DE112019007652T5 - Schätzeinrichtung und wechselstrommotor-ansteuereinrichtung - Google Patents

Abstract

Eine Schätzvorrichtung (9) beinhaltet eine Phasenstrombestimmungseinheit (12), eine Zeitdifferenzberechnungseinheit (13) und eine Schätzeinheit (15). Die Phasenstrombestimmungseinheit (12) führt einen Bestimmungsprozess durch zur Bestimmung von Werten einer Vielzahl von Phasenströmen basierend auf dem von einer Busstrom-Erfassungseinheit (11) erfassten Wert des Busstroms und Zuständen der Vielzahl von Gateimpulssignalen. Die Zeitdifferenzberechnungseinheit (13) berechnet einen Zeitunterschied zwischen einer ersten Stromerfassungszeit, die als eine Erfassungszeit des Busstroms identifiziert wird, die in einem vorhergehenden Bestimmungsprozess durch die Phasenstrombestimmungseinheit (12) verwendet wird, und einer zweiten Stromerfassungszeit, die als eine Erfassungszeit des Busstroms identifiziert wird, die in einem gegenwärtigen Bestimmungsprozess durch die Phasenstrombestimmungseinheit (12) verwendet wird. Die Schätzeinheit (15) schätzt auf der Grundlage der von der Phasenstrombestimmungseinheit (12) ermittelten Werte der mehreren Phasenströme und des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit (13) berechneten Zeitunterschieds mindestens die Drehposition und/oder die Drehgeschwindigkeit eines Wechselstrommotors (1).

