JP6848534B2 - モータ駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動回路に関する。

車両用エアコンの送風に用いられるブロアモータ（以下、「モータ」と略記）は、コイルに印加される電圧を、ＰＷＭ（パルス幅変調）によって変調することにより、出力軸の回転速度を変化させる。ＰＷＭでは、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子によって電源であるバッテリの電力をオンオフする。

ＰＷＭに用いられるＮ型のＦＥＴは、ゲートに正電荷の電圧が印加されると、ドレイン・ソース間が通電可能になるが、ＦＥＴのゲートに正電荷の電圧を印加した際に、ＦＥＴのゲート付近に電荷のキャリアである電子が十分に集まるまで時間差がある。その結果、ＦＥＴのゲートにスイッチングの指令信号に相当する電圧を印加しても、上述の時間差により、当該ＦＥＴが指令信号通りにスイッチング動作せず、指令信号に対するスイッチング素子の応答が線形的でないという現象が生じ得る。

かかる応答の非線形性は、モータを高速回転させるために、当該モータのコイルに高電圧、すなわちデューティ比が高い電圧を印加する場合に特に問題となる。図１８は、指令信号（ＤＵＴＹ）のデューティ比を徐々に上げていった場合のＦＥＴのゲート・ソース電圧（ＦＥＴ ＶＧＳ）及びＦＥＴのドレイン・ソース電圧（ＦＥＴ ＶＤＳ）の変化の一例を示した説明図である。

図１８では、指令信号であるＤＵＴＹ９０は矩形波上に変化しているが、ＦＥＴ ＶＧＳ９２は、ＦＥＴにおける応答の非線形性のために、台形波状に変化している。ＦＥＴはＦＥＴ ＶＧＳ９２が閾値電圧（ＶＴＨ）を超えるとオンになり、ドレイン・ソース間が通電されることにより、ＦＥＴ ＶＤＳ９４はローレベルになるが、ＦＥＴの応答が非線形的なために、指令信号であるＤＵＴＹ９０に対応した変化ではない。特に、デューティ比が高い場合は問題で、図１８の範囲９６に示したように、デューティ比が１００％に近くなると、ＦＥＴ ＶＤＳ９４は、ローレベルのままであり、実質的にはデューティ比が１００％の場合と同様となる場合がある。このような、制御信号に対応していないスイッチング素子の動作は、モータの回転速度を指令信号に基づく目標速度に収束させる場合の阻害要因となり、場合によっては、モータの回転が不整になる、いわゆる回転ハンチングが生じるおそれがあった。

また、電源であるバッテリの電圧は、車両の電装品の電力消費またはオルタネータの発電状況等により変動する。かかる電圧変動によりモータの回転速度が影響を受けることを防止するため、電圧補償制御がモータのコイルに印加する電圧生成で併用される。

電圧補償制御は、「（基準電圧／電源の実電圧）×出力デューティ比」という処理であり、一例として、基準電圧が１６Ｖの場合、電源の実電圧が１６Ｖであれば出力デューティ比には変化がないが、電源の実電圧が８Ｖに低下した場合には、出力デューティ比を２倍にして電源の実電圧の変化を出力デューティ比で相殺する。

しかしながら、上述のように、ＦＥＴのスイッチング動作の非線形性の影響が顕著となるデューティ比が高い場合に、電圧補償制御を実行すると、モータの回転速度が目標値に収束しない回転ハンチングを助長する一因となる場合があった。例えば、指令信号に従った出力デューティ比が９５％を超える場合で、かつ電源の実電圧が低い場合には、電圧補正により出力デューティ比をさらに上げる必要があるが、出力デューティ比が極めて大きくなると、スイッチング素子をオンオフさせる間隔が極めて短くなる。かかる場合には、上述のスイッチング素子の動作の非線形性とあいまって、スイッチング素子が電圧補正された出力デューティ比に従ったパルスを出力できず、モータの回転速度の制御に支障を来すおそれがあった。

特許文献１、２には、出力デューティ比が大きい場合に電圧補償制御を実行しないモータ制御装置が開示されている。車両側でもモータの出力デューティ比が１００％に近い場合はオルタネータの充電制御を緩和するようにしていたので、電圧補償制御を実行しない場合でも、問題は生じ難かった。

特開２０１３−３６５７２号公報 特開２０１２−６０７９８号公報

しかしながら、燃費向上の要求が高まり、アイドリングストップが常識化しつつある昨今では、車両側のオルタネータの充電の頻度を高めることが要求されている。さらに、アイドリングストップでは、頻繁にセルモータを作動させることになり、電源の実電圧の変動が激しくなりやすい。かかる状況において、出力デューティ比が大きい場合に電圧補償制御を実行しないと、電源の実電圧の変動により、モータの回転速度が変動する問題があった。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、モータのコイルに印加される電圧のデューティ比が高い場合でも、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させるモータ駆動回路を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、請求項１に記載のモータ駆動回路は、スイッチング応答が非線形性を有する複数の電界効果トランジスタで構成されたインバータ回路によってモータに印加する電圧を生成する駆動部と、デューティ比が閾値未満の場合に該デューティ比を電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正した第１デューティ比に従った電圧を前記駆動部に生成させる制御をすると共に、前記デューティ比が前記閾値以上で、かつ電源電圧の変動が所定値以内の場合には、該電源電圧の変動による影響を除外した第２デューティ比に従った電圧を前記駆動部に生成させる制御をする制御部と、を含んでいる。

