交流電動機１の位置の一例である。また、回転速度ω_ｅは、交流電動機１が備える回転子の電気角速度であり、交流電動機１の速度の一例である。以下において、磁極位置θ_ｅの推定を位置推定と記載する場合があり、回転速度ω_ｅの推定を速度推定と記載する場合がある。

零ベクトル変調部３４は、電圧形インバータ４から出力される２種類の零電圧ベクトルの出力比率を不規則に変化させる。２種類の零電圧ベクトルは、第１の零電圧ベクトルと第２の零電圧ベクトルである。第１の零電圧ベクトルは、上側アームであるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５がすべてオンである状態で電圧形インバータ４から出力される。第２の零電圧ベクトルは、上側アームであるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５がすべてオフである状態で電圧形インバータ４から出力される。

第１の零電圧ベクトルと第２の零電圧ベクトルとの出力比率を不規則に変化させることで、キャリア騒音のスペクトルピークが分散され、キャリア騒音を低減することができる。キャリア騒音は、後述するキャリア波Ｓｃの周波数であるキャリア周波数に応じて交流電動機１または電圧形インバータ４などが振動して発する騒音である。第１の零電圧ベクトルと第２の零電圧ベクトルとの出力比率は、ゲートパルス生成部３５による変調方式によって変わる。変調方式が変わる場合でも、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に同じ値を加えることによって、第１の零電圧ベクトルと第２の零電圧ベクトルとの出力比率を変化させることができる。電圧指令ｖ_ｕ ^＊は、ｕ相の電圧指令であり、電圧指令ｖ_ｖ ^＊は、ｖ相の電圧指令であり、電圧指令ｖ_ｗ ^＊は、ｗ相の電圧指令である。

３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のすべてに同じ正の値を加えることによってゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがすべてオンになる時間が延び、電圧形インバータ４から第１の零電圧ベクトルが出力される時間が延びる。また、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のすべてに同じ負の値を加えることによってゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがすべてオフになる時間が延び、電圧形インバータ４から第２の零電圧ベクトルが出力される時間が延びる。

零ベクトル変調部３４は、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に乱数値を加えることによって、第１の零電圧ベクトルと第２の零電圧ベクトルとの出力比率を不規則に変化させる零ベクトル変調を行う。なお、零ベクトル変調部３４は、予め設定された条件を満たさない場合、入力される３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をそのままゲートパルス生成部３５へ出力することができる。予め設定された条件は、例えば、交流電動機１が予め設定された速度以下で回転していることなどである。また、零ベクトル変調部３４は、零ベクトル変調を行わない設定がされている場合、入力される３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をそのままゲートパルス生成部３５へ出力することができる。

ゲートパルス生成部３５は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを生成する。ゲートパルス生成部３５は、生成したゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを電圧形インバータ４のゲートドライバ７へ出力する。

ゲートパルス生成部３５は、高周波の周期信号であるキャリア波Ｓｃと３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とを比較する比較部２１と、比較部２１から出力されるゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのシフト処理を行うパルスシフト処理部２２とを備える。ここでは、キャリア波Ｓｃが三角波の信号である例を説明するが、キャリア波Ｓｃは、鋸波などの他の波形の信号であってもよい。キャリア波Ｓｃは、キャリア信号とも呼ばれる。

比較部２１は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊の瞬時値がキャリア波Ｓｃの瞬時値以下である場合、ゲートパルス信号Ｇ_ｕをオンにし、電圧指令ｖ_ｕ ^＊の瞬時値がキャリア波Ｓｃの瞬時値よりも大きい場合、ゲートパルス信号Ｇ_ｕをオフにする。比較部２１は、電圧指令ｖ_ｖ ^＊の瞬時値がキャリア波Ｓｃの瞬時値以下である場合、ゲートパルス信号Ｇ_ｖをオンにし、電圧指令ｖ_ｖ ^＊の瞬時値がキャリア波Ｓｃの瞬時値よりも大きい場合、ゲートパルス信号Ｇ_ｖをオフにする。比較部２１は、電圧指令ｖ_ｗ ^＊の瞬時値がキャリア波Ｓｃの瞬時値以下である場合、ゲートパルス信号Ｇ_ｗをオンにし、電圧指令ｖ_ｗ ^＊の瞬時値がキャリア波Ｓｃの瞬時値よりも大きい場合、ゲートパルス信号Ｇ_ｗをオフにする。

なお、上述した例では、ゲートパルス生成部３５は、キャリア比較変調方式を用いてゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを生成するが、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを生成する方法はキャリア比較変調方式に限定されない。例えば、ゲートパルス生成部３５は、キャリア比較変調方式に代えて、空間ベクトル変調方式などの他変調方式を用いて、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを生成してもよい。また、ゲートパルス生成部３５は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗに代えて、ゲートパルス信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎを生成してもよい。この場合、ゲートドライバ７は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎを増幅する。ゲートドライバ７は、増幅したゲートパルス信号Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のゲートへ出力する。

パルスシフト処理部２２は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのオンとオフとの切り替わりタイミングをずらすパルスシフト処理を行う。パルスシフト処理部２２のパルスシフト処理については、後で詳述する。

推定装置９は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗと、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とに基づいて、交流電動機１の磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する。推定装置９は、交流電動機１の磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅのうち一方のみを推定することもできる。

推定装置９は、母線電流ｉ_ｂｕｓの値を検出する母線電流検出部１１と、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する相電流判定部１２と、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗに基づいて、後述する時刻差Ｔｂを算出する時刻差算出部１３とを備える。また、推定装置９は、時刻差算出部１３によって算出された時刻差Ｔｂと、相電流判定部１２によって判定された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値と、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とに基づいて、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する推定部１５を備える。

母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値は、直流電源３と電圧形インバータ４との間の直流母線６１に流れる電流である母線電流の瞬時値である。母線電流検出部１１は、ＣＴと呼ばれる変流器を用いたタイプの電流センサであってもよく、シャント抵抗を用いるタイプの電流センサであってもよい。以下において、母線電流ｉ_ｂｕｓの値を単に母線電流ｉ_ｂｕｓと記載する場合がある。

図１に示す例では、母線電流検出部１１は、低電位側の直流母線６１に設けられ、低電位側の直流母線６１に流れる電流の値を検出するが、高電位側の直流母線６１に設けられてもよい。なお、母線電流検出部１１がシャント抵抗を用いるタイプの電流センサである場合、低電位側の直流母線６１に母線電流検出部１１を設けることで、母線電流検出部１１における絶縁回路の部品コストを抑えることができる。

相電流判定部１２は、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値に基づいて、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。相電流判定部１２によって判定される相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値は、電圧形インバータ４と交流電動機１との間に流れるｕ相、ｖ相、およびｗ相の電流である３つの相電流の瞬時値である。以下、相電流ｉ_ｕをｕ相電流ｉ_ｕと記載し、相電流ｉ_ｖをｖ相電流ｉ_ｖと記載し、相電流ｉ_ｗをｗ相電流ｉ_ｗと記載する場合がある。また、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を単に相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと記載する場合がある。

図２から図４は、実施の形態１にかかる相電流判定部による相電流の値の判定方法を説明するための図である。図２から図４に示す例では、電圧形インバータ４にＹ結線の３相抵抗負荷１ａが接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点から３相抵抗負荷１ａへ流れる電流がｕ相電流ｉ_ｕであり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点から３相抵抗負荷１ａへ流れる電流がｖ相電流ｉ_ｖである。また、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点から３相抵抗負荷１ａへ流れる電流がｗ相電流ｉ_ｗである。

また、電圧形インバータ４から３相抵抗負荷１ａへ流れる相電流の向きは、正方向であり、３相抵抗負荷１ａから電圧形インバータ４へ流れる相電流の向きは、負方向である。例えば、ｕ相電流ｉ_ｕが図２に示す矢印の方向に流れる場合、ｕ相電流ｉ_ｕの向きは正方向である。同様に、ｖ相電流ｉ_ｖが図２に示す矢印の方向に流れる場合、ｖ相電流ｉ_ｖの向きは正方向であり、ｗ相電流ｉ_ｗが図２に示す矢印の方向に流れる場合、ｗ相電流ｉ_ｗの向きは正方向である。

相電流判定部１２は、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値と、複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの状態とに基づいて、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。例えば、相電流判定部１２は、６つのスイッチング素子Ｑのオンとオフとの組み合わせパターンが特定の組み合わせパターンであるタイミングで母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値に基づいて、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。

例えば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６がオンであり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオフであるとする。この場合、図３に示すように、電圧形インバータ４から３相抵抗負荷１ａへｕ相電流ｉ_ｕが流れ、ｕ相電流ｉ_ｕと同じ大きさの電流がｖ相電流ｉ_ｖおよびｗ相電流ｉ_ｗに分割されて３相抵抗負荷１ａから電圧形インバータ４へ流れる。直流母線６１に流れる電流は、ｕ相電流ｉ_ｕと同じ大きさの電流であるため、相電流判定部１２は、図３に示す状態において、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値によってｕ相電流ｉ_ｕの値を判定することができる。

図３に示すように、ｕ相電流ｉ_ｕの向きに対して直流母線６１に流れる電流の向きが逆方向になる。そのため、母線電流検出部１１は、直流母線６１に流れる電流が図３に示す向きである場合に、正の母線電流ｉ_ｂｕｓを出力するように直流母線６１に配置される。なお、母線電流検出部１１は、直流母線６１に流れる電流が図３に示す向きである場合に、負の母線電流ｉ_ｂｕｓを出力するように直流母線６１に配置されてもよい。この場合、母線電流ｉ_ｂｕｓの値は、相電流判定部１２によって正負が反転される。

図３では、正方向のｕ相電流ｉ_ｕの値を判定する例を示しているが、負方向のｕ相電流ｉ_ｕの値、正方向および負方向のｖ相電流ｉ_ｖの値、および正方向および負方向のｗ相電流ｉ_ｗの値も同様に判定される。例えば、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ６がオンであり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５がオフであるとする。この場合、相電流判定部１２は、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値によって負方向のｗ相電流ｉ_ｗの値を判定することができる。

３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのうち２つの相電流の値がわかれば、残りの１つの相電流の値は、キルヒホッフの電流則によって算出することができる。そのため、相電流判定部１２は、母線電流検出部１１によって異なる２つのタイミングで検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのうちいずれか２つの相電流の値を判定する。そして、相電流判定部１２は、判定した２つの相電流の値から残りの１つの相電流の値を算出により判定する。このように、相電流判定部１２は、２回の母線電流検出を１セットとして、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。

電圧形インバータ４が２レベルインバータである場合、６つのスイッチング素子Ｑにおけるオンとオフとの組み合わせのパターンは、８つある。８つの組み合わせパターンのうち６つの組み合わせパターンの各々は、上述した特定パターンである。６つのスイッチング素子Ｑにおけるオンとオフとの組み合わせのパターンが特定パターンである場合、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのいずれか１つの値を判定することができる。残りの２つの組み合わせパターンでは、電圧形インバータ４の出力は上述した零電圧ベクトルになるため、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定することが難しい。

図５は、実施の形態１にかかる相電流判定部による相電流の判定に用いられる母線電流の検出タイミングと、キャリア波と、電圧指令と、ゲートパルス信号との関係の一例を示す図である。図５において、Ｔｃは、キャリア波Ｓｃの周期であるキャリア周期であり、ｆｃは、キャリア波Ｓｃの周波数であるキャリア周波数である。

図５に示す例では、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のうち、電圧指令ｖ_ｕ ^＊の瞬時値が最も大きく、電圧指令ｖ_ｖ ^＊の瞬時値がその次に大きく、電圧指令ｖ_ｗ ^＊の瞬時値が最も小さい。本実施の形態では、ある時刻における３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊のうち絶対値が中間にある電圧指令の相を中間相と呼ぶ。図５に示す例では、電圧指令ｖ_ｖ ^＊が中間の大きさであるため、中間相は、Ｖ相である。