Description

• TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schätzvorrichtung, die mindestens eine der beiden Größen, Drehposition und Drehgeschwindigkeit eines Wechselstrommotors schätzt, und auf eine Wechselstrommotoransteuereinrichtung.
• Stand der Technik
• Informationen, die die Drehposition des Rotors angeben, werden bei der Steuerung eines Wechselstrommotors wie einer Induktionsmaschine oder einer Synchronmaschine verwendet. Die Verwendung eines Positionssensors oder eines Drehzahlsensors zur Erfassung von Informationen, die die Drehposition des Rotors anzeigen, stellt ein Problem dar, das sich beispielsweise in einer Erhöhung der Herstellungskosten äußert. In Anbetracht dieses Problems wurden im Hinblick auf Wechselstrommotoransteuereinrichtungen viele Studien zur lagesensorlosen Steuerung durchgeführt, die keine Lagesensoren oder Drehzahlsensoren verwendet.
• Darüber hinaus wurden im Hinblick auf Wechselstrommotoransteuereinrichtungen viele Studien zur Reduzierung der Stromsensoren durchgeführt, um die Herstellungskosten zu senken, wobei die 1-Shunt-Stromdetektion als kostengünstige Stromerfassungsmethode weit verbreitet ist. Die 1-Shunt-Stromdetektion ist eine Methode zur Messung des Phasenstroms, der durch den Wechselstrommotor fließt, unter Verwendung eines Stromsensors, der am Gleichstrombus des Wechselrichters angebracht ist. Der Grund, warum die Methode zur Messung eines Phasenstroms unter Verwendung eines am Gleichstrombus vorgesehenen Stromsensors 1-Shunt-Stromdetektion genannt wird, ist, dass der Stromsensor häufig durch einen Shuntwiderstand (Nebenschlusswiderstand) realisiert wird. Es kann jedoch auch ein anderer Stromsensor als ein Shuntwiderstand als Stromsensor auf dem Gleichstrombus verwendet werden; in diesem Fall wird das Verfahren, das den anderen Stromsensor verwendet, im Allgemeinen immer noch als 1-Shunt-Stromdetektion bezeichnet. Ein bekanntes Beispiel für diese Art der 1-Shunt-Stromdetektion verwendet einen Stromsensor, der als Stromwandler (CT) bezeichnet wird und sich von einem Shuntwiderstand unterscheidet.
• Das Patentdokument 1 beschreibt ein Verfahren zum Ansteuern eines Wechselstrommotors unter Verwendung einer lagesensorlosen Steuerung und einer 1-Shunt-Stromdetektion in Kombination. Bei der 1-Shunt-Stromdetektion können Ströme verschiedener Phasen nicht gleichzeitig an einem Scheitelpunkt des Trägersignals erfasst werden. In Anbetracht dessen beinhaltet die in Patentdokument 1 beschriebene Technik die Durchführung einer Interpolationsverarbeitung von Phasenströmen, die vom Busstrom in der zweiten Hälfte einer ersten Trägerperiode und der ersten Hälfte einer zweiten Trägerperiode, die dem ersten Trägerzyklus folgt, erhalten werden, wodurch Phasenströme am Scheitelpunkt des Trägersignals berechnet werden, der der Zeitpunkt der Grenze zwischen der ersten Trägerperiode und der zweiten Trägerperiode ist. Das in Patentdokument 1 beschriebene Verfahren beinhaltet ferner das Erzeugen eines Spannungsbefehls auf der Grundlage der Phasenströme am Scheitelpunkt des Trägersignals und das Berechnen von Informationen, die den Drehzustand des Rotors des Wechselstrommotors angeben, auf der Grundlage des erzeugten Spannungsbefehls. Die Information, die den Drehzustand des Rotors angibt, ist mindestens eine, die Drehposition und/oder die Drehgeschwindigkeit des Rotors.
• STAND DER TECHNIK
• Patentdokument 1: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2015-139 359 A
• KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
• Mit der Erfindung zu lösende Probleme
• Das in Patentdokument 1 beschriebene Verfahren verwendet den Busstrom, der jeweils in der zweiten Hälfte der ersten Trägerperiode und in der ersten Hälfte der zweiten Trägerperiode, die auf die erste Trägerperiode folgt, erfasst wird. Je nach dem Zeitpunkt, zu dem mehrere Schaltelemente des Wechselrichters zwischen EIN- und AUS-Zuständen wechseln, kann es schwierig sein, sowohl in der ersten Hälfte als auch in der zweiten Hälfte der Trägerperioden Dreiphasenströme vom Busstrom zu erhalten. Für die in Patentdokument 1 beschriebene Technik beträgt daher der Zeitraum der Erfassung von Phasenströmen zur Verwendung bei der Berechnung des Drehzustands des Rotors des Wechselstrommotors das Doppelte oder mehr einer Trägerperiode. Da im Allgemeinen die Schaltverluste des Wechselrichters mit steigender Trägerfrequenz zunehmen, gibt es im Hinblick auf die Kühlleistung bzw. den Wirkungsgrad der Wechselstrommotor- Ansteuereinrichtung im Allgemeinen eine Obergrenze für die Trägerfrequenz. Je mehr sich die Drehfrequenz des Wechselstrommotors der Trägerfrequenz nähert, desto länger wird die Regelperiode im Verhältnis zur Drehfrequenz des Wechselstrommotors, was es schwierig machen kann, die Schätzgenauigkeit des Drehzustands des im Wechselstrommotor enthaltenen Rotors zu gewährleisten.
• Die vorliegende Erfindung wurde in Anbetracht des oben Gesagten gemacht und ein Ziel ist es, eine Schätzvorrichtung aufzuzeigen, die in der Lage ist, die Schätzungsgenauigkeit von mindestens einer, der Positionen und/oder der Drehgeschwindigkeit eines Wechselstrommotors zu verbessern.
• Mittel zum Lösen der Probleme
• Um die oben beschriebenen Probleme zu lösen und das Ziel zu erreichen, beinhaltet eine Schätzvorrichtung der vorliegenden Erfindung eine Busstrom-Erfassungseinheit, eine Phasenstrombestimmungseinheit, eine Zeitdifferenzberechnungseinheit und eine Schätzeinheit. Die Busstrom-Erfassungseinheit erfasst einen Wert eines Busstroms, d. h. eines Stroms, der durch einen Gleichstrombus eines Spannungsquellenwechselrichters fließt, der von einer Vielzahl von Gateimpulssignalen angesteuert wird, die auf der Grundlage eines Spannungsbefehls erzeugt werden. Die Phasenstrombestimmungseinheit führt einen Bestimmungsprozess durch zur Bestimmung von Werten einer Vielzahl von Phasenströmen, die vom Spannungsquellenwechselrichter an einen Wechselstrommotor auf der Grundlage von Werten des von der Busstrom-Erfassungseinheit erfassten Busstroms und Zuständen der Vielzahl von Gateimpulssignalen geliefert werden. Die Zeitdifferenzberechnungseinheit berechnet den Zeitunterschied zwischen einem ersten Stromerfassungszeitpunkt, der als Erfassungszeitpunkt des Busstroms in einem vorangegangenen Bestimmungsvorgang durch die Phasenstrombestimmungseinheit ermittelt wird, und einem zweiten Stromerfassungszeitpunkt, der als Erfassungszeitpunkt des Busstroms in einem aktuellen Bestimmungsvorgang durch die Phasenstrombestimmungseinheit ermittelt wird. Die Schätzeinheit schätzt auf der Grundlage der von der Phasenstrombestimmungseinheit ermittelten Werte der mehreren Phasenströme und des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit berechneten Zeitunterschieds mindestens die Drehposition und / oder die Drehgeschwindigkeit des Wechselstrommotors.
• Effekt der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung kann den Effekt erzielen, die Schätzgenauigkeit von mindestens einer, der Positionen und/oder der Drehgeschwindigkeit des Wechselstrommotors zu verbessern.
• Figurenliste
• 1 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines Elektromotorsystems mit einer Schätzvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
• 2 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Verfahrens zur Bestimmung der Werte von Phasenströmen durch eine Phasenstrombestimmungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform;
• 3 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Verfahrens zur Bestimmung der Werte von Phasenströmen durch die Phasenstrombestimmungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform;
• 4 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Verfahrens zur Bestimmung der Werte der Phasenströme durch die Phasenstrombestimmungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform;
• 5 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Beziehung zwischen den Zeitpunkten der Erfassung des Busstroms zur Verwendung bei der Phasenstrombestimmung durch die Phasenstrombestimmungseinheit, die Trägerwelle, die Spannungsbefehle und die Gateimpulssignale gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
• 6 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Beziehung zwischen den dreiphasigen Spannungsbefehlen und der Trägerwelle während der Drehung des Wechselstrommotors bei niedriger Drehzahl gemäß der ersten Ausführungsform darstellt;
• 7 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Beziehung zwischen den dreiphasigen Spannungsbefehlen und der Trägerwelle während der Drehung des Wechselstrommotors bei hoher Drehzahl gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
• 8 ist ein Diagramm, das beispielhafte Änderungen des Spannungsbefehls der Zwischenphase in dem Fall zeigt, in dem die dreiphasigen Spannungsbefehle Sinuswellen sind, entsprechend der ersten Ausführungsform;
• 9 ist ein Diagramm, das beispielhafte Änderungen des Spannungsbefehls der Zwischenphase unter den dreiphasigen Spannungsbefehlen zeigt, die unter Verwendung der dritten harmonischen Überlagerung modifiziert wurden, entsprechend der ersten Ausführungsform.
• 10 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung eines Beispiels der dreiphasigen Spannungsbefehle, die einer Nullvektor-Modulation durch eine Nullvektor-Modulationseinheit gemäß der ersten Ausführungsform unterzogen werden;
• 11 ist ein Diagramm, das schematisch die Integration auf der Grundlage der rechteckigen Annäherung zeigt;
• 12 ist ein Diagramm, das schematisch die Integration auf der Grundlage der rechteckigen Annäherung zeigt;
• 13 ist ein Diagramm, das schematisch die Integration zeigt, bei der Schwankungen im Zeitunterschied ignoriert werden;
• 14 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Fehlers bei der Differenzierung;
• 15 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines Elektromotorsystems mit einer Schätzvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
• 16 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer Schätzeinheit gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
• 17 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung einer beispielhaften Konfiguration eines Elektromotorsystems mit einer Schätzvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
• 18 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
• 19 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Verfahrens zur Berechnung der drei Phasenspannungen zwischen Stromerfassungszeiten durch die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit gemäß der dritten Ausführungsform;
• 20 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung eines beispielhaften Ergebnisses der Drehgeschwindigkeitsschätzung, wobei der Zeitunterschied zwischen den Stromerfassungszeiten ein fester Wert ist, gemäß der dritten Ausführungsform;
• 21 ist ein Diagramm, das das Ergebnis der schnellen Fourier-Transformationsanalyse (FFT) des in 20 dargestellten Ergebnisses der Drehgeschwindigkeitsschätzung zeigt;
• 22 ist ein Diagramm, das ein beispielhaftes Ergebnis der Drehgeschwindigkeitsschätzung durch eine Schätzeinheit gemäß der dritten Ausführungsform darstellt;
• 23 ist ein Diagramm, das das Ergebnis der FFT-Analyse des in 22 gezeigten Drehgeschwindigkeitsschätzungsergebnisses zeigt;
• 24 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines Elektromotorsystems gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, und
• 25 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung einer beispielhaften Hardwarekonfiguration einer Steuereinrichtung gemäß der vierten Ausführungsform.
• Beschreibung der Ausführungsformen
• Nachfolgend werden eine Schätzvorrichtung und eine Wechselstrommotoransteuereinrichtung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung anhand der Zeichnungen im Detail beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die Ausführungsformen beschränkt.
• Ausführungsform 1
• 1 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines Elektromotorsystems mit einer Schätzvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in 1 dargestellt, beinhaltet das Elektromotorsystem 100 gemäß der ersten Ausführungsform einen Wechselstrommotor 1 und eine Ansteueranordnung 2, die den Wechselstrommotor 1 ansteuert.
• Der Wechselstrommotor 1 ist ein Permanentmagnet-Synchronmotor mit Permanentmagneten auf dem Rotor, kann aber auch ein Synchronmotor mit gewickelten Feldwicklungen sein, bei dem die Feldwicklungen um den Rotor gewickelt sind, oder ein Reluktanz-Synchronmotor, der das Drehmoment durch die Ausprägung des Rotors erhält. Darüber hinaus kann die Permanentmagnetanordnung des Wechselstrommotors 1 entweder eingebettet oder oberflächenmontiert sein. In den nachfolgend beschriebenen Beispielen ist der Wechselstrommotor 1 ein Drehstrommotor, kann aber auch ein anderer Wechselstrommotor als der Dreiphasen-Wechselstrommotor sein. So kann der Wechselstrommotor 1 beispielsweise ein Zweiphasen-Wechselstrommotor oder ein Fünfphasen-Wechselstrommotor sein.
• Die Ansteueranordnung 2 beinhaltet einen Spannungsquellenwechselrichter 4 und eine Steuereinrichtung 5. Der Wechselrichter 4 wandelt eine von einer Gleichstromversorgung 3 gelieferte Gleichspannung in eine Wechselspannung um und gibt die Wechselspannung an den Wechselstrommotor 1 ab. Die Steuereinrichtung 5 steuert den Spannungsquellenwechselrichter 4 zum Ansteuern des Wechselstrommotors 1. Wie in 1 dargestellt, beinhaltet der Spannungsquellenwechselrichter 4 eine Hauptschaltung 6 und einen Gate-Treiber 7.
• Die Hauptschaltung 6 beinhaltet eine Vielzahl von Schaltelementen Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6. In der Hauptschaltung 6 haben die Schaltelemente Q1, Q3 und Q5 jeweils ein Ende, das mit der Hochpotentialseite eines Gleichstrombusses 61 verbunden ist, und die Schaltelemente Q2, Q4 und Q6 haben jeweils ein Ende, das mit der Niederpotentialseite des Gleichstrombusses 61 verbunden ist. Die anderen Enden des Schaltelements Q1 und des Schaltelements Q2 sind miteinander verbunden, um einen u-Phasen-Zweig zu bilden. Die anderen Enden des Schaltelements Q3 und des Schaltelements Q4 sind miteinander verbunden, um einen v-Phasen-Zweig zu bilden. Die anderen Enden des Schaltelements Q5 und des Schaltelements Q6 sind miteinander verbunden, um einen w-Phasen-Zweig zu bilden.
• Der Spannungsquellenwechselrichter 4 beinhaltet die dreiphasige Brückenschaltung mit den so angeordneten u-Phasen-, v-Phasen- und w-Phasen-Zweigen. Der Spannungsquellenwechselrichter 4 kann eine Wechselspannung mit einer gewünschten Amplitude und einer gewünschten Frequenz ausgeben, indem er die Vielzahl von Schaltelementen Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6 zwischen EIN- und AUS-Zuständen umschaltet. Die Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6 können im Folgenden gemeinsam als die Schaltelemente Q bezeichnet werden.
• Jedes der Schaltelemente Q ist ein Isoliergate-Bipolartransistor (IGBT) mit einer antiparallelen Diode, kann aber auch ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) mit einer antiparallelen Diode sein. In den folgenden Beispielen wird der Spannungsquellenwechselrichter 4 als Zwei-Pegel-Wechselrichter beschrieben, der zwei Spannungspegel ausgibt, aber der Spannungsquellenwechselrichter 4 kann auch ein Multi-Pegel-Wechselrichter sein, der drei oder mehr Spannungspegel ausgibt.
• Der Gate-Treiber 7 verstärkt die von der Steuereinrichtung 5 ausgegebenen Gateimpulssignale Gu, Gv und Gw und gibt die verstärkten Gateimpulssignale Gu, Gv und Gw, die Gateimpulssignale Gu, Gv und Gw sind, an die Gates der Schaltelemente Q1, Q3 und Q5 aus. Außerdem verstärkt der Gate-Treiber 7 die von der Steuereinrichtung 5 ausgegebenen Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w invertiert, um die Gateimpulssignale Gun, Gvn und Gwn zu erzeugen, und gibt die erzeugten G_un, G_vn und G_wn an die Gates der Schaltelemente Q2, Q4 und Q6 aus.
• Wenn eines der Gateimpulssignale Gup und Gun in einem EIN-Zustand ist, ist das andere in einem AUS-Zustand. Dementsprechend wird, wenn das Schaltelement Q1 eingeschaltet ist, das Schaltelement Q2 ausgeschaltet, und wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, wird das Schaltelement Q2 eingeschaltet. Auf diese Weise bewirken die Gateimpulssignale Gup und Gun, dass die Schaltelemente Q1 und Q2 komplementär arbeiten. In ähnlicher Weise bewirken die Gateimpulssignale G_vp und G_vn, dass die Schaltelemente Q3 und Q4 komplementär arbeiten, und die Gateimpulssignale Gwp und Gwn, dass die Schaltelemente Q5 und Q6 komplementär arbeiten. Die Gateimpulssignale G_u, G_v, G_w, G_up, G_un, G_vp, G_vn, G_wp und G_wn befinden sich in den EIN-Zuständen, wenn sie hohe Potentialpegel haben, und in den AUS-Zuständen, wenn sie niedrige Potentialpegel haben.
• Darüber hinaus hat der Gate-Treiber 7 die Funktion, die Steuereinrichtung 5, bei der es sich um ein Niederspannungssystem handelt, von der Hauptschaltung 6, bei der es sich um ein Hochspannungssystem handelt, zu isolieren und einen Ausfall der Steuereinrichtung 5 im Falle einer Anomalie in der Hauptschaltung 6 zu verhindern. Die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w können im Folgenden gemeinsam als Gateimpulssignale G bezeichnet werden.
• Die Steuereinrichtung 5 beinhaltet eine Nullvektor-Modulationseinheit 34, die eine Nullvektor-Modulation durchführt, eine Gateimpulserzeugungseinheit 35, die die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w erzeugt, und eine Schätzvorrichtung 9, die eine Magnetpolposition θe und eine Drehgeschwindigkeit ωe des Rotors des Wechselstrommotors 1 schätzt. Die Magnetpolposition θe ist der elektrische Winkel des im Wechselstrommotor 1 enthaltenen Rotors und ist ein Beispiel für die Drehposition des Wechselstrommotors 1. Die Drehgeschwindigkeit ω_e ist die elektrische Winkelgeschwindigkeit des im Wechselstrommotor 1 enthaltenen Rotors und ist ein Beispiel für die Drehgeschwindigkeit des Wechselstrommotors 1.
• Die Schätzung der Magnetpolposition θe wird im Folgenden als Drehpositionsschätzung bezeichnet, und die Schätzung der Drehgeschwindigkeit ωe wird im Folgenden als Drehgeschwindigkeitsschätzung bezeichnet.
• Die Nullvektor-Modulationseinheit 34 ändert unregelmäßig das Ausgangsverhältnis zwischen zwei Arten von Nullspannungsvektoren, die von dem Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegeben werden. Die beiden Arten von Nullspannungsvektoren sind ein erster Nullspannungsvektor und ein zweiter Nullspannungsvektor. Der erste Nullspannungsvektor wird vom Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegeben, wenn sich alle Schaltelemente des oberen Zweigs Q1, Q3 und Q5 im EIN-Zustand befinden. Der zweite Nullspannungsvektor wird vom Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegeben, wenn sich alle Schaltelemente des oberen Zweigs Q1, Q3 und Q5 im AUS-Zustand befinden.
• Durch unregelmäßige Änderung des Ausgangsverhältnisses zwischen dem ersten Nullspannungsvektor und dem zweiten Nullspannungsvektor wird die spektrale Spitze des Trägerrauschens gestreut, so dass das Trägerrauschen reduziert werden kann. Das Trägerrauschen ist ein Rauschen, das entsteht, wenn der Wechselstrommotor 1, der Spannungsquellenwechselrichter 4 o.ä. entsprechend der Trägerfrequenz, d.h. der Frequenz einer später zu beschreibenden Trägerwelle Sc, schwingt. Das Ausgangsverhältnis zwischen dem ersten Nullspannungsvektor und dem zweiten Nullspannungsvektor variiert je nach dem Modulationsschema, das die Gatepulserzeugungseinheit 35 verwendet. Auch wenn das Modulationsschema geändert wird, kann das Ausgangsverhältnis zwischen dem ersten Nullspannungsvektor und dem zweiten Nullspannungsvektor geändert werden, indem die gleichen Werte zu den dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* addiert werden. Der Spannungsbefehl v_u* ist ein u-phasiger Spannungsbefehl, der Spannungsbefehl v_u* ist ein v-phasiger Spannungsbefehl, und der Spannungsbefehl v_w* ist ein w-phasiger Spannungsbefehl.
• Das Hinzuaddieren derselben positiven Werte zu allen dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* verlängert die Zeitspanne, in der sich alle Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w in den EIN-Zuständen befinden, und verlängert die Zeitspanne, in der der erste Nullspannungsvektor vom Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegeben wird. Außerdem verlängert das Hinzuaddieren desselben negativen Werts zu allen dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* die Zeitspanne, in der sich alle Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w in den AUS-Zuständen befinden, und verlängert die Zeitspanne, in der der zweite Nullspannungsvektor vom Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegeben wird.
• Die Nullvektor-Modulationseinheit 34 führt eine Nullvektor-Modulation durch, die das Ausgangsverhältnis zwischen dem ersten Nullspannungsvektor und dem zweiten Nullspannungsvektor unregelmäßig ändert, indem sie einen Zufallszahlenwert zu den dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* addiert. Wenn eine vorgegebene Bedingung nicht erfüllt ist, kann die Nullvektor-Modulationseinheit 34 die dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* unverändert an die Gatepulserzeugungseinheit 35 ausgeben. Die voreingestellte Bedingung ist zum Beispiel, dass der Wechselstrommotor 1 mit einer voreingestellten Drehzahl oder weniger rotiert. Bei Einstellungen, die eine Nullvektor-Modulation nicht zulassen, kann die Nullvektor-Modulationseinheit 34 die dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* so ausgeben, wie sie an der Gatepulserzeugungseinheit 35 anliegen.
• Die Gatepulserzeugungseinheit 35 erzeugt die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w auf der Basis der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*. Die Gatepulserzeugungseinheit 35 gibt die erzeugten Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w an den Gate-Treiber 7 des Spannungsquellenwechselrichters 4 aus.
• Die Gatepulserzeugungseinheit 35 enthält eine Vergleichseinheit 21 und eine Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22. Die Vergleichseinheit 21 vergleicht die Trägerwelle Sc, die ein hochfrequentes periodisches Signal ist, mit den dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w*. Die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 führt eine Verschiebungsverarbeitung an den von der Vergleichseinheit 21 ausgegebenen Gateimpulssignalen G_u, G_v, und G_w durch. In den hier besprochenen Beispielen ist die Trägerwelle Sc ein Dreieckssignal, kann aber auch ein Signal mit einer anderen Wellenform sein, z.B. eine Sägezahnwelle. Die Trägerwelle Sc wird auch als das Trägersignal bezeichnet.
• Die Vergleichseinheit 21 schaltet das Gateimpulssignal Gu ein, wenn der momentane Wert des Spannungsbefehls v_u* kleiner oder gleich dem momentanen Wert der Trägerwelle Sc ist. Die Vergleichseinheit 21 schaltet das Gateimpulssignal G_u ab, wenn der Momentanwert des Spannungsbefehls vu* größer als der Momentanwert der Trägerwelle Sc ist. Die Vergleichseinheit 21 schaltet das Gateimpulssignal G_v ein, wenn der momentane Wert des Spannungsbefehls v_v* kleiner oder gleich dem momentanen Wert der Trägerwelle Sc ist. Die Vergleichseinheit 21 schaltet das Gateimpulssignal G_v ab, wenn der Momentanwert des Spannungsbefehls v_v* größer als der Momentanwert der Trägerwelle Sc ist. Die Vergleichseinheit 21 schaltet das Gateimpulssignal G_w ein, wenn der momentane Wert des Spannungsbefehls vw* kleiner oder gleich dem momentanen Wert der Trägerwelle Sc ist. Die Vergleichseinheit 21 schaltet das Gateimpulssignal Gw ab, wenn der Momentanwert des Spannungsbefehls v_w* größer als der Momentanwert der Trägerwelle Sc ist.
• In dem oben beschriebenen Beispiel erzeugt die Gatepulserzeugungseinheit 35 die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w unter Verwendung einer Trägervergleichsmodulation, aber das Verfahren zur Erzeugung der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w ist nicht auf diese Trägervergleichsmodulation beschränkt. Beispielsweise kann die Gatepulserzeugungseinheit 35 die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w unter Verwendung eines anderen Modulationsschemas, wie etwa der räumlichen Vektormodulation, anstelle der Trägervergleichsmodulation erzeugen. Darüber hinaus kann die Gateimpulserzeugungseinheit 35 die Gateimpulssignale G_up, G_un, G_vp, G_vn, G_wp und G_wn anstelle der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w erzeugen. In diesem Fall verstärkt der Gate-Treiber 7 die Gateimpulssignale G_up, G_un, G_vp, G_vn, G_wp und G_wn. Der Gate-Treiber 7 gibt die verstärkten Gateimpulssignale Gup, Gun, Gvp, G_vn, Gwp, und G_wn an die Gates der Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, und Q6 aus.
• Die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 führt die Impulsverschiebungsverarbeitung durch, um den Zeitpunkt zu verschieben, zu dem das Gateimpulssignal G_u, G_v oder G_w zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand zu schalten ist. Die Impulsverschiebungsverarbeitung durch die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 wird später im Detail beschrieben.
• Die Schätzvorrichtung 9 schätzt die Magnetpolposition θe und die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 auf der Grundlage der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w und der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*. Die Schätzvorrichtung 9 kann auch entweder die Magnetpolposition θe oder die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 schätzen.
• Die Schätzvorrichtung 9 beinhaltet eine Busstrom-Erfassungseinheit 11, eine Phasenstrombestimmungseinheit 12 und eine Zeitdifferenzberechnungseinheit 13. Die Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfasst den Wert eines Busstrom i_bus. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelt die Werte der Phasenströme i_u, i_v, und i_w. Die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechnet einen Zeitunterschied Tb (später beschrieben) auf der Basis der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w. Darüber hinaus enthält die Schätzvorrichtung 9 eine Schätzeinheit 15. Die Schätzeinheit 15 schätzt die Magnetpolposition θe und die Drehgeschwindigkeit ωe auf der Grundlage des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechneten Zeitunterschieds Tb, der von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelten Werte der Phasenströme iu, iv und iw sowie der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*.
• Der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 ermittelte Wert des Busstroms i_bus ist der momentane Wert des Busstroms, d.h. der Strom, der durch den Gleichstrombus 61 zwischen der Gleichstromversorgung 3 und dem Spannungsquellenwechselrichter 4 fließt. Bei der Busstrom-Erfassungseinheit 11 kann es sich um einen Stromsensor des Typs mit einem Stromwandler (CT) oder um einen Stromsensor des Typs mit einem Shuntwiderstand handeln. Der Wert des Busstroms i_bus wird im Folgenden einfach als Busstrom i_bus bezeichnet.
• In dem in 1 gezeigten Beispiel ist die Busstrom-Erfassungseinheit 11 auf der Niederspannungsseite des Gleichstrombusses 61 vorgesehen und erfasst den Wert des Stroms, der durch die Niederspannungsseite des Gleichstrombusses 61 fließt, kann aber auch auf der Hochspannungsseite des Gleichstrombusses 61 vorgesehen sein. In dem Fall, in dem die Busstrom-Erfassungseinheit 11 ein Stromsensor des Typs ist, der einen Shuntwiderstand verwendet, ist die Bereitstellung der Busstrom-Erfassungseinheit 11 auf der Niederspannungsseite des Gleichstrombusses 61 vorteilhaft, um die Kosten für isolierende Schaltungsteile in der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu reduzieren.
• Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelt die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w auf der Grundlage des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Wertes des Busstroms i_bus. Die von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelten Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w sind die Momentanwerte dreier Phasenströme, nämlich der u-Phasen-, v-Phasen- und w-Phasenströme, die zwischen dem Spannungsquellenwechselrichter 4 und dem Wechselstrommotor 1 fließen. Im Folgenden werden der Phasenstrom i_u als u-Phasenstrom i_u, der Phasenstrom i_v als v-Phasenstrom iv und der Phasenstrom i_w als w-Phasenstrom i_w bezeichnet. Die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w werden einfach als Phasenströme i_u, i_v und i_w bezeichnet.
• 2 bis 4 sind Diagramme zur Erläuterung eines Verfahrens zur Bestimmung der Werte der Phasenströme durch die Phasenstrombestimmungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform. In den in den 2 bis 4 gezeigten Beispielen ist der Spannungsquellenwechselrichter 4 an eine Y-geschaltete dreiphasige ohmsche Last 1a angeschlossen. Der Strom, der vom Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen Q1 und Q2 zur dreiphasigen ohmschen Last 1a fließt, ist der u-Phasenstrom iu, und der Strom, der vom Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen Q3 und Q4 zur dreiphasigen ohmschen Last 1a fließt, ist der v-Phasenstrom iv. Der Strom, der vom Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen Q5 und Q6 zur dreiphasigen ohmschen Last 1a fließt, ist der w-Phasenstrom i_w.
• Die Richtung der Phasenströme, die vom Spannungsquellenwechselrichter 4 zur dreiphasigen ohmschen Last 1a fließen, ist die positive Richtung, und die Richtung der Phasenströme, die von der dreiphasigen ohmschen Last 1a zum Spannungsquellenwechselrichter 4 fließen, ist die negative Richtung. Wenn beispielsweise der u-Phasenstrom iu in Richtung des in 2 gezeigten Pfeils fließt, ist die Richtung des u-Phasenstroms iu die positive Richtung. Wenn der v-Phasenstrom iv in Richtung des in 2 gezeigten Pfeils fließt, ist die Richtung des v-Phasenstroms i_v die positive Richtung, und wenn der w-Phasenstrom i_w in Richtung des in 2 gezeigten Pfeils fließt, ist die Richtung des w-Phasenstroms i_w die positive Richtung.
• Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 bestimmt die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w auf der Grundlage des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Wertes des Busstroms i_bus und der Zustände der mehreren Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w. Zum Beispiel bestimmt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w auf der Grundlage des Wertes des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Busstrom i_bus zum Zeitpunkt eines bestimmten Kombinationsmusters der EIN- und AUS-Zustände der sechs Schaltelemente Q.
• Nehmen wir zum Beispiel an, dass die Schaltelemente Q1, Q4 und Q6 im EIN-Zustand und die Schaltelemente Q2, Q3 und Q5 im AUS-Zustand sind. In diesem Fall fließt, wie in 3 dargestellt, der u-Phasenstrom iu vom Spannungsquellenwechselrichter 4 zur dreiphasigen ohmschen Last 1a, und ein Strom mit der gleichen Größe wie der u-Phasenstrom i_u wird in den v-Phasenstrom i_v und den w-Phasenstrom iw aufgeteilt, die von der dreiphasigen ohmschen Last 1a zum Spannungsquellenwechselrichter 4 fließen. Der durch den Gleichstrombus 61 fließende Strom hat die gleiche Größe wie der u-Phasenstrom i_u; daher kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Wert des u-Phasenstroms i_u aus dem Wert des Busstroms i_bus bestimmen, der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 in dem in 3 gezeigten Zustand erfasst wird.
• Wie in 3 dargestellt, ist die Richtung des durch den Gleichstrombus 61 fließenden Stroms entgegengesetzt zur Richtung des u-Phasenstroms i_u. Die Busstrom-Erfassungseinheit 11 ist so am Gleichstrombus 61 angeordnet, dass sie den positiven Busstrom i_bus ausgibt, wenn der Strom durch den Gleichstrombus 61 in der in 3 gezeigten Richtung fließt. Alternativ kann die Busstrom-Erfassungseinheit 11 so am Gleichstrombus 61 angeordnet sein, dass sie den negativen Busstrom i_bus ausgibt, wenn der Strom durch den Gleichstrombus 61 in der in 3 gezeigten Richtung fließt. In diesem Fall wird die Polarität des Wertes des Busstroms i_bus durch die Phasenstrombestimmungseinheit 12 invertiert.
• Obwohl 3 ein Beispiel zeigt, in dem der Wert des u-Phasenstroms i_u in positiver Richtung bestimmt wird, werden der Wert des u-Phasenstroms i_u in negativer Richtung, die Werte des v-Phasenstroms i_v in positiver und negativer Richtung und die Werte des w-Phasenstroms iw in positiver und negativer Richtung ebenfalls auf ähnliche Weise bestimmt. Nehmen wir beispielsweise an, dass sich die Schaltelemente Q1, Q3 und Q6 im EIN-Zustand und die Schaltelemente Q2, Q4 und Q5 im AUS-Zustand befinden, wie in 4 dargestellt. In diesem Fall kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Wert des w-Phasenstroms i_w in der negativen Richtung aus dem Wert des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Busstroms i_bus bestimmen.
• Wenn die Werte von zwei der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w bekannt sind, kann der Wert des verbleibenden einen Phasenstroms nach dem Kirchhoffschen Stromgesetz berechnet werden. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelt daher die Werte von zwei beliebigen der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w aus den Werten des Busstroms i_bus, die von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu zwei verschiedenen Zeitpunkten erfasst wurden. Dann bestimmt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Wert des verbleibenden einen Phasenstroms durch Berechnung aus den ermittelten Werten der beiden Phasenströme. Auf diese Weise ermittelt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 die Werte der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w durch einen Satz von zwei Erfassungen von Bus-Strömen.
• In dem Fall, in dem der Spannungsquellenwechselrichter 4 ein zweistufiger Wechselrichter ist, haben die sechs Schaltelemente Q acht Muster einer Kombination von EIN- und AUS-Zuständen. Sechs von diesen acht Kombinationsmustern sind jeweils das oben beschriebene spezifische Muster. Wenn sich die sechs Schaltelemente Q in dem spezifischen Kombinationsmuster der EIN- und AUS-Zustände befinden, kann einer der Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w aus dem von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Wert des Busstroms i_bus bestimmt werden. Da die verbleibenden zwei Kombinationsmuster es dem Spannungsquellenwechselrichter 4 erlauben, die oben beschriebenen Nullspannungsvektoren auszugeben, ist es schwierig, die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w aus dem Wert des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Busstrom i_bus zu bestimmen.
• 5 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Beziehung zwischen den Zeitpunkten der Erfassung des Busstroms zur Verwendung bei der Phasenstrombestimmung durch die Phasenstrombestimmungseinheit, die Trägerwelle, die Spannungsbefehle und die Gateimpulssignale gemäß der ersten Ausführungsform darstellt. In 5 steht Tc für eine Trägerperiode, d.h. die Periode der Trägerwelle Sc, und fc für die Trägerfrequenz, d.h. die Frequenz der Trägerwelle Sc.
• In dem in 5 gezeigten Beispiel hat unter den dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* der Spannungsbefehl v_u* den größten Momentanwert, der Spannungsbefehl v_v* den zweitgrößten Momentanwert und der Spannungsbefehl v_w* den kleinsten Momentanwert. In der vorliegenden Ausführungsform wird die Phase des Spannungsbefehls, deren Absolutwert zu einem bestimmten Zeitpunkt zwischen den dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* liegt, als Zwischenphase bezeichnet. In dem in 5 gezeigten Beispiel, in dem der Spannungsbefehl v_v* eine Zwischengröße hat, ist die Zwischenphase die Phase V.
• In 5 ist die Zeitspanne vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t7 die erste fallende Halbperiode der Trägerwelle Sc. Eine fallende Halbperiode ist eine Halbperiode der Trägerwelle Sc, während der der Wert der Trägerwelle Sc allmählich abnimmt. Die erste fallende Halbperiode der Trägerwelle Sc beinhaltet die Zeit t3, in der sich das Gateimpulssignal Gu im EIN-Zustand und die Gateimpulssignale G_v und G_w im AUS-Zustand befinden. Zum Zeitpunkt t3 befinden sich die Schaltelemente Q1, Q4 und Q6 im EIN-Zustand und die Schaltelemente Q2, Q3 und Q5 im AUS-Zustand. Zum Zeitpunkt t3 ist daher der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfasste Wert des Busstroms i_bus gleich dem Wert des u-Phasenstroms iu. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 identifiziert den Wert des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zum Zeitpunkt t3 erfassten Busstrom i_bus als den Wert des u-Phasenstroms iu.
• Die erste fallende Halbperiode der Trägerwelle Sc beinhaltet die Zeit t5, in der sich die Gateimpulssignale G_u und G_v im EIN-Zustand und das Gateimpulssignal G_w im AUS-Zustand befinden. Zum Zeitpunkt t5 befinden sich die Schaltelemente Q1, Q3 und Q6 im EIN-Zustand und die Schaltelemente Q2, Q4 und Q5 im AUS-Zustand. Zum Zeitpunkt t5 ist daher der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfasste Wert des Busstroms i_bus gleich dem Wert des w-Phasenstroms i_w. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 identifiziert den Wert des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zum Zeitpunkt t5 erfassten Busstrom i_bus als den Wert des w-Phasenstroms i_w.
• Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 berechnet den Wert des v-Phasenstroms i_v auf der Grundlage des Kirchhoffschen Gesetzes aus dem Wert des u-Phasenstroms i_u, der sich aus dem Wert des zum Zeitpunkt t3 erfassten Busstrom i_bus ergibt, und dem Wert des w-Phasenstroms i_w, der sich aus dem Wert des zum Zeitpunkt t5 erfassten Busstrom i_bus ergibt. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 bestimmt somit die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w aus den von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu einer Vielzahl von Stromerfassungszeitpunkten in der fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc erfassten Werten des Busstroms i_bus. In ähnlicher Weise bestimmt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w unter Verwendung der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu aktuellen Erfassungszeitpunkten, d.h. zu den Zeitpunkten t13 und t15 in der nächsten fallenden Halbperiode von den Zeitpunkten t11 bis t16, erfassten Werte des Busstroms i_bus.
• Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelt also die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w aus den von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu zwei Stromerfassungszeitpunkten in einer fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc erfassten Werten des Busstroms i_bus. Es ist zu beachten, dass diese beiden Stromerfassungszeitpunkte nicht unbedingt in einer fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc liegen. Beispielsweise kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 anstelle einer fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc eine steigende Halbperiode der Trägerwelle Sc verwenden, um die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w aus den von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu zwei Stromerfassungszeitpunkten erfassten Werten des Busstroms i_bus zu bestimmen. Eine steigende Halbperiode ist eine Halbperiode der Trägerwelle Sc, während der der Wert der Trägerwelle Sc allmählich ansteigt.
• Unmittelbar nach dem Umschalten der Schaltelemente Q zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand kommt es aufgrund dieses Umschaltens der Schaltelemente Q zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand zu einem Schwingen im Busstrom i_bus. Es ist schwierig, die Werte der Phasenströme i_u, i_v und iw aus dem Wert des schwingenden Busstroms i_bus genau zu bestimmen. Aus diesem Grund wartet die Phasenstrombestimmungseinheit 12 eine vorgegebene Zeitspanne ab, bis das Schwingen aufhört, und bestimmt danach die Werte der Phasenströme unter Verwendung des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Wertes des Busstroms i_bus.
• In dem in 5 gezeigten Beispiel identifiziert die Phasenstrombestimmungseinheit 12 als den Wert des Phasenstroms iu den Wert des Busstroms i_bus, der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zum Zeitpunkt t3 erfasst wird, der unmittelbar vor dem Zeitpunkt t4 liegt, zu dem das Gateimpulssignal G_v, das das Gateimpulssignal der Zwischenphase ist, vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand wechselt. Darüber hinaus identifiziert die Phasenstrombestimmungseinheit 12 als Wert des Phasenstroms iw den Wert des Busstroms i_bus, der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zum Zeitpunkt t5 erfasst wird, der nach einer voreingestellten Zeitspanne TA ab dem Zeitpunkt t4 liegt, zu dem das Gateimpulssignal Gv vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand wechselt.
• Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 bestimmt somit einen Zustandsumschaltzeitpunkt, zu dem das Gateimpulssignal der Zwischenphase zwischen den Gateimpulssignalen G_u, G_v und G_w zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand umschaltet. Dann bestimmt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 jeweils den Zeitpunkt unmittelbar vor dem Zustandsumschaltzeitpunkt und den Zeitpunkt nach der Zeitspanne TA ab dem Zustandsumschaltzeitpunkt als einen Busstrom-Erfassungszeitpunkt, zu dem der Wert des Busstroms i_bus erfasst wird. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 bestimmt die Werte von zwei beliebigen der Phasenströme i_u, i_v und i_w aus den Werten des Busstroms i_bus, die von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu diesen beiden Busstrom-Erfassungszeitpunkten erfasst werden. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 berechnet den Wert des verbleibenden Phasenstroms auf der Grundlage der ermittelten Werte der beiden Phasenströme. Vorteilhafterweise liegen die Bestimmungszeitpunkte der beiden Phasenströme nahe beieinander, so dass die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Wert des verbleibenden Phasenstroms auf der Grundlage der ermittelten Werte der beiden Phasenströme genau bestimmen kann.
• Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 kann die von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 wiederholt erfassten Werte des Busstroms i_bus speichern. Aus den gespeicherten Werten des Busstroms i_bus kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Wert des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Busstroms i_bus unmittelbar vor dem Gateimpulssignal der Zwischenphasenschalter extrahieren. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 kann den Wert des Phasenstroms basierend auf dem extrahierten Wert des Busstroms i_bus bestimmen.
• Angenommen, es gibt eine Verzögerungszeit Td zwischen dem Zeitpunkt, zu dem das Gateimpulssignal der Zwischenphase vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand schaltet, und dem Zeitpunkt, zu dem der obere Zweig des Schenkels der Zwischenphase vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand schaltet. In diesem Fall kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 auch den Wert des Busstroms i_bus verwenden, der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu dem Zeitpunkt erfasst wird, zu dem das Gateimpulssignal der Zwischenphase zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand wechselt. Zusätzlich zu dem Wert des Busstroms i_bus, der zu dem Zeitpunkt erfasst wird, zu dem das Gate-Impulssignal der Zwischenphase zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand wechselt, verwendet die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Wert des Busstroms i_bus, der eine Zeitspanne TC nach dem Gate-Impulssignal der Zwischenphase zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand erfasst wird. Die Zeitspanne TC ist die Zeitspanne TA plus die Verzögerungszeit Td. In dem oben beschriebenen Beispiel ist die Zwischenphase die v-Phase. Die Zwischenphase kann jedoch auch die u-Phase oder die w-Phase sein; in diesem Fall kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 eine ähnliche Verarbeitung durchführen.
• Wie oben beschrieben, bestimmt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 zwei Busstrom-Erfassungszeitpunkte auf der Grundlage des Zeitpunkts, zu dem sich das Gateimpulssignal der Zwischenphase unter der Vielzahl der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w ändert. Diese beiden Busstrom-Erfassungszeitpunkte sind Zeitpunkte, zu denen die Werte des Busstroms i_bus zur Verwendung bei der Bestimmung der Werte von zwei der Phasenströme i_u, i_v und i_w erfasst werden. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 bestimmt die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w auf der Grundlage der Vielzahl von Werten des Busstroms i_bus, die von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu jedem Erfassungszeitpunkt einschließlich der zwei bestimmten Busstrom-Erfassungszeitpunkte erfasst werden.
• Änderungen in den Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* schalten das Muster der Kombination aus dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand zwischen den oben beschriebenen acht Mustern um. Die Änderungen der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* ändern das Intervall, in dem das Kombinationsmuster umgeschaltet wird.
• Das Kombinationsmuster wird durch Umschalten eines der dreiphasigen Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand umgeschaltet, woraufhin im Busstrom-Bus ein Schwingen auftritt.
• Das Schwingen konvergiert typischerweise in der Größenordnung von einigen Mikrosekunden, aber wenn eine der dreiphasigen Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w wieder zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand wechselt, bevor das Schwingen konvergiert, ist es schwierig, die Werte der Phasenströme vor dem Schalten zu erhalten. Das heißt, wenn sich der Zustand der Gateimpulssignalgruppe, die aus den dreiphasigen Gateimpulssignalen G_u, G_v und G_w besteht, zweimal im Bereich von mehreren Mikrosekunden ändert, ist es schwierig, die Werte der Phasenströme aus dem Wert des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Busstroms zu bestimmen. Wenn also das Intervall, in dem das Kombinationsmuster gewechselt wird, kürzer ist als die Schwingungskonvergenzzeit, ist es schwierig, die Werte der Phasenströme aus dem Wert des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Busstroms i_bus zu bestimmen.
• Angesichts dessen führt die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 der Steuereinrichtung 5 ein Verfahren zum Verschieben des Zeitpunkts, zu dem mindestens eines der dreiphasigen Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand umgeschaltet wird, durch, so dass das Intervall, in dem das Kombinationsmuster umgeschaltet wird, größer oder gleich der voreingestellten Zeitdauer TA ist. Die Zeitdauer TA wird auf einen Wert eingestellt, der größer oder gleich einer Schwingungskonvergenzzeit ist, d. h. der Zeitspanne zwischen dem Auftreten des Schwingens und der Konvergenz des Schwingens. Folglich kann die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 das Intervall, in dem zwischen den Kombinationsmustern gewechselt wird, um die Schwingungskonvergenzzeit oder mehr verschieben und die Latenzzeit bis zur Schwingungskonvergenzzeit unabhängig von den Werten der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* sicherstellen.
• Die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 führt die Impulsverschiebungsverarbeitung durch, um den Zeitpunkt zu verschieben, zu dem mindestens eines der dreiphasigen Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w innerhalb einer Trägerperiode zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand wechselt. Beispielsweise führt die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 ein Verfahren zum Verschieben des Gateimpulssignals G in der Zeitdauer, die sich aus der ansteigenden Halbperiode und der abfallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc zusammensetzt, durch, so dass der ansteigende Halbzyklus und der abfallende Halbzyklus der Trägerwelle Sc unterschiedliche Tastverhältnisse des Gateimpulssignals G aufweisen.
• Obwohl die Impulsverschiebungsverarbeitung die von dem Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegebenen dreiphasigen Spannungen in einer Halbperiode der Trägerwelle Sc ändert, ist das Tastverhältnis des Gateimpulssignals G in einer Trägerperiode vor und nach der Verschiebung des Zeitpunkts des Schaltens zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand das gleiche. Folglich werden die Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6 so ein- und ausgeschaltet, dass der Durchschnitt der dreiphasigen Spannungen, die vom Spannungsquellenwechselrichter 4 für jede Trägerperiode ausgegeben werden, den Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* entspricht. Die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 kann daher eine Änderung der dreiphasigen Ausgangsspannungen des Spannungsquellenwechselrichters 4 auf einer Trägerperiode-zu-Trägerperioden-Basis verhindern.
• Die Impulsverschiebungsverarbeitung ermöglicht es der Phasenstrombestimmungseinheit 12, die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w unabhängig von den Werten der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* aus den von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Werten des Busstroms i_bus zu bestimmen.
• In dem in 5 gezeigten Beispiel bestimmt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 die Werte der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w in einer fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc, aber die Zeitpunkte, zu denen die Werte der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w zu bestimmen sind, liegen nicht notwendigerweise in einer fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc. Beispielsweise kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 anstelle einer fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc eine steigende Halbperiode der Trägerwelle Sc verwenden, um die Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w auf der Grundlage der Werte des von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 zu zwei Busstrom-Erfassungszeitpunkten erfassten Busstroms i_bus zu bestimmen.
• Darüber hinaus kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12 abwechselnd den Bestimmungsvorgang zur Bestimmung der Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w in einer fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc und den Bestimmungsvorgang zur Bestimmung der Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w in einer steigenden Halbperiode der Trägerwelle Sc durchführen. In diesem Fall ermittelt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 die Werte der Phasenströme iu, iv und iw einmal alle 1,5-fache oder mehr einer Periode der Trägerwelle Sc, weil die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 eine trägerperiodenweise Änderung der Ausgangsspannungen des Spannungsquellenwechselrichters 4 verhindert.
• Darüber hinaus kann die Phasenstrombestimmungseinheit 12, anstatt die Werte der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w in jeder Periode der Trägerwelle Sc zu bestimmen, die Werte der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w in allen zwei oder mehr Perioden der Trägerwelle Sc bestimmen. In dem Fall, in dem es eine Obergrenze für die Frequenz der Trägerwelle Sc gibt, führt die längere Dreiphasenstrombestimmungsperiode, die die Periode des Bestimmungsvorgangs zur Bestimmung der Werte der drei Phasenströme iu, iv und iw ist, dazu, dass sich die Frequenzen der Phasenströme i_u, i_v und i_w während der Hochgeschwindigkeitsdrehung, also der Drehung des Wechselstrommotors 1 mit hoher Drehzahl, der Frequenz der Trägerwelle Sc annähern. In diesem Fall wird die zeitliche Auflösung relativ zu den von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelten einperiodigen Wellenformen der Phasenströme i_u, i_v und i_w verringert. Je geringer die Zeitauflösung ist, desto geringer ist die Schätzgenauigkeit der Schätzvorrichtung 9 und die Regelungsleistung der Steuereinrichtung 5. Es ist daher vorzuziehen, dass die Zeitspanne der Dreiphasenstrombestimmungsperiode bei Hochgeschwindigkeitsdrehung nicht lang ist. Bei Vorhandensein der Obergrenze für die Frequenz der Trägerwelle Sc kann es daher wünschenswert sein, dass die Dreiphasenstrombestimmungsperiode eine Periode der Trägerwelle Sc ist.
• Die oben beschriebene Zustandsumschaltzeit des Gateimpulssignals der Zwischenphase ändert sich in Übereinstimmung mit dem Spannungsbefehl der Zwischenphase. Die Busstrom-Erfassungszeitpunkte, zu denen die Werte des Busstroms i_bus erfasst werden, ändern sich entsprechend dem Zustandsschaltzeitpunkt des Gateimpulssignals der Zwischenphase. Die Busstrom-Erfassungszeitpunkte ändern sich auch aufgrund der Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22. Die Änderung der Busstrom-Erfassungszeitpunkte aufgrund der Impulsverschiebungs-Verarbeitung ist gering, aber wenn der Spannungsbefehl der Zwischenphase stark schwankt, schwanken auch die Busstrom-Erfassungszeitpunkte stark.
• In dem in 5 gezeigten Beispiel ändert sich der Wert des Spannungsbefehls der v-Phase v_v*, der der Spannungsbefehl der Zwischenphase ist, zum Zeitpunkt t11 stark, wenn die Trägerwelle Sc den Maximalwert erreicht. Infolgedessen ändert sich auch der Schaltzeitpunkt des Gateimpulssignals G_v, das das Gateimpulssignal der Zwischenphase ist, stark. Entsprechend groß ist der Unterschied zwischen der Zeitspanne vom Zeitpunkt t1, wenn die Trägerwelle Sc den Maximalwert erreicht, bis zu den Zeiten t3 und t5, und der Zeitspanne vom Zeitpunkt t11, wenn die Trägerwelle Sc den Maximalwert erreicht, bis zu den Zeiten t13 und t15. Die Zeiten t3 und t5 sind Zeitpunkte der Busstrom-Erkennung. Die Zeitpunkte t13 und t15 sind Busstrom-Erkennungszeitpunkte.
• Wie bereits erwähnt, variieren die Busstrom-Erkennungszeitpunkte von Trägerperiode zu Trägerperiode. In Anbetracht dessen verwendet die Schätzeinheit 15 den Zeitunterschied Tb zwischen aktuellen Erfassungszeiten bei der Schätzung der Magnetpolposition θ_e und der Drehgeschwindigkeit ω_e unter Verwendung der von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 bestimmten Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w. Ein aktueller Erfassungszeitpunkt ist ein Zeitpunkt, der als der Erfassungszeitpunkt identifiziert wird, zu dem die Busstrom-Erfassungseinheit 11 den Busstrom i_bus zur Verwendung in einem Bestimmungsprozess durch die Phasenstrombestimmungseinheit 12 erfasst. Die Stromerfassungszeit ist beispielsweise eine Durchschnittszeit aus der Erfassungszeit des Busstroms i_bus, die von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 zur Bestimmung des Stromwertes einer ersten Phase verwendet wird, und der Erfassungszeit des Busstroms i_bus, die von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 zur Bestimmung des Stromwertes einer zweiten Phase verwendet wird. In diesem Fall berechnet die Phasenstrombestimmungseinheit 12 die Stromerfassungszeit, indem sie die Erfassungszeit des Busstroms i_bus, mit der der Wert des Stroms der ersten Phase bestimmt wird, und die Erfassungszeit des Busstroms i_bus, mit der der Wert des Stroms der zweiten Phase bestimmt wird, addiert und den resultierenden Wert durch zwei teilt. Der Erfassungszeitpunkt des Busstroms i_bus ist der Zeitpunkt, zu dem der Busstrom i_bus von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfasst wird.
• Man beachte, dass die Stromerkennungszeit die Erkennungszeit sein kann, zu der die Busstrom-Erfassungseinheit 11 den Busstrom i_bus erkennt, mit dem der Wert des Stroms der ersten Phase bestimmt wird. Alternativ kann die Stromerkennungszeit die Erkennungszeit sein, zu der die Busstrom-Erfassungseinheit 11 den Busstrom i_bus erkennt, mit dem der Wert des Stroms der zweiten Phase ermittelt wird.
• In 5 sei beispielsweise tu1 der Zeitpunkt t3, zu dem der Busstrom i_bus zur Verwendung bei der anfänglichen Bestimmung des Wertes des u-Phasenstroms i_u erfasst wird, und tu2 der Zeitpunkt t13, zu dem der Busstrom i_bus zur Verwendung bei der nächsten Bestimmung des Wertes des u-Phasenstroms i_u erfasst wird. Außerdem sei tw1 der Zeitpunkt t5, zu dem der Busstrom i_bus zur Verwendung bei der ersten Bestimmung des Wertes des w-Phasenstroms i_w erkannt wird, und tw2 der Zeitpunkt t15, zu dem der Busstrom i_bus zur nächsten Bestimmung des Wertes des w-Phasenstroms iw erkannt wird. Die Zeitspanne TA, die die Latenzzeit für die Schwingungskonvergenz ist, ist bekannt. Somit ist der Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tu1 und dem Zeitpunkt tw1 bekannt, und der Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tu2 und dem Zeitpunkt tw2 ist ebenfalls bekannt. Der Zeitunterschied zwischen der Zeit tu1 und der Zeit tu2 oder der Zeitunterschied zwischen der Zeit tw1 und der Zeit tw2 ist jedoch nicht bekannt. Mit anderen Worten, der Zeitunterschied Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten ist nicht bekannt.
• Vor diesem Hintergrund berechnet die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 den Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeitpunkten auf der Grundlage der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w. Konkret ermittelt die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 die Zeiten tu1, tw1, tu2 und tw2 auf der Basis der Zeitpunkte, zu denen das Gateimpulssignal der Zwischenphase zwischen den Gateimpulssignalen G_u, G_v und G_w zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand wechselt. Auf der Grundlage der ermittelten Zeiten tu1, tw1, tu2 und tw2 berechnet die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 die Zeit tavg1, die die Zwischenzeit zwischen der Zeit tu1 und der Zeit tw1 ist, und berechnet die Zeit tavg2, die die Zwischenzeit zwischen der Zeit tu2 und der Zeit tw2 ist. Die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechnet den Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tavg1 und dem Zeitpunkt tavg2, als den Zeitunterschied Tb. Die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechnet also den Zeitunterschied Tb zwischen dem aktuellen Erfassungszeitpunkt, der in einem Bestimmungsvorgang von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 als Erfassungszeitpunkt des Busstroms i_bus ermittelt wird, und dem aktuellen Erfassungszeitpunkt, der im nächsten Bestimmungsvorgang von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 als Erfassungszeitpunkt des Busstroms i_bus ermittelt wird.
• Wenn die Zeitspanne TA, die die Latenzzeit für die Schwingungskonvergenz darstellt, konstant ist, ist jeder der Zeitunterschiede zwischen dem Zeitpunkt tu1 und dem Zeitpunkt tu2 und der Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tw1 und dem Zeitpunkt tw2 gleich dem Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tavg1 und dem Zeitpunkt tavg2. In diesem Fall kann die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 den Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tu1 und dem Zeitpunkt tu2 als den Zeitunterschied Tb berechnen oder den Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tw1 und dem Zeitpunkt tw2 als den Zeitunterschied Tb berechnen. 5 zeigt ein Beispiel, in dem der Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt tw1 und dem Zeitpunkt tw2 als Zeitunterschied Tb berechnet wird.
• Die Schwankung des Zeitunterschieds Tb wird im Folgenden näher beschrieben. 6 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Beziehung zwischen den dreiphasigen Spannungsbefehlen und der Trägerwelle während der Drehung des Wechselstrommotors bei niedriger Drehzahl gemäß der ersten Ausführungsform darstellt. 7 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung einer beispielhaften Beziehung zwischen den dreiphasigen Spannungsbefehlen und der Trägerwelle während der Drehung des Wechselstrommotors mit hoher Drehzahl, entsprechend der ersten Ausführungsform. In den 6 und 7 stellen die vertikale Achse die Modulationsrate und die horizontale Achse die Zeit dar. Die in 6 und 7 gezeigten dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* werden von der Nullvektor-Modulationseinheit 34 keiner Nullvektor-Modulation unterzogen.
• Wie in 6 dargestellt, sind die Frequenzen der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* relativ zur Frequenz der Trägerwelle Sc ausreichend niedrig, wenn der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl rotiert. Da die elektromotorische Kraft des Wechselstrommotors 1 proportional zur Drehzahl des Wechselstrommotors 1 ansteigt, sind außerdem die Amplituden der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* relativ klein, wenn der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl rotiert. Aus diesem Grund haben die dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* eine geringe Steigung, und der Spannungsbefehl der Zwischenphase hat eine geringe Steigung. Man beachte, dass in dem in 6 gezeigten Beispiel die Zwischenphase die v-Phase von der ersten Hälfte bis zu einem Teil der zweiten Hälfte und die u-Phase im restlichen Teil der zweiten Hälfte ist.
• Wie in 7 dargestellt, sind die Frequenzen der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* höher, wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehzahl rotiert, als wenn der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl rotiert. Wenn der Wechselstrommotor 1 beispielsweise durch asynchrone Pulsweitenmodulation (PWM) gedreht wird, ist es nicht ungewöhnlich, dass das Verhältnis der Frequenzen der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* zur Frequenz der Trägerwelle Sc etwa 10 bis 15 % beträgt. Wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehzahl rotiert, wie in 7 dargestellt, ändert sich die Zwischenphase bei hoher Drehzahl in der Reihenfolge v-Phase, u-Phase, w-Phase, v-Phase,..., und die elektromotorische Kraft der Drehzahl ist ebenfalls groß, verglichen mit dem Fall, dass der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl rotiert. Aus diesem Grund sind die Amplituden der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* im Vergleich zu dem in 6 gezeigten Fall ebenfalls groß, und die Steigung des Spannungsbefehls der Zwischenphase ist ebenfalls deutlich größer. Der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten schwankt daher stark.
• Je höher die Zeitauflösung in Bezug auf die Wellenformen der Phasenströme i_u, i_v und i_w ist, desto besser ist dies für die Hochgeschwindigkeitsdrehung des Wechselstrommotors 1. In dem in 5 gezeigten Beispiel führt die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Prozess der Bestimmung der Werte der Dreiphasenströme i_u, i_v und i_w auf der Grundlage der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 in jeder Periode der Trägerwelle Sc erfassten Werte des Busstroms i_bus durch. Die Schwankung des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeitpunkten relativ zum mittleren Zeitunterschied zwischen den Stromerfassungszeitpunkten ist am größten, wenn die Werte der drei Phasenströme iu, iv und iw einmal pro Periode der Trägerwelle Sc ermittelt werden. In diesem Fall variiert der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten im Bereich von 0,5xTbave<Tb<1,5xTbave, wobei „Tbave“ den durchschnittlichen Zeitunterschied zwischen den Stromerfassungszeiten darstellt.
• In dem Fall, in dem die Werte der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w einmal alle zwei Perioden der Trägerwelle Sc bestimmt werden, wird die Schwankung des Zeitunterschieds Tb zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten auf den Bereich von 0,75xTbave<Tb<1,25xTbave abgeschwächt. „Tbave“ ist der durchschnittliche Zeitunterschied zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten wie oben beschrieben. Je größer der durchschnittliche Zeitunterschied zwischen den Stromdetektionszeiten ist, desto geringer ist die Fluktuation des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromdetektionszeiten, aber desto geringer ist die zeitliche Auflösung in Bezug auf die Wellenformen der Phasenströme i_u, i_v und i_w. Aus diesem Grund kann es schwierig sein, eine hohe Schätzgenauigkeit für die Drehgeschwindigkeit ωe zu gewährleisten, wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehgeschwindigkeit rotiert.
• 8 ist ein Diagramm, das beispielhafte Änderungen des Spannungsbefehls der Zwischenphase für den Fall zeigt, dass die dreiphasigen Spannungsbefehle Sinuswellen sind, entsprechend der ersten Ausführungsform. 9 ist ein Diagramm, das beispielhafte Änderungen des Spannungsbefehls der Zwischenphase unter den dreiphasigen Spannungsbefehlen zeigt, die unter Verwendung der dritten harmonischen Überlagerung gemäß der ersten Ausführungsform modifiziert wurden. Wie in 8 dargestellt, ist die Wellenform des Spannungsbefehls der Zwischenphase im Wesentlichen dreieckig, wenn die dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* Sinuswellen sind. Wie in 9 dargestellt, ist die Wellenform des Spannungsbefehls der Zwischenphase ebenfalls im Wesentlichen dreieckig, wenn es sich bei den dreiphasigen Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* um Spannungsbefehle handelt, bei denen die dritte Harmonische den Sinuswellen überlagert ist. In dem Fall, in dem ein anderes Modulationsschema verwendet wird, ist die Wellenform der Zwischenphase möglicherweise nicht so dreieckig wie in den 8 und 9 dargestellt, aber da der Freiheitsgrad bei der Auswahl der Nullspannungsvektoren in der Nähe der Modulationsrate von eins abnimmt, nähert sich die Wellenform der Zwischenphase erheblich der Dreieckform an.
• Die Frequenzen dieser Dreieckswellen sind das Dreifache der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*, wie in 8 und 9 dargestellt. Aus diesem Grund enthält die Wellenform der Zwischenphase eine Frequenzkomponente 3n-ter Ordnung relativ zur Grundfrequenz der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*. Die Zahl „n“ ist eine ungerade Zahl von eins oder mehr.
• Die Schwankung des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten kann nicht nur dann groß sein, wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehzahl gedreht wird, sondern auch, wenn der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl gedreht wird. 10 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der dreiphasigen Spannungsbefehle zeigt, die einer Nullvektor-Modulation durch die Nullvektor-Modulationseinheit gemäß der ersten Ausführungsform unterzogen werden. In 10 stellt die vertikale Achse die Modulationsrate und die horizontale Achse die Zeit dar. Die in 10 gezeigten Wellenformen v_u*, v_v* und v_w* sind wie Wellenformen mit zufälligem Rauschen, das zu den dritt-harmonisch überlagerten Wellenformen der in 9 gezeigten Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* hinzugefügt wurde.
• Wie oben beschrieben, wird die spektrale Spitze des Trägerrauschens durch Nullvektor-Modulation gestreut, so dass das Trägerrauschen reduziert werden kann. Bei der Nullvektor-Modulation kann sich die Wellenform der Zwischenphase auch dann schnell ändern, wenn sich der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl dreht. Wenn sich der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl dreht, sind die vom Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegebenen Spannungen klein, und je kleiner die vom Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegebenen Spannungen sind, desto größer ist der Freiheitsgrad bei der Auswahl der Nullspannungsvektoren. Je kleiner also die Modulationsrate der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* ist, desto größer ist der Zufallswert, der bei der Nullvektor-Modulation zu den Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* addiert werden kann, wenn sich der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl dreht. Die Nullvektor-Modulationseinheit 34 erhöht den Zufallszahlenwert, der zu den Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* addiert werden kann, wenn sich der Wechselstrommotor 1 mit niedrigeren Drehzahlen dreht.
• Im Falle der Nullvektor-Modulation ändert sich daher die Wellenform des Spannungsbefehls der Zwischenphase auch dann schnell, wenn der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl rotiert, was zu einer großen Änderung des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten führt. Wenn in diesem Fall die Schwankung des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten ignoriert wird, kann die Drehgeschwindigkeitsschätzung oder die Drehpositionsschätzung zu keinem guten Ergebnis führen.
• Fehler bei der Differenzierung und Integration, die mit Änderungen des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeitpunkten verbunden sind, werden nun beschrieben. Zunächst werden Fehler bei der Integration in Verbindung mit Änderungen des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeitpunkten beschrieben. 11 und 12 sind Diagramme, die schematisch die Integration auf der Grundlage einer rechteckigen Annäherung zeigen. 13 ist ein Diagramm, das schematisch die Integration zeigt, bei der Schwankungen im Zeitunterschied ignoriert werden. In 11 bis 13 stellt die vertikale Achse den Wert einer Kurve x(t) zum Zeitpunkt t dar, und die horizontale Achse stellt die Zeit dar.
• Wenn die Kurve x(t) diskret integriert wird, erhält man das Integrationsergebnis, indem man eine Vielzahl von Rechtecken mit einer Breite von jeweils einer kurzen Zeit T in der Breitenrichtung anordnet und die Flächen der Rechtecke addiert. In diesem Fall werden die Rechtecke so platziert, dass die Rechtecke einander nicht überlappen und benachbarte Rechtecke keine Lücke dazwischen bilden. 11 zeigt ein Beispiel für eine Integration auf der Grundlage einer rechteckigen Annäherung, bei der die kurze Zeit T konstant ist, was zu einem Fehler bei der Integration führt; die Integration auf der Grundlage einer rechteckigen Annäherung stellt jedoch in vielen Fällen kein Problem dar. Für eine genauere Integration kann die Integration auf der Grundlage einer trapezförmigen Annäherung verwendet werden.
• In dem Fall, in dem die kurze Zeit T nicht konstant ist, wie in 12 dargestellt, kann in ähnlicher Weise eine geeignete Integration durchgeführt werden, indem Rechtecke so platziert werden, dass die Rechtecke einander nicht überlappen und benachbarte Rechtecke keine Lücke dazwischen bilden. In dem in 12 gezeigten Beispiel gilt T=T+ΔT(t), wobei die kurze Zeit T konstant ist und ΔT(t) eine Zeit ist, die mit dem Ablauf der Zeit schwankt.
• Wird die Integration ohne die Verwendung von ΔT(t) durchgeführt, wie in 13 dargestellt, überlappen sich die Rechtecke oder benachbarte Rechtecke bilden eine Lücke dazwischen. Wie bei der gesamten Fläche können sich Überlappungen und Lücken gegenseitig aufheben, so dass kein großer Fehler auftritt, wohl aber ein großer Fehler in einem Teilbereich. Wird die Integration durchgeführt, wobei der Zeitunterschied Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten ein fester Wert ist, tritt daher ein Fehler im Ergebnis der Integration auf.
• Als nächstes werden Fehler bei der Differenzierung in Verbindung mit Änderungen des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten beschrieben. 14 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Fehlers bei der Differenzierung. In dem in 14 gezeigten Beispiel wird angenommen, dass die Werte, die verwendet werden können, um die Steigung einer Kurve x2(t) zu erhalten, zwei Punkte sind: x2(t1)=a zum Zeitpunkt t1 und x2(t2)=b zum Zeitpunkt t2, und der Zeitunterschied Tb zwischen dem Zeitpunkt t1 und dem Zeitpunkt t2 ist Tb=T+ΔT(t). Nehmen wir an, dass ΔT(t), der Betrag der Schwankung des Zeitunterschieds Tb, je nach Berechnungszeitpunkt variiert. Wenn in diesem Fall die Differenzierung ohne ΔT(t) durchgeführt wird, tritt im Ergebnis der Differenzierung ein Fehler auf, der ΔT(t) entspricht.
• Wenn der Zeitunterschied Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten schwankt und die Differenzierung und Integration ohne Berücksichtigung dieser Schwankung des Zeitunterschieds Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten durchgeführt wird, treten bei der Differenzierung und Integration Fehler auf, wie oben beschrieben. Vor diesem Hintergrund schätzt die Schätzeinheit 15 die Magnetpolposition θ_e und die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 auf der Grundlage des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechneten Zeitunterschieds Tb.
• Es wurden verschiedene Methoden zur Schätzung der Magnetpolposition θ_e und der Drehgeschwindigkeit ω_e untersucht. Im mittleren bis hohen Drehzahlbereich des gesamten Drehgeschwindigkeitsbereichs des Wechselstrommotors 1 wird die Magnetpolposition θ_e im Allgemeinen anhand von Informationen über die elektromotorische Kraft des Wechselstrommotors 1 ermittelt. Die Schätzeinheit 15 gemäß der ersten Ausführungsform schätzt die Magnetpolposition θ_e und die Drehgeschwindigkeit ω_e mit Hilfe der Arkustangens-Methode. Es ist zu beachten, dass die Methode zur Schätzung der Magnetpolposition θ_e und der Drehgeschwindigkeit ωe nicht auf die Arkustangens-Methode beschränkt ist. Zum Beispiel kann ein Verfahren, das einen adaptiven Beobachter verwendet, zur Schätzung der Magnetpolposition θe und der Drehgeschwindigkeit ω_e eingesetzt werden. Der adaptive Beobachter wird in der zweiten Ausführungsform beschrieben.
• Die Arkustangens-Methode ist weithin als die einfachste Methode zur Drehpositionsschätzung bekannt. Die folgende Formel (1) ist eine Spannungsgleichung für einen oberflächenmagnetischen synchronen Wechselstrommotor in Statorkoordinaten. In Formel (1) ist „p“ ein Differentialoperator, „Ra“ ist der Ankerwiderstand, „La“ ist die Ankerinduktivität, „v_α und v_β“ sind Spannungen in Statorkoordinaten, „Φ_a“ ist die Anzahl der Ankerverknüpfungsmagnetflüsse, und „i_α und i_β“ sind Ströme in Statorkoordinaten. Die Stator-Koordinaten können im Folgenden als stationäre Koordinaten bezeichnet werden.
  [Formel 1] $$\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }}\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\text{R}}_{\text{a}}+{\text{pL}}_{\text{a}}& 0\\ 0& {\text{R}}_{\text{a}}+{\text{pL}}_{\text{a}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\\ {\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\end{array}\right]+\text{p}{\mathrm{\Phi }}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}\text{cos}{\mathrm{\theta }}_{\text{e}}\\ \text{sin}{\mathrm{\theta }}_{\text{e}}\end{array}\right]$$