このモータ駆動回路によれば、モータコイルに印加される電圧のデューティ比が高く、電源電圧が変動した場合に、一時的な電圧変動の影響を除外した電圧補償制御でモータを回転させるので、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

請求項２に記載のモータ駆動回路は、請求項１に記載のモータ駆動回路において、前記電源電圧の変動による影響を除外した第２デューティ比は、前記デューティ比を変動直前の電源電圧に対する前記基準電圧の比に応じて補正したデューティ比である。

このモータ駆動回路によれば、電圧の変動が微小な場合は、変動前の電源電圧に応じた電圧補償制御で補正したデューティ比に従った電圧を駆動部に生成させることにより、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

請求項３に記載のモータ駆動回路は、請求項１または２に記載のモータ駆動回路において、前記制御部は、電源電圧の変動前後の電圧の差分に基づいて、前記電源電圧の変動が所定値以内か否かを判定する。

このモータ駆動回路によれば、電源電圧の変動前後の電圧の差分計算で電源電圧の変動の影響の程度を判定でき、当該影響が微小な場合には、変動前の電源電圧に応じて補正したデューティ比に従った電圧を駆動部に生成させることにより、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

請求項４に記載のモータ駆動回路は、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動回路において、前記電源電圧の変動が所定値以内の場合は、前記電源電圧をデジタル変換したデジタル値の所定桁の下位ビットの値が同一の場合である。

このモータ駆動回路によれば、変動前後の電源電圧のデジタル信号の各々の所定の下位ビットを比較するという簡易な演算処理により、電源電圧の変動の影響の程度を判定でき、当該影響が微小な場合には、変動前の電源電圧に応じて補正したデューティ比に従った電圧を駆動部に生成させることにより、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

請求項５に記載のモータ駆動回路は、請求項１に記載のモータ駆動回路において、前記電源電圧の変動前後での前記電源電圧をデジタル変換した各々のデジタル値の最下位ビットを同じ値にして前記デューティ比を補正することにより、前記デューティ比の前記電源電圧の変動による影響を除外する。

このモータ駆動回路によれば、最下位ビットを同じ値に固定した電源電圧のデジタル信号を用いてデューティ比を補正することにより、電圧変動の影響を抑制する。その結果、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

請求項６に記載のモータ駆動回路は、請求項１に記載のモータ駆動回路において前記制御部は、前記デューティ比に、前記電源電圧に対する基準電圧の比で表されるゲイン係数を乗算して前記デューティ比を電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正し、前記ゲイン係数を小さくすることにより、前記デューティ比の前記電源電圧の変動による影響を除外する。

このモータ駆動回路によれば、電圧補償制御のゲインを低下させることにより、電圧変動の影響を抑制する。その結果、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

請求項７に記載のモータ駆動回路は、請求項１に記載のモータ駆動回路において、前記制御部は、電源電圧に応じて補正する前のデューティ比が前記閾値以上で、かつ電源電圧が変動した際に、変動直前の電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正したデューティ比のデジタル値の所定桁の下位ビットと変動直後の電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正したデューティ比のデジタル値の所定桁の下位ビットとが同一の場合に、変動直前の電源電圧に応じて補正したデューティ比に従った電圧を前記駆動部に生成させる制御をする。

このモータ駆動回路によれば、変動前の電源電圧に応じて補正したデューティ比のデジタル信号の所定の桁のビットと変動後の電源電圧に応じて補正したデューティ比のデジタル信号の所定の桁のビットとを比較するという簡易な演算処理により、電源電圧の変動の影響の程度を判定でき、当該影響が微小な場合には、変動前の電源電圧に応じて補正したデューティ比に従った電圧を駆動部に生成させることにより、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

請求項８に記載のモータ駆動回路は、請求項１に記載のモータ駆動回路において、前記制御部は、前記デューティ比のデジタル値の最下位ビットと変動直後の電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正したデューティ比のデジタル値の最下位ビットと、を同じ値にすることにより、前記デューティ比の前記電源電圧の変動による影響を除外する。

このモータ駆動回路によれば、電源電圧に応じて補正したデューティ比の最下位ビットを固定し、当該最下位ビットを同じ値に固定したデューティ比に従った電圧を駆動部に生成させることにより、電圧変動の影響を抑制する。その結果、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることができる。

本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動回路を用いたモータユニットの構成を示す概略図である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動回路の概略を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動回路における不感帯処理の一例を示したフローチャートである。 （Ａ）は、図３のステップ３０２の処理の一例を示し、（Ｂ）は図３のステップ３１０の処理の一例を示している。 （Ａ）は、図３のステップ３０２の処理の他の例を示し、（Ｂ）は図３のステップ３０６の処理の一例を示し、（Ｃ）は、図３のステップ３１０の処理の他の例を示している。 本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動回路の変形例である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動回路の他の変形例である。 本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動回路の概略を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動回路における疑似不感帯処理の一例を示したフローチャートである。 （Ａ）は、図９のステップ１０２、１０４の処理の一例を示し、（Ｂ）は図９のステップ１０６の処理の一例を示し、（Ｃ）は、図９のステップ１１０の処理の一例を示している。 （Ａ）は、図９のステップ１０２、１０４の処理の他の例を示し、（Ｂ）は、図９のステップ１１０の処理の他の例を示している。 本発明の第３の実施の形態に係るモータ駆動回路の概略を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態に係るモータ駆動回路における分解能ダウン処理の一例を示したフローチャートである。 （Ａ）は、図１３のステップ１４２の処理の一例を示し、（Ｂ）は、図１３のステップ１４４の処理の一例を示している。 本発明の第３の実施の形態に係るモータ駆動回路の変形例である。 本発明の第３の実施の形態に係るモータ駆動回路の他の変形例である。 本発明の第４の実施の形態に係るモータ駆動回路の概略を示すブロック図である。 指令信号（ＤＵＴＹ）のデューティ比を徐々に上げていった場合のＦＥＴのゲート・ソース電圧（ＦＥＴ ＶＧＳ）及びＦＥＴのドレイン・ソース電圧（ＦＥＴ ＶＤＳ）の変化の一例を示した説明図である。