図５において、時刻ｔ１からｔ７の期間は、キャリア波Ｓｃの最初の下り半周期である。下り半周期は、キャリア波Ｓｃの半周期であってキャリア波Ｓｃの値が漸次小さくなる期間である。キャリア波Ｓｃの最初の下り半周期のうち、ゲートパルス信号Ｇ_ｕがオンでゲートパルス信号Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオフである時刻ｔ３では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６がオンで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオフである。したがって、時刻ｔ３において、母線電流検出部１１で検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値は、ｕ相電流ｉ_ｕの値と同じである。相電流判定部１２は、時刻ｔ３で母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値をｕ相電流ｉ_ｕの値として判定する。

キャリア波Ｓｃの最初の下り半周期のうち、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖがオンでゲートパルス信号Ｇ_ｗがオフである時刻ｔ５では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ６がオンで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５がオフである。したがって、時刻ｔ５において、母線電流検出部１１で検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値はｗ相電流ｉ_ｗの値と同じである。相電流判定部１２は、時刻ｔ５で母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値をｗ相電流ｉ_ｗの値として判定する。

相電流判定部１２は、時刻ｔ３で検出された母線電流ｉ_ｂｕｓの値から得られるｕ相電流ｉ_ｕの値と、時刻ｔ５で検出された母線電流ｉ_ｂｕｓの値から得られるｗ相電流ｉ_ｗの値とから、キルヒホッフの法則に基づき、ｖ相電流ｉ_ｖの値を算出する。このように、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの下り半周期において複数の電流検出タイミングで母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。同様に、相電流判定部１２は、次の下り半周期である時刻ｔ１１からｔ１６の期間のうち時刻ｔ１３，ｔ１５を電流検出タイミングとして母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値を用いて相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。

このように、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの下り半周期において、２回の電流検出タイミングで母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。なお、これらの２回の電流検出タイミングは、キャリア波Ｓｃの下り半周期に限定されない。例えば、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの下り半周期に代えて、キャリア波Ｓｃの上り半周期において、２回の電流検出タイミングで母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定することもできる。上り半周期は、キャリア波Ｓｃの半周期であってキャリア波Ｓｃの値が漸次大きくなる期間である。

スイッチング素子Ｑのオンとオフが切り替わった直後は、スイッチング素子Ｑのオンとオフとの切り替えによって母線電流ｉ_ｂｕｓにリンギングが現われる。リンギングが生じている母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を精度よく判定することが難しい。そのため、相電流判定部１２は、リンギングが収まるまでの時間として予め定められた時間待ってから、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値を用いて相電流の値を判定する。

図５に示す例では、相電流判定部１２は、中間相のゲートパルス信号であるゲートパルス信号Ｇ_ｖがオフからオンになる時刻ｔ４の直前である時刻ｔ３で母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値を相電流ｉ_ｕの値として判定する。また、相電流判定部１２は、ゲートパルス信号Ｇ_ｖがオフからオンになる時刻ｔ４から予め設定された時間ＴＡ後の時刻ｔ５で母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値を相電流ｉ_ｗの値として判定する。

このように、相電流判定部１２は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのうち中間相のゲートパルス信号のオンとオフとの切り替わりであるタイミングである状態切り替わりタイミングを判定する。そして、相電流判定部１２は、状態切り替わりタイミングの直前のタイミングと状態切り替わりタイミングから時間ＴＡ後のタイミングとを各々母線電流ｉ_ｂｕｓの値を検出するタイミングである母線電流検出タイミングとして決定する。相電流判定部１２は、これら２回の母線電流検出タイミングの各々で母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのいずれか２つの相電流の値を判定する。相電流判定部１２は、判定した２つの相電流の値に基づいて残りの相電流の値を算出する。２つの相電流の判定タイミングを近づけることができることから、相電流判定部１２は、検出した２つの相電流の値に基づいて残りの相電流の値を精度よく判定することができる。

相電流判定部１２は、母線電流検出部１１によって繰り返し検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値を記憶することができる。相電流判定部１２は、記憶した母線電流ｉ_ｂｕｓの値のうち、中間相のゲートパルス信号が切り替わる直前に母線電流検出部１１によって検出された母線電流ｉ_ｂｕｓの値を抽出することができる。相電流判定部１２は、抽出した母線電流ｉ_ｂｕｓの値に基づいて、相電流の値を判定することができる。

また、中間相のゲートパルス信号がオフからオンになってから中間相のレグの上側アームがオフからオンになるまでに遅延時間Ｔｄがあるとする。この場合、相電流判定部１２は、中間相のゲートパルス信号のオンとオフとが切り替わった時刻に母線電流検出部１１によって検出された母線電流ｉ_ｂｕｓの値を用いることもできる。相電流判定部１２は、中間相のゲートパルス信号のオンとオフとが切り替わった時刻に検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値に加え、中間相のゲートパルス信号のオンとオフとが切り替わってから時間ＴＣ後に検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値を用いる。時間ＴＣは、時間ＴＡに遅延時間Ｔｄを加算した時間である。なお、上述した例では、中間相がｖ相である例を示したが、相電流判定部１２は、中間相がｕ相である場合および中間相がｗ相である場合も同様の処理を行うことができる。

このように、相電流判定部１２は、複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのうち中間相のゲートパルス信号が変化するタイミングに基づき２回の母線電流検出タイミングを決定する。これら２回の母線電流検出タイミングは、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのうち２つの相電流の値を判定するために用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓの値を検出するタイミングである。相電流判定部１２は、決定した２回の母線電流検出タイミングを含む検出期間毎に母線電流検出部１１によって検出される複数の母線電流ｉ_ｂｕｓの値に基づいて、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。

上述した８つの組み合わせパターンは、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の変化によって切り替わり、組み合わせパターンの切り替わり間隔も、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の変化によって変わる。組み合わせパターンの切り替わりは、３相のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのいずれかのオンとオフとが切り替わることによって行われ、その直後に母線電流ｉ_ｂｕｓにリンギングが現われる。

リンギングは一般に数マイクロ秒オーダで収束するが、リンギングが収束する前に再度、３相のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのいずれかのオンとオフとが切り替わると、切り替わり前の状態における相電流の値を得ることが難しい。すなわち、数マイクロ秒の範囲において、３相のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗで構成されるゲートパルス信号群の状態変化が２回発生する場合、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流の値を判定することが難しい。このように、組み合わせパターンの切り替わり間隔がリンギングの収束時間よりも短い場合、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流の値を判定することが難しい。

そこで、制御装置５のパルスシフト処理部２２は、組み合わせパターンの切り替わり間隔が予め設定された時間ＴＡ以上になるように、３相のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの少なくとも１つのオンとオフとが切り替わるタイミングをずらす処理を行う。時間ＴＡは、リンギングが生じてからリンギングが収束するまでの時間、すなわち、リンギングの収束時間以上の値に設定される。これにより、パルスシフト処理部２２は、組み合わせパターンの切り替わり間隔をリンギングの収束時間以上ずらすことができ、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の値にかかわらず、リンギングが収束するまでの待ち時間を確保することができる。

パルスシフト処理部２２は、キャリア１周期内で、３相のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの少なくとも１つのオンとオフとが切り替わるタイミングをずらすパルスシフト処理を行う。例えば、パルスシフト処理部２２は、キャリア波Ｓｃの上り半周期から下り半周期までの期間において、ゲートパルス信号Ｇをずらし、キャリア波Ｓｃの上り半周期と下り半周期とで各々ゲートパルス信号Ｇのデューティ比を変える処理を行う。

パルスシフト処理によって、キャリア波Ｓｃの半周期では電圧形インバータ４から出力される３相の電圧が変化するが、キャリア１周期では、オンとオフとが切り替わるタイミングをずらす前と後とでゲートパルス信号Ｇのデューティ比は同じである。これにより、電圧形インバータ４から出力される３相の電圧のキャリア１周期毎の平均値が電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と一致するようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンおよびオフが行われる。したがって、パルスシフト処理部２２は、キャリア１周期単位で電圧形インバータ４の３相の出力電圧の変化を抑制することができる。

相電流判定部１２は、パルスシフト処理によって、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の値とは無関係に母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定することができる。

図５に示す例では、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの下り半周期において、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定するが、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定するタイミングは、キャリア波Ｓｃの下り半周期に限定されない。例えば、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの下り半周期に代えて、キャリア波Ｓｃの上り半周期において、２回の母線電流検出タイミングで母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値に基づき相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定できる。

また、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの下り半周期での相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する判定処理と、キャリア波Ｓｃの上り半周期での相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する判定処理とを交互に行うこともできる。この場合、相電流判定部１２は、パルスシフト処理部２２によってキャリア１周期単位で電圧形インバータ４の出力電圧の変化が抑制されるため、キャリア波Ｓｃの周期の１．５倍以上の周期毎に１度、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。

また、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの１周期毎に３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定することに代えて、キャリア波Ｓｃの２周期以上の期間毎に３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定することもできる。キャリア波Ｓｃの周波数に上限がある場合、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する判定処理の周期である３相電流判定周期が長くなると、交流電動機１の高速回転時において、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの周波数がキャリア波Ｓｃの周波数へ近づく。この場合、相電流判定部１２によって判定される相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの１周期分の波形に対する時間分解能が低くなる。時間分解能が低くなるほど、推定装置９の推定精度および制御装置５による制御性能などが下がることから、高速回転時には３相電流判定周期は長くない方がよい。したがって、キャリア波Ｓｃの周波数に上限がある場合、３相電流判定周期は、キャリア波Ｓｃの１周期であることが望ましい場合がある。

上述した中間相のゲートパルス信号の状態切り替わりタイミングは、中間相の電圧指令によって変化し、中間相のゲートパルス信号の状態切り替わりタイミングによって、母線電流ｉ_ｂｕｓの値の検出タイミングである母線電流検出タイミングが変化する。また、母線電流検出タイミングは、パルスシフト処理部２２によるパルスシフト処理によっても変化する。パルスシフト処理による母線電流検出タイミングの変化は小さいが、中間相の電圧指令が大きく変動する場合、母線電流検出タイミングも大きく変動する。

図５に示す例では、キャリア波Ｓｃが極大値になる時刻ｔ１１を境に中間相の電圧指令であるｖ相の電圧指令ｖ_ｖ＊の値が大きく変化している。そのため、中間相のゲートパルス信号であるゲートパルス信号Ｇ_ｖが切り替わるタイミングも大きく前後する。それに伴い、キャリア波Ｓｃが極大値になる時刻ｔ１から母線電流検出タイミングである時刻ｔ３，ｔ５までの時間と、キャリア波Ｓｃが極大値になる時刻ｔ１１から母線電流検出タイミングである時刻ｔ１３，ｔ１５までの時間との差が大きくなる。

このように、母線電流検出タイミングは、キャリア周期毎に変化する。そのため、推定部１５は、相電流判定部１２によって判定される相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を用いて磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する際に、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを用いている。電流検出時刻は、相電流判定部１２による判定処理に用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓの母線電流検出部１１による検出時刻として特定される時刻である。例えば、電流検出時刻は、相電流判定部１２が１相目の電流の値を判定するために用いた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻と相電流判定部１２が２相目の電流の値を判定するために用いた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻との平均の時刻である。この場合、相電流判定部１２は、１相目の電流の値を判定するために用いた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻と、２相目の電流の値を判定するために用いた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻とを加算して２で除して得られる時刻を電流検出時刻として求める。母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻は、母線電流ｉ_ｂｕｓが母線電流検出部１１によって検出された時刻である。