  
• Der zweite Term auf der rechten Seite von Formel (1) stellt die elektromotorische Kraft der Drehzahl dar. Man beachte, dass der Term, der die elektromotorische Kraft der Drehgeschwindigkeit repräsentiert, in der Form der folgenden Formel (2) ausgedrückt werden kann. In Formel (2) ist „eo“ die elektromotorische Kraft der α-Achse, „e_β“ ist die elektromotorische Kraft der β-Achse, „p“ ist ein Differentialoperator, „φ_αr“ ist der magnetische Fluss der α-Achse des Rotors, „φ_βr“ ist der magnetische Fluss der β-Achse des Rotors, und „Φ_a“ ist die Anzahl der Ankerverknüpfungsmagnetflüsse.
  [Formel 2] $$\left[\begin{array}{c}{\text{e}}_{\mathrm{\alpha }}\\ {\text{e}}_{\mathrm{\beta }}\end{array}\right]=\text{p}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\alpha }\text{r}}\\ {\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\beta }\text{r}}\end{array}\right]=\text{p}{\mathrm{\Phi }}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}\text{cos}{\mathrm{\theta }}_{\text{e}}\\ \text{sin}{\mathrm{\theta }}_{\text{e}}\end{array}\right]={\mathrm{\omega }}_{\text{e}}{\mathrm{\Phi }}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}-\text{sin}{\mathrm{\theta }}_{\text{e}}\\ \text{cos}{\mathrm{\theta }}_{\text{e}}\end{array}\right]$$