［第１の実施の形態］
図１は、本実施の形態に係るモータ駆動回路２０を用いたモータユニット１０の構成を示す概略図である。図１の本実施の形態に係るモータユニット１０は、一例として車両用エアコンの送風に用いられる、いわゆるブロアモータのユニットである。

本実施の形態に係るモータユニット１０は、ステータ１４の外側にロータ１２が設けられた、アウターロータ構造の三相モータに係るものである。ステータ１４はコア部材に導線が巻かれた電磁石であって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相を構成している。

ステータ１４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々は、後述するモータ駆動回路２０の制御により、電磁石で発生する磁界の極性が切り替えられることにより、いわゆる回転磁界を発生する。

ロータ１２の内側（図示せず）にはロータマグネットが設けられており、ロータマグネットは、ステータ１４で生じた回転磁界に対応することにより、ロータ１２を回転させる。

ロータ１２にはシャフト１６が設けられており、ロータ１２と一体になって回転する。図１には示していないが、本実施の形態ではシャフト１６には、いわゆるシロッコファン等の多翼ファンが設けられ、当該多翼ファンがシャフト１６と共に回転することにより、車両用エアコンにおける送風が可能となる。

ステータ１４は、上ケース１８を介して、モータ駆動回路２０に取り付けられる。モータ駆動回路２０は、モータ駆動回路２０の基板２２と、基板２２上の素子から生じる熱を放散するヒートシンク２４とを備えている。

ロータ１２、ステータ１４及びモータ駆動回路２０を含んで構成されるモータユニット１０には、下ケース２８が取り付けられる。

図２は、本実施の形態に係るモータ駆動回路２０の概略を示すブロック図である。図２に記載のインバータ回路４０は、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆによってモータ５２のステータ１４のコイルに供給する電力をスイッチングする。例えば、ＦＥＴ４４Ａ、４４ＤはＵ相のコイル１４Ｕに、ＦＥＴ４４Ｂ、４４ＥはＶ相のコイル１４Ｖに、ＦＥＴ４４Ｃ、４４ＦはＷ相のコイル１４Ｗに、各々供給する電力のスイッチングを行う。

ＦＥＴ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃの各々のドレインは、チョークコイル８２を介して車載のバッテリ８０の正極に接続されている。また、ＦＥＴ４４Ｄ、４４Ｅ、４４Ｆの各々のソースはバッテリ８０の負極に接続されている。

また、本実施の形態のモータ駆動回路２０の基板上には、前述のインバータ回路４０に加え、コンパレータ５４、実回転数算出部５６、指令回転数算出部５８、ＰＩ制御部６６、電圧補正部６８及びＦＥＴドライバ７０等が実装されている。指令回転数算出部５８には、エアコンＥＣＵ（Electronic Control Unit）７８が接続されている。また、電圧補正部６８には、ＡＤ変換部６０Ａとフィルタ６２を介して、電源であるバッテリ８０の実電圧の情報が入力される。ＡＤ変換部は、アナログ信号であるバッテリ８０の実電圧値を８ｂｉｔのデジタル信号に変換する回路であり、フィルタ６２は、複数のデジタル信号の平均を算出することにより、デジタル化された実電圧値の平滑化を図る回路である。フィルタ６２は、例えば、時系列順に取得した４つの実電圧値の平均を算出して、電圧補正部６８に出力する。また、フィルタ６２は、ＡＤ変換部６０Ａがサンプリングした新たな実電圧値のデータを取得すると、直前に平均を算出した４つのデータのうち、最も古いデータを破棄した残り３つのデータと、新たに取得したデータとで平均を算出してデータの平滑化を行う。以後、フィルタ６２は、新たなデータを取得する毎に、最も古いデータを破棄して、新たなデータと残したデータとで平均値を算出する処理を継続する。

エアコンＥＣＵ７８は、車両用エアコンの電子制御ユニットであり、ユーザがエアコンＥＣＵ７８によりエアコンをオンにすると、モータ駆動回路２０の制御により、モータ５２が作動する。また、ユーザが車両用エアコンの風量を調節する場合は、エアコンＥＣＵ７８を介してモータ５２（ロータ１２）の回転速度を指示するための信号が入力される。

また、本実施の形態のモータ駆動回路２０の基板上には、各構成を駆動させる電力を供給するための直流電源回路、インバータ回路４０とモータ５２のコイル１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗとを流れる電流（モータ電流）を検出する電流検出部、基板の温度を検出するサーミスタ等の素子が実装され、モータ電流が過大になった場合、または基板の温度が過大なった場合に、モータ５２の回転速度を抑制する制御をする構成が実装されているが、詳細な説明は省略する。