なお、電流検出時刻は、１相目の電流の値を判定するために用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの母線電流検出部１１による検出時刻であってもよく、２相目の電流の値を判定するために用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの母線電流検出部１１による検出時刻であってもよい。

例えば、図５において、最初にｕ相電流ｉ_ｕの値を判定するために用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓが検出される時刻ｔ３を時刻ｔｕ１とし、次にｕ相電流ｉ_ｕの値を判定するために用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓが検出される時刻ｔ１３を時刻ｔｕ２とする。また、最初にｗ相電流ｉ_ｗの値を判定するために用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓが検出される時刻ｔ５を時刻ｔｗ１とし、次にｗ相電流ｉ_ｗの値を判定するために用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓが検出される時刻ｔ１５を時刻ｔｗ２とする。リンギングの収束のための待ち時間である時間ＴＡは既知である。したがって、時刻ｔｕ１と時刻ｔｗ１との時刻差は既知であり、時刻ｔｕ２と時刻ｔｗ２との時刻差も既知である。しかしながら、時刻ｔｕ１と時刻ｔｕ２との時刻差または時刻ｔｗ１と時刻ｔｗ２との時刻差は、既知ではない。すなわち、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは既知ではない。

そこで、時刻差算出部１３は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗに基づいて、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを算出する。具体的には、時刻差算出部１３は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのうち中間相のゲートパルス信号がオンとオフとの間で切り替わるタイミングに基づいて、時刻ｔｕ１，ｔｗ１，ｔｕ２，ｔｗ２を判定する。時刻差算出部１３は、判定した時刻ｔｕ１，ｔｗ１，ｔｕ２，ｔｗ２に基づいて、時刻ｔｕ１と時刻ｔｗ１との中間の時刻である時刻ｔａｖｇ１を算出し、時刻ｔｕ２と時刻ｔｗ２との中間の時刻である時刻ｔａｖｇ２を算出する。時刻差算出部１３は、時刻ｔａｖｇ１と時刻ｔａｖｇ２との時刻差を時刻差Ｔｂとして算出する。このように、時刻差算出部１３は、相電流判定部１２による判定処理で用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻として特定される電流検出時刻と相電流判定部１２による次の判定処理で用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻として特定される電流検出時刻との時刻差Ｔｂを算出する。

リンギングの収束のための待ち時間である時間ＴＡが一定である場合、時刻ｔｕ１と時刻ｔｕ２との時刻差および時刻ｔｗ１と時刻ｔｗ２との時刻差の各々は、時刻ｔａｖｇ１と時刻ｔａｖｇ２との時刻差と同じである。この場合、時刻差算出部１３は、時刻ｔｕ１と時刻ｔｕ２との時刻差を時刻差Ｔｂとして算出することもでき、時刻ｔｗ１と時刻ｔｗ２との時刻差を時刻差Ｔｂとして算出することもできる。図５では、時刻ｔｗ１と時刻ｔｗ２との時刻差が時刻差Ｔｂとして算出された例を示している。

時刻差Ｔｂの変動についてさらに具体的に説明する。図６は、実施の形態１にかかる交流電動機が低速で回転している場合の３相の電圧指令とキャリア波との関係の一例を示す図である。図７は、実施の形態１にかかる交流電動機が高速で回転している場合の３相の電圧指令とキャリア波との関係の一例を示す図である。図６および図７において、縦軸は変調率を示し、横軸は時刻を示す。また、図６および図７に示す３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は、零ベクトル変調部３４による零ベクトル変調は行われていない。

図６に示すように、交流電動機１が低速で回転している場合、キャリア波Ｓｃの周波数に対して３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の周波数が十分に低い。また、交流電動機１の速度起電力は交流電動機１の速度に比例して大きくなるため、交流電動機１が低速で回転している場合、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の振幅は比較的小さい。したがって、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は、傾きが緩やかであり、中間相の電圧指令は、傾きが緩やかである。なお、図６に示す例では、中間相は、前半から後半の一部までがｖ相で、後半の残りがｕ相である。

図７に示すように、交流電動機１が高速で回転している場合、交流電動機１が低速で回転している場合に比べ、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の周波数が高い。例えば、非同期ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）で交流電動機１を回転させる場合、キャリア波Ｓｃの周波数に対する３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の周波数の比率が１０％～１５％程度になることは珍しくない。交流電動機１が高速で回転している場合、図７に示すように、交流電動機１が低速で回転している場合に比べて、中間相がｖ相、ｕ相、ｗ相、ｖ相、・・・の順で高速で変化し、速度起電力も大きくなっている。そのため、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の振幅も、図６に示す場合に比べて大きく、中間相の電圧指令の傾きもかなり大きくなっている。したがって、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動は大きい。

交流電動機１を高速で回転させる場合、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形に対する時間分解能は高いほどよい。そのため、図５に示す例では、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの１周期毎に母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値に基づいて３相の相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する処理を行う。電流検出時刻間の平均時刻差に対して、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動が最も大きくなるのは、キャリア波Ｓｃの１周期毎に１度、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する場合である。この場合、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは、電流検出時刻間の平均時刻差を「Ｔｂａｖｅ」とすると、０．５×Ｔｂａｖｅ＜Ｔｂ＜１．５×Ｔｂａｖｅの範囲で変化する。

キャリア波Ｓｃの２周期毎に１度、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する場合、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動は、０．７５×Ｔｂａｖｅ＜Ｔｂ＜１．２５×Ｔｂａｖｅの範囲に緩和される。「Ｔｂａｖｅ」は、上述したように電流検出時刻間の平均時刻差である。電流検出時刻間の平均時刻差を延ばすほど、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動は緩和されるが、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形に対する時間分解能が低くなる。そのため、交流電動機１が高速で回転している場合に回転速度ω_ｅの推定精度を高くすることが難しくなる場合がある。

図８は、実施の形態１にかかる３相の電圧指令が正弦波である場合の中間相の電圧指令の変化の一例を示す図である。図９は、実施の形態１にかかる三次高調波重畳を用いて変形させた３相の電圧指令のうち中間相の電圧指令の変化の一例を示す図である。図８に示すように、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が正弦波である場合、中間相の電圧指令の波形は、ほぼ三角波である。また、図９に示すように、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が正弦波に三次高調波を重畳した電圧指令である場合も、中間相の電圧指令の波形は、ほぼ三角波である。また、他の変調方式を用いた場合、中間相波形が図８および図９に示す程度の三角波にならないこともあるが、変調率が１の付近では零電圧ベクトルの選択の自由度が減少することから、中間相の波形は三角波にかなり近づく。

これらの三角波の周波数は、図８および図９に示すように、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の３倍である。そのため、中間相の波形は３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の基本周波数に対して３ｎ次の周波数成分を含んでいる。ｎは１以上の奇数である。

電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動は、交流電動機１を高速で回転させる場合だけではなく、交流電動機１を低速で回転させる場合においても大きくなる場合がある。図１０は、実施の形態１にかかる零ベクトル変調部によって零ベクトル変調が行われた３相の電圧指令の一例を示す図である。図１０において、縦軸は変調率を示し、横軸は時刻を示す。図１０に示すｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は、図９に示す三次高調波が重畳された電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の波形に対して、ランダムノイズが加えられたような波形である。

上述したように、零ベクトル変調によりキャリア騒音のスペクトルピークが分散され、キャリア騒音を低減することができる。零ベクトル変調を行った場合、交流電動機１が低速で回転している場合でも中間相の波形が急激に変化する場合がある。交流電動機１が低速で回転している場合、電圧形インバータ４から出力される電圧が小さく、電圧形インバータ４から出力される電圧が小さいときほど、零電圧ベクトルの選択の自由度が増す。そのため、交流電動機１が低速で回転している場合、零ベクトル変調で電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加算できる乱数値は電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の変調率が小さいときほど大きい。零ベクトル変調部３４は、交流電動機１の回転が低速であるほど、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加算する乱数値を大きくする。

したがって、零ベクトル変調を行った場合、交流電動機１が低速で回転しているときでも中間相の電圧指令の波形が急激に変化し、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変化が大きくなる。この場合、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動を無視すると速度推定または位置推定を行っても良好な結果が得られない場合がある。

ここで、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変化に伴う微積分演算の誤差について説明する。まず、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変化に伴う積分演算の誤差について説明する。図１１および図１２は、長方形近似による積分演算のイメージを示す図である。図１３は、時刻差の変動を無視した場合の積分演算のイメージを示す図である。図１１から図１３において、縦軸は、任意の曲線ｘ(ｔ)の時刻ｔにおける値を示し、横軸は、時刻を示す。

任意の曲線ｘ(ｔ)を離散的に積分する場合、幅が各々微小時間Ｔである複数の長方形を幅方向に敷き詰め、各長方形の面積を合算することによって積分結果が得られる。この場合、各長方形は、他の長方形と重ならず且つ隣接する長方形との間で隙間がないように敷き詰められる。図１１は、微小時間Ｔが一定の場合における長方形近似による積分の例を示しており、積分演算の誤差が生じるが、多くの場合は長方形近似による積分でも問題がない。より高精度な積分演算を行いたい場合、台形近似による積分を行うことで対応できる。

微小時間Ｔが一定でない場合も同様に、図１２に示すように、長方形と重ならず且つ隣接する長方形との間で隙間がないように各長方形を敷き詰めることで、適切な積分演算を行うことができる。図１２に示す例では、Ｔ＝Ｔ＋ΔＴ（ｔ）であり、微小時間Ｔは一定であり、ΔＴ（ｔ）が時刻の経過に伴って変動する時間である。

ΔＴ（ｔ）を用いずに積分演算を行った場合、図１３に示すように、他の長方形と重なったり、隣接する長方形との間で隙間が生じたりする。全体の面積については、重なった分と隙間の分が相殺しあって大きな誤差にならない場合があるが、部分的な面積には大きな誤差が発生する。したがって、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを固定値として積分演算を行うと積分演算の結果に誤差が生じる。

次に、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変化に伴う微分演算の誤差について説明する。 図１４は、微分演算の誤差を説明するための図である。図１４に示す例では、任意の曲線ｘ２（ｔ）の傾きを求めるのに使用できる値は、時刻ｔ１におけるｘ２（ｔ１）＝ａと、時刻ｔ２におけるｘ２（ｔ２）＝ｂの２点であり、時刻ｔ１と時刻ｔ２との時刻差Ｔｂは、Ｔｂ＝Ｔ＋ΔＴ（ｔ）であるとする。また、ΔＴ（ｔ）は時刻差Ｔｂの変動量であり、計算するタイミング毎に変化するものとする。この場合、ΔＴ（ｔ）を用いずに微分演算を行った場合、ΔＴ（ｔ）の分だけ微分演算の結果に誤差が生じる。

このように、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂが変動する場合において、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動を無視して微積分演算を行う場合、微積分演算の誤差が生じる。そこで、推定部１５は、時刻差算出部１３によって算出された時刻差Ｔｂに基づいて、交流電動機１の磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する。

磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する方法として様々な方法が検討されている。交流電動機１の回転速度の全域のうち中高速の領域では交流電動機１の速度起電力の情報を利用して磁極位置θ_ｅを求めるのが一般的である。実施の形態１にかかる推定部１５は、アークタンジェント法を用いて磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する。なお、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定方法は、アークタンジェント法に限定されない。例えば、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定方法には、適応オブザーバを用いる方法がある。適応オブザーバについては、実施の形態２において説明する。

アークタンジェント法は最もプリミティブな位置推定法であり、広く知られている。下記式（１）は固定子座標上における表面磁石型同期交流電動機の電圧方程式である。下記式（１）において、「ｐ」は微分演算子、「Ｒ_ａ」は電機子抵抗、「Ｌ_ａ」は電機子インダクタンス、「ｖ_α，ｖ_β」は固定子座標上の電圧、「Φ_ａ」は電機子鎖交磁束数、「ｉ_α，ｉ_β」は固定子座標上の電流である。以下において、固定子座標を静止座標と記載する場合がある。