  
• Wie aus Formel (1) ersichtlich ist, beinhaltet die elektromotorische Kraft der Drehzahl die Größe θ_e, die eine Information über die Magnetpolposition ist. Die Magnetpolposition θ_e wird durch Modifikation der Formel (1) berechnet. Zunächst werden der Term des magnetischen Flusses des Rotors auf die linke Seite und die anderen Terme auf die rechte Seite gesetzt, wodurch sich die folgende Formel (3) ergibt. Da die Differenzial-Berechnung das Rauschen verstärkt, werden beide Seiten von Formel (3) integriert, wodurch sich die nachstehende Formel (4) ergibt. In dem Fall, in dem es einen Gleichstrom-Offset in einem Spannungssensor oder ähnlichem gibt, führt die Verwendung einer reinen Integration dazu, dass das Integral divergiert; daher ist es üblich, eine ungefähre Integration mit einem Tiefpassfilter zu verwenden, um die Gleichstromkomponente bei der Berechnung von Formel (4) nicht zu integrieren.
  [Formel 3] $$\text{p}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\alpha }\text{r}}\\ {\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\beta }\text{r}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }}\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }}\end{array}\right]-{\text{R}}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\\ {\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\end{array}\right]-{\text{pL}}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\\ {\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\end{array}\right]$$

  

  
  [Formel 4] $$\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\mathrm{\alpha }\text{r}}\\ {\widehat{\varphi }}_{\mathrm{\beta }\text{r}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\displaystyle \int \left({\text{v}}_{\mathrm{\alpha }}-{\text{R}}_{\text{a}}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\right)\cdot \text{dt}}\\ {\displaystyle \int \left({\text{v}}_{\mathrm{\beta }}-{\text{R}}_{\text{a}}{\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\right)\cdot \text{dt}}\end{array}\right]-{\text{L}}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\\ {\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\end{array}\right]$$

  
• In Formel (4) steht das Symbol „^“ für einen geschätzten Wert. Der magnetische Fluss des Rotors wird aus der Berechnung von Formel (4) erhalten, und die Arkustangens-Berechnung, die durch Formel (5) unten dargestellt wird, wird unter Verwendung des erhaltenen magnetischen Flusses des Rotors durchgeführt, wodurch die Magnetpolposition θ_e des Rotors geschätzt wird. Die Drehgeschwindigkeit ωe kann unter Verwendung der geschätzten Magnetpolposition θ_e des Rotors berechnet werden; daher kann eine geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ mit Formel (6) unten berechnet werden. Um den Einfluss von Differenzierungsrauschen zu vermeiden, wird in der Regel ein Tiefpassfilter eingesetzt, wenn die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ zur Steuerung verwendet wird. Alternativ kann die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ auch berechnet werden, indem die elektromotorische Kraft der Drehzahl geschätzt und die Amplitude der elektromotorischen Kraft der Drehzahl durch die Anzahl der Ankerverknüpfungsmagnetflüsse Φ_a geteilt wird, wie in Formel (7) unten dargestellt. Die elektromotorische Kraft der Drehzahl kann durch Berechnung der rechten Seite von Formel (3) ermittelt werden. Da der magnetische Fluss des Dauermagneten jedoch mit der Temperatur schwankt, führt die Berechnungsmethode der Formel (7) zu stetigen Fehlern bei der Schätzung der Drehgeschwindigkeit aufgrund von Temperaturänderungen. Die Fehler der Drehgeschwindigkeitsschätzungsmethode mit Formel (6) sind kleiner als die Fehler der durch Formel (7) dargestellten Methode. Darüber hinaus hat die Arkustangens-Methode den Vorteil, dass sie einen geringen Rechenaufwand erfordert. Die erste Ausführungsform beschreibt die Geschwindigkeitsabschätzung nach Formel (6).
  [Formel 5] $${\widehat{\theta }}_{\text{e}}={\text{tan}}^{-1}\left(\frac{{\widehat{\varphi }}_{\mathrm{\beta }\text{r}}}{{\widehat{\varphi }}_{\mathrm{\alpha }\text{r}}}\right)$$

  

  
  [Formel 6] $${\widehat{\omega }}_{\text{e}}=\frac{\text{d}}{\text{dt}}{\widehat{\theta }}_{\text{e}}$$

  

  
  [Formel 7] $${\widehat{\omega }}_{\text{e}}=\frac{\sqrt{{\widehat{\text{e}}}_{\mathrm{\alpha }}^2+{\widehat{\text{e}}}_{\mathrm{\beta }}^2}}{{\mathrm{\Phi }}_{\text{a}}}$$

  
• Zunächst wird die Diskretisierung der Berechnung der Arkustangens-Methode gemäß den Formeln (4) bis (6) unter der Annahme beschrieben, dass der oben beschriebene Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten nicht schwankt. Der durch den Ankerwiderstand des Wechselstrommotors 1 verursachte Spannungsabfall wird von der am Wechselstrommotor 1 anliegenden Spannung im stationären Koordinatensystem subtrahiert, und die ungefähre Integration kann mit einem Tiefpassfilter wie in Formel (8) unten berechnet werden. In Formel (8) steht „TS“ für einen Steuerzyklus, „TLPF“ für eine Zeitkonstante des Tiefpassfilters der angenäherten Integration, „n“ für einen Wert, der den aktuellen Abtastpunkt darstellt, und „n-1“ für einen Wert, der den vorherigen Abtastpunkt darstellt. Der gegenwärtige Abtastzeitpunkt kann auch als der aktuelle Abtastzeitpunkt bezeichnet werden. Man kann sagen, dass Formel (8) eine diskretisierte Form des Integrals des ersten Terms auf der rechten Seite von Formel (4) ist. Der Tiefpassfilter wird in diesem Beispiel mit einer Rückwärtsdifferenz diskretisiert, aber der Tiefpassfilter kann auch mit einer Vorwärtsdifferenz oder der bilinearen Transformation diskretisiert werden.
  [Formel 8] $$\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }\text{LPF}}\left(\text{n}\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }\text{LPF}}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]+\left\{\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]-{\text{R}}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]\right\}\frac{{\text{T}}_{\text{s}}}{{\text{T}}_{\text{LPF}}}$$

  
• Der magnetische Fluss des Rotors im stationären Koordinatensystem kann wie in Formel (9) unten dargestellt diskretisiert werden. Eine geschätzte Drehposition θ_e^(n) am aktuellen Abtastpunkt kann daher mit Formel (10) unten berechnet werden. Darüber hinaus kann unter Verwendung der geschätzten Drehposition θ_e^(n) zum aktuellen Abtastzeitpunkt und der geschätzten Drehposition θ_e^(n) zum vorherigen Abtastzeitpunkt die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ zwischen den beiden Abtastzeitpunkten mit der nachstehenden Formel (11) berechnet werden. In Formel (11) steht „θ_e^“ für einen geschätzten Wert von „θ_e", und „ω_e^“ steht für einen geschätzten Wert von „ω_e“.
  [Formel 9] $$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\alpha }\text{r}}\left(\text{n}\right)\\ {\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\beta }\text{r}}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }\text{LPF}}\left(\text{n}\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }\text{LPF}}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]-{\text{L}}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\left(\text{n}\right)\\ {\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]$$

  

  
  [Formel 10] $${\widehat{\theta }}_{\text{e}}\left(\text{n}\right)={\text{tan}}^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\beta }\text{r}}\left(\text{n}\right)}{{\mathrm{\varphi }}_{\mathrm{\alpha }\text{r}}\left(\text{n}\right)}\right)$$

  

  
  [Formel 11] $${\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}-\frac{1}{2}\right)=\frac{{\widehat{\theta }}_{\text{e}}\left(\text{n}\right)-{\widehat{\theta }}_{\text{e}}\left(\text{n}-1\right)}{{\text{T}}_{\text{s}}}$$

  
• Wie oben beschrieben, schwankt jedoch der Zeitunterschied Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeiten von Moment zu Moment. Eine Berechnung ohne die Verwendung dieses Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten führt zu Fehlern in der geschätzten Drehposition θ_e^und der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^.
• In Anbetracht dessen führt die Schätzeinheit 15 eine Berechnung mit der Arkustangens-Methode unter Verwendung des Zeitunterschieds Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten durch. Wenn der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten als TS+ΔT(n) ausgedrückt wird, kann die durch Formel (8) ausgedrückte Tiefpassfilterberechnung in die folgende Formel (12) umgeschrieben werden.
  [Formel 12] $$\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }\text{LPF}}\left(\text{n}\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }\text{LPF}}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]+\left\{\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]-{\text{R}}_{\text{a}}\left[\begin{array}{c}{\text{i}}_{\mathrm{\alpha }}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{i}}_{\mathrm{\beta }}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\mathrm{\alpha }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{v}}_{\mathrm{\beta }\text{LPF}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]\right\}\frac{{\text{T}}_{\text{s}}+\mathrm{\Delta }\text{T}\left(\text{n}\right)}{{\text{T}}_{\text{LPF}}}$$

  
• Durch Einsetzen des mit Formel (12) erhaltenen Wertes in Formel (9) kann der magnetische Fluss des Rotors im stationären Koordinatensystem berechnet werden. Die geschätzte Drehposition θ_e^(n) zum aktuellen Abtastzeitpunkt kann daher mit Formel (10) berechnet werden. Darüber hinaus kann die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ zwischen den beiden Abtastpunkten mit der nachstehenden Formel (13) unter Verwendung des Zeitunterschieds Tb=TS+ΔT(n) zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten berechnet werden.
  [Formel 13] $${\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}-\frac{1}{2}\right)=\frac{{\widehat{\theta }}_{\text{e}}\left(\text{n}\right)-{\widehat{\theta }}_{\text{e}}\left(\text{n}-1\right)}{{\text{T}}_{\text{s}}+\mathrm{\Delta }\text{T}\left(\text{n}\right)}$$

