WO2020044946A1 - スイッチの駆動装置 - Google Patents

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WO2020044946A1
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幸一 西端
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株式会社デンソー
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    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Definitions

  • the present disclosure relates to a switch driving device that performs switching of a switch included in a power converter.
  • Patent Document 1 there is known a device including a drive circuit that receives an externally generated switch drive signal and performs switching of the switch based on the received drive signal. ing.
  • This drive circuit detects the voltage between the terminals of the switch and the current flowing through the switch, and performs so-called active gate control for adjusting the gate current of the switch based on the detection result. Thereby, the switching speed of the switch is adjusted to an appropriate speed, and a switching voltage is reduced while suppressing a surge voltage generated due to switching of the switching state.
  • the voltage between the terminals of the switch and the current flowing through the switch can change suddenly.
  • the drive circuit detects the inter-terminal voltage or current and adjusts the gate current of the switch based on the detection result
  • the switching speed when the switching state of the switch is switched increases the suppression effect of the surge voltage and In order to obtain the effect of reducing the switching loss, the speed may deviate significantly from the appropriate speed. In this case, the effect of suppressing the surge voltage may be reduced and the voltage between the terminals of the switch may exceed its withstand voltage value, or the effect of reducing the switching loss may be reduced.
  • the present disclosure has a main object to provide a switch driving device capable of suppressing a reduction in a surge voltage suppressing effect and a switching loss reducing effect when a switching state of a switch is switched.
  • the present disclosure relates to a switch driving device that performs switching of a switch configuring a power converter, A control unit that generates and transmits a drive signal of the switch; A driving circuit for receiving the transmitted driving signal, The control unit generates speed adjustment information that is information for adjusting the switching speed of the switch, transmits the speed adjustment information to the drive circuit,
  • the driving circuit includes: A speed calculation unit that receives the transmitted speed adjustment information and, based on the received speed adjustment information, calculates command switching speed information of the switch.
  • a drive unit that switches the switch based on the received drive signal and the calculated command switching speed information.
  • the control unit generates speed adjustment information that is information for adjusting the switching speed of the switch. Since the control unit has a role of generating a drive signal of a switch included in the power converter, the control unit is in a position where the control mode of the power converter can be grasped. For this reason, the drive circuit detects the voltage between the terminals of the switch and the current flowing through the switch, and generates a speed adjustment information based on the detection result. Adjustment information can be generated. Then, the switching of the switch is performed based on the command switching speed information calculated from the generated speed adjustment information, thereby suppressing the suppression effect of the surge voltage and the reduction effect of the switching loss when the switching state is switched. can do.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a control system for a rotating electric machine according to a first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a drive circuit.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a communication mode between the control device and each drive circuit,
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating a procedure of a process performed by the control device;
  • FIG. 5 is a time chart showing a method of calculating the surge reference value.
  • FIG. 6 is a block diagram of a process in the current control unit.
  • FIG. 7 is a diagram showing a method of setting a feedback gain.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a control system for a rotating electric machine according to a first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a drive circuit.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a communication mode between the control device and each drive circuit
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating a procedure of a process performed by the control device
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a procedure of a process executed by the switching control unit;
  • FIG. 9 is a flowchart showing the procedure of the learning process.
  • FIG. 10 is a time chart showing transition of the drive signal and the like.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating a procedure of a process performed by the control device according to the second embodiment;
  • FIG. 12 is a block diagram of a process in the current control unit.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating a procedure of processing executed by the control device according to the third embodiment;
  • FIG. 14 is a time chart showing a method of calculating the surge reference value,
  • FIG. 15 is a block diagram of processing in the current control unit.
  • FIG. 16 is a flowchart illustrating a procedure of a process performed by the control device according to the fourth embodiment
  • FIG. 17 is a block diagram of processing in the current control unit.
  • FIG. 18 is a flowchart illustrating a procedure of a process performed by a switching control unit according to the fifth embodiment;
  • FIG. 19 is a diagram showing that a recovery current flows when the lower arm switch according to the sixth embodiment is turned on.
  • FIG. 20 is a diagram showing that a recovery current flows when the upper arm switch is turned on.
  • FIG. 21 is a block diagram of a process in the current control unit.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a communication mode between a control device and each drive circuit according to another embodiment
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a communication mode between a control device and each drive circuit according to another embodiment.
  • the driving device is applied to a DCDC converter as a power converter and a three-phase inverter.
  • the control system including the drive device and the power converter is mounted on a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle, for example.
  • the control system includes a DCDC converter 20, an inverter 30, a rotating electric machine 40, and a control device 60.
  • the rotating electric machine 40 is, for example, an in-vehicle main machine, and its rotor can transmit power to driving wheels (not shown).
  • the rotating electric machine 40 is, for example, a synchronous machine.
  • the storage battery 10 as a DC power supply is connected to each phase winding 41 of the rotating electric machine 40 via the inverter 30 and the DCDC converter 20.
  • the DCDC converter 20 includes a first capacitor 21, a reactor 22, a second capacitor 23, an upper arm transformation switch SCH, and a lower arm transformation switch SCL.