上記式（１）の右辺第２項は速度起電力を表している。なお、速度起電力の項は下記式（２）のように表現可能である。下記式（２）において、「ｅ_α」はα軸速度起電力、「ｅ_β」はβ軸速度起電力、「ｐ」は微分演算子、「φ_αｒ」は回転子α軸磁束、「φ_βｒ」は回転子β軸磁束、「Φ_ａ」は電機子鎖交磁束数である。

上記式（１）を見て分かるとおり、速度起電力に磁極位置情報である磁極位置θ_ｅの情報が含まれるため、上記式（１）を整理して磁極位置θ_ｅを演算する。まず、回転子磁束項を左辺に、それ以外の項を右辺にまとめると、下記式（３）が得られる。微分計算はノイズを増幅させるため、下記式（３）の両辺を積分して下記式（４）を得る。ここで、電圧センサなどに直流オフセットがある場合、純粋積分を使うと積分値が発散するため、下記式（４）の計算を行う際はローパスフィルタによる近似積分を使い、直流分は積分しないようにするのが慣例である。

上記式（４）において、記号「＾」は推定値を表す。上記式（４）を計算して、回転子磁束を求め、求めた回転子磁束を用いて下記式（５）に示すアークタンジェントの計算を行うことで、回転子の磁極位置θ_ｅを推定することができる。推定された回転子の磁極位置θ_ｅを用いれば、回転速度ω_ｅを計算可能なため、下記式（６）で推定速度ω_ｅ＾を計算することができる。但し、微分ノイズの影響を避けるため、この推定速度ω_ｅ＾を制御に使用する場合にはローパスフィルタをかけるのが一般的である。また、速度起電力の推定を行い、下記式（７）のように、速度起電力の振幅を電機子鎖交磁束数Φ_ａで除算することにより、推定速度ω_ｅ＾を計算することもできる。速度起電力は上記式（３）の右辺を計算することによって算出することができる。しかしながら、永久磁石の磁束は温度変化により変動するため、下記式（７）の計算方法では温度変化によって定常的な速度推定誤差が生じる。そのため、下記式（６）による速度推定方法による誤差は、下記式（７）に示す方法による誤差よりも少ない。また、アークタンジェント法は計算量が少ないというメリットがある。実施の形態１では下記式（６）による速度推定を行った場合について説明する。

まず、上述した電流検出時刻間の時刻差Ｔｂが変動しないものとして、上記式（４）から式（６）で表されるアークタンジェント法の演算を離散化する場合について説明する。交流電動機１に印加する静止座標系の電圧から交流電動機１の電機子抵抗による電圧降下を差し引き、ローパスフィルタによって下記式（８）のように近似積分の演算を行うことができる。下記式（８）において、「Ｔ_Ｓ」は制御周期、「Ｔ_ＬＰＦ」は近似積分のローパスフィルタの時定数、「ｎ」は今回のサンプリング点を表す値、「ｎ－１」は前回のサンプリング点を表す値である。今回のサンプリング点は、現在のサンプリング点ということもできる。下記式（８）は、上記式（４）の右辺第１項の積分を離散化したものということができる。ここでは、ローパスフィルタの離散化は後退差分によって行っているが、前進差分または双一次変換を用いてローパスフィルタの離散化を行ってもよい。

また、静止座標系の回転子磁束は、下記式（９）のように離散化することができる。したがって、今回のサンプリング点における推定位置θ_ｅ^（ｎ）は、下記式（１０）によって算出することができる。また、今回のサンプリング点における推定位置θ_ｅ^（ｎ）と前回のサンプリング点における推定位置θ_ｅ^（ｎ）を用いて、２つのサンプリング点間における推定速度ω_ｅ^は、下記式（１１）によって算出することができる。「θ_ｅ^」は、「θ_ｅ」の推定値であり、「ω_ｅ^」は、「ω_ｅ」の推定値である。

しかしながら、上述したように、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは時々刻々と変動する。したがって、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを用いて演算しなければ、推定位置θ_ｅ^および推定速度ω_ｅ^に誤差が生じる。

そこで、推定部１５は、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを用いて、アークタンジェント法による演算を行う。電流検出時刻間の時刻差ＴｂをＴ_Ｓ＋ΔＴ（ｎ）と表したとき、上記式（８）で示されるローパスフィルタの演算は、下記式（１２）のように書き換えることができる。

また、静止座標系の回転子磁束は、上記式（１２）で求めた値を上記式（９）に代入することによって算出することができる。したがって、今回のサンプリング点における推定位置θ_ｅ^（ｎ）は、上記式（１０）によって算出することができる。また、２つのサンプリング点間における推定速度ω_ｅ^は、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂ＝Ｔ_Ｓ＋ΔＴ（ｎ）を用いた下記式（１３）により算出することができる。

推定部１５は、サンプリング点毎に相電流判定部１２によって判定された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを静止座標系の電流ｉ_α，ｉ_βへ座標変換する。また、推定部１５は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を静止座標系の電圧ｖ_α，ｖ_βへ座標変換する。推定部１５は、静止座標系の電流ｉ_α，ｉ_βおよび電圧ｖ_α，ｖ_βと、時刻差算出部１３によって算出された時刻差Ｔｂとに基づいて、上記式（１２）の演算を行う。推定部１５は、上記式（１２）によって算出された値と、静止座標系の電流ｉ_α，ｉ_βとを上記式（９）へ代入して、静止座標系の回転子磁束を算出する。推定部１５は、上記式（９）によって算出された静止座標系の回転子磁束を上記式（１０）に代入して、推定位置θ_ｅ^を算出する。また、推定部１５は、上記式（１０）の演算によって算出した推定位置θ_ｅ^と、時刻差算出部１３によって算出された時刻差Ｔｂとを上記式（１３）に代入して、推定速度ω_ｅ^を算出する。

上記式（１２），（１３）で示されるΔＴ（ｎ）の定義域は、図５からも分かるように、－０．５×Ｔ_Ｓ＜ΔＴ（ｎ）＜０．５×Ｔ_Ｓである。したがって、上記式（１２），（１３）を用いた演算と、上記式（８），（１１）を用いた演算とで誤差に大きな差が生じる。すなわち、ΔＴを用いて推定処理を行うか否かによって推定誤差に大きな差が生じる。

ここで、上記式（１１）を用いた演算による速度推定について説明する。ここでは、キャリア波Ｓｃの周波数であるキャリア周波数が５ｋＨｚであり、相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃの１周期に１回、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する場合を例に挙げて説明する。制御周期Ｔ_Ｓは、キャリア周波数の逆数であり、２００μｓである。

交流電動機１の回転速度ω_ｅが２５００ｒａｄ／ｓである場合、交流電動機１の磁極位置θ_ｅは、２００μｓの間に０．５ｒａｄ進む。しかしながら、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは、１００μｓから３００μｓの範囲で変動する。したがって、例えば、時刻差Ｔｂが３００μｓであった場合、磁極位置θ_ｅは、３００μｓの間に０．７５ｒａｄ進む。この場合、上記式（１１）のように０．７５ｒａｄを制御周期Ｔ_Ｓで除算すると、推定速度ω_ｅ^は、３７５０ｒａｄになり、回転速度ω_ｅの真値に対して１．５倍になってしまう。この推定誤差は、交流電動機１を制御する上で無視できないほど大きい。

ΔＴ（ｎ）の平均値は零であることから、推定速度ω_ｅ^にローパスフィルタをかけることによって、ΔＴ（ｎ）による誤差を除去することができるが、制御ループ内にローパスフィルタを挿入すると、制御応答が下がってしまう。そのため、上記式（１１）の演算による推定処理では高速応答を実現することが難しい。

推定部１５は、上記式（１３）の演算を行うため、０．７５ｒａｄは時刻差Ｔｂで除算される。そのため、推定速度ω_ｅ^は、２５００ｒａｄであり、回転速度ω_ｅの真値と一致する。このように、推定部１５は、上記式（１３）を用いた演算を行うことによって、上記式（１１）を用いた演算を行う場合に比べ、速度推定の誤差を大幅に低減することができる。また、推定部１５は、上記式（１２）の演算を行うことで、上記式（８）の演算を行う場合に比べ、位置推定の誤差を大幅に低減することができる。

以上のように、実施の形態１にかかる推定装置９は、母線電流検出部１１と、相電流判定部１２と、時刻差算出部１３と、推定部１５とを備える。母線電流検出部１１は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて生成される複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗによって駆動される電圧形インバータ４の直流母線６１に流れる電流である母線電流ｉ_ｂｕｓの値を検出する。相電流判定部１２は、母線電流検出部１１によって検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値と複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの状態とに基づいて、電圧形インバータ４から交流電動機１へ供給される相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する。時刻差算出部１３は、相電流判定部１２による前回の判定処理で用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻として特定される電流検出時刻と相電流判定部１２による今回の判定処理で用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻として特定される電流検出時刻との時刻差Ｔｂを算出する。相電流判定部１２による前回の判定処理で用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻として特定される電流検出時刻は、第１の電流検出時刻の一例である。相電流判定部１２による今回の判定処理で用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻として特定される電流検出時刻は、第２の電流検出時刻の一例である。推定部１５は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値と、時刻差Ｔｂとに基づいて、交流電動機１の磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅのうち少なくとも一方を推定する。このように、推定装置９は、相電流判定部１２の電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを用いて推定処理を行う。そのため、推定装置９は、キャリア波Ｓｃにおける連続する２つの半周期の各々で検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値から補間処理により３相の電流の値を判定する場合に比べ、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値を判定する処理の周期である判定周期を短くできる。また、推定装置９は、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定に用いることから、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動が大きい場合であっても、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定精度を高めることができる。したがって、交流電動機１が高速に回転している場合または零ベクトル変調が行われている場合において、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定精度を高めることができる。

また、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗは、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とキャリア波Ｓｃとの比較に基づいて生成される。そして、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは、キャリア波Ｓｃの半周期の期間よりも長く、キャリア波Ｓｃの１．５倍の周期よりも短い。これにより、推定装置９は、交流電動機１が高速に回転している場合または零ベクトル変調が行われている場合において、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定精度を高めることができる。

また、推定装置９を備える駆動装置２は、電圧形インバータ４へ入力される複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのうち少なくとも１つを時間的にずらすパルスシフト処理部２２を備える。パルスシフト処理部２２は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのうち変化の間隔が予め設定された時間ＴＡ未満である２つのゲートパルス信号のうち少なくとも１つを時間的にずらして２つのゲートパルス信号の変化の間隔を予め設定された時間ＴＡ以上にする。これにより、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の値にかかわらず、リンギングが収束するまでの待ち時間を確保することができる。

また、駆動装置２は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に乱数値を加えることによって、電圧形インバータ４から出力される２種類の零電圧ベクトルの出力比率を不規則に変化させる零ベクトル変調部３４を備える。これにより、零ベクトル変調によりキャリア騒音のスペクトルピークが分散され、キャリア騒音を低減することができる。零ベクトル変調を行った場合、交流電動機１が低速で回転しているときでも中間相の電圧指令の波形が急激に変化し、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変化が大きくなる。このような場合であっても、推定装置９は、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定精度を高めることができる。

実施の形態２．
実施の形態２にかかる推定装置の推定部は、適応オブザーバを用いて、交流電動機の位置および速度を推定する点で、実施の形態１にかかる推定装置の推定部と異なる。以下においては、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略し、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図１５は、本発明の実施の形態２にかかる推定装置を含む電動機システムの構成例の一例を示す図である。図１５に示すように、実施の形態２にかかる電動機システム１００Ａは、制御装置５を有する駆動装置２に代えて、制御装置５Ａを有する駆動装置２Ａを備える。制御装置５Ａは、推定部１５を有する推定装置９に代えて、推定部１５Ａを有する推定装置９Ａを備える。