本実施の形態では、シャフト１６と同軸に設けられたセンサマグネット１２Ａの磁界をホール素子１２Ｂが検出する。コンパレータ５４は、ホール素子１２Ｂのアナログ出力をデジタル信号に変換する装置であり、実回転数算出部は、コンパレータ５４が出力したデジタル信号に基づいてロータ１２の実回転速度を算出する。指令回転数算出部はエアコンＥＣＵ７８等からの指示に基づいた目標回転速度を算出する。本実施の形態では、目標回転速度は、略１０００〜５０００ｒｐｍである。

ＰＩ制御部６６は、指令回転数算出部５８が算出した目標回転速度と実回転数算出部５６が算出した実回転速度とから、実回転速度を目標回転速度に変化させる場合にステータ１４のコイルに印加する電圧をいわゆるＰＩ制御によって算出する。ＰＩ制御部６６は、目標回転速度と実回転速度との偏差と目標回転速度における電圧と実回転速度における電圧との偏差との比例関係に基づいて目標回転速度における電圧を算出する偏差比例部６６Ｐを含む。また、ＰＩ制御部６６は、上記の比例関係のみでは残留偏差が生じる場合に、かかる残留偏差を偏差積分によって解消する偏差積分部６６Ｉを含む。

電圧補正部６８は、ＰＩ制御部６６から出力デューティ比が、フィルタ６２から平滑化されたバッテリ８０の実電圧が各々入力され、基準電圧に対する実電圧に応じて出力デューティ比を補正する電圧補償制御を行う。電圧補償制御によって算出された最終出力ｄｕｔｙは、ＦＥＴドライバ７０に入力される。

ＦＥＴドライバ７０は、電圧補正部６８から入力された最終出力ｄｕｔｙに従って、インバータ回路４０のスイッチングを制御するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ回路４０に出力する。

図３は、本実施の形態に係るモータ駆動回路２０における不感帯処理の一例を示したフローチャートである。本実施の形態では、ＰＩ制御部６６から電圧補正部６８に入力された出力デューティ比が１００％近く（一例として９５％以上）になった場合に、ＡＤ変換部６０Ａで図３の処理が開始される。ステップ３００では、バッテリ８０の現在の実電圧値を取得して、８ｂｉｔのデジタル信号に変換する。

ステップ３０２では、ステップ３００で取得した現在の実電圧値のデジタル信号（現在データ）と、その直前に取得した実電圧のデジタル信号（過去データ）との差分を算出する。ステップ３０４では、差分が所定値未満か否かを判定する。ステップ３０４で肯定判定の場合には、ステップ３０６で現在データを破棄し、過去データを現在データのメモリアドレスに上書きする、すなわち過去データを現在データとして扱う。ステップ３０４で否定判定の場合には、ステップ３０８で現在データを採用する。ステップ３０６、３０８で現在データとして扱われたデータは、ＡＤ変換部６０Ａの後段のフィルタ６２に出力される。

そしてステップ３１０では、現在データを過去データのメモリアドレスにコピーして新たな実電圧のデータのサンプリングに備え、処理をリターンする。

以上のように、本実施の形態では、インバータ回路４０のＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング応答の非線形が問題となる、出力デューティ比が１００％近くの場合、実電圧の微小な変動を無視する制御を行っている。実電圧の微小な変動に反応しない制御を本実施の形態では、不感帯処理と呼称する。

出力デューティ比が１００％近くの場合で、かつ電源の実電圧が低い場合には、電圧補正により出力デューティ比をさらに上げる必要があるが、出力デューティ比が極めて大きくなると、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング動作の間隔が極めて短くなる。かかる場合には、上述のスイッチング素子の動作の非線形性とあいまって、スイッチング素子が電圧補正された出力デューティ比に従ったパルスを出力できずモータの回転が不整になる、いわゆる回転ハンチングが生じるおそれがあった。

本実施の形態では、基準電圧に対する実電圧に応じて出力デューティ比を補正する電圧補償制御は継続するが、出力デューティ比が１００％近くになった場合には、実電圧の微小な変動を無視することにより、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング動作の間隔が現状よりも短くなることを抑制して、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング動作の安定化を図り、モータ５２の回転ハンチングを防止する。なお、実電圧の変動が大きい場合は、変動直後の実電圧に応じて電圧補償制御を実行する。実電圧の変動が大きい場合に変動後の実電圧に応じた電圧補償制御を実行しないと、モータ５２の回転が意に反した変化をするおそれがあるからである。

図４（Ａ）は、図３のステップ３０２の処理の一例を示し、図４（Ｂ）は図３のステップ３１０の処理の一例を示している。図４（Ａ）に示したように、ステップ３０２では、現在データと過去データとの差分を算出する。図４（Ａ）に示した場合、算出された差分は、２進数では１００、１０進数では４となる。また、図３のステップ３０４の所定値が１０進数で「４」の場合、図４（Ａ）に示した例では、図３のステップ３０４では否定判定をする。その結果、図３のステップ３０８では現在データを採用し、図３のステップ３１０では、図４（Ｂ）に示したように、現在データを過去データにコピーする。