  • the DCDC converter 20 has a boosting function of boosting the voltage of the storage battery 10 and outputting it to the inverter 30, and a step-down function of lowering the generated voltage of the rotating electric machine 40 input via the inverter 30 and outputting it to the storage battery 10. are doing.
  • each of the transformation switches SCH, SCH is a voltage-controlled semiconductor switching element, specifically, an IGBT.
  • Upper and lower arm transformer diodes DCH and DCL which are freewheeling diodes, are connected in anti-parallel to the upper and lower arm transformer switches SCH and SCL.
  • the positive bus Lp is connected to the collector of the upper arm transformation switch SCH.
  • the collector of the lower arm transformation switch SCL is connected to the emitter of the upper arm transformation switch SCH.
  • a negative electrode bus Ln is connected to the emitter of the lower arm transformation switch SCL.
  • Each of the buses Lp and Ln is composed of, for example, a bus bar.
  • the second capacitor 23 is connected in parallel to the series connection of the upper arm transformation switch SCH and the lower arm transformation switch SCL.
  • a first end of the reactor 22 is connected to a connection point between the upper arm transformation switch SCH and the lower arm transformation switch SCL.
  • a first end of the first capacitor 21 and a positive terminal of the storage battery 10 are connected to a second end of the reactor 22.
  • a negative electrode bus Ln is connected to a negative terminal of the storage battery 10 and a second end of the first capacitor 21.
  • the inverter 30 includes a series connection of an upper arm switch SWH and a lower arm switch SWL for three phases.
  • each of the switches SWH and SWL is a voltage-controlled semiconductor switching element, more specifically, an IGBT.
  • Upper and lower arm diodes DH and DL which are freewheel diodes, are connected in anti-parallel to the upper and lower arm switches SWH and SWL.
  • a first end of the winding 41 is connected to a connection point between the upper and lower arm switches SWH and SWL.
  • the second end of each phase winding 41 is connected at a neutral point.
  • the windings 41 of each phase are shifted from each other by 120 ° in electrical angle.
  • the control system includes a phase current sensor 50, a first voltage sensor 51, a second voltage sensor 52, a reactor current sensor 53, and an angle sensor 54.
  • the phase current sensor 50 detects at least two phase currents among the phase currents flowing through the rotating electric machine 40.
  • the first voltage sensor 51 detects the voltage between the terminals of the second capacitor 23 as the input voltage VHr of the inverter 30.
  • the second voltage sensor 52 detects the voltage between the terminals of the first capacitor 21 as the input voltage VLr of the DCDC converter 20.
  • Reactor current sensor 53 detects a current flowing through reactor 22.
  • the angle sensor 54 is, for example, a resolver and detects an electrical angle of the rotating electric machine 40. The detection values of the sensors 50 to 54 are input to the control device 60.
  • the control device 60 mainly includes a microcomputer, and drives the upper arm transformation switch SCH and the lower arm transformation switch SCL to control the power supply voltage VHr detected by the first voltage sensor 51 to the target voltage VH *. I do.
  • the control device 60 outputs drive signals corresponding to the upper and lower arm transforming switches SCH and SCL to a drive circuit provided in the DCDC converter 20.
  • the drive circuits are individually provided corresponding to the upper and lower arm transforming switches SCH, SCL.
  • the drive signal takes one of an ON command for instructing switching of the switch to the ON state and an OFF command for instructing switching of the switch to the OFF state.
  • the control device 60 calculates the target duty ratio Duty by, for example, a feedback calculation based on a deviation between the power supply voltage VHr and the target voltage VH *, and a feedforward calculation based on a ratio between the input voltage VLr and the target voltage VH *.
  • the control device 60 generates a drive signal corresponding to the upper and lower arm transformation switches SCH and SCL based on the calculated target duty ratio Duty. These drive signals are generated so that the upper and lower arm transforming switches SCH and SCL are alternately turned on while sandwiching a dead time.
  • the control device 60 operates the switches SWH and SWL of the inverter 30 to control the control amount of the rotating electric machine 40 to the target value.
  • the control amount is, for example, torque.
  • the control device 60 supplies a drive signal corresponding to the upper and lower arm switches SWH and SWL to the inverter 30 so as to alternately turn on the upper and lower arm switches SWH and SWL with a dead time in each phase. Output to the circuit.
  • the drive circuits are individually provided corresponding to the respective arms of each phase.
  • the drive circuits corresponding to the upper and lower arms of the inverter 30 and the drive circuits corresponding to the upper and lower arm transforming switches SCH and SCL of the DCDC converter 20 have basically the same configuration. For this reason, a description will be given below of a drive circuit of the inverter 30 as an example.
  • the functions provided by the control device 60 and the drive circuit can be provided by, for example, software recorded in a substantial memory device, a computer that executes the software, hardware, or a combination thereof.
  • the upper arm drive circuit DrH includes an upper arm buffer circuit 70 and an upper arm resistor 71.
  • the upper arm resistor 71 is a gate resistor, and its resistance value is variable.
  • the upper arm buffer circuit 70 acquires the upper arm drive signal SGH from the control device 60, and charges the gate of the upper arm switch SWH via the upper arm resistor 71 when the acquired upper arm drive signal SGH is an ON command. Supply current.