図１６は、実施の形態２にかかる推定部の構成例を示す図である。推定部１５Ａは、適応オブザーバによって構成されており、交流電動機１の磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する。適応オブザーバは、交流電動機１の固定子磁束および回転子磁束を状態量とする状態方程式で規定されているため、適応磁束オブザーバとも呼ばれる。なお、状態量として拡張誘起電圧または電流などを採用して適応オブザーバを構成することもできる。

図１６に示す推定部１５Ａは、電圧ベクトルと、電流ベクトルと、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂとを用いて、推定速度ω_ｅ＾と、推定位置θ_ｅ＾とを算出し、算出した推定速度ω_ｅ＾と推定位置θ_ｅ＾とを出力する。電圧ベクトルは、電圧形インバータ４から交流電動機１へ出力される電圧のベクトルであり、電流ベクトルは、電圧形インバータ４から交流電動機１へ出力される電流のベクトルである。

推定部１５Ａは、モデル偏差演算部５１と、角速度推定器５２と、一次角周波数演算器５３と、積分器５４とを備える。モデル偏差演算部５１は、電圧ベクトルと、電流ベクトルと、一次角周波数ω_１と、推定速度ω_ｅ＾と、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂとに基づきモデル偏差εを演算する。角速度推定器５２は、モデル偏差εと電流検出時刻間の時刻差Ｔｂとに基づき推定速度ω_ｅ＾を演算する。一次角周波数演算器５３は、推定磁束ベクトルと、推定電流ベクトルと、推定速度ω_ｅ＾とを用いて、一次角周波数ω_１を演算する。積分器５４は、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂに基づいて一次角周波数ω_１を積分して推定位置θ_ｅ＾を出力する。

モデル偏差演算部５１は、電流推定器７１と、減算器７２と、偏差演算器７３とを備える。電流推定器７１は、電圧ベクトルと、電流ベクトルと、一次角周波数ω_１と、推定速度ω_ｅ＾と、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂとに基づき、推定磁束ベクトルと推定電流ベクトルとを算出し、算出した推定磁束ベクトルと推定電流ベクトルとを出力する。減算器７２は、推定電流ベクトルから電流ベクトルを減算することによって電流偏差ベクトルを算出し、算出した電流偏差ベクトルを出力する。

偏差演算器７３は、減算器７２からの電流偏差ベクトルを入力とし、推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出し、抽出したスカラ量をモデル偏差εとして出力する。推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出する手法としては、電流偏差ベクトルを回転する直交座標系上に座標変換する手法と、電流偏差ベクトルと推定磁束ベクトルとの外積値の大きさを演算する手法とが公知である。

電流推定器７１は、交流電動機１の状態方程式から電流と磁束を推定する。ここでは、交流電動機１は一般的な埋込型永久磁石同期電動機であると仮定するが、方程式が立式できれば、誘導電動機、表面型永久磁石同期電動機、巻線界磁式同期電動機、またはリラクタンス式同期電動機などのように他種の電動機であってもよい。すなわち、電流推定器７１は、他種の電動機についても、同様の方法で電流推定を行うことができる。

交流電動機１が永久磁石埋込型同期電動機の場合、状態方程式は下記式（１４）および式（１５）のように表される。但し、「Ｌ_ｄ」はｄ軸のインダクタンス、「Ｌ_ｑ」はｑ軸のインダクタンス、「ｉ_ｄ」はｄ軸電流、「ｉ_ｑ」はｑ軸電流、「φ_ｄｓ」はｄ軸固定子磁束、「φ_ｑｓ」はｑ軸固定子磁束、「φ_ｄｒ」はｄ軸回転子磁束、記号「＾」は推定値を表す。また、「Ｒ_ａ」は電機子抵抗、「ω_１」は一次角周波数、「ｖ_ｄ」はｄ軸電圧、「ｖ_ｑ」はｑ軸電圧、「ｈ_１１」から「ｈ_３２」はオブザーバゲインを表す。また、一次角周波数ω_１は下記式（１６）のように与えられる。「ｈ_４１」，「ｈ_４２」はオブザーバゲインを表す。

上記式（１４）および式（１５）は通常の誘起電圧に基づく式であるが、上記式（１４）および式（１５）に変形を加えて拡張誘起電圧の形式で表現しても同様の計算ができる。なお、上記式（１４）および式（１５）はｄｑ回転座標における数式であるが、上記式（１４）および式（１５）に変形を加えて静止αβ座標または３相座標といった他の座標系で表現しても同様の計算ができる。上記式（１４）には推定速度ω_ｅ＾が含まれるため、推定速度ω_ｅ＾と実際の回転速度ω_ｅとが一致していない場合、電流推定に誤差が生じる。ここではモデル偏差εを下記式（１７）のように定義し、推定部１５Ａはモデル偏差εが零になるように、角速度推定器５２を用いて推定速度ω_ｅ＾の値を調整する。角速度推定器５２は、例えば、比例積分制御器に積分器を直列接続して構成される。

一次角周波数演算器５３は、上記式（１６）を基に、推定磁束ベクトルと、推定電流ベクトルと、推定速度ω_ｅ＾とから一次角周波数ω_１を演算する。積分器５４は、一次角周波数ω_１を積分することにより磁極位置θ_ｅを推定する。適応オブザーバは、鎖交磁束数の変動にロバストであり、定常的な速度推定誤差が発生しない点で優れており、高性能な速度推定法である。

上記式（１４）および式（１５）の状態方程式は、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂが変動することから、離散化する際には注意を要する。オイラー法による離散化を行うと、下記式（１８）から式（２１）が得られる。但し、「Ｔ_Ｓ」は制御周期、「ｎ」は今回のサンプリング点を表す値、「ｎ－１」は前回のサンプリング点を表す値、「ｔ_ａｖｇ」は、電流検出サンプル点からキャリア波Ｓｃの谷までの時間を表す。キャリア波Ｓｃの谷は、例えば、キャリア波Ｓｃが極小値になる位置を示し、図５に示す時刻ｔ７，ｔ１６で各々現われる。電流検出サンプル点は、例えば、上述した電流検出時刻である。また、一次角周波数ω_１は下記式（２２）のように与えられる。

推定部１５Ａのモデル偏差演算部５１は、推定位置θ_ｅ＾を用いて座標変換を行う。モデル偏差演算部５１は、積分器５４によって得られる推定位置θ_ｅ＾を用いて、３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを、回転する直交座標系であるｄｑ座標系の電流へ座標変換することで、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを求める。また、モデル偏差演算部５１は、積分器５４によって得られる推定位置θ_ｅ＾を用いて、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を、回転する直交座標系であるｄｑ座標系の電圧へ座標変換することで、ｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑを求める。なお、ｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑを得るために座標変換に用いる推定位置θ_ｅ＾は、例えば、電流検出時刻間の中央の時刻のものを用いるとよい。なお、上記式（１９）および式（２０）の状態方程式は、固定子磁束と回転子磁束を状態量として用いているが、電流または拡張誘起電圧を状態量としてもよい。

上記式（１９）には、推定速度ω_ｅ＾が含まれているため、推定速度ω_ｅ＾と実際の回転速度ω_ｅとが一致していない場合、電流推定に誤差が生じる。ここでは、モデル偏差εを下記式（２３）のように定義し、推定部１５Ａは、モデル偏差εが零になるように、角速度推定器５２を用いて推定速度ω_ｅ＾の値を調整する。角速度推定器５２は、下記式（２４）から式（２６）の演算によって、推定速度ω_ｅ＾を算出する。下記式（２５）において、「ｘ_ａ」は、比例積分制御の状態量であり、「ｎ＋１」は、次回のサンプリング点である。

上記式（２５）では、ΔＴ（ｎ）が用いられ、上記式（２６）では、ΔＴ（ｎ－１）が用いられている。そのため、推定部１５Ａは、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂが変動する場合においても、精度よく推定速度ω_ｅ＾を算出することができる。

一次角周波数演算器５３は、推定磁束ベクトルと、推定電流ベクトルと、推定速度ω_ｅ＾とを上記式（２２）に代入することによって、一次角周波数ω_１を算出する。積分器５４は、下記式（２７）を用いて、一次角周波数ω_１を積分することによって推定位置θ_ｅ＾を算出する。なお、Ｔｂ＝Ｔ_Ｓ＋ΔＴ（ｎ）である。下記式（２７）では、ΔＴ（ｎ）が用いられているため、推定部１５Ａは、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動がある場合においても、精度よく推定位置θ_ｅ＾を算出することができる。

以上のように、実施の形態２にかかる推定部１５Ａは、電流推定器７１と、減算器７２と、偏差演算器７３と、角速度推定器５２とを備える。電流推定器７１は、状態量推定部の一例であり、減算器７２および偏差演算器７３は、誤差算出部の一例であり、角速度推定器５２は、速度推定部の一例である。電流推定器７１は、交流電動機１の磁束ベクトルと電流ベクトルとを推定し、推定した結果である推定磁束ベクトルと推定電流ベクトルとを出力する。磁束ベクトルは、状態量の一例である。偏差演算器７３は、モデル偏差εを算出する。モデル偏差εは、状態量の誤差の一例である。角速度推定器５２は、モデル偏差εと時刻差Ｔｂとに基づいて、推定速度ω_ｅ＾を算出する。また、電流推定器７１は、電圧ベクトルと、電流ベクトルと、一次角周波数ω_１と、推定速度ω_ｅ＾と、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂとに基づいて、推定磁束ベクトルと推定電流ベクトルを算出する。推定部１５Ａでは、定常的な速度推定誤差が発生しないことから、速度推定を精度よく行うことができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、電流検出時刻間で電圧形インバータから交流電動機に印加される電圧を用いて交流電動機の位置および速度を推定する点で、実施の形態１，２にかかる駆動装置と異なる。以下においては、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略し、実施の形態１，２の制御装置５，５Ａと異なる点を中心に説明する。

図１７は、本発明の実施の形態３にかかる推定装置を含む電動機システムの構成例の一例を示す図である。図１７に示すように、実施の形態３にかかる電動機システム１００Ｂは、制御装置５を有する駆動装置２または制御装置５Ａを有する駆動装置２Ａに代えて、制御装置５Ｂを有する駆動装置２Ｂを備える。制御装置５Ｂは、推定装置９または推定装置９Ａに代えて、推定装置９Ｂを備える。

推定装置９Ｂは、母線電流検出部１１と、相電流判定部１２と、時刻差算出部１３と、検出時刻間電圧演算部１４と、推定部１５Ｂとを備える。検出時刻間電圧演算部１４は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗと、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂとに基づいて、電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を算出する。検出時刻間電圧演算部１４によって算出される相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値は、電流検出時刻間におけるｕ相、ｖ相、およびｗ相の電圧である３つの相電圧の瞬時値である。推定部１５Ｂは、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に代えて、電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を用いて、推定速度ω_ｅ＾および推定位置θ_ｅ＾を算出する点で、推定部１５または推定部１５Ａと異なる。相電圧ｖ_ｕｂは、ｕ相の電圧であり、相電圧ｖ_ｖｂは、ｖ相の電圧であり、相電圧ｖ_ｗｂは、ｗ相の電圧である。以下において、相電圧ｖ_ｕｂをｕ相電圧ｖ_ｕｂと記載し、相電圧ｖ_ｖｂをｖ相電圧ｖ_ｖｂと記載し、相電圧ｖ_ｗｂをｗ相電圧ｖ_ｗｂと記載する場合がある。また、相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を単に相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂと記載する場合がある。