図５（Ａ）は、図３のステップ３０２の処理の他の例を示し、図５（Ｂ）は図３のステップ３０６の処理の一例を示し、図５（Ｃ）は、図３のステップ３１０の処理の他の例を示している。図５（Ａ）に示したように、ステップ３０２では、現在データと過去データとの差分を算出する。図５（Ａ）に示した場合、算出された差分は、２進数では１１、１０進数では３となる。また、図３のステップ３０４の所定値が１０進数で「４」の場合、図５（Ａ）に示した例では、図３のステップ３０４では肯定判定をする。その結果、図３のステップ３０６では、図５（Ｂ）に示したように現在データを破棄し、過去データを現在データに上書きし、図３のステップ３１０では、図５（Ｃ）に示したように、現在データを過去データにコピーする。

図６は、本実施の形態の変形例であるモータ駆動回路２０Ａを示している。本実施の形態では、図３に示した不感帯処理をＡＤ変換部６０Ａで行ったが、本変形例では、実電圧のデータを平滑化するフィルタ６２Ａで不感帯処理を行う点が相違する。しかしながら、ＡＤ変換部６０及びフィルタ６２Ａ以外の構成は、本実施の形態と同様なので、詳細な説明は省略する。

ただし、本変形例では、複数の実電圧のデータの平均を算出してデータの平滑化を図るフィルタ６２Ａで不感帯処理を行うので、図３に示した処理は、以下のように行われる。

ステップ３００では、ＡＤ変換部６０からデジタル信号化されたバッテリ８０の最新の実電圧値を取得すると共に、ホールドしていた過去データとの平均を算出して現在データを得る。

ステップ３０２では、ステップ３００で算出した現在データ（最新の平均値）と、過去データ（直前の平均値）との差分を算出する。ステップ３０４では、差分が所定値未満か否かを判定する。ステップ３０４で肯定判定の場合には、ステップ３０６で現在データを破棄し、過去データを現在データのメモリアドレスに上書きする、すなわち過去データを現在データとして扱う。ステップ３０４で否定判定の場合には、ステップ３０８で現在データを採用する。ステップ３０６、３０８で現在データとして扱われたデータは、フィルタ６２Ａの後段の電圧補正部６８に出力される。

そしてステップ３１０では、現在データを過去データのメモリアドレスにコピーして、処理をリターンする。

図７は本実施の形態の他の変形例であるにモータ駆動回路２０Ｂを示している。図７に示したように、電圧補正部６８の後段に不感帯処理部６４を別途設け、不感帯処理部６４で図３に示した不感帯処理を行って最終出力ｄｕｔｙを調整してもよい。図７に示した構成は、不感帯処理部６４を別途設けた点と、ＡＤ変換部６０が不感帯処理を実行しない点以外、その構成は上述の本実施の形態と同様なので詳細な説明は省略する。

ただし、図７に示した例では、電圧補正部６８の後段にある不感帯処理部６４で不感帯処理を行うので、図３に示した処理は、以下のように行われる。

ステップ３００では、電圧補正部６８から電圧補償されたデューティ比が入力される。ステップ３０２では、ステップ３００で取得したデューティ比（現在データ）と、その直前に取得したデューティ比（過去データ）との差分を算出する。ステップ３０４では、差分が所定値未満か否かを判定する。ステップ３０４で肯定判定の場合には、ステップ３０６で現在データを破棄し、過去データを現在データのメモリアドレスに上書きすると共に、上書きした過去データを最終出力ｄｕｔｙとしてＦＥＴドライバに出力する。ステップ３０４で否定判定の場合には、ステップ３０８で現在データを採用すると共に、現在データを最終出力ｄｕｔｙとしてＦＥＴドライバに出力する。

そしてステップ３１０では、現在データを過去データのメモリアドレスにコピーして、処理をリターンする。

以上説明したように、本実施の形態では、出力デューティ比が１００％近くになった場合には、ＡＤ変換部６０Ａ、フィルタ６２Ａ及び不感帯処理部６４のいずれかで図３に示した不感帯処理を行っている。その結果、最終出力ｄｕｔｙの算出において実電圧の微小な変動を無視でき、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング動作の安定化を図り、モータ５２の回転ハンチングを防止することができる。

［第２の実施の形態］
続いて本発明の第２の実施の形態について説明する。図８は、本実施の形態に係るモータ駆動回路１２０の概略を示すブロック図である。

第１の実施の形態では、現在データと過去データとの差分を算出した。しかしながら、四則演算が可能なように構成されたマイクロコンピュータであれば、第１の実施の形態のような演算は容易だが、マイクロコンピュータを有しないモータ制御用のコントローラＩＣではその限りではない。第１の実施の形態のような演算処理を行うには、モータ制御用のコントローラを四則演算が可能なものに変更すること、または大規模なアルミ配線層の修正を要するが、かかるコントローラまたは修正費用はコスト高であるという問題点があった。

本実施の形態は、第１の実施の形態のような減算処理を行わずに、第１の実施の形態の不感帯処理に近似した処理を可能とし、低コストな半導体装置であっても、出力デューティ比が高い場合に、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させるようにする。