  
• Die Schätzeinheit 15 führt eine Koordinatentransformation der von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 für jeden Abtastpunkt bestimmten Phasenströme i_u, i_v und iw in die Ströme i_α und i_β im stationären Koordinatensystem durch. Die Schätzeinheit 15 führt eine Koordinatentransformation der Spannungsbefehle v_u*, v_v*, und v_w* in die Spannungen vα und v_β im stationären Koordinatensystem durch. Die Schätzeinheit 15 berechnet Formel (12) auf der Grundlage der Ströme iα und i_β und der Spannungen vα und v_β im stationären Koordinatensystem und dem von der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechneten Zeitunterschied Tb. Die Schätzeinheit 15 setzt den mit Formel (12) berechneten Wert und die Ströme iα und iβ im stationären Koordinatensystem in Formel (9) ein, um den magnetischen Fluss des Rotors im stationären Koordinatensystem zu berechnen. Die Schätzeinheit 15 setzt den mit Formel (9) berechneten Rotormagnetfluss im stationären Koordinatensystem in Formel (10) ein, um damit die geschätzte Drehposition θ_e^zu berechnen. Außerdem setzt die Schätzeinheit 15 die mit der Berechnung von Formel (10) berechnete geschätzte Drehposition θ_e^ und den von der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechneten Zeitunterschied Tb in Formel (13) ein, um dadurch die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ zu berechnen.
• Der Bereich von ΔT(n), der durch die Formeln (12) und (13) ausgedrückt wird, ist -0,5×TS<ΔT(n)<0,5×TS, wie in 5 zu sehen ist. Infolgedessen besteht ein großer Fehlerunterschied zwischen der Berechnung mit den Formeln (12) und (13) und der Berechnung mit den Formeln (8) und (11). Mit anderen Worten, es gibt einen großen Unterschied im Schätzungsfehler, je nachdem, ob ΔT in der Schätzungsverarbeitung verwendet wird.
• Die Schätzung der Drehgeschwindigkeit durch Berechnung mit Formel (11) wird nun beschrieben. Die Beschreibung erfolgt anhand eines Beispiels, bei dem die Trägerfrequenz, also die Frequenz der Trägerwelle Sc, 5 kHz beträgt und die Phasenstrombestimmungseinheit 12 die Werte der drei Phasenströme iu, iv und iw einmal pro Periode der Trägerwelle Sc bestimmt. Die Steuerperiode TS ist der Kehrwert der Trägerfrequenz und beträgt 200 µs.
• Wenn die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 z.B. 2500 rad/s beträgt, bewegt sich die Magnetpolposition θ_e des Wechselstrommotors 1 während 200 µs um 0,5 rad weiter. Der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten schwankt im Bereich von 100 µs bis 300 µs. Wenn der Zeitunterschied Tb z.B. 300 µs beträgt, bewegt sich die Magnetpolposition θ_e während 300 µs um 0,75 rad weiter. Dividiert man in diesem Fall 0,75 rad durch den Steuerzyklus TS gemäß Formel (11), so beträgt die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ 3750 rad, was dem 1,5-fachen des wahren Wertes der Drehgeschwindigkeit ω_e entspricht. Dieser Schätzfehler ist zu groß, um bei der Steuerung des Wechselstrommotors 1 ignoriert zu werden.
• Da der Mittelwert von ΔT(n) gleich Null ist, ist es möglich, den durch ΔT(n) verursachten Fehler durch Anwendung des Tiefpassfilters auf die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ zu entfernen. Die Einfügung des Tiefpassfilters in den Regelkreis führt jedoch zu einer Verringerung des Regelverhaltens. Aus diesem Grund ist es schwierig, mit dem Schätzverfahren durch die Berechnung der Formel (11) ein schnelles Ansprechverhalten zu erreichen.
• Da die Schätzeinheit 15 die Berechnung der Formel (13) durchführt, wird 0,75 rad durch den Zeitunterschied Tb geteilt. Die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ beträgt daher 2500 rad, was dem wahren Wert der Drehgeschwindigkeit ω_e entspricht. Durch die Berechnung mit Formel (13) kann die Schätzeinheit 15 die Fehler bei der Drehgeschwindigkeitsschätzung im Vergleich zur Berechnung mit Formel (11) erheblich reduzieren. Darüber hinaus kann die Schätzeinheit 15 durch die Durchführung der Berechnung nach Formel (12) die Fehler bei der Drehpositionsschätzung im Vergleich zur Durchführung der Berechnung nach Formel (8) erheblich reduzieren.
• Wie oben beschrieben, beinhaltet die Schätzvorrichtung 9 gemäß der ersten Ausführungsform die Busstrom-Erfassungseinheit 11, die Phasenstrombestimmungseinheit 12, die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 und die Schätzeinheit 15. Die Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfasst den Wert des Busstroms ibus, d.h. den Strom, der durch den Gleichstrombus 61 des Spannungsquellenwechselrichters 4 fließt, der von den mehreren Gateimpulssignalen Gu, Gv und Gw angesteuert wird, die auf der Grundlage der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* erzeugt werden. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelt die vom Spannungsquellenwechselrichter 4 an den Wechselstrommotor 1 gelieferten Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w auf der Grundlage der von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Werte des Busstroms i_bus und der Zustände der Vielzahl der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w. Die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechnet den Zeitunterschied Tb zwischen dem aktuellen Erfassungszeitpunkt, der von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 als der Erfassungszeitpunkt des Busstroms i_bus im vorangegangenen Bestimmungsvorgang ermittelt wurde, und dem aktuellen Erfassungszeitpunkt, der von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 als der Erfassungszeitpunkt des Busstroms i_bus im vorliegenden Bestimmungsvorgang ermittelt wurde. Der aktuelle Erfassungszeitpunkt, der als Erfassungszeitpunkt des Busstroms i_bus identifiziert wird, der im vorherigen Bestimmungsprozess durch die Phasenstrombestimmungseinheit 12 verwendet wurde, ist ein Beispiel für einen ersten aktuellen Erfassungszeitpunkt. Der aktuelle Erfassungszeitpunkt, der als Erfassungszeitpunkt des Busstroms i_bus identifiziert wird, der in dem vorliegenden Bestimmungsvorgang von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 verwendet wird, ist ein Beispiel für einen zweiten aktuellen Erfassungszeitpunkt. Die Schätzeinheit 15 schätzt mindestens eine, die Magnetpolposition θ_e und/oder die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 auf der Grundlage der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*, der Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w und des Zeitunterschieds Tb. Wie oben beschrieben, führt die Schätzvorrichtung 9 eine Schätzungsverarbeitung durch, die den Zeitunterschied Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten in der Phasenstrombestimmungseinheit 12 verwendet. Die Schätzvorrichtung 9 kann daher die Bestimmungsperiode, d.h. die Periode des Prozesses zur Bestimmung der Werte der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w, im Vergleich zu dem Fall der Bestimmung der Werte der Dreiphasenströme durch Interpolationsverarbeitung aus dem Wert des Busstroms ibus, der in jeder von zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden der Trägerwelle Sc erfasst wird, verkürzen. Da die Schätzvorrichtung 9 außerdem den Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten für die Schätzung der Magnetpolposition θ_e und der Drehgeschwindigkeit ω_e verwendet, kann die Schätzgenauigkeit der Magnetpolposition θ_e und der Drehgeschwindigkeit ω_e auch dann verbessert werden, wenn die Schwankung des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten groß ist. Wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehgeschwindigkeit rotiert oder wenn eine Nullvektor-Modulation durchgeführt wird, kann die Schätzgenauigkeit der Magnetpolposition θe und der Drehgeschwindigkeit ω_e verbessert werden.
• Darüber hinaus werden die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w auf der Grundlage des Vergleichs zwischen den Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* und der Trägerwelle Sc erzeugt. Außerdem ist der Zeitunterschied Tb zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten länger als eine halbe Periode der Trägerwelle Sc und kürzer als das 1,5-fache einer Periode der Trägerwelle Sc. Folglich kann die Schätzvorrichtung 9 die Schätzungsgenauigkeit der Magnetpolposition θe und der Drehgeschwindigkeit ωe verbessern, wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehgeschwindigkeit dreht oder wenn eine Nullvektor-Modulation durchgeführt wird.
• Darüber hinaus beinhaltet die Ansteueranordnung 2 einschließlich der Schätzvorrichtung 9 die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22, die mindestens eines der mehreren Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w, die in den Spannungsquellenwechselrichter 4 eingegeben werden, zeitlich verschiebt. Unter den Gateimpulssignalen G_u, G_v und G_w verschiebt die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 zeitlich mindestens eines von zwei Gateimpulssignalen, bei denen das Intervall zwischen den Änderungen kürzer ist als die voreingestellte Zeitspanne TA, um das Intervall zwischen den Änderungen in den beiden Gateimpulssignalen länger als die voreingestellte Zeitspanne TA oder gleich zu machen. Folglich kann die Latenzzeit bis zur Konvergenz des Schwingens unabhängig von den Werten der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* gesichert werden.
• Zusätzlich enthält die Ansteueranordnung 2 die Nullvektor-Modulationseinheit 34, die einen Zufallszahlenwert zu den Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* hinzufügt, um dadurch das Ausgangsverhältnis zwischen zwei Arten von Nullspannungsvektoren, die vom Spannungsquellenwechselrichter 4 ausgegeben werden, unregelmäßig zu ändern. Folglich wird die spektrale Spitze des Trägerrauschens durch die Nullvektor-Modulation gestreut, so dass das Trägerrauschen reduziert werden kann. Bei der Nullvektor-Modulation ändert sich die Kurvenform des Spannungsbefehls der Zwischenphase auch dann schnell, wenn der Wechselstrommotor 1 mit niedriger Drehzahl dreht, was zu einer großen Änderung des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten führt. Selbst in einem solchen Fall kann die Schätzvorrichtung 9 die Schätzungsgenauigkeit der Magnetpolposition θe und der Drehgeschwindigkeit ωe verbessern.
• Ausführungsform 2
• Die Schätzeinheit der Schätzvorrichtung nach der zweiten Ausführungsform unterscheidet sich von der Schätzeinheit der Schätzvorrichtung nach der ersten Ausführungsform dadurch, dass die Drehposition und die Drehgeschwindigkeit des Wechselstrommotors mit einem adaptiven Beobachter geschätzt werden. In der folgenden Beschreibung werden Komponenten, die dieselben Funktionen wie in der ersten Ausführungsform haben, mit denselben Bezugszeichen versehen, und es wird auf ihre Beschreibung verzichtet. Der Unterschied zur ersten Ausführungsform wird hauptsächlich beschrieben.
• 15 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines Elektromotorsystems mit einer Schätzvorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in 15 dargestellt, enthält das Elektromotorsystem 100A gemäß der zweiten Ausführungsform eine Ansteueranordnung 2A mit einer Steuereinrichtung 5A, anstelle der Ansteueranordnung 2 mit der Steuereinrichtung 5. Die Steuereinrichtung 5A beinhaltet eine Schätzvorrichtung 9A mit einer Schätzeinheit 15A, anstelle der Schätzvorrichtung 9 mit der Schätzeinheit 15.
• 16 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration der Schätzeinheit gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt. Die Schätzeinheit 15A wird durch einen adaptiven Beobachter konfiguriert und schätzt die Magnetpolposition θe und die Drehgeschwindigkeit ωe des Wechselstrommotors 1. Der adaptive Beobachter, der durch eine Zustandsgleichung definiert ist, in der der Statormagnetfluss und der Rotormagnetfluss des Wechselstrommotors 1 Zustandsgrößen sind, wird auch als adaptiver Magnetflussbeobachter bezeichnet. Man beachte, dass der adaptive Beobachter auch unter Verwendung einer erweiterten induzierten Spannung, eines Stroms oder dergleichen als Zustandsgröße definiert werden kann.
• Die in 16 dargestellte Schätzeinheit 15A berechnet die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ und die geschätzte Drehposition θ_e^unter Verwendung eines Spannungsvektors, eines Stromvektors und des Zeitunterschieds Tb zwischen Stromerfassungszeiten und gibt die berechnete, geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ und geschätzte Drehposition θ_e^aus. Der Spannungsvektor ist der Vektor der vom Spannungsquellenwechselrichter 4 an den Wechselstrommotor 1 ausgegebenen Spannung, und der Stromvektor ist der Vektor des vom Spannungsquellenwechselrichter 4 an den Wechselstrommotor 1 ausgegebenen Stroms.
• Die Schätzeinheit 15A beinhaltet eine Modellabweichungsberechnungseinheit 51, einen Winkelgeschwindigkeitsschätzer 52, einen Primär-Winkelfrequenzrechner 53, und einen Integrierer 54. Die Modellabweichungsberechnungseinheit 51 berechnet eine Modellabweichung ε auf der Grundlage des Spannungsvektors, des Stromvektors, einer Primär-Winkelfrequenz ω₁, der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^, und des Zeitunterschieds Tb zwischen Stromerfassungszeiten. Der Winkelgeschwindigkeitsschätzer 52 berechnet die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ auf der Grundlage der Modellabweichung ε und des Zeitunterschieds Tb zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten. Der Primär-Winkelfrequenzrechner 53 berechnet die Primär-Winkelfrequenz ω₁ unter Verwendung eines geschätzten Magnetflussvektors, eines geschätzten Stromvektors und der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^. Der Integrierer 54 integriert die Primärwinkelfrequenz ω₁ auf der Basis des Zeitunterschieds Tb zwischen Stromerfassungszeiten und gibt die geschätzte Drehposition θ_e^ aus.
• Die Modellabweichungsberechnungseinheit 51 beinhaltet einen Stromschätzer 71, einen Subtrahierer 72, und einen Abweichungsrechner 73. Der Stromschätzer 71 berechnet den geschätzten magnetischen Flussvektor und den geschätzten Stromvektor auf der Grundlage des Spannungsvektors, des Stromvektors, der Primärwinkelfrequenz ω₁, der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^ und des Zeitunterschieds Tb zwischen Stromerfassungszeiten und gibt den berechneten, geschätzten magnetischen Flussvektor und den geschätzten Stromvektor aus. Der Subtrahierer 72 berechnet einen Stromabweichungsvektor durch Subtraktion des Stromvektors vom geschätzten Stromvektor und gibt den berechneten Stromabweichungsvektor aus.
• Der Abweichungsrechner 73 empfängt eine Eingabe des Stromabweichungsvektors vom Subtrahierer 72, extrahiert die Quadraturkomponente des geschätzten Magnetflussvektors als skalare Größe und gibt die extrahierte skalare Größe als Modellabweichung ε aus. Bekannte Verfahren zur Extraktion der Quadraturkomponente des geschätzten Magnetflussvektors als skalare Größe beinhalten die Koordinatentransformation des Stromabweichungsvektors auf ein rotierendes orthogonales Koordinatensystem und die Berechnung der Größe des äußeren Produkts des Stromabweichungsvektors und des geschätzten Magnetflussvektors.
• Der Stromschätzer 71 schätzt den Strom und den magnetischen Fluss aus der Zustandsgleichung des Wechselstrommotors 1. Obwohl der Wechselstrommotor 1 hier als allgemeiner Synchronmotor mit eingebettetem Permanentmagneten beschrieben wird, kann der Wechselstrommotor 1 jeder andere Motortyp sein, auf den seine Zustandsgleichung anwendbar ist, wie z.B. ein Induktionsmotor, ein Synchronmotor mit Oberflächen-Permanentmagneten, ein Synchronmotor mit gewickelten Feldspulen oder ein Synchronmotor mit Reluktanz. Das heißt, dass der Stromschätzer 71 unter Verwendung eines ähnlichen Verfahrens die Stromschätzung für andere Motortypen durchführen kann.
• In dem Fall, dass der Wechselstrommotor 1 ein permanentmagneterregter Synchronmotor ist, wird die Zustandsgleichung durch die Formeln (14) und (15) unten ausgedrückt. In den Formeln (14) und (15) steht „Ld“ für die Induktivität der d-Achse, „Lq“ für die Induktivität der q-Achse, „id“ für den Strom der d-Achse, „iq“ für den Strom der q-Achse, „φ_ds“ für den magnetischen Fluss des Stators der d-Achse, „φ_qs“ für den magnetischen Fluss des Stators der q-Achse, „φ_dr“ für den magnetischen Fluss des Rotors der d-Achse und das Symbol „^“ für einen Schätzwert. Darüber hinaus steht „Ra“ für den Ankerwiderstand, „ω₁“ für die Primärwinkelfrequenz, „vd“ für die Spannung der d-Achse, „vq“ für die Spannung der q-Achse und „h11“ bis „h32“ für die Beobachterverstärkungen. Darüber hinaus wird die primäre Kreisfrequenz ω₁ durch die folgende Formel (16) angegeben. Hier stehen „h41“ und „h42“ für Beobachterverstärkungen.
  [Formel 14] $$\frac{\text{d}}{\text{dt}}\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{ccc}-\frac{{\text{R}}_{\text{a}}}{{\text{L}}_{\text{d}}}& {\mathrm{\omega }}_1& 0\\ -{\mathrm{\omega }}_1& -\frac{{\text{R}}_{\text{a}}}{{\text{L}}_{\text{q}}}& -{\widehat{\omega }}_{\text{e}}\\ 0& 0& 0\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\text{d}}\\ {\text{v}}_{\text{q}}\\ 0\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}{\text{h}}_{11}& {\text{h}}_{12}\\ {\text{h}}_{21}& {\text{h}}_{22}\\ {\text{h}}_{31}& {\text{h}}_{32}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\widehat{\text{i}}}_{\text{d}}-{\text{i}}_{\text{d}}\\ {\widehat{\text{i}}}_{\text{q}}-{\text{i}}_{\text{q}}\end{array}\right]$$

  

  
  [Formel 15] $$\left[\begin{array}{c}{\widehat{\text{i}}}_{\text{d}}\\ {\widehat{\text{i}}}_{\text{q}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1{\text{/L}}_{\text{d}}& 0& 0\\ 0& 1{\text{/L}}_{\text{q}}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\end{array}\right]$$

  

  
  [Formel 16] $${\mathrm{\omega }}_1={\widehat{\omega }}_{\text{e}}-\frac{{\text{h}}_{41}\left({\widehat{\text{i}}}_{\text{d}}-{\text{i}}_{\text{d}}\right)+{\text{h}}_{42}\left({\widehat{\text{i}}}_{\text{q}}-{\text{i}}_{\text{q}}\right)}{{\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}}$$

  
• Die Formeln (14) und (15) basieren auf der normalen induzierten Spannung, aber die Formeln (14) und (15) können modifiziert und in Form einer erweiterten induzierten Spannung ausgedrückt werden, in diesem Fall sind ähnliche Berechnungen ebenfalls möglich. Man beachte, dass die Formeln (14) und (15) mathematische Ausdrücke in dq-Drehkoordinaten sind, aber die Formeln (14) und (15) können modifiziert und in Form eines anderen Koordinatensystems, wie z.B. stationäre α_β-Koordinaten oder Dreiphasenkoordinaten, ausgedrückt werden; in diesem Fall sind ähnliche Berechnungen ebenfalls möglich. Da Formel (14) die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ einschließt, tritt ein Fehler bei der Stromschätzung auf, wenn die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ nicht mit der tatsächlichen Drehgeschwindigkeit ω_e übereinstimmt. Hier ist die Modellabweichung ε wie in Formel (17) unten definiert, und die Schätzeinheit 15A passt den Wert der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^ mithilfe des Winkelgeschwindigkeitsschätzers 52 so an, dass die Modellabweichung ε Null wird. Der Winkelgeschwindigkeitsschätzer 52 wird z.B. durch einen Integrierer und einen mit dem Integrierer in Reihe geschalteten Proportional-Integralregler dargestellt.
  [Formel 17] $$\mathrm{\epsilon }=\frac{{\widehat{\text{i}}}_{\text{q}}-{\text{i}}_{\text{q}}}{{\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}}$$

  
• Der Primär-Winkelfrequenzrechner 53 berechnet die Primär-Winkelfrequenz ω₁ aus dem geschätzten magnetischen Flussvektor, dem geschätzten Stromvektor und der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^, auf der Grundlage von Formel (16). Der Integrierer 54 schätzt die Magnetpolposition θ_e durch Integration der primären Drehfrequenz ω₁. Der adaptive Beobachter hat den Vorteil, dass er robust gegenüber Schwankungen in der Anzahl der verketteten Magnetflüsse ist und keine stetigen Fehler bei der Drehgeschwindigkeitsschätzung produziert und somit ein leistungsfähiges Verfahren zur Drehgeschwindigkeitsschätzung ist.
• Die Zustandsgleichung der Formeln (14) und (15) muss bei der Diskretisierung beachtet werden, da der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten schwankt. Durch Diskretisierung mit der Euler-Methode erhält man die folgenden Formeln (18) bis (21). In den Formeln (18) bis (21) steht „TS“ für einen Kontrollzyklus, „n“ für einen Wert, der den aktuellen Abtastzeitpunkt angibt, „n-1“ für einen Wert, der den vorherigen Abtastzeitpunkt angibt, und „tavg“ für die Zeitspanne von einem aktuellen Erfassungszeitpunkt bis zu einem Tiefpunkt der Trägerwelle Sc. Der Tiefpunkt der Trägerwelle Sc bezeichnet z.B. eine Position, an der die Trägerwelle Sc den Minimalwert erreicht, und tritt zu jedem der in 5 gezeigten Zeitpunkte t7 und t16 auf. Der Abtastpunkt für die Stromerkennung ist beispielsweise die oben beschriebene Stromerkennungszeit. Darüber hinaus wird die primäre Winkelfrequenz ω1 mit der folgenden Formel (22) angegeben.
  [Formel 18] $$\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\left(\text{n}\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\left(\text{n}\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{\text{d}}{\text{dt}}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\left(\text{n}-1\right)\\ \frac{\text{d}}{\text{dt}}{\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\left(\text{n}-1\right)\\ \frac{\text{d}}{\text{dt}}{\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]\cdot \left({\text{T}}_{\text{s}}+\mathrm{\Delta }\text{T}\left(\text{n}-1\right)\right)$$