検出時刻間電圧演算部１４は、電流検出時刻間における各ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのデューティ比に基づいて、電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を算出する。具体的には、検出時刻間電圧演算部１４は、電流検出時刻間においてゲートパルス信号Ｇ_ｕがオンになっているオン時間の比に基づいて、電流検出時刻間のｕ相の電圧ｖ_ｕの値を算出する。同様に、検出時刻間電圧演算部１４は、電流検出時刻間においてゲートパルス信号Ｇ_ｖがオンになっている時間であるオン時間に基づいて、電流検出時刻間のｖ相の電圧ｖ_ｖの値を算出する。また、検出時刻間電圧演算部１４は、電流検出時刻間においてゲートパルス信号Ｇ_ｗがオンになっている時間であるオン時間に基づいて、電流検出時刻間のｗ相の電圧ｖ_ｗの値を算出する。

図１８は、実施の形態３にかかる検出時刻間電圧演算部の構成例を示す図である。図１８に示すように、検出時刻間電圧演算部１４は、オン時間算出部４１と、電圧算出部４２とを備える。オン時間算出部４１は、電流検出時刻間において複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの各々がオンになっている時間であるオン時間を算出する。電圧算出部４２は、母線電圧Ｖ_ｄｃの値と、オン時間算出部４１によって算出されたオン時間と、時刻差算出部１３によって算出された時刻差Ｔｂとに基づいて、３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を算出する。母線電圧Ｖ_ｄｃは、低電位側の直流母線６１と高電位側の直流母線６１との間の電圧である母線電圧であり、母線電圧Ｖ_ｄｃの値は、母線電圧Ｖ_ｄｃの瞬時値である。

図１９は、実施の形態３にかかる検出時刻間電圧演算部による電流検出時刻間の３つの相電圧の算出方法を説明するための図である。図１９に示す例では、最初の相電流判定周期で２相目の電流の値を判定するために用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻である時刻ｔ５が最初の電流検出時刻として特定される。また、次の相電流判定周期で同じ２相目の電流の値を判定するために用いられた母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻である時刻ｔ１５が次の電流検出時刻として特定される。したがって、図１９に示す例では、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは、Ｔｂ＝ｔ１５－ｔ５で求められる。なお、図１９では、各ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗは、パルスシフト処理部２２によるパルスシフト処理が行われていない。

検出時刻間電圧演算部１４は、下記式（２８）の演算によって、電流検出時刻間のｕ相電圧ｖ_ｕｂの値を算出することができる。下記式（２８）において、「ｔｕｏｎ１」は電流検出時刻間の前半でｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕのオン時間であり、「ｔｕｏｎ２」は電流検出時刻間の後半でｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕのオン時間である。また、「Ｖ_ｄｃ」は母線電圧であり、不図示の母線電圧検出手段により検出される。なお、母線電圧が一定である場合、母線電圧検出手段を用いなくてもよい。

同様に、検出時刻間電圧演算部１４は、下記式（２９）および式（３０）の演算によって、電流検出時刻間のｖ相電圧ｖ_ｖｂの値および電流検出時刻間のｗ相電圧ｖ_ｗｂの値を算出することができる。「ｔｖｏｎ１」は電流検出時刻間の前半でｖ相のゲートパルス信号Ｇ_ｖがオンとなっている時間であり、「ｔｖｏｎ２」は電流検出時刻間の後半でｖ相のゲートパルス信号Ｇ_ｖがオンとなっている時間である。また、「ｔｗｏｎ１」は電流検出時刻間の前半でｗ相のゲートパルス信号Ｇ_ｗがオンとなっている時間であり、「ｔｗｏｎ２」は電流検出時刻間の後半でｗ相のゲートパルス信号Ｇ_ｗがオンとなっている時間である。

相電流判定部１２で用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓの検出時刻は変動することから、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは、ほとんどの場合、キャリア波Ｓｃの周期と一致しない。そのため、電流検出時刻間のｕ相電圧ｖ_ｕｂの値は、ほとんどの場合、電圧指令ｖ_ｕ ^＊と一致しない。同様の理由で、ｖ相電圧ｖ_ｖｂの値も、ほとんどの場合、電圧指令ｖ_ｖ ^＊と一致せず、ｗ相電圧ｖ_ｗｂの値も、ほとんどの場合、電圧指令ｖ_ｗ ^＊と一致しない。したがって、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を速度推定および位置推定に用いた場合、電圧誤差によって速度推定および位置推定に誤差が生じる。

相電流判定部１２による３つの相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの判定処理がキャリア波Ｓｃの１周期毎に１度行われる場合、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは、キャリア周期Ｔｃに対し、０．５×Ｔｃ＜Ｔｂ＜１．５×Ｔｃの範囲で変動する。この場合、電圧誤差の変動が大きく、速度推定および位置推定に生じる誤差の変動も大きくなる。

推定部１５Ｂは、検出時刻間電圧演算部１４によって算出された電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を用いて速度推定および位置推定を行う。そのため、推定部１５Ｂは、推定精度が高い速度推定および位置推定を行うことができる。

推定部１５Ｂは、検出時刻間電圧演算部１４によって算出された電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂを静止座標系の電圧ｖ_α，ｖ_βへ座標変換する。すなわち、推定部１５Ｂは、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に代えて電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂを座標変換して得られる静止座標系の電圧ｖ_α，ｖ_βを用いる点で、推定部１５，１５Ａと異なる。

推定部１５Ｂが適応オブザーバのように状態量の推定誤差から速度を算出するアルゴリズムの場合、推定部１５Ｂは、状態量の推定値と真値の差分を算出して誤差を測定する。図１６に示す適応オブザーバでは、減算器７２は推定電流ベクトルと電流ベクトルとの差分を算出する。推定電流ベクトルと電流ベクトルとの差分を算出する処理において、推定電流ベクトルと電流ベクトルとに時刻のずれがあると、推定電流ベクトルと電流ベクトルとの差分の算出結果を精度よく行えない場合がある。推定部１５Ｂの電流推定器７１は、上述したように、電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を用いることで、電流検出時刻の推定電流ベクトルを精度よく求めることができる。

ここで、検出時刻間電圧演算部１４による電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値の算出方法の一例について具体的に説明する。まず、電流検出時刻間における各ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのオン時間の検出方法の一例について説明する。

検出時刻間電圧演算部１４のオン時間算出部４１は、電流検出時刻間の期間を３つ以上の区間に分割する。オン時間算出部４１は、分割した３つ以上の区間の各々においてゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオンになっている時間であるオン時間をゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗ毎に求める。オン時間算出部４１は、分割した３つ以上の区間の各々のオン時間をゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗ毎に合算することで、電流検出時刻間におけるオン時間をゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗ毎に算出する。これにより、オン時間算出部４１は、電流検出時刻間における各ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのオン時間を精度よく算出することができる。

以下、電流検出時刻間におけるゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのオン時間のうちゲートパルス信号Ｇ_ｕのオン時間を例に挙げて説明する。検出時刻間電圧演算部１４のオン時間算出部４１は、オン時間ｔｕｏｎ１とオン時間ｔｕｏｎ２とを各々算出し、オン時間ｔｕｏｎ１とオン時間ｔｕｏｎ２とを合算することで、ゲートパルス信号Ｇ_ｕのオン時間を求める。

まず、オン時間ｔｕｏｎ１の算出方法について説明する。ここでは、キャリア波Ｓｃの頂点の時刻から電流検出時刻への相対時間をＴｄｅｔ１，Ｔｄｅｔ２と定義する。図１９に示す例では、キャリア波Ｓｃの頂点は、キャリア波Ｓｃの谷である。キャリア波Ｓｃの谷の時刻は、時刻ｔ７，ｔ１６である。

相対時間Ｔｄｅｔ１は、電流検出時刻である時刻ｔ５とキャリア波Ｓｃが頂点になる時刻ｔ７までの時間である。相対時間Ｔｄｅｔ２は、電流検出時刻である時刻ｔ１５とキャリア波Ｓｃが頂点になる時刻ｔ１６までの時間である。相電流判定部１２は、キャリア波Ｓｃが頂点になるタイミングと電流検出時刻との相対的な時刻差を示す相対時間Ｔｄｅｔ１，Ｔｄｅｔ２を算出することができる。相電流判定部１２は、算出した相対時間Ｔｄｅｔ１，Ｔｄｅｔ２を検出時刻間電圧演算部１４へ通知する。

図１９では、上述したパルスシフト処理を行っていない例を示しているが、ゲートパルス信号Ｇ_ｕに対するパルスシフト処理が行われた場合、ゲートパルス信号Ｇ_ｕのオンとオフとの切り替わりのタイミングが変わる。オン時間ｔｕｏｎ１は、キャリア波Ｓｃの下り半周期と上り半周期に跨っているため、パルスシフト処理が行われた場合、オン時間ｔｕｏｎ１のうちキャリア波Ｓｃの下り半周期の時間幅と上り半周期の時間幅とが変わる。そのため、オン時間算出部４１は、オン時間ｔｕｏｎ１を下り半周期と上り半周期に分けて算出する。

ここで、時刻ｔ１から時刻ｔ１１までのキャリア周期を第１のキャリア周期とし、時刻ｔ１１から時刻ｔ１７でのキャリア周期を第２のキャリア周期とする。第１のキャリア周期の下り半周期において、２相目の電流であるｗ相の電流ｉ_ｗの値を判定するために用いられる母線電流ｉ_ｂｕｓの値が検出される時刻ｔ５の時点で、ｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕはすでにオフからオンに切り替わっている。したがって、オン時間ｔｕｏｎ１のうち下り半周期のオン時間は相対時間Ｔｄｅｔ１と同じである。この場合、オン時間算出部４１は、オン時間ｔｕｏｎ１のうち下り半周期のオン時間が相対時間Ｔｄｅｔ１と同じ時間であると判定する。

仮に、時刻ｔ５においてｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕがオフからオンへ切り替わっていない場合、オン時間ｔｕｏｎ１のうち下り半周期のオン時間は、ｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕから求めることができる。例えば、オン時間算出部４１は、ｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕがオフからオンへ切り替わる時刻からキャリア波Ｓｃの頂点の時刻ｔ７までの時間を、オン時間ｔｕｏｎ１のうち下り半周期のオン時間として算出することができる。

オン時間算出部４１は、オン時間ｔｕｏｎ１のうち上り半周期のオン時間を、ｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕから算出する。オン時間算出部４１は、キャリア波Ｓｃの頂点の時刻ｔ７からｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕがオンからオフへ切り替わる時刻までの時間を、オン時間ｔｕｏｎ１のうち上り半周期のオン時間として算出することができる。

次に、オン時間ｔｕｏｎ２の算出方法について説明する。オン時間算出部４１は、第２のキャリア周期の下り半周期におけるｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕのオン時間を算出し、算出した時間から相対時間Ｔｄｅｔ２を減算することによって、オン時間ｔｕｏｎ２を得ることができる。例えば、オン時間算出部４１は、第２のキャリア周期において、ｕ相のゲートパルス信号Ｇ_ｕがオフからオンへ切り替わる時刻ｔ１２からキャリア波Ｓｃの頂点の時刻ｔ１６までの時間を算出する。オン時間算出部４１は、時刻ｔ１２から時刻ｔ１６までの時間から相対時間Ｔｄｅｔ２を減算することによって、オン時間ｔｕｏｎ２を得る。但し、オン時間ｔｕｏｎ２の最小値は零であるため、オン時間算出部４１は、計算結果が負になる場合は強制的にオン時間ｔｕｏｎ２を零にする。