図８に示したように、本実施の形態は、疑似不感帯処理部７４を有し、ＡＤ変換部６０Ｂ及びフィルタ６２Ｂが第１の実施の形態と相違するが、他の構成については第１の実施の形態と同様なので詳細な説明は省略する。本実施の形態では、ＡＤ変換部６０Ｂ、フィルタ６２Ｂ及び疑似不感帯処理部７４の少なくともいずれか１つで後述する疑似不感帯処理を行う。後述するように、疑似不感帯処理は、第１の実施の形態で説明した不感帯処理よりも演算負荷が軽いので、ＡＤ変換部６０Ｂ、フィルタ６２Ｂ及び疑似不感帯処理部７４の各々で実行してもよい。また、ＡＤ変換部６０Ｂ、フィルタ６２Ｂ及び疑似不感帯処理部７４の各々で疑似不感帯処理を多重的に実行した場合、実電圧の変動の平滑化、又は出力デューティ比の変動の平滑化がなされ、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることに資する。

図９は、本実施の形態に係るモータ駆動回路１２０における疑似不感帯処理の一例を示したフローチャートである。本実施の形態では、ＰＩ制御部６６から電圧補正部６８に入力された出力デューティ比が１００％近く（一例として９５％以上）になった場合に、一例として、ＡＤ変換部６０Ａで図９の処理が開始される。ステップ１００では、バッテリ８０の現在の実電圧値を取得して、８ｂｉｔのデジタル信号に変換する。

ステップ１０２では、ステップ１００で取得した現在の実電圧値のデジタル信号（現在データ）の不感帯ｂｉｔの１つ上位のｂｉｔと、その直前に取得した実電圧のデジタル信号（過去データ）の不感帯ｂｉｔの１つ上位のｂｉｔと、を比較する。不感帯ｂｉｔとは、変動を無視する下位のｂｉｔで、後述するように、本実施の形態では、「ｂｉｔ０」、「ｂｉｔ１」の下位のｂｉｔを不感帯ｂｉｔとする。かかる場合は、後述するように、「ｂｉｔ２」がステップ１０２での比較対象である上位ｂｉｔになる。

ステップ１０４では、現在データと過去データの各々の上位ｂｉｔが同じか否かを判定する。ステップ１０４で肯定判定の場合には、ステップ１０６で過去データの不感帯ｂｉｔを現在データの不感帯ｂｉｔに上書きする。ステップ１０４で否定判定の場合には、ステップ１０８で現在データを採用する。ステップ３０６、３０８で現在データとして扱われたデータは、ＡＤ変換部６０Ｂの後段のフィルタ６２Ｂに出力される。

そしてステップ３１０では、現在データの不感帯ｂｉｔを過去データの不感帯ｂｉｔにコピーして、処理をリターンする。

図１０（Ａ）は、図９のステップ１０２、１０４の処理の一例を示し、図１０（Ｂ）は図９のステップ１０６の処理の一例を示し、図１０（Ｃ）は、図９のステップ１１０の処理の一例を示している。図１０に示したように、一例として、不感帯ｂｉｔは「ｂｉｔ０」及び「ｂｉｔ１」であり、上位ｂｉｔは「ｂｉｔ２」である。図１０（Ａ）に示したように、ステップ１０２、１０４では、現在データの「ｂｉｔ２」と過去データの「ｂｉｔ２」とを比較する。図１０（Ａ）に示した場合は、上位ｂｉｔである「ｂｉｔ２」が一致するので、図９のステップ１０４では肯定判定をする。

図１０（Ｂ）に示したように、図９のステップ１０６では、過去データの不感帯ｂｉｔを現在データの不感帯ｂｉｔに上書きする。そして、図１０（Ｃ）に示したように、図９のステップ１１０では、現在データ（として扱われるデータ）の不感帯ｂｉｔと上位ｂｉｔを過去データに上書きする。

図１１（Ａ）は、図９のステップ１０２、１０４の処理の他の例を示し、図１１（Ｂ）は、図９のステップ１１０の処理の他の例を示している。図１１（Ａ）に示したように、図９のステップ１０２、１０４では、現在データの「ｂｉｔ２」と過去データの「ｂｉｔ２」とを比較する。図１１（Ａ）に示した場合は、上位ｂｉｔである「ｂｉｔ２」が異なるので、図９のステップ１０４では否定判定をする。その結果、図９のステップ１０８で現在データが採用され、図９のステップ１１０では、採用された現在データの不感帯ｂｉｔと上位ｂｉｔを過去データに上書きする。

以上説明したように、本実施の形態によれば、出力デューティ比が１００％近くになった場合には、所定のｂｉｔを比較するという簡易な処理により、最終出力ｄｕｔｙの算出において実電圧の微小な変動を無視でき、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング動作の安定化を図り、モータ５２の回転ハンチングを防止することができる。

本実施の形態では、不感帯ｂｉｔは「ｂｉｔ０」及び「ｂｉｔ１」である。不感帯ｂｉｔを下位２桁に設定した場合、現在データの０〜３（１０進法による）の変動は、電圧補償制御、最終出力ｄｕｔｙの算出において無視することになり、結果的に、第１の実施の形態の不感帯処理と同様の作用効果を奏することが可能となる。

所定のｂｉｔの比較は、四則演算ができないまたは演算のためには大規模なアルミ配線層の修正が必要な低コストな半導体装置でも小規模なアルミ配線層の変更で対応可能なので、モータ駆動回路のハードウェアを変更することなく、かつ低コストでモータのコイルに印加される電圧のデューティ比が高い場合でも、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることが可能になる。

［第３の実施の形態］
続いて本発明の第３の実施の形態について説明する。図１２は、本実施の形態に係るモータ駆動回路２２０の概略を示すブロック図である。図１２に示したように、本実施の形態は、ＡＤ変換部６０Ｃが第１の実施の形態と相違するが、他の構成については第１の実施の形態と同様なので詳細な説明は省略する。