  

  
  [Formel 19] $$\begin{array}{l}\frac{\text{d}}{\text{dt}}\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-{\text{R}}_{\text{a}}{\text{/L}}_{\text{d}}& {\mathrm{\omega }}_1\left(\text{n}-1\right)& 0\\ -{\mathrm{\omega }}_1\left(\text{n}-1\right)& -{\text{R}}_{\text{a}}{\text{/L}}_{\text{q}}& -{\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}-1\right)\\ 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}-1\right)\end{array}\right]\\ +\left[\begin{array}{c}{\text{v}}_{\text{d}}\left(\text{n}-1\right)\\ {\text{v}}_{\text{q}}\left(\text{n}-1\right)\\ 0\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}{\text{h}}_{11}& {\text{h}}_{12}\\ {\text{h}}_{21}& {\text{h}}_{22}\\ {\text{h}}_{31}& {\text{h}}_{32}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\widehat{\text{i}}}_{\text{d}}\left(\text{n}-1\right)-{\text{i}}_{\text{d}}\left(\text{n}\right)\\ {\widehat{\text{i}}}_{\text{q}}\left(\text{n}-1\right)-{\text{i}}_{\text{q}}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]\end{array}$$

  

  
  [Formel 20] $$\left[\begin{array}{c}{\widehat{i}}_d\left(n\right)\\ {\widehat{i}}_q\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1{\text{/L}}_{\text{d}}& 0& 0\\ 0& 1{\text{/L}}_{\text{q}}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\widehat{\varphi }}_{\text{ds}}\left(\text{n}\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{qs}}\left(\text{n}\right)\\ {\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}\right)\end{array}\right]$$

  

  
  [Formel 21] $$\mathrm{\Delta }{\text{t}}_{\left(\text{n}-1\right)}={\text{t}}_{\text{avg}\left(\text{n}-1\right)}-{\text{t}}_{\text{avg}\left(\text{n}\right)}$$

  

  
  [Formel 22] $${\mathrm{\omega }}_1\left(\text{n}\right)={\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}\right)-\frac{{\text{h}}_{41}\left({\widehat{\text{i}}}_{\text{d}}\left(\text{n}-1\right)-{\text{i}}_{\text{d}}\left(\text{n}\right)\right)+{\text{h}}_{42}\left({\widehat{\text{i}}}_{\text{q}}\left(\text{n}-1\right)-{\text{i}}_{\text{q}}\left(\text{n}\right)\right)}{{\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}\right)}$$

  
• Die Modellabweichungsberechnungseinheit 51 der Schätzeinheit 15A führt unter Verwendung der geschätzten Drehposition θ_e^ eine Koordinatentransformation durch. Unter Verwendung der vom Integrierer 54 erhaltenen geschätzten Drehposition θ_e^ führt die Modellabweichungsberechnungseinheit 51 eine Koordinatentransformation der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w in Ströme in einem dq-Koordinatensystem durch, das ein rotierendes orthogonales Koordinatensystem ist, wodurch der d-Achsenstrom id und der q-Achsenstrom iq erhalten werden. Darüber hinaus führt die Modellabweichungsberechnungseinheit 51 unter Verwendung der vom Integrierer 54 erhaltenen geschätzten Drehposition θ_e^ eine Koordinatentransformation der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* in Spannungen in einem dq-Koordinatensystem durch, das ein rotierendes orthogonales Koordinatensystem ist, wodurch die d-Achsen-Spannung vd und die q-Achsen-Spannung vq erhalten werden. Man beachte, dass die geschätzte Drehposition θ_e^, die bei der Koordinatentransformation zur Gewinnung der d-Achsen-Spannung vd und der q-Achsen-Spannung vq verwendet wird, vorzugsweise diejenige ist, die in der Mitte zwischen den Stromerfassungszeiten liegt. Man beachte, dass, obwohl der magnetische Fluss des Stators und der magnetische Fluss des Rotors als Zustandsgrößen in der Zustandsgleichung der Formeln (19) und (20) verwendet werden, der Strom oder die erweiterte induzierte Spannung als eine Zustandsgröße verwendet werden kann.
• Da die Formel (19) die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ enthält, tritt ein Fehler bei der Stromschätzung auf, wenn die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ nicht mit der tatsächlichen Drehgeschwindigkeit ωe übereinstimmt. Hier ist die Modellabweichung ε wie in Formel (23) unten definiert, und die Schätzeinheit 15A passt den Wert der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^ mithilfe des Winkelgeschwindigkeitsschätzers 52 so an, dass die Modellabweichung ε Null wird. Der Winkelgeschwindigkeitsschätzer 52 berechnet die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ durch die Berechnung der Formeln (24) bis (26) unten. In Formel (25) ist „xa“ eine Zustandsgröße der Proportional-Integral-Regelung, und „n+1“ ist ein nächster Abtastpunkt.
  [Formel 23] $$\mathrm{\epsilon }\left(\text{n}\right)=\frac{{\widehat{\text{i}}}_{\text{q}}\left(\text{n}-1\right)-{\text{i}}_{\text{q}}\left(\text{n}\right)}{{\widehat{\varphi }}_{\text{dr}}\left(\text{n}\right)}$$

  

  
  [Formel 24] $$\frac{\text{d}}{\text{dt}}{\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}\right)={\text{K}}_{\text{ap}}\left(\mathrm{\epsilon }\left(\text{n}\right)+{\mathrm{\omega }}_{\text{api}}{\text{x}}_{\text{a}}\left(\text{n}\right)\right)$$

  

  
  [Formel 25] $${\text{x}}_{\text{a}}\left(\text{n}+1\right)={\text{x}}_{\text{a}}\left(\text{n}\right)+\left({\text{T}}_{\text{s}}+\mathrm{\Delta }\text{T}\left(\text{n}\right)\right)\cdot \mathrm{\epsilon }\left(\text{n}\right)$$

  

  
  [Formel 26] $${\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}\right)={\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}-1\right)+\left({\text{T}}_{\text{s}}+\mathrm{\Delta }\text{T}\left(\text{n}-1\right)\right)\cdot \frac{\text{d}}{\text{dt}}{\widehat{\omega }}_{\text{e}}\left(\text{n}-1\right)$$

  
• In Formel (25) wird ΔT(n) und in Formel (26) wird ΔT(n-1) verwendet. Die Schätzeinheit 15A kann daher die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ auch dann genau berechnen, wenn der Zeitunterschied Tb zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten schwankt.
• Der Primär-Winkelfrequenzrechner 53 berechnet die Primär-Winkelfrequenz ω₁, indem er den geschätzten magnetischen Flussvektor, den geschätzten Stromvektor und die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ in Formel (22) einsetzt. Der Integrierer 54 berechnet die geschätzte Drehposition θ_e^ durch Integration der primären Kreisfrequenz ω₁ unter Verwendung der unten stehenden Formel (27). Man beachte, dass Tb definiert ist als Tb=TS+ΔT(n). Da ΔT(n) in Formel (27) verwendet wird, kann die Schätzeinheit 15A die geschätzte Drehposition θ_e^ auch dann genau berechnen, wenn der Zeitunterschied Tb zwischen aktuellen Erfassungszeiten schwankt.
  [Formel 27] $${\widehat{\theta }}_{\text{e}\left(\text{n}+1\right)}={\widehat{\theta }}_{\text{e}\left(\text{n}\right)}+{\mathrm{\omega }}_{1\left(\text{n}\right)}\cdot \left({\text{T}}_{\text{s}}+\mathrm{\Delta }{\text{T}}_{\left(\text{n}\right)}\right)$$

  
• Wie oben beschrieben, beinhaltet die Schätzeinheit 15A gemäß der zweiten Ausführungsform den Stromschätzer 71, den Subtrahierer 72, den Abweichungsrechner 73, und den Winkelgeschwindigkeitsschätzer 52. Der Stromschätzer 71 ist ein Beispiel für eine Zustandsgrößenschätzeinheit, der Subtrahierer 72 und der Abweichungsrechner 73 sind ein Beispiel für eine Fehlerberechnungseinheit, und der Winkelgeschwindigkeitsschätzer 52 ist ein Beispiel für eine Geschwindigkeitsschätzeinheit. Der Stromschätzer 71 schätzt den magnetischen Flussvektor und den Stromvektor des Wechselstrommotors 1 und gibt die Ergebnisse der Schätzung, d.h. den geschätzten magnetischen Flussvektor und den geschätzten Stromvektor, aus. Der magnetische Flussvektor ist ein Beispiel für eine Zustandsgröße. Der Abweichungsrechner 73 berechnet die Modellabweichung ε. Die Modellabweichung ε ist ein Beispiel für einen Fehler in der Zustandsgröße. Der Winkelgeschwindigkeitsschätzer 52 berechnet die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ auf der Basis der Modellabweichung ε und des Zeitunterschieds Tb. Außerdem berechnet der Stromschätzer 71 den geschätzten magnetischen Flussvektor und den geschätzten Stromvektor auf der Grundlage des Spannungsvektors, des Stromvektors, der Primärwinkelfrequenz ω₁, der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^ und des Zeitunterschieds Tb zwischen Stromerfassungszeiten. Da in der Schätzeinheit 15A kein stetiger Drehgeschwindigkeitsschätzungsfehler erzeugt wird, kann die Drehgeschwindigkeitsschätzung genau durchgeführt werden.
• Ausführungsform 3
• Die dritte Ausführungsform unterscheidet sich von der Ansteueranordnungsform nach der ersten und zweiten Ausführungsform dadurch, dass die Drehposition und die Drehgeschwindigkeit des Wechselstrommotors anhand der vom Spannungsquellenwechselrichter an den Wechselstrommotor angelegten Spannung zwischen den Stromerfassungszeiten geschätzt werden. In der folgenden Beschreibung werden die Komponenten, die die gleichen Funktionen wie in der ersten Ausführungsform haben, mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und ihre Beschreibung entfällt. Es wird hauptsächlich der Unterschied zu den Steuereinrichtungen 5 und 5A nach der ersten und zweiten Ausführungsform beschrieben.
• 17 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines Elektromotorsystems mit einer Schätzvorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in 17 dargestellt, enthält das Elektromotorsystem 100B gemäß der dritten Ausführungsform eine Ansteueranordnung 2B mit einer Steuereinrichtung 5B, anstelle der Ansteueranordnung 2 mit der Steuereinrichtung 5 oder der Ansteueranordnung 2A mit der Steuereinrichtung 5A. Die Steuereinrichtung 5B beinhaltet eine Schätzvorrichtung 9B anstelle der Schätzvorrichtung 9 oder der Schätzvorrichtung 9A.
• Die Schätzvorrichtung 9B beinhaltet die Busstrom-Erfassungseinheit 11, die Phasenstrombestimmungseinheit 12, die Zeitdifferenzberechnungseinheit 13, eine zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 und eine Schätzeinheit 15B. Die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechnet die Werte von drei Phasenspannungen v_ub, v_vb, und v_wb zwischen aktuellen Detektionszeiten auf der Basis der Gateimpulssignale G_u, G_v, und G_w und des Zeitunterschieds Tb zwischen den aktuellen Detektionszeiten. Die von der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechneten Werte der Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb sind die Momentanwerte von drei Phasenspannungen, nämlich u-Phasen-, v-Phasen- und w-Phasen-Spannungen, zwischen den Stromdetektionszeiten. Die Schätzeinheit 15B unterscheidet sich von der Schätzeinheit 15 oder der Schätzeinheit 15A dadurch, dass die geschätzte Drehgeschwindigkeit w_e^ und die geschätzte Drehposition θ_e^ anhand der Werte der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den Stromerfassungszeiten anstelle der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* berechnet werden. Die Phasenspannung vub ist eine u-Phasenspannung, die Phasenspannung vvb ist eine v-Phasenspannung und die Phasenspannung v_wb ist eine w-Phasenspannung.
• Nachfolgend kann die Phasenspannung vub als u-Phasenspannung v_ub, die Phasenspannung v_vb als v-Phasenspannung v_vb und die Phasenspannung v_wb als w-Phasenspannung v_wb bezeichnet werden. Außerdem können die Werte der Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb einfach als die Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb bezeichnet werden.
• Die Zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechnet die Werte der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb, und v_wb zwischen den Stromerfassungszeiten auf der Basis des Tastverhältnisses jedes der Gateimpulssignale G_u, G_v, und G_w zwischen den Stromerfassungszeiten. Insbesondere berechnet die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 den Wert der u-Phasenspannung vu zwischen den Stromdetektionszeiten auf der Grundlage des Verhältnisses der EIN-Periode, während der sich das Gateimpulssignal G_u zwischen den Stromdetektionszeiten im EIN-Zustand befindet. In ähnlicher Weise berechnet die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 den Wert der v-Phasenspannung v_v zwischen Stromerfassungszeiten auf der Grundlage der EIN-Periode, während der das Gateimpulssignal G_v zwischen den Stromerfassungszeiten im EIN-Zustand ist. Außerdem berechnet die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 den Wert der w-Phasenspannung vw zwischen den Stromdetektionszeiten auf der Grundlage der EIN-Periode, während der das Gateimpulssignal G_w zwischen den Stromdetektionszeiten im EIN-Zustand ist.
• 18 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit gemäß der dritten Ausführungsform zeigt. Wie in 18 dargestellt, beinhaltet die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 eine Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 und eine Spannungsberechnungseinheit 42. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 berechnet die EIN-Periode, während der sich jedes der mehreren Gateimpulssignale Gu, Gv und Gw zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten im EIN-Zustand befindet. Die Spannungsberechnungseinheit 42 berechnet die Werte der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb auf der Grundlage des Wertes der Busspannung V_dc, der von der Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 berechneten EIN-Periode und des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechneten Zeitunterschieds Tb. Die Busspannung V_dc ist die Spannung zwischen der Niederpotentialseite des Gleichstrombusses 61 und der Hochpotentialseite des Gleichstrombusses 61, und der Wert der Busspannung V_dc ist der Momentanwert der Busspannung Vdc.
• 19 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines Verfahrens zur Berechnung der drei Phasenspannungen zwischen Stromerfassungszeiten durch die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit gemäß der dritten Ausführungsform. In dem in 19 gezeigten Beispiel wird der Zeitpunkt t5, der der Erfassungszeitpunkt des Busstroms ibus ist, der verwendet wird, um den Wert des Stroms der zweiten Phase in der ersten Phasenstrom-Bestimmungsperiode zu bestimmen, als erster Stromerfassungszeitpunkt identifiziert. Darüber hinaus wird der Zeitpunkt t15, der der Erfassungszeitpunkt des Busstroms ibus ist, der verwendet wird, um den Wert des Stroms derselben zweiten Phase in der nächsten Phasenstrom-Bestimmungsperiode zu bestimmen, als nächster Stromerfassungszeitpunkt identifiziert. Daher ergibt sich in dem in 19 gezeigten Beispiel der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten als Tb=t15-t5. Man beachte, dass in 19 die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w nicht der Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 unterworfen sind.
• Die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 kann den Wert der u-Phasenspannung vub durch die Berechnung der folgenden Formel (28) berechnen. In Formel (28) steht „tuon1“ für die EIN-Periode des u-Phasen-Gateimpulssignals G_u in der ersten Hälfte zwischen den Stromerfassungszeiten, und „tuon2“ steht für die EIN-Periode des u-Phasen-Gateimpulssignals G_u in der zweiten Hälfte zwischen den Stromerfassungszeiten. Darüber hinaus steht „Vdc“ für die Busspannung, die von einer Busspannungserfassungseinrichtung (nicht abgebildet) erfasst wird. Wenn die Busspannung konstant ist, muss die Busspannungserfassungseinrichtung nicht verwendet werden.
  [Formel 28] $${\text{v}}_{\text{ab}}=\frac{{\text{v}}_{\text{dc}}}{2}\left\{2\left(\frac{\text{tuon}1+\text{tuon}2}{\text{tb}}\right)-1\right\}\ne {\text{v}}_{\text{a}}^{\text{'}}$$

  
• In ähnlicher Weise kann die
  Zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 den Wert der v-Phasenspannung v_vb zwischen den Stromdetektionszeiten und den Wert der w-Phasenspannung v_wb zwischen den Stromdetektionszeiten durch die Berechnung der folgenden Formeln (29) und (30) berechnen. In Formel (29) stellt „tvon1“ die Zeitspanne dar, während der das v-Phasen-Gateimpulssignal G_v in der ersten Hälfte zwischen den Stromerfassungszeiten im EIN-Zustand ist, und „tvon2“ stellt die Zeitspanne dar, während der das v-Phasen-Gateimpulssignal G_v in der zweiten Hälfte zwischen den Stromerfassungszeiten im EIN-Zustand ist. Darüber hinaus stellt in Formel (30) „twon1“ die Zeitspanne dar, während der das w-Phasen-Gateimpulssignal G_w in der ersten Hälfte zwischen den aktuellen Erfassungszeiten im EIN-Zustand ist, und „twon2“ stellt die Zeitspanne dar, während der das w-Phasen-Gateimpulssignal G_w in der zweiten Hälfte zwischen den aktuellen Erfassungszeiten im EIN-Zustand ist.
  [Formel 29] $${\text{v}}_{\text{vb}}=\frac{{\text{v}}_{\text{dc}}}{2}\left\{2\left(\frac{\text{tvon}1+\text{tvon}2}{\text{tb}}\right)-1\right\}\ne {\text{v}}_{\text{v}}^{\text{'}}$$

  

  
  [Formel 30] $${\text{v}}_{\text{wb}}=\frac{{\text{v}}_{\text{dc}}}{2}\left\{2\left(\frac{\text{twon}1+\text{twon}2}{\text{tb}}\right)-1\right\}\ne {\text{v}}_{\text{w}}^{\text{'}}$$