相電流判定部１２は、相対時間Ｔｄｅｔ１，Ｔｄｅｔ２に基づいて、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを算出することもできる。電流検出時刻の時刻差Ｔｂの変動分ΔＴ（ｔ）は、相対時間Ｔｄｅｔ１と相対時間Ｔｄｅｔ２との差である。また、電流検出時刻の時刻差Ｔｂは、キャリア周期Ｔｃに変動分ΔＴ（ｔ）を加えたものである。相電流判定部１２は、下記式（３１）の演算によって、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを算出することができる。

このように、実施の形態３にかかる制御装置５Ｂは、電流検出時刻の絶対時間を検出することなく、相対時間Ｔｄｅｔ１，Ｔｄｅｔ２に基づいて、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂと電流検出時刻間の３つの相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値とを算出することができる。

なお、オン時間算出部４１は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗに代えて、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのオン時間を算出することもできる。この場合、オン時間算出部４１は、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の大きさからゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオフからオンへ切り替わる時刻を算出する。また、中間相のゲートパルス信号Ｇがオフからオンへ切り替わってから時間ＴＡが経過するまでの時間を算出する。そして、オン時間算出部４１は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオフからオンへ切り替わる時刻と、中間相のゲートパルス信号Ｇがオフからオンへ切り替わってから時間ＴＡが経過するまでの時間とに基づいて、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのオン時間を算出することができる。

このように、検出時刻間電圧演算部１４のオン時間算出部４１は、電流検出時刻間の期間を３つの区間に分割し、分割した３つの区間の各々においてゲートパルス信号Ｇのオン時間を求める。オン時間算出部４１は、分割した３つの区間の各々のオン時間を合算することで電流検出時刻間におけるゲートパルス信号Ｇのオン時間を算出する。上述した例では、３つの区間は、最初に電流検出が行われる下り半周期と、電流検出が行われない上り半周期と、次に電流検出が行われる下り半周期である。検出時刻間電圧演算部１４のオン時間算出部４１は、電流検出時刻間におけるゲートパルス信号Ｇのオン時間を電流検出時刻間の時刻差Ｔｂで除算することで、電流検出時刻間におけるゲートパルス信号Ｇのデューティ比を算出する。検出時刻間電圧演算部１４の電圧算出部４２は、電流検出時刻間におけるゲートパルス信号Ｇのデューティ比から電流検出時刻間における電圧を算出する。

検出時刻間電圧演算部１４は、相電流判定部１２による相電流の検出が行われる周期がキャリア波Ｓｃの周期の１．５倍以上の場合でも、電流検出時刻間を４つ以上の区間に分割し、場合分けして計算することで、電流検出時刻間の電圧を算出することができる。

また、上述した例では、検出時刻間電圧演算部１４は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオンになっている期間を算出するが、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオフになっている期間を算出することもできる。キャリア波Ｓｃの下り半周期および上り半周期の長さは既知である。したがって、電流検出時刻間においてゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオフになっている期間を算出することで、間接的に、電流検出時刻間においてゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗがオンになっている時間を求めることができる。

上述したように、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂは、ほとんどの場合、キャリア周期Ｔｃと一致せず、また、交流電動機１の回転が高速であるほど、変動が大きい。また、図８および図９を用いて説明したように、中間相の波形は３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の基本周波数に対して３ｎ次の周波数成分を含んでいる。ｎは１以上の整数である。そのため、交流電動機１が高速で回転している場合、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂとキャリア周期Ｔｃとのズレは、電気角３ｆの周期で顕著になる。電気角３ｆは、交流電動機１の電気角周波数の３倍の周波数である。

図２０は、実施の形態３にかかる電流検出時刻間の時刻差を固定値とした場合の速度推定の結果の一例を示す図である。図２１は、図２０に示す速度推定の結果をＦＦＴ解析した結果を示す図である。図２０および図２１では、脈動負荷の周波数は交流電動機１の回転軸の回転周波数と等しく、交流電動機１の極対数は３である。図２０において、縦軸は交流電動機１の回転速度ω_ｅであり、横軸は時刻である。また、図２１において、縦軸は交流電動機１の回転速度ω_ｅであり、横軸は周波数である。以下、交流電動機１の相電圧または相電流の周波数である電気的な周波数を「ｆ_ｅ」と記載し、交流電動機１の回転軸の回転周波数である機械的な周波数を「ｆ_ｍ」と記載する。なお、ここで、回転速度ω_ｅと電気的な周波数ｆ_ｅとの関係は、ω_ｅ＝２π・ｆ_ｅで表される。πは円周率である。また、交流電動機１の極対数を「Ｐ_ｍ」と表したとき、電気的な周波数ｆ_ｅと機械的な周波数ｆ_ｍとの関係は、ｆ_ｅ＝Ｐ_ｍ・ｆ_ｍで表される。

図２０に示すように、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを固定値とした場合、速度真値に比べて推定速度の波形は、高周波の振動成分が大きい。図２１に示すように、図２０に示す推定速度をＦＦＴ解析すると、振動の主要な成分は交流電動機１の電気的な周波数ｆ_ｅの３倍の周波数成分である。１シャント電流検出を用いた場合、電気的な周波数ｆ_ｅの３倍の周波数で電流検出時刻が変化するが、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂの変動を無視しているために、図２０に示すように、推定速度には、大きな誤差が生じている。また、図２０に示すように、脈動負荷の影響によって速度真値は、機械的な周波数ｆ_ｍの１倍の周波数で振動しているが、推定速度の波形ではこの振動を覆い隠すように機械的な周波数ｆ_ｍの１．４倍の周波数にピークがある。そのため、機械的な周波数ｆ_ｍの１倍の脈動がほとんど見えなくなっている。

上述したように交流電動機１の極対数は３であるが、電気３ｆ成分および機械９ｆ成分の側波帯として、機械７．６ｆ成分と機械１０．４ｆ成分のピークが立っている。電気３ｆ成分は、電気的な周波数ｆ_ｅの３倍の周波数成分であり、機械９ｆ成分は、機械的な周波数ｆ_ｍの９倍の周波数成分である。また、機械７．６ｆ成分は、機械的な周波数ｆ_ｍの７．６倍の周波数成分であり、機械１０．４ｆ成分は、機械的な周波数ｆ_ｍの１０．４倍の周波数成分である。

このように、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを固定値とした場合の速度推定では、１シャント電流検出方式による電流検出時刻の変化と電流検出時刻の変化に付随する電圧誤差とによって速度真値に含まれない成分の速度推定誤差が生じる。

図２２は、実施の形態３にかかる推定部による速度推定の結果の一例を示す図である。図２３は、図２２に示す速度推定の結果をＦＦＴ解析した結果を示す図である。図２２および図２３では、脈動負荷の周波数は機械的な周波数ｆ_ｍと等しく、交流電動機１の極対数は３である。図２２において、縦軸は交流電動機１の回転速度ω_ｅであり、横軸は時刻である。また、図２３において、縦軸は交流電動機１の回転速度ω_ｅであり、横軸は周波数である。

実施の形態３にかかる推定部１５Ｂは、相電流判定部１２によって特定される電流検出時刻間の時刻差Ｔｂと、検出時刻間電圧演算部１４によって算出される電流検出時刻間の相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値とに基づいて、速度推定を行う。これにより、推定部１５Ｂは、図２２および図２３に示すように、速度推定の誤差を大幅に低減することができる。同様に、実施の形態３にかかる推定部１５Ｂは、相電流判定部１２によって検出される電流検出時刻間の時刻差Ｔｂと、検出時刻間電圧演算部１４によって特定される電流検出時刻間の相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値とに基づいて、位置推定を行う。これにより、推定部１５Ｂは、位置推定の誤差を大幅に低減することができる。

以上のように、実施の形態３にかかる推定装置９Ｂは、電流検出時刻間で電圧形インバータ４から交流電動機１に印加される相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて算出する検出時刻間電圧演算部１４を備える。検出時刻間電圧演算部１４は、相電圧算出部の一例である。推定部１５Ｂは、相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの値と、時刻差Ｔｂと、検出時刻間電圧演算部１４によって算出される相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値とに基づいて、推定位置θ_ｅ＾と推定速度ω_ｅ＾とを算出する。

また、検出時刻間電圧演算部１４は、オン時間算出部４１と、電圧算出部４２とを備える。オン時間算出部４１は、電流検出時刻間において複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの各々がオンになっている時間であるオン時間を算出する。電圧算出部４２は、母線電圧Ｖ_ｄｃの値と、オン時間算出部４１によって算出されたオン時間と、時刻差算出部１３によって算出された時刻差Ｔｂとに基づいて、相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を算出する。これにより、検出時刻間電圧演算部１４は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗから電流検出時刻間における相電圧ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂの値を算出することができる。

また、オン時間算出部４１は、電流検出時刻間の期間を３つ以上の区間に分割し、３つ以上の区間の各々において複数のゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗの各々がオンになっている時間であるオン時間を求める。オン時間算出部４１は、３つ以上の区間の各々のオン時間をゲートパルス信号Ｇ毎に合算することで、電流検出時刻間における各ゲートパルス信号Ｇのオン時間を算出する。これにより、検出時刻間電圧演算部１４は、電流検出時刻間における各ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗのオン時間を精度よく算出することができる。

実施の形態４．
実施の形態４では、交流電動機の駆動装置のうち上述した推定装置および電圧形インバータを除く部分の構成について具体的に説明する。以下においては、実施の形態３と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略し、実施の形態３の電動機システム１００Ｂと異なる点を中心に説明する。

図２４は、本発明の実施の形態４にかかる電動機システムの構成例を示す図である。図２４に示すように、電動機システム１００Ｃは、交流電動機１と、駆動装置２Ｃとを備える。駆動装置２Ｃは、電圧形インバータ４と、制御装置５Ｃを備える。制御装置５Ｃは、推定装置９Ｂと、速度制御部３０と、座標変換部３１，３３と、ｄｑ軸電流制御部３２と、零ベクトル変調部３４と、ゲートパルス生成部３５とを備える。なお、制御装置５Ｃは、推定装置９Ｂに代えて、推定装置９または推定装置９Ａを備える構成であってもよい。なお、制御装置５Ｃは、ｄｑ座標系に基づくセンサレスベクトル制御であるとするが、他の制御法や座標系を用いても構わない。

速度制御部３０は、推定装置９Ｂによって算出された推定速度ω_ｅ＾が速度指令ω^＊と一致するように、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を生成する。速度制御部３０は、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御器などのフィードバック制御器で構成されるが、フィードバック制御器以外の制御器で構成されてもよい。また、速度制御部３０は、ＰＩＤ制御器と並列にフィードフォワード制御器を有する構成であってもよく、これにより、制御応答を早めることができる。また、速度制御部３０は、繰り返し制御などの振動抑制制御器をＰＩＤ制御器と併用して特定周波数の外乱応答を高める構成であってもよい。

ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊は、推定速度ω_ｅ＾と速度指令ω^＊との偏差がゼロに収束するよう決定されるが、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊の決定方法は、交流電動機１の種類によって種々の変更が可能である。例えば、交流電動機１が表面型永久磁石同期電動機である場合、速度制御部３０は、電圧が飽和していない状況下ではｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊をゼロにする制御方式である「ｉ_ｄ＝０制御」を行うことができる。「ｉ_ｄ＝０制御」によって、銅損を低減することができる。また、交流電動機１が埋込型永久磁石同期電動機である場合、リラクタンストルクを併用できるため、速度制御部３０は、「最大トルク／電流制御（Maximum Torque Per Ampere control）」を行うこともできる。「最大トルク／電流制御」は、マイナス方向のｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を与える制御方式であり、銅損を低減することができる。また、速度制御部３０は、より大きなマイナス方向のｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を与える制御方式である弱め磁束制御を行うこともできる。弱め磁束制御を行うことによって、電圧飽和時には、交流電動機１が表面型永久磁石同期電動機と埋込型永久磁石同期電動機のどちらの場合であっても、銅損の増加と引き換えに機械出力を増大させることができる。