本実施の形態では、出力デューティ比が１００％近くの場合に、例えば、ＡＤ変換部６０Ｃの分解能を低下させる分解能ダウン処理によって、バッテリ８０の実電圧の微小な変動を無視する処理を行う。

図１３は、本実施の形態に係るモータ駆動回路２２０における分解能ダウン処理の一例を示したフローチャートである。本実施の形態では、ＰＩ制御部６６から電圧補正部６８に入力された出力デューティ比が１００％近く（一例として９５％以上）になった場合に、一例として、ＡＤ変換部６０Ｃで図１３の処理が開始される。ステップ１４０では、バッテリ８０の現在の実電圧値を取得して、８ｂｉｔのデジタル信号に変換する。

ステップ１４２では、現在データの最下位ｂｉｔを固定し、ステップ１４４では最下位ｂｉｔを固定した現在データを過去データに上書きして処理をリターンする。

図１４（Ａ）は、図１３のステップ１４２の処理の一例を示し、図１４（Ｂ）は、図１３のステップ１４４の処理の一例を示している。図１４（Ａ）に示したように、図１３のステップ１４２では、現在データの最下位ｂｉｔである「ｂｉｔ０」を「０」に固定する。最下位ｂｉｔは「１」に固定してもよい。そして、図１３のステップ１４４では、最下位ｂｉｔを固定された現在データを過去データに上書きする。

以上説明したように、本実施の形態によれば、出力デューティ比が１００％近くになった場合には、最下位ｂｉｔを固定するという簡易な処理により、最終出力ｄｕｔｙの算出において実電圧の微小な変動を無視でき、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング動作の安定化を図り、モータ５２の回転ハンチングを防止することができる。

最下位ｂｉｔを固定した場合、現在データの０〜１の変動は、電圧補償制御、最終出力ｄｕｔｙの算出において無視することになり、実電圧等の微小な変動により、最終出力ｄｕｔｙが影響されることを防止できる。

最下位ｂｉｔの固定は、四則演算ができない低コストな半導体装置でも対応可能なので、モータ駆動回路のハードウェアを変更することなく、かつ低コストでモータのコイルに印加される電圧のデューティ比が高い場合でも、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることが可能になる。

なお、本実施の形態に係る分解能ダウン処理は、図１５に示した変形例であるモータ駆動回路２２０Ａのように、ＡＤ変換部６０ではなく、フィルタ６２Ｃで実行してもよい。ただし、本変形例では、複数の実電圧のデータの平均を算出してデータの平滑化を図るフィルタ６２Ｃで分解能ダウン処理を行うので、図１３に示した処理は、以下のように行われる。

ステップ１４０では、ＡＤ変換部６０からデジタル信号化されたバッテリ８０の最新の実電圧値を取得すると共に、ホールドしていた過去データとの平均を算出して現在データを得る。

ステップ１４２では、現在データの最下位ｂｉｔを固定し、ステップ１４４では最下位ｂｉｔを固定した現在データを過去データに上書きして処理をリターンする。

また、本実施の形態では、図１６に示した変形例であるモータ駆動回路２２０Ｂのように、電圧補正部６８の後段に分解能ダウン処理部７２を別途設け、この分解能ダウン処理部７２で図１３に示した分解能ダウン処理を行って最終出力ｄｕｔｙを調整してもよい。図１６に示した構成は、分解能ダウン処理部７２を別途設けた点と、ＡＤ変換部６０が分解能ダウン処理を実行しない点以外、その構成は上述の本実施の形態と同様なので詳細な説明は省略する。

ただし、図１６に示した例では、電圧補正部６８の後段にある分解能ダウン処理部７２で解能ダウン処理を行うので、図１３に示した処理は、以下のように行われる。ステップ１４０では、電圧補正部６８から電圧補償されたデューティ比が入力される。

ステップ１４２では、現在データである電圧補償されたデューティ比の最下位ｂｉｔを固定し、ステップ１４４では最下位ｂｉｔを固定した現在データを過去データに上書きして処理をリターンする。

以上説明したように、平滑化したデジタル信号、又は電圧補償制御後の出力デューティ比を示すデジタル信号の最下位ｂｉｔを固定することにより、実電圧等の微小な変動により、最終出力ｄｕｔｙが影響されることを防止できる。

［第４の実施の形態］
続いて本発明の第４の実施の形態について説明する。図１７は、本実施の形態に係るモータ駆動回路３２０の概略を示すブロック図である。図１７に示したように、本実施の形態は、ＡＤ変換部６０及び電圧補正部６８Ｄが第１の実施の形態と相違するが、他の構成については第１の実施の形態と同様なので詳細な説明は省略する。

本実施の形態では、出力デューティ比が１００％近くの場合に、例えば、電圧補正部６８Ｄにおける電圧補償制御のゲインを低下させる処理によって、バッテリ８０の実電圧の微小な変動を無視する処理を行う。

本実施の形態に係る電圧補正部６８Ｄは、基準電圧を８ｂｉｔで扱っている。出力デューティ比が１００％近くでない場合には、一例として、８ｂｉｔのデータを下記のように処理して得られるゲインで電圧補償制御を実行する。
（１）１２８×出力デューティ比（出力デューティ比を７左シフト）
（２）３２ ×出力デューティ比（出力デューティ比を５左シフト）
（３）１６ ×出力デューティ比（出力デューティ比を４左シフト）
（４）８ ×出力デューティ比（出力デューティ比を３左シフト）