  
• Da die Erfassungszeiten des Busstroms i_bus zur Verwendung in der Phasenstrombestimmungseinheit 12 schwanken, fällt der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten meist nicht mit der Periode der Trägerwelle Sc zusammen. In den meisten Fällen stimmt daher der Wert der u-Phasenspannung v_ub zwischen den Stromerfassungszeitpunkten nicht mit dem Spannungsbefehl v_u* überein. Aus demselben Grund stimmt in den meisten Fällen auch der Wert der v-Phasenspannung v_vb nicht mit dem Spannungsbefehl v_v* und der Wert der w-Phasenspannung v_wb nicht mit dem Spannungsbefehl v_w* überein. Infolgedessen führt die Verwendung der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* für die Geschwindigkeits- und Drehpositionsschätzung zu Fehlern bei der Geschwindigkeits- und Drehpositionsschätzung aufgrund von Spannungsfehlern.
• In dem Fall, in dem die Phasenstrombestimmungseinheit 12 den Prozess zur Bestimmung der drei Phasenströme i_u, i_v und i_w einmal pro Periode der Trägerwelle Sc durchführt, schwankt der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten im Bereich von 0,5xTc<Tb<1,5xTc relativ zur Trägerperiode Tc. In diesem Fall schwanken die Spannungsfehler stark, und die Fehler bei der Drehgeschwindigkeitsschätzung und der Drehpositionsschätzung schwanken ebenfalls stark.
• Die Schätzeinheit 15B führt eine Drehgeschwindigkeitsschätzung und eine Drehpositionsschätzung durch, indem sie die Werte der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den von der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechneten Strom-Erfassungszeiten verwendet. Die Schätzeinheit 15B kann daher eine Drehgeschwindigkeitsschätzung und eine Drehpositionsschätzung mit hoher Schätzgenauigkeit durchführen.
• Die Schätzeinheit 15B führt eine Koordinatentransformation der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den von der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechneten Stromerfassungszeiten in die Spannungen v_α und v_β im stationären Koordinatensystem durch. Somit unterscheidet sich die Schätzeinheit 15B von den Schätzeinheiten 15 und 15A durch die Verwendung der Spannungen v_α und v_β im stationären Koordinatensystem, die durch die Koordinatentransformation der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den Stromdetektionszeiten erhalten werden, anstelle der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*.
• In dem Fall, in dem die Schätzeinheit 15B von einem Algorithmus wie einem adaptiven Beobachter dargestellt wird, der die Drehgeschwindigkeit aus einem Zustandsgrößenschätzungsfehler berechnet, berechnet die Schätzeinheit 15B die Differenz zwischen einem geschätzten Wert der Zustandsgröße und dem wahren Wert, um den Fehler zu messen. Bei dem in 16 gezeigten adaptiven Beobachter berechnet der Subtrahierer 72 die Differenz zwischen dem geschätzten Stromvektor und dem aktuellen Vektor. Bei Vorhandensein einer zeitlichen Lücke zwischen dem geschätzten Stromvektor und dem Stromvektor kann das Verfahren zur Berechnung der Differenz zwischen dem geschätzten Stromvektor und dem Stromvektor möglicherweise kein genaues Berechnungsergebnis der Differenz zwischen dem geschätzten Stromvektor und dem Stromvektor liefern. Wie oben beschrieben, kann der Stromschätzer 71 der Schätzeinheit 15B den geschätzten Stromvektor zum Stromerfassungszeitpunkt genau erhalten, indem er die Werte der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den Stromerfassungszeitpunkten verwendet.
• Ein Beispiel für ein Verfahren zur Berechnung der Werte der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten durch die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 wird genauer beschrieben. Zunächst wird ein Beispiel für ein Verfahren zum Erfassen der EIN-Periode jedes der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen Stromerfassungszeiten beschrieben.
• Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 unterteilt die Zeitspanne zwischen den Stromdetektionszeiten in drei oder mehr Abschnitte. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 ermittelt für jede der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w die EIN-Periode, in der sich die einzelnen Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w in jedem dieser drei oder mehr Abschnitte im EIN-Zustand befinden. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 addiert die EIN-Perioden in den drei oder mehr Abschnitten für jede der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w, um die EIN-Periode zwischen den aktuellen Erfassungszeiten für jede der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zu berechnen. Folglich kann die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 die EIN-Periode jedes der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten genau berechnen.
• Im Folgenden wird beispielhaft die Einschaltperiode des Gateimpulssignals G_u unter den Einschaltperioden der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen den aktuellen Erfassungszeitpunkten beschrieben. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechnet jeweils die EIN-Periode tuon1 und die EIN-Periode tuon2, und addiert die EIN-Periode tuon1 und die EIN-Periode tuon2, um die EIN-Periode des Gateimpulssignals G_u zu erhalten.
• Zunächst wird ein Verfahren zur Berechnung der EIN-Periode tuon1 beschrieben. Relative Zeiten, die jeweils eine Zeitspanne vom Zeitpunkt eines Scheitelpunkts der Trägerwelle Sc bis zu einem aktuellen Erfassungszeitpunkt darstellen, werden als Tdet1 und Tdet2 definiert. In dem in 19 gezeigten Beispiel ist ein Scheitelpunkt der Trägerwelle Sc ein Tiefpunkt der Trägerwelle Sc. Die Zeiten der Tiefpunkte der Trägerwelle Sc sind die Zeiten t7 und t16.
• Die relative Zeit Tdet1 ist die Zeitspanne vom Zeitpunkt t5, der ein aktueller Erfassungszeitpunkt ist, bis zum Zeitpunkt t7, wenn die Trägerwelle Sc den Scheitelpunkt erreicht. Die relative Zeitspanne Tdet2 ist die Zeitspanne vom Zeitpunkt t15, der ein Stromerkennungszeitpunkt ist, bis zum Zeitpunkt t16, wenn die Trägerwelle Sc den Scheitelpunkt erreicht. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 kann die relativen Zeiten Tdet1 und Tdet2 berechnen, die einen relativen Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Trägerwelle Sc einen Scheitelpunkt erreicht, und einem aktuellen Erfassungszeitpunkt angeben. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 meldet der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 die berechneten Relativzeiten Tdet1 und Tdet2.
• 19 zeigt ein Beispiel, in dem die oben beschriebene Impulsverschiebungsverarbeitung nicht durchgeführt wird. In dem Fall, in dem die Impulsverschiebungsverarbeitung an dem Gateimpulssignal G_u durchgeführt wird, ändern sich jedoch die Zeitpunkte, zu denen das Gateimpulssignal G_u zwischen dem EIN-Zustand und dem AUS-Zustand wechselt. Da sich die EIN-Periode tuon1 von der fallenden Halbperiode in die steigende Halbperiode der Trägerwelle Sc erstreckt, wird die Impulsverschiebungsverarbeitung die zeitliche Breite der EIN-Periode tuon1 in der fallenden Halbperiode der Trägerwelle Sc und ihre zeitliche Breite in der steigenden Halbperiode verändern. Aus diesem Grund teilt die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 bei der Berechnung der EIN-Periode tuon1 die EIN-Periode tuon1 in solche auf, die innerhalb der fallenden Halbperiode und der steigenden Halbperiode liegen.
• Der Trägerzyklus vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t11 wird als erste Trägerperiode definiert, und der Trägerzyklus vom Zeitpunkt t11 bis zum Zeitpunkt t17 wird als zweite Trägerperiode definiert. In der fallenden Halbperiode der ersten Trägerperiode, zum Zeitpunkt t5, wenn der Wert des Busstroms i_bus zur Bestimmung des Wertes des w-Phasenstroms iw, der der Strom der zweiten Phase ist, erfasst wird, hat das u-Phasen-Gateimpulssignal G_u bereits vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand gewechselt. Die EIN-Periode tuon1 hat daher in der fallenden Halbperiode die gleiche Zeitdauer wie die relative Zeit Tdet1. In diesem Fall bestimmt die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41, dass die EIN-Periode tuon1 die gleiche Zeitlänge in der fallenden Halbperiode hat wie die relative Zeit Tdet1.
• Wenn das u-Phasen-Gateimpulssignal Gu zum Zeitpunkt t5 nicht vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand gewechselt hat, kann aus dem u-Phasen-Gateimpulssignal Gu eine Zeitdauer der Einschaltperiode tuon1 in der fallenden Halbperiode gewonnen werden. Beispielsweise kann die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 die Zeitdauer vom Zeitpunkt, zu dem das u-Phasen-Gateimpulssignal Gu vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand wechselt, bis zum Zeitpunkt t7 des Scheitelpunkts der Trägerwelle Sc berechnen. Die so berechnete Zeitdauer ist die Zeitdauer der EIN-Periode tuon1 in der fallenden Halbperiode.
• Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 errechnet aus dem u-Phasen-Gateimpulssignal Gu eine Zeitdauer der EIN-Periode tuon1 in der steigenden Halbperiode. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 kann die Zeitdauer vom Zeitpunkt t7 des Scheitelpunktes der Trägerwelle Sc bis zu dem Zeitpunkt berechnen, an dem das u-phasige Gateimpulssignal Gu vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand wechselt. Die so berechnete Zeitdauer ist die Zeitdauer der EIN-Periode tuon1 in der steigenden Halbperiode.
• Als nächstes wird ein Verfahren zur Berechnung der EIN-Periode tuon2 beschrieben. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 kann die EIN-Periode tuon2 erhalten, indem sie die EIN-Periode des u-phasigen Gateimpulssignals G_u in der fallenden Halbperiode der zweiten Trägerperiode berechnet und die relative Zeit Tdet2 von der berechneten EIN-Periode subtrahiert. Beispielsweise berechnet die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 die Zeitdauer in der zweiten Trägerperiode vom Zeitpunkt t12, an dem das u-Phasen-Gateimpulssignal Gu vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand wechselt, bis zum Zeitpunkt t16 des Scheitelpunkts der Trägerwelle Sc. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 erhält die EIN-Periode tuon2 durch Subtraktion der relativen Zeit Tdet2 von der berechneten Zeitdauer vom Zeitpunkt t12 bis zum Zeitpunkt t16. Es ist zu beachten, dass die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 die EIN-Periode tuon2 zwangsweise auf Null setzt, wenn das Berechnungsergebnis negativ ist, da der Minimalwert der EIN-Periode tuon2 Null ist.
• Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 kann auch den Zeitunterschied Tb zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten auf der Grundlage der Zeiten Tdet1 und Tdet2 berechnen. Die Schwankung ΔT(t) des Zeitunterschieds Tb zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten ist die Differenz zwischen dem relativen Zeitpunkt Tdet1 und dem relativen Zeitpunkt Tdet2. Darüber hinaus erhält man den Zeitunterschied Tb zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten durch Addition der Fluktuation ΔT(t) zur Trägerperiode Tc. Die Phasenstrombestimmungseinheit 12 kann den Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten durch die Berechnung der folgenden Formel (31) berechnen.
  [Formel 31] $$\text{Tb}=\text{Tc}+\left(\text{Tdet}1-\text{Tdet}2\right)$$

  
• Wie oben beschrieben, kann die Steuereinrichtung 5B gemäß der dritten Ausführungsform den Zeitunterschied Tb zwischen Stromerfassungszeiten und die Werte der drei Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den Stromerfassungszeiten auf der Grundlage der relativen Zeiten Tdet1 und Tdet2 berechnen, ohne die absoluten Stromerfassungszeiten zu erfassen.
• Es ist zu beachten, dass die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 anstelle der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w auch die EIN-Perioden der Gateimpulssignale Gu, Gv und Gw auf der Basis der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* berechnen kann. In diesem Fall berechnet die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 aus der Größe der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* die Zeiten, zu denen die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w von den AUS-Zuständen in die EIN-Zustände wechseln. Außerdem wird die Zeit nach Ablauf der Zeitspanne TA ab dem Umschalten des Gateimpulssignals G der Zwischenphase vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand berechnet. Dann kann die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 die EIN-Perioden der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w auf der Grundlage der Zeitpunkte, zu denen die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w von den AUS-Zuständen in die EIN-Zustände schalten, und der Zeit nach Ablauf der Zeitspanne TA ab dem Schalten des Gateimpulssignals G der Zwischenphase vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand berechnen.
• Wie oben beschrieben, unterteilt die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 die Zeitdauer zwischen den Stromdetektionszeiten in drei Abschnitte und ermittelt für jeden dieser drei Abschnitte die EIN-Periode des Gateimpulssignals G. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 berechnet die EIN-Periode des Gateimpulssignals G zwischen den Stromerfassungszeiten durch Aufsummieren der EIN-Perioden in den drei Abschnitten. In dem oben beschriebenen Beispiel sind die drei Abschnitte die fallende Halbperiode, in der die erste Stromerfassung erfolgt, die steigende Halbperiode, in der keine Stromerfassung erfolgt, und die fallende Halbperiode, in der die nächste Stromerfassung erfolgt. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 der
  zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechnet das Tastverhältnis des Gateimpulssignals G zwischen den Stromdetektionszeiten, indem sie die EIN-Periode des Gateimpulssignals G zwischen den Stromdetektionszeiten durch den Zeitunterschied Tb zwischen den Stromdetektionszeiten dividiert. Die Spannungsberechnungseinheit 42 der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 errechnet aus dem Tastverhältnis des Gateimpulssignals G zwischen den Stromerfassungszeiten die Spannung zwischen den Stromerfassungszeiten.
• Auch in einem Fall, in dem der Zyklus der Phasenstromerfassung durch die Phasenstrombestimmungseinheit 12 das 1,5-fache oder mehr einer Periode der Trägerwelle Sc beträgt, kann die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 die Spannung zwischen den Stromerfassungszeiten berechnen, indem sie die Periode zwischen den Stromerfassungszeiten in vier oder mehr Abschnitte für separate Berechnungen unterteilt.
• In dem oben beschriebenen Beispiel berechnet die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 die Periode, während der die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w in den EIN-Zuständen sind, kann aber auch die Periode berechnen, während der die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w in den AUS-Zuständen sind. Die Längen der fallenden Halbperiode und der steigenden Halbperiode der Trägerwelle Sc sind bekannt. Durch die Berechnung der Zeitspanne, während der sich die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen den Stromerfassungszeiten in den AUS-Zuständen befinden, ist es daher möglich, indirekt die Zeitspanne zu erhalten, während der sich die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen den Stromerfassungszeiten in den EIN-Zuständen befinden.
• Wie oben beschrieben, fällt der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten in den meisten Fällen nicht mit der Trägerperiode Tc zusammen und schwankt stärker, wenn der Wechselstrommotor 1 mit höheren Drehzahlen dreht. Darüber hinaus enthält die Wellenform der Zwischenphase, wie in den 8 und 9 beschrieben, eine Frequenzkomponente 3n-ter Ordnung relativ zur Grundfrequenz der dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*. Die Zahl „n“ ist eine ganze Zahl von eins oder mehr. Wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehgeschwindigkeit rotiert, ist daher eine Lücke zwischen der Trägerperiode Tc und dem Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten mit einer Periode eines elektrischen Winkels 3f signifikant. Der elektrische Winkel 3f ist eine Frequenz des Dreifachen der elektrischen Winkelfrequenz des Wechselstrommotors 1.
• 20 ist ein Diagramm, das ein beispielhaftes Ergebnis der Drehgeschwindigkeitsschätzung zeigt, wobei der Zeitunterschied zwischen den Stromerfassungszeiten ein fester Wert ist, gemäß der dritten Ausführungsform. 21 ist ein Diagramm, das das Ergebnis der FFT-Analyse des in 20 gezeigten Ergebnisses der Drehgeschwindigkeitsschätzung zeigt. In 20 und 21 ist die Frequenz der Pulsationsbelastung gleich der Drehfrequenz der Drehwelle des Wechselstrommotors 1, und die Anzahl der Polpaare des Wechselstrommotors 1 ist drei. In 20 stellt die vertikale Achse die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 dar, und die horizontale Achse die Zeit. In 21 stellt die vertikale Achse die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 dar, und die horizontale Achse die Frequenz. Im Folgenden wird die elektrische Frequenz, d. h. die Frequenz der Phasenspannungen oder der Phasenströme des Wechselstrommotors 1, mit „f_e“ bezeichnet, und die mechanische Frequenz, d. h. die Drehfrequenz der Drehwelle des Wechselstrommotors 1, mit „f_m“. Man beachte, dass die Beziehung zwischen der Drehgeschwindigkeit ω_e und der elektrischen Frequenz f_e hier durch ω_e=2π·f_e ausgedrückt wird. n ist die Kreiskonstante. Darüber hinaus wird die Beziehung zwischen der elektrischen Frequenz fe und der mechanischen Frequenz fm durch f_e=P_m·f_m ausgedrückt, wobei „P_m“ die Anzahl der Polpaare des Wechselstrommotors 1 darstellt.
• Wie in 20 dargestellt, hat die Wellenform der geschätzten Drehgeschwindigkeit eine größere hochfrequente Schwingungskomponente als der wahre Geschwindigkeitswert, wenn der Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten ein fester Wert ist. Wie in 21 dargestellt, zeigt die FFT-Analyse der in 20 gezeigten geschätzten Drehgeschwindigkeit, dass die Hauptkomponente der Oszillation eine Frequenzkomponente der dreifachen elektrischen Frequenz f_e des Wechselstrommotors 1 ist. Bei Verwendung der 1-Shunt-Stromdetektion ändern sich die Stromerfassungszeiten mit einer Frequenz von dreimal der elektrischen Frequenz f_e, aber es tritt ein großer Fehler in der geschätzten Drehgeschwindigkeit auf, wie in 20 dargestellt, weil die Schwankung des Zeitunterschieds Tb zwischen den Stromerfassungszeiten ignoriert wird. Außerdem oszilliert der wahre Geschwindigkeitswert, wie in 20 dargestellt, aufgrund des Einflusses der pulsierenden Last mit einer Frequenz, die gleich der mechanischen Frequenz f_m ist, aber die Wellenform der geschätzten Drehgeschwindigkeit hat eine Spitze bei einer Frequenz von 1,4 mal der mechanischen Frequenz f_m, womit diese Oszillation überdeckt wird. Daher ist die Pulsation der Frequenz, die der mechanischen Frequenz fm entspricht, kaum zu sehen.
• Wie oben beschrieben, ist die Anzahl der Polpaare des Wechselstrommotors 1 drei, aber es gibt Spitzen der mechanischen 7,6f-Komponente und der mechanischen 10,4f-Komponente als Seitenbänder der elektrischen 3f-Komponente und der mechanischen 9f-Komponente. Die elektrische 3f-Komponente ist eine Frequenzkomponente der dreifachen elektrischen Frequenz f_e, und die mechanische 9f-Komponente ist eine Frequenzkomponente der neunfachen mechanischen Frequenz f_m. Darüber hinaus ist die mechanische 7,6f-Komponente eine Frequenzkomponente der 7,6-fachen mechanischen Frequenz f_m, und die mechanische 10,4f-Komponente ist eine Frequenzkomponente der 10,4-fachen mechanischen Frequenz fm.
• Wie oben besprochen, erzeugt die Drehgeschwindigkeitsschätzung mit dem Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten, der ein fester Wert ist, Drehgeschwindigkeitsschätzungsfehler von Komponenten, die aufgrund von Änderungen der Stromerfassungszeiten, die mit der 1-Shunt-Stromdetektion verbunden sind, und Spannungsfehlern, die die Änderungen der Stromerfassungszeiten begleiten, nicht im wahren Geschwindigkeitswert enthalten sind.
• 22 ist ein Diagramm, das ein beispielhaftes Ergebnis der Drehgeschwindigkeitsschätzung durch die Schätzeinheit gemäß der dritten Ausführungsform darstellt. 23 ist ein Diagramm, das das Ergebnis der FFT-Analyse des in 22 gezeigten Ergebnisses der Drehgeschwindigkeitsschätzung zeigt. In 22 und 23 ist die Frequenz der Pulsationsbelastung gleich der mechanischen Frequenz fm, und die Anzahl der Polpaare des Wechselstrommotors 1 ist drei. In 22 stellt die vertikale Achse die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 dar, und die horizontale Achse die Zeit. In 23 stellt die vertikale Achse die Drehgeschwindigkeit ω_e des Wechselstrommotors 1 dar, und die horizontale Achse die Frequenz.
• Die Schätzeinheit 15B gemäß der dritten Ausführungsform führt eine Drehgeschwindigkeitsschätzung auf der Grundlage des Zeitunterschieds Tb zwischen den von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelten Stromerfassungszeiten und den von der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechneten Werten der Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den Stromerfassungszeiten durch. Folglich kann die Schätzeinheit 15B die Fehler bei der Drehgeschwindigkeitsschätzung erheblich reduzieren, wie in den 22 und 23 dargestellt. In ähnlicher Weise führt die Schätzeinheit 15B gemäß der dritten Ausführungsform eine Drehpositionsschätzung auf der Grundlage des Zeitunterschieds Tb zwischen den von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 erfassten Stromerfassungszeiten und den Werten der Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb zwischen den von der
  zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 zwischen Detektionszeiten ermittelten Stromerfassungszeiten durch. Folglich kann die Schätzeinheit 15B die Fehler bei der Drehpositionsschätzung erheblich reduzieren.
• Wie oben beschrieben, beinhaltet die Schätzvorrichtung 9B gemäß der dritten Ausführungsform die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14, die auf der Grundlage der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* die Werte der Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb berechnet, die vom Spannungsquellenwechselrichter 4 an den Wechselstrommotor 1 zwischen aktuellen Erfassungszeiten angelegt werden. Die zwischen den Detektionszeiten ist ein Beispiel für eine Phasen-Spannungsberechnungseinheit. Die Schätzeinheit 15B berechnet die geschätzte Drehposition θ_e^ und die geschätzte Drehgeschwindigkeit w_e^ auf der Grundlage der Werte der Phasenströme i_u, i_v und i_w, des Zeitunterschieds Tb und der von der Zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 berechneten Werte der Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb.
• Zusätzlich beinhaltet die
  Zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 und die Spannungsberechnungseinheit 42. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 berechnet die EIN-Periode, während der sich jedes der mehreren Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zwischen aktuellen Erfassungszeitpunkten im EIN-Zustand befindet. Die Spannungsberechnungseinheit 42 berechnet die Werte der Phasenspannungen v_ub, v_vb und v_wb auf der Grundlage des Wertes der Busspannung Vdc, der von der Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 berechneten EIN-Periode und des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 berechneten Zeitunterschieds Tb. Folglich kann die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 die Werte der Phasenspannungen v_ub, v_vb, und v_wb zwischen den aktuellen Detektionszeiten aus den Gateimpulssignalen G_u, G_v und G_w berechnen.
• Darüber hinaus unterteilt die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 die Periode zwischen den Stromerfassungszeiten in drei oder mehr Abschnitte und ermittelt für jeden der drei oder mehr Abschnitte die EIN-Periode, während der jede der mehreren Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w im EIN-Zustand ist. Die Einschaltperiodenberechnungseinheit 41 berechnet die EIN-Periode jedes Gateimpulssignals G zwischen den aktuellen Erfassungszeiten, indem sie die EIN-Perioden in den drei oder mehr Abschnitten für jedes Gateimpulssignal G aufsummiert. Folglich kann die zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 die EIN-Periode jedes der Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w genau berechnen.
• Ausführungsform 4
• In der vierten Ausführungsform wird die Konfiguration anderer Teile einer Wechselstrommotoransteuereinrichtung als die oben beschriebene Schätzvorrichtung und der Spannungsquellenwechselrichter konkret beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden Bauteile, die dieselben Funktionen wie in der dritten Ausführungsform haben, mit denselben Bezugszeichen versehen, und es wird auf deren Beschreibung verzichtet. Es wird hauptsächlich der Unterschied zum Elektromotorsystem 100B gemäß der dritten Ausführungsform beschrieben.
• 24 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines Elektromotorsystems gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in 24 dargestellt, beinhaltet das Elektromotorsystem 100C den Wechselstrommotor 1 und eine Ansteueranordnung 2C. Die Ansteueranordnung 2C beinhaltet den Spannungsquellenwechselrichter 4 und eine Steuereinrichtung 5C. Die Steuereinrichtung 5C beinhaltet die Schätzvorrichtung 9B, eine Geschwindigkeitssteuereinheit 30, Koordinatentransformationseinheiten 31 und 33, eine dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32, die
  Nullvektor-Modulationseinheit 34 und die Gatepulserzeugungseinheit 35. Es ist zu beachten, dass die Steuereinrichtung 5C anstelle der Schätzvorrichtung 9B auch die Schätzvorrichtung 9 oder die Schätzvorrichtung 9A enthalten kann. Es ist zu beachten, dass die Steuereinrichtung 5C so konfiguriert ist, dass sie eine sensorlose Vektorsteuerung auf der Grundlage des dq-Koordinatensystems durchführt, aber auch andere Steuerungsverfahren oder Koordinatensysteme verwenden kann.
• Die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 erzeugt einen d-Achsen-Stromsollwert i_d* und einen q-Achsen-Stromsollwert i_q*, so dass die von der Schätzvorrichtung 9B berechnete geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_e^ mit einem Drehzahlsollwert ω* übereinstimmt. Die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 beinhaltet einen Rückkopplungsregler wie einen Proportional-Integral-Differential-Regler (PID), kann aber auch einen anderen Regler als den Rückkopplungsregler beinhalten. Darüber hinaus kann die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 so konfiguriert sein, dass sie parallel zum PID-Regler einen Vorwärtsregler enthält, um das Regelverhalten zu beschleunigen. Darüber hinaus kann die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 so konfiguriert sein, dass sie einen Schwingungsreduktionsregler für die Wiederholungsregelung oder ähnliches in Kombination mit dem PID-Regler enthält, um das Störungsansprechverhalten bei einer bestimmten Frequenz zu verbessern.
• Der q-Achsen-Stromsollwert i_q*wird so bestimmt, dass die Abweichung zwischen der geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_e^ und dem Geschwindigkeits-Sollwert ω* gegen Null konvergiert, aber das Verfahren zur Bestimmung des d-Achsen-Stromsollwerts i_d* kann je nach Typ des Wechselstrommotors 1 auf verschiedene Weise geändert werden. Ist der Wechselstrommotor 1 beispielsweise ein Synchronmotor mit Oberflächen-Permanentmagneten, kann die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 eine „i_d=0-Steuerung“ durchführen, d. h. ein Steuerungsverfahren, mit dem der Stromsollwert für die d-Achse i_d* in einer Situation, in der die Spannung nicht gesättigt ist, auf Null gesetzt wird. Durch die „i_d=0-Steuerung“ kann der Kupferverlust reduziert werden. Wenn der Wechselstrommotor 1 ein permanentmagneterregter Synchronmotor ist, kann auch das Reluktanzmoment verwendet werden, so dass die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 auch eine „Steuerung des maximalen Drehmoments pro Ampere“ durchführen kann. Die „Maximaldrehmoment-pro-Ampere-Steuerung“ ist eine Steuerungsmethode, bei der der Stromsollwert für die d-Achse i_d* in negativer Richtung vorgegeben wird, wodurch Kupferverluste reduziert werden können. Darüber hinaus kann die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 auch eine Flussschwächungssteuerung durchführen, bei der ein größerer d-Achsenstromsollwert i_d* in negativer Richtung vorgegeben wird. Die Flussschwächungssteuerung kann die mechanische Leistung im Austausch für eine Erhöhung der Kupferverluste während der Spannungssättigung erhöhen, unabhängig davon, ob der Wechselstrommotor 1 ein Synchronmotor mit Permanentmagneten an der Oberfläche oder ein Synchronmotor mit eingebetteten Permanentmagneten ist.
• Auf der Grundlage der von der Schätzvorrichtung 9B berechneten geschätzten Drehposition θ_e^ wandelt die Koordinatentransformationseinheit 31 durch Koordinatentransformation die Phasenströme i_u, i_v, und i_w in den d-Achsenstrom id und den q-Achsenstrom iq um, die Ströme im dq-Koordinatensystem sind. Die dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32 stellt einen d-Achsen-Spannungsbefehl v_d* so ein, dass der d-Achsen-Strom id mit dem d-Achsen-Stromsollwert i_d* übereinstimmt, und stellt einen q-Achsen-Spannungsbefehl v_q* so ein, dass der q-Achsen-Strom i_q mit dem q-Achsen-Stromsollwert i_q* übereinstimmt. Die dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32 beinhaltet beispielsweise einen Proportional-Integral-Differential-(PID)-Regler (nicht abgebildet), der eine Rückkopplungsregelung des d-Achsenstroms id durchführt, einen PID-Regler (nicht abgebildet), der eine Rückkopplungsregelung des q-Achsenstroms iq durchführt, und eine Nicht-Interferenzregelung (nicht abgebildet), die eine Vorwärtskompensation einer dq-Achsen-Interferenzkomponente durchführt.
• Wie bereits erwähnt, steuert die dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32 individuell den d-Achsenstrom i_d und den q-Achsenstrom iq im dq-Koordinatensystem, wodurch eine gute Stromsteuerungsleistung erreicht wird. Man beachte, dass die Geschwindigkeitssteuereinheit 30 und die dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32 Differenzierung und Integration beinhalten, und die dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32 verhindert Fehler bei der Differenzierung und Integration, indem sie den Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten nutzt.
• Die Koordinatentransformationseinheit 33 führt eine Koordinatentransformation des d-Achsen-Spannungsbefehls v_d* und des q-Achsen-Spannungsbefehls v_q* in die Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* auf der Grundlage der von der Schätzvorrichtung 9B berechneten geschätzten Drehposition θ_e^ durch. Die Nullvektor-Modulationseinheit 34 führt eine Nullvektor-Modulation an den Spannungsbefehlen v_u*, v_v* und v_w* durch, die durch eine Koordinatentransformation der Koordinatentransformationseinheit 33 erhalten wurden. Die Gatepulserzeugungseinheit 35 erzeugt die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w auf der Grundlage der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* und gibt die erzeugten Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w an den Spannungsquellenwechselrichter 4 aus. Da die Gatepulserzeugungseinheit 35 wie oben beschrieben die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit 22 enthält, können die Werte der Dreiphasenströme unabhängig von den Werten der Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 ermittelt werden. Aus diesem Grund kann die Schätzvorrichtung 9B die Genauigkeit der Drehpositionsschätzung und der Drehgeschwindigkeitsschätzung weiter verbessern und die Regelungsleistung weiter erhöhen.
• Wie oben beschrieben, führt die Schätzeinheit 15B der Schätzvorrichtung 9B eine Drehgeschwindigkeitsschätzung und Drehpositionsschätzung auf der Grundlage des Zeitunterschieds Tb zwischen den von der 1-Shunt-Stromdetektion gelieferten Stromerfassungszeiten und der Spannung zwischen den Stromerfassungszeiten durch, die sich mit dem Zeitunterschied Tb zwischen den Stromerfassungszeiten ändert. Das heißt, die Schätzeinheit 15B führt eine Drehgeschwindigkeitsschätzung und eine Drehpositionsschätzung auf der Grundlage des Zeitunterschieds Tb zwischen den von der Phasenstrombestimmungseinheit 12 erfassten Stromerfassungszeiten und der von der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 14 zwischen den Erfassungszeiten berechneten Spannung zwischen den Stromerfassungszeiten durch. Folglich kann die Schätzvorrichtung 9B Fehler bei der Geschwindigkeits- und Drehpositionsschätzung erheblich reduzieren.
• 25 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Hardwarekonfiguration der Steuereinrichtung gemäß der vierten Ausführungsform zeigt. Wie in 25 dargestellt, beinhaltet die Steuereinrichtung 5C gemäß der vierten Ausführungsform die Busstrom-Erfassungseinheit 11 und eine Verarbeitungsschaltung 80. Die Verarbeitungsschaltung 80 beinhaltet einen Prozessor 81, einen Speicher 82, eine Eingangsschaltung 83, eine Analog-Digital-(AD)-Wandlerschaltung 84 und eine Digital-Analog-(DA)-Wandlerschaltung 85. Der Prozessor 81 beinhaltet eine oder mehrere der folgenden Komponenten: eine Zentraleinheit (CPU), einen digitalen Signalprozessor (DSP) und ein LSI (System Large Scale Integration). Der Speicher 82 beinhaltet einen oder mehrere Direktzugriffsspeicher (RAM), einen Festwertspeicher (ROM), einen Flash-Speicher, einen löschbaren programmierbaren Festwertspeicher (EPROM) und einen elektrisch löschbaren programmierbaren Festwertspeicher (EEPROM, eingetragene Marke). Der Speicher 82 beinhaltet auch ein Aufzeichnungsmedium, auf dem ein computerlesbares Programm aufgezeichnet ist. Ein solches Aufzeichnungsmedium beinhaltet einen oder mehrere nichtflüchtige oder flüchtige Halbleiterspeicher, eine Magnetplatte, einen flexiblen Speicher, eine optische Platte, eine Compact Disk und eine Digital Versatile Disc (DVD).
• Der Prozessor 81 liest ein im Aufzeichnungsmedium des Speichers 82 gespeichertes Programm und führt es aus, um die Funktionen der Phasenstrombestimmungseinheit 12, der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13, der zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit 14 und der Schätzeinheit 15B auszuführen. Die Eingangsschaltung 83 meldet dem Prozessor 81 die von außen eingegebenen dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* oder den Geschwindigkeitsbefehl ω*. Der Prozessor 81 führt das Verfahren zur Schätzung der Magnetpolposition θ_e und der Drehgeschwindigkeit ω_e auf der Grundlage der von außen eingegebenen dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* bzw. des Drehzahlsollwerts ω* durch. Die AD-Wandlerschaltung 84 wandelt den von der Busstrom-Erfassungseinheit 11 erfassten Wert des Busstroms ibus von einem analogen Signal in ein digitales Signal um. Der Prozessor 81 übernimmt den digitalisierten Wert des Busstroms ibus von der AD-Wandlerschaltung 84 und führt eine Verarbeitung auf der Grundlage des erfassten Wertes des Busstroms ibus durch. Der Prozessor 81 moduliert auch die dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w*, um die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w zu erzeugen, und gibt die erzeugten Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w an die DA-Wandlerschaltung 85 aus. Die DA-Wandlerschaltung 85 wandelt die Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w von digitalen Signalen in analoge Signale um und gibt die analogen Gateimpulssignale G_u, G_v und G_w an den Gate-Treiber 7 aus. Wenn im Gate-Treiber 7 ein Modulationsmittel vorgesehen ist, kann der Prozessor 81 die dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* an den Gate-Treiber 7 übertragen. In diesem Fall können die dreiphasigen Spannungsbefehle v_u*, v_v* und v_w* entweder digitale Werte oder analoge Werte sein.
• Die Daten werden zwischen dem Prozessor 81, dem Speicher 82, der Eingangsschaltung 83, der AD-Wandlerschaltung 84 und der DA-Wandlerschaltung 85 übertragen und empfangen. Die Daten werden als digitale Signale übertragen und empfangen, können aber auch als analoge Signale übertragen und empfangen werden. Die Methode der Datenübertragung / des Datenempfangs kann eine parallele oder serielle Kommunikation sein. Analoge und digitale Signale können durch einen Konverter (nicht dargestellt) entsprechend umgewandelt werden.
• Es ist zu beachten, dass die Schätzvorrichtungen 9 und 9A gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform auch durch die in 25 dargestellte Hardwarekonfiguration implementiert werden können, ähnlich wie die Schätzvorrichtung 9B gemäß der vierten Ausführungsform. Der Prozessor 81 kann ein in dem Aufzeichnungsmedium des Speichers 82 gespeichertes Programm lesen und ausführen, um die Funktionen der Phasenstrombestimmungseinheit 12, der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 und der Schätzeinheit 15 auszuführen. In ähnlicher Weise kann der Prozessor 81 ein im Aufzeichnungsmedium des Speichers 82 gespeichertes Programm lesen und ausführen, um die Funktionen der Phasenstrombestimmungseinheit 12, der Zeitdifferenzberechnungseinheit 13 und der Schätzeinheit 15A auszuführen.
• Zusätzlich zu den Funktionen der Schätzvorrichtungen 9, 9A und 9B kann der Prozessor 81 auch einige oder alle Funktionen der Geschwindigkeitssteuereinheit 30, der Koordinatentransformationseinheiten 31 und 33, der dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32, der Nullvektor-Modulationseinheit 34 und der Gatepulserzeugungseinheit 35 ausführen. In diesem Fall liest der Prozessor 81 ein im Speicher 82 gespeichertes Programm und führt es aus, um die Funktionen der Geschwindigkeitssteuereinheit 30, der Koordinatentransformationseinheiten 31 und 33, der dq-Achsenstrom-Steuereinheit 32, der Nullvektor-Modulationseinheit 34 und der Gatepulserzeugungseinheit 35 auszuführen.
• Wie oben beschrieben, verwendet die Ansteueranordnung 2C gemäß der vierten Ausführungsform die Schätzvorrichtung 9B mit hoher Schätzgenauigkeit der Magnetpolposition θ_e und der Drehgeschwindigkeit ω_e. Die Ansteueranordnung 2C bietet daher eine verbesserte Steuerleistung für den Wechselstrommotor 1, wenn der Wechselstrommotor 1 mit hoher Drehgeschwindigkeit rotiert oder wenn eine Nullvektor-Modulation durchgeführt wird.
• Die in den vorgenannten Ausführungsformen beschriebenen Konfigurationen zeigen Beispiele für den Inhalt/Umfang der vorliegenden Erfindung. Die Konfigurationen können mit einer anderen bekannten Technik kombiniert werden, und einige der Konfigurationen können weggelassen oder in einem Bereich verändert werden, der nicht vom Kern der vorliegenden Erfindung abweicht.
• Bezugszeichenliste