座標変換部３１は、推定装置９Ｂによって算出された推定位置θ_ｅ＾に基づいて、座標変換によって相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗをｄｑ座標系の電流であるｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑへ変換する。ｄｑ軸電流制御部３２は、ｄ軸電流ｉ_ｄがｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊と一致するようにｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊を調整し、ｑ軸電流ｉ_ｑがｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊と一致するようにｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を調整する。ｄｑ軸電流制御部３２は、例えば、ｄ軸電流ｉ_ｄをフィードバック制御する不図示のＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御器と、ｑ軸電流ｉ_ｑをフィードバック制御する不図示のＰＩＤ制御器と、ｄｑ軸の干渉成分をフィードフォワード補償する不図示の非干渉化制御とを備える。

このように、ｄｑ軸電流制御部３２は、ｄｑ座標系において、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑとを個別に制御しており、これにより、良好な電流制御性能を実現している。なお、速度制御部３０およびｄｑ軸電流制御部３２には微積分の演算が含まれるため、ｄｑ軸電流制御部３２は、電流検出時刻間の時刻差Ｔｂを使って、微積分の演算誤差を防いでいる。

座標変換部３３は、推定装置９Ｂによって算出された推定位置θ_ｅ＾に基づいて、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊へ座標変換する。零ベクトル変調部３４は、座標変換部３３によって座標変換された電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に対して零ベクトル変調を行う。ゲートパルス生成部３５は、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを生成し、生成したゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを電圧形インバータ４へ出力する。ゲートパルス生成部３５は、上述したようにパルスシフト処理部２２を有しているため、電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の値にかかわらず相電流判定部１２によって３相電流の値を判定することができる。そのため、推定装置９Ｂは、位置推定および速度推定の精度をさらに向上させることができ、制御性能を一層高めることができる。

推定装置９Ｂの推定部１５Ｂは、上述したように、１シャント電流検出方式による電流検出時刻の時刻差Ｔｂと電流検出時刻の時刻差Ｔｂに付随して変化する電流検出時刻間の電圧とに基づいて速度推定および位置推定を行う。すなわち、推定部１５Ｂは、相電流判定部１２によって検出される電流検出時刻間の時刻差Ｔｂと、検出時刻間電圧演算部１４によって算出される電流検出時刻間の電圧とに基づいて、速度推定および位置推定を行う。これにより、推定装置９Ｂは、速度推定および位置推定の誤差を大幅に低減することができる。

図２５は、実施の形態４にかかる制御装置のハードウェア構成の一例を示す図である。図２５に示すように、実施の形態４にかかる制御装置５Ｃは、母線電流検出部１１と、処理回路８０とを備える。処理回路８０は、プロセッサ８１と、メモリ８２と、入力回路８３と、ＡＤ（Analog to Digital）変換回路８４と、ＤＡ（Digital to Analog）変換回路８５とを備える。プロセッサ８１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processer）、およびシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）のうち１つ以上を含む。メモリ８２は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、およびＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）のうち１つ以上を含む。また、メモリ８２は、コンピュータが読み取り可能なプログラムが記録された記録媒体を含む。かかる記録媒体は、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルメモリ、光ディスク、コンパクトディスク、およびＤＶＤ（Digital Versatile Disc）のうち１つ以上を含む。

プロセッサ８１は、メモリ８２の記録媒体に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、相電流判定部１２、時刻差算出部１３、検出時刻間電圧演算部１４、および推定部１５Ｂの機能を実行する。入力回路８３は、外部からの速度指令ω^＊または３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をプロセッサ８１へ通知する。プロセッサ８１は、外部からの速度指令ω^＊または３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅを推定する処理を行う。ＡＤ変換回路８４は、母線電流検出部１１で検出される母線電流ｉ_ｂｕｓの値をアナログ信号からデジタル信号へ変換する。プロセッサ８１は、ＡＤ変換回路８４からデジタル化された母線電流ｉ_ｂｕｓの値を取得し、取得した母線電流ｉ_ｂｕｓの値に基づく処理を行う。また、プロセッサ８１は、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を変調してゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗを生成し、生成したゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗをＤＡ変換回路８５へ出力する。ＤＡ変換回路８５は、ゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗをデジタル信号からアナログ信号へ変換し、アナログ信号へ変換したゲートパルス信号Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗをゲートドライバ７へ出力する。なお、ゲートドライバ７に変調手段が設けられている場合、プロセッサ８１は、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をゲートドライバ７へ送信することができる。この場合、３相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は、デジタル値であってもアナログ値であってもよい。

プロセッサ８１、メモリ８２、入力回路８３、ＡＤ変換回路８４、およびＤＡ変換回路８５の間でデータの送受信が行われる。データは、デジタル信号で送受信されるが、アナログ信号で送受信されてもよい。また、データの送受信方法は、パラレル通信でもシリアル通信でもよい。また、アナログ信号とデジタル信号は不図示の変換器によって適宜変換しても構わない。

なお、実施の形態１，２の推定装置９，９Ａも、実施の形態４の推定装置９Ｂと同様に、図２５に示すハードウェア構成によって実現できる。例えば、プロセッサ８１は、メモリ８２のうち記録媒体に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、相電流判定部１２、時刻差算出部１３、および推定部１５の機能を実行することができる。また、プロセッサ８１は、メモリ８２のうち記録媒体に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、相電流判定部１２、時刻差算出部１３、および推定部１５Ａの機能を実行することができる。

また、プロセッサ８１は、推定装置９，９Ａ，９Ｂの機能に加え、速度制御部３０、座標変換部３１，３３、ｄｑ軸電流制御部３２、零ベクトル変調部３４、およびゲートパルス生成部３５の機能の一部または全部を実行することもできる。この場合、プロセッサ８１は、メモリ８２に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、速度制御部３０、座標変換部３１，３３、ｄｑ軸電流制御部３２、零ベクトル変調部３４、およびゲートパルス生成部３５の機能を実行する。

以上のように、実施の形態４にかかる駆動装置２Ｃでは、磁極位置θ_ｅおよび回転速度ω_ｅの推定精度が高い推定装置９Ｂを用いている。そのため、駆動装置２Ｃでは、交流電動機１が高速に回転している場合または零ベクトル変調が行われている場合において、交流電動機１に対する制御の性能が向上する。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電動機、２，２Ａ，２Ｂ，２Ｃ 駆動装置、３ 直流電源、４ 電圧形インバータ、５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ 制御装置、６ 主回路、７ ゲートドライバ、９，９Ａ，９Ｂ 推定装置、１１ 母線電流検出部、１２ 相電流判定部、１３ 時刻差算出部、１４ 検出時刻間電圧演算部、１５，１５Ａ，１５Ｂ 推定部、２１ 比較部、２２ パルスシフト処理部、３０ 速度制御部、３１，３３ 座標変換部、３２ ｄｑ軸電流制御部、３４ 零ベクトル変調部、３５ ゲートパルス生成部、４１ オン時間算出部、４２ 電圧算出部、５１ モデル偏差演算部、５２ 角速度推定器、５３ 一次角周波数演算器、５４ 積分器、６１ 直流母線、７１ 電流推定器、７２ 減算器、７３ 偏差演算器、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ 電動機システム、Ｇ，Ｇ_ｕ，Ｇ_ｖ，Ｇ_ｗ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｗｎ ゲートパルス信号、ｉ_ｂｕｓ 母線電流、ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ 相電流、Ｓｃ キャリア波、Ｔｂ 時刻差、ｔｕｏｎ１，ｔｕｏｎ２ オン時間、ｖ_ｕｂ，ｖ_ｖｂ，ｖ_ｗｂ 相電圧、ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊ 電圧指令、θ_ｅ 磁極位置、θ_ｅ＾ 推定位置、ω_ｅ 回転速度、ω_ｅ＾ 推定速度。

Claims (9)

1. 電圧指令に基づいて生成される複数のゲートパルス信号によって駆動される電圧形インバータの直流母線に流れる電流である母線電流の値を検出する母線電流検出部と、
   前記母線電流検出部によって検出される母線電流の値と、前記複数のゲートパルス信号の状態とに基づいて、前記電圧形インバータから交流電動機へ供給される複数の相電流の値を判定する判定処理を行う相電流判定部と、
   前記相電流判定部による前回の判定処理で用いられた前記母線電流の検出時刻として特定される第１の電流検出時刻と前記相電流判定部による今回の判定処理で用いられた前記母線電流の検出時刻として特定される第２の電流検出時刻との時刻差を算出する時刻差算出部と、
   前記相電流判定部によって判定された前記複数の相電流の値と、前記時刻差算出部によって算出された前記時刻差とに基づいて、前記交流電動機の位置および速度のうち少なくとも一方を推定する推定部と、を備える
   ことを特徴とする推定装置。
2. 前記第１の電流検出時刻と前記第２の電流検出時刻との間に前記電圧形インバータから前記交流電動機に印加される相電圧の値を前記電圧指令に基づいて算出する相電圧算出部を備え、
   前記推定部は、
   前記複数の相電流の値と、前記時刻差と、前記相電圧算出部によって算出された前記相電圧の値とに基づいて、前記交流電動機の位置および速度のうち少なくとも一方を推定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の推定装置。
3. 前記相電圧算出部は、
   前記第１の電流検出時刻と前記第２の電流検出時刻との間において前記複数のゲートパルス信号の各々がオンになっている時間であるオン時間を算出するオン時間算出部と、
   前記直流母線の電圧の値と、前記オン時間算出部によって算出された前記オン時間と、前記時刻差算出部によって算出された前記時刻差とに基づいて、前記第１の電流検出時刻と前記第２の電流検出時刻との間の前記相電圧の値を算出する電圧算出部と、を備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の推定装置。
4. 前記オン時間算出部は、
   前記第１の電流検出時刻と前記第２の電流検出時刻との間の期間を３つ以上の区間に分割し、前記３つ以上の区間の各々において前記複数のゲートパルス信号の各々がオンになっている時間であるオン時間を求め、前記３つ以上の区間の各々の前記オン時間を合算することで前記第１の電流検出時刻と前記第２の電流検出時刻との間における前記オン時間を算出する
   ことを特徴とする請求項３に記載の推定装置。
5. 前記ゲートパルス信号は、
   前記電圧指令とキャリア波との比較に基づいて生成され、
   前記時刻差は、前記キャリア波の半周期の期間よりも長く、前記キャリア波の１．５倍の周期よりも短い
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載の推定装置。
6. 前記推定部は、
   前記交流電動機の状態量を推定する状態量推定部と、
   前記状態量推定部によって推定された前記状態量の誤差を算出する誤差算出部と、
   前記誤差算出部によって算出された前記状態量の誤差に基づいて、前記交流電動機の速度を推定する速度推定部と、を備え、
   前記状態量推定部および前記速度推定部のうち少なくとも一方は、
   前記時刻差に基づく演算を行う
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１つに記載の推定装置。
7. 請求項１から６のいずれか１つに記載の推定装置を備える
   ことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
8. 前記電圧形インバータへ入力される前記複数のゲートパルス信号のうち少なくとも１つを時間的にずらすパルスシフト処理部を備え、
   前記パルスシフト処理部は、
   前記複数のゲートパルス信号のうち２つのゲートパルス信号の変化の間隔が予め設定された時間未満である場合に、前記２つのゲートパルス信号のうち少なくとも１つを時間的にずらして前記２つのゲートパルス信号の変化の間隔を前記予め設定された時間以上にする
   ことを特徴とする請求項７に記載の交流電動機の駆動装置。
9. 前記電圧指令に乱数値を加えることによって、前記電圧形インバータから出力される２種類の零電圧ベクトルの出力比率を不規則に変化させる零ベクトル変調部を備える
   ことを特徴とする請求項７または８に記載の交流電動機の駆動装置。

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