上記の１２８、３２、１６、８を加算することにより、１０進法で１８４倍のゲイン係数を設定する。仮に、上記（２）の「出力デューティ比を５左シフト」の処理を停止することにより、電圧補償制御のゲインを低下させる。実際に上記（２）の処理を停止すると、１２８＋１６＋８＝１５２倍にゲインは低下する。（１）〜（４）の処理を実行した場合に対して約２割ゲインを低下させることができる。

電圧補償制御は、「（基準電圧／電源の実電圧）×出力デューティ比」という処理であるが、本実施の形態では、出力デューティ比が１００％近くの場合に、上記の式の基準電圧に１８４倍のゲイン係数を乗算し、上記式の電源の実電圧に１５２倍のゲイン係数を乗算する。その結果、電源の実電圧の変動による電圧補償制御への影響を低下させることができる。

出力デューティ比が１００％近くの場合に、電圧補償制御のゲインを低下させることにより、最終出力ｄｕｔｙの算出において実電圧の微小な変動を無視でき、ＦＥＴ４４Ａ〜４４Ｆのスイッチング動作の安定化を図り、モータ５２の回転ハンチングを防止することができる。

電圧補償制御のゲインを低下させる処理は、四則演算ができない低コストな半導体装置でも制御プログラムを若干変更することで対応可能なので、モータ駆動回路のハードウェアを変更することなく、かつ低コストでモータのコイルに印加される電圧のデューティ比が高い場合でも、電圧補償制御を継続しながらモータを安定して回転させることが可能になる。

１０…モータユニット、１２…ロータ、１２Ａ…センサマグネット、１２Ｂ…ホール素子、１４…ステータ、１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗ…コイル、１６…シャフト、１８…上ケース、２０，２０Ａ，２０Ｂ…モータ駆動回路、２２…基板、２４…ヒートシンク、２８…下ケース、４０…インバータ回路、４４Ａ，４４Ｂ，４４Ｃ，４４Ｄ，４４Ｅ，４４Ｆ…ＦＥＴ、５２…モータ、５４…コンパレータ、５６…実回転数算出部、５８…指令回転数算出部、６０，６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃ…ＡＤ変換部、６２，６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃ…フィルタ、６４…不感帯処理部、６６…ＰＩ制御部、６６Ｉ…偏差積分部、６６Ｐ…偏差比例部、６８，６８Ｄ…電圧補正部、７０…ＦＥＴドライバ、７２…分解能ダウン処理部、７４…疑似不感帯処理部、７８…エアコンＥＣＵ、８０…バッテリ、８２…チョークコイル、９６…範囲、１２０，２２０，２２０Ａ，２２０Ｂ，３２０…モータ駆動回路

Claims (8)

1. スイッチング応答が非線形性を有する複数の電界効果トランジスタで構成されたインバータ回路によってモータに印加する電圧を生成する駆動部と、
   デューティ比が閾値未満の場合に該デューティ比を電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正した第１デューティ比に従った電圧を前記駆動部に生成させる制御をすると共に、前記デューティ比が前記閾値以上で、かつ電源電圧の変動が所定値以内の場合には、該電源電圧の変動による影響を除外した第２デューティ比に従った電圧を前記駆動部に生成させる制御をする制御部と、
   を含むモータ駆動回路。
2. 前記電源電圧の変動による影響を除外した第２デューティ比は、前記デューティ比を変動直前の電源電圧に対する前記基準電圧の比に応じて補正したデューティ比である請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記制御部は、電源電圧の変動前後の電圧の差分に基づいて、前記電源電圧の変動が所定値以内か否かを判定する請求項１または２に記載のモータ駆動回路。
4. 前記電源電圧の変動が所定値以内の場合は、前記電源電圧をデジタル変換したデジタル値の所定桁の下位ビットの値が同一の場合である請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動回路。
5. 前記電源電圧の変動前後での前記電源電圧をデジタル変換した各々のデジタル値の最下位ビットを同じ値にして前記デューティ比を補正することにより、前記デューティ比の前記電源電圧の変動による影響を除外する請求項１に記載のモータ駆動回路。
6. 前記制御部は、前記デューティ比に、前記電源電圧に対する基準電圧の比で表されるゲイン係数を乗算して前記デューティ比を電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正し、前記ゲイン係数を小さくすることにより、前記デューティ比の前記電源電圧の変動による影響を除外する請求項１に記載のモータ駆動回路。
7. 前記制御部は、電源電圧に応じて補正する前のデューティ比が前記閾値以上で、かつ電源電圧が変動した際に、変動直前の電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正したデューティ比のデジタル値の所定桁の下位ビットと変動直後の電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正したデューティ比のデジタル値の所定桁の下位ビットとが同一の場合に、変動直前の電源電圧に応じて補正したデューティ比に従った電圧を前記駆動部に生成させる制御をする請求項１に記載のモータ駆動回路。
8. 前記制御部は、前記デューティ比のデジタル値の最下位ビットと変動直後の電源電圧に対する基準電圧の比に応じて補正したデューティ比のデジタル値の最下位ビットと、を同じ値にすることにより、前記デューティ比の前記電源電圧の変動による影響を除外する請求項１に記載のモータ駆動回路。
   

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