1

Wechselstrommotor

2, 2A, 2B, 2C

Antriebsgerät

3

Gleichstromversorgung

4

Spannungsquellenwechselrichter

5, 5A, 5B, 5C

Steuereinrichtung

6

Hauptstromkreis

7

Gate-Treiber

9, 9A, 9B

Schätzungsvorrichtung

11

Busstrom-Erfassungseinheit

12

Phasenstrombestimmungseinheit

13

Zeitdifferenzberechnungseinheit

14

zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit

15, 15A, 15B

Schätzungseinheit

21

Vergleichseinheit

22

Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit

30

Geschwindigkeitssteuereinheit

31, 33

Koordinatentransformationseinheit

32

dq-Achsenstrom-Steuereinheit

34

Nullvektor-Modulationseinheit

35

Gatepulserzeugungseinheit

41

Einschaltperiodenberechnungseinheit

42

Spannungsberechnungseinheit

51

Modellabweichungsberechnungseinheit

52

Winkelgeschwindigkeitsschätzer

53

Primär-Winkelfrequenzrechner

54

Integrierer

61

Gleichstrom-Bus

71

Stromschätzer

72

Subtrahierer

73

Abweichungsrechner

100, 100A,

100B, 100C Elektromotorsystem

G, Gu, Gv, Gw, Gvp, Gvn, Gwp, Gwn Gup, Gun,

Gateimpulssignal

ibus

Bus-Strom

iu, iv, iw

Phasenstrom

Sc

Trägerwelle

Tb

Zeitunterschied

tuon1, tuon2

Ein-Periode

vub, vvb, vwb

Phasenspannung

vu*, vv*, vw*

Spannungsbefehl

θe

Magnetpolposition

θe^

geschätzte Drehposition

ωe

Drehgeschwindigkeit

ωe^

geschätzte Drehgeschwindigkeit

• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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• Zitierte Patentliteratur
• JP 2015139359 A [0005]

Claims (9)

1. Schätzvorrichtung, die Folgendes aufweist: eine Busstrom-Erfassungseinheit zum Erfassen eines Wertes eines Busstroms, der ein Strom ist, der durch einen Gleichstrombus eines Spannungsquellenwechselrichters fließt, der durch eine Vielzahl von Gateimpulssignalen angesteuert wird, die auf der Grundlage eines Spannungsbefehls erzeugt werden; eine Phasenstrombestimmungseinheit zur Durchführung eines Bestimmungsprozesses zur Bestimmung von Werten einer Vielzahl von Phasenströmen, die von dem Spannungsquellenwechselrichter an einen Wechselstrommotor geliefert werden, auf der Grundlage von Werten des Busstroms, die von der Busstrom-Erfassungseinheit erfasst werden, und von Zuständen der Vielzahl von Gateimpulssignalen; eine Zeitdifferenzberechnungseinheit zum Berechnen eines Zeitunterschieds zwischen einem ersten Stromerfassungszeitpunkt, der als ein Erfassungszeitpunkt des Busstroms identifiziert wird, der in einem vorhergehenden Bestimmungsprozess durch die Phasenstrombestimmungseinheit verwendet wird, und einem zweiten Stromerfassungszeitpunkt, der als ein Erfassungszeitpunkt des Busstroms identifiziert wird, der in einem gegenwärtigen Bestimmungsprozess durch die Phasenstrombestimmungseinheit verwendet wird; und eine Schätzeinheit zum Schätzen mindestens einer Drehposition und einer Drehgeschwindigkeit des Wechselstrommotors auf der Grundlage der von der Phasenstrombestimmungseinheit ermittelten Werte der Vielzahl von Phasenströmen und des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit berechneten Zeitunterschieds.
2. Schätzvorrichtung nach Anspruch 1, die Folgendes aufweist: eine Phasenspannungsberechnungseinheit, um auf der Grundlage des Spannungsbefehls einen Wert einer von dem Spannungsquellenwechselrichter an den Wechselstrommotor angelegten Phasenspannung zwischen dem ersten Stromerfassungszeitpunkt und dem zweiten Stromerfassungszeitpunkt zu berechnen, wobei die Schätzeinheit die Drehposition und/oder die Drehgeschwindigkeit des Wechselstrommotors auf der Grundlage der Werte der mehreren Phasenströme, des Zeitunterschieds und des Werts der von der Phasenspannungsberechnungseinheit berechneten Phasenspannung schätzt.
3. Schätzvorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Phasenspannungsberechnungseinheit Folgendes aufweist: eine Einschaltperiodenberechnungseinheit zum Berechnen einer EIN-Periode, während der sich jedes der mehreren Gateimpulssignale zwischen dem ersten Stromerfassungszeitpunkt und dem zweiten Stromerfassungszeitpunkt in einem EIN-Zustand befindet; und eine zwischen-Detektionszeiten-Spannungsberechnungseinheit zur Berechnung des Wertes der Phasenspannung zwischen dem ersten Stromerfassungszeitpunkt und dem zweiten Stromerfassungszeitpunkt auf der Grundlage eines Wertes einer Spannung des Gleichstrom-Busses, der von der Einschaltperiodenberechnungseinheit berechneten EIN-Periode und des von der Zeitdifferenzberechnungseinheit berechneten Zeitunterschieds.
4. Schätzvorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Einschaltperiodenberechnungseinheit eine Zeitspanne zwischen dem ersten Stromerfassungszeitpunkt und dem zweiten Stromerfassungszeitpunkt in drei oder mehr Abschnitte unterteilt, für jeden der drei oder mehr Abschnitte eine EIN-Periode ermittelt, während der sich jedes der mehreren Gateimpulssignale im EIN-Zustand befindet, und die EIN-Periode zwischen dem ersten Stromerfassungszeitpunkt und dem zweiten Stromerfassungszeitpunkt durch Aufsummieren der EIN-Perioden in den drei oder mehr Abschnitten berechnet.
5. Schätzvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Gateimpulssignale auf der Grundlage des Vergleichs zwischen dem Spannungsbefehl und einer Trägerwelle erzeugt werden, und der Zeitunterschied länger als eine halbe Periode der Trägerwelle und kürzer als das 1,5-fache einer Periode der Trägerwelle ist.
6. Schätzvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Schätzeinheit Folgendes aufweist: eine Zustandsgrößenschätzeinheit zum Schätzen einer Zustandsgröße des Wechselstrommotors; eine Fehlerberechnungseinheit zum Berechnen eines Fehlers in der durch die Zustandsgrößenschätzeinheit geschätzten Zustandsgröße; und eine Drehzahlschätzeinheit zum Schätzen der Drehzahl des Wechselstrommotors auf der Grundlage des von der Fehlerberechnungseinheit berechneten Fehlers in der Zustandsgröße, und mindestens eine, die Zustandsgrößenschätzeinheit und/oder die Geschwindigkeitsschätzeinheit eine Berechnung auf der Grundlage des Zeitunterschieds durchführt.
7. Wechselstrommotoransteuereinrichtung, die eine Schätzvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 aufweist.
8. Wechselstrommotoransteuerungseinrichtung nach Anspruch 7, die Folgendes aufweist: eine Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit zum zeitlichen Verschieben mindestens eines der mehreren Gateimpulssignale, die in den Spannungsquellenwechselrichter eingegeben werden, wobei dann, wenn ein Intervall zwischen Änderungen in zwei Gateimpulssignalen der Vielzahl von Gateimpulssignalen kleiner ist als eine voreingestellte Zeitperiode, die Impulsverschiebungs-Verarbeitungseinheit mindestens eines der beiden Gateimpulssignale zeitlich so verschiebt, dass das Intervall zwischen den Änderungen in den beiden Gateimpulssignalen länger als die vorgegebene Zeitspanne oder gleich dieser ist.
9. Wechselstrommotoransteuereinrichtung nach Anspruch 7 oder 8, die Folgendes aufweist: eine Nullvektor-Modulationseinheit zum unregelmäßigen Ändern eines Ausgangsverhältnisses zwischen zwei Arten von Nullspannungsvektoren, die von einem Spannungsquellenwechselrichter ausgegeben werden, durch Hinzuaddieren eines Zufallszahlenwertes zu dem Spannungsbefehl.

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