  • the gate voltage of the upper arm switch SWH becomes equal to or higher than the threshold voltage Vth, and the upper arm switch SWH is turned on.
  • the upper arm buffer circuit 70 causes the gate of the upper arm switch SWH to discharge a discharge current via the upper arm resistor 71.
  • the gate voltage of the upper arm switch SWH becomes lower than the threshold voltage Vth, and the upper arm switch SWH is turned off.
  • the upper arm buffer circuit 70 and the upper arm resistor 71 correspond to a drive unit of the upper arm drive circuit DrH.
  • the upper arm drive circuit DrH includes an upper arm surge detector 72 and an upper arm current controller 75.
  • the upper arm surge detector 72 detects a surge voltage generated when the upper arm switch SWH is turned off. Specifically, the upper arm surge detector 72 detects the peak value of the surge voltage as the upper arm peak value VoffmxH (see FIG. 5).
  • the upper arm surge detector 72 may be configured to include, for example, an amplifier circuit using an operational amplifier.
  • the upper arm peak value VoffmxH detected by the upper arm surge detector 72 is input to the upper arm current controller 75.
  • the upper arm surge detector 72 is not limited to this configuration. For example, a series connection of a pair of capacitors connected in parallel to the upper arm switch SWH, or a pair of resistors connected in parallel to the upper arm switch SWH May be provided.
  • the emitter of the upper arm switch SWH is connected to the sense terminal of the upper arm switch SWH via the upper arm sense resistor 73. Accordingly, a potential difference (hereinafter, upper arm sense voltage VsH) corresponding to the collector current flowing through upper arm switch SWH is generated in upper arm sense resistor 73.
  • the upper arm sense voltage VsH is input to the upper arm current controller 75.
  • the temperature of the upper arm switch SWH detected by the upper arm temperature sensor 74 (hereinafter, upper arm switch temperature TswH) is input to the upper arm current controller 75.
  • the upper arm temperature sensor 74 includes, for example, a temperature-sensitive diode.
  • a gate voltage of the upper arm switch SWH (hereinafter, upper arm gate voltage VgeH) is input to the upper arm current controller 75.
  • the lower arm drive circuit DrL will be described.
  • the configuration of the lower arm drive circuit DrL is basically the same as the configuration of the upper arm drive circuit DrH. Therefore, the description of the lower arm drive circuit DrL will be omitted as appropriate.
  • the lower arm drive circuit DrL includes a lower arm buffer circuit 80 and a lower arm resistor 81.
  • the lower arm resistor 81 has a variable resistance value.
  • the lower arm buffer circuit 80 acquires the lower arm drive signal SGL from the control device 60, and charges the gate of the lower arm switch SWL via the lower arm resistor 81 when the acquired lower arm drive signal SGL is an ON command. Supply current. As a result, the lower arm switch SWL is turned on.
  • the lower arm buffer circuit 80 causes the gate of the lower arm switch SWL to discharge a discharge current via the lower arm resistor 81. As a result, the lower arm switch SWL is turned off.
  • the lower arm buffer circuit 80 and the lower arm resistor 81 correspond to a driving unit of the lower arm driving circuit DrL.
  • the lower arm drive circuit DrL includes a lower arm surge detector 82 and a lower arm current controller 85.
  • the lower arm surge detector 82 detects a peak value of a surge voltage generated when the lower arm switch SWL is switched to the off state as a lower arm peak value VoffmxL.
  • the lower arm peak value VoffmxL detected by the lower arm surge detector 82 is input to the lower arm current controller 85.
  • the emitter of the lower arm switch SWL is connected to the sense terminal of the lower arm switch SWL via the lower arm sense resistor 83.
  • a potential difference hereinafter, lower arm sense voltage VsL
  • the lower arm sense voltage VsL is input to the lower arm current controller 85.
  • the temperature of the lower arm switch SWL detected by the lower arm temperature sensor 84 (hereinafter, lower arm switch temperature TswL) is input to the lower arm current controller 85. Further, a gate voltage of the lower arm switch SWL (hereinafter, lower arm gate voltage VgeL) is input to the lower arm current controller 85.
  • FIG. 3 shows a communication mode of the control device 60, the drive circuits DrH and DrL of the inverter 30, and the drive circuits DrH and DrL of the DCDC converter 20 in the present embodiment.
  • Communication lines are individually provided between the control device 60 and each of the upper arm drive circuit DrH and the lower arm drive circuit DrL of each phase.
  • the control device 60, the respective drive circuits DrH and DrL of the inverter 30 and the respective drive circuits DrH and DrL of the DCDC converter 20 can transmit information to each other.
  • the communication means any means can be used.
  • SPI registered trademark
  • CAN CAN
  • UART Universal Artery
  • Ethernet registered trademark
  • the communication may be, for example, a binary digital signal or a Duty signal.
  • the information transmitted from the control device 60 to each of the drive circuits DrH and DrL includes a drive signal, a power supply voltage VHr, phase current information detected by the phase current sensor 50, and the like.
  • the information transmitted from each of the drive circuits DrH and DrL to the control device 60 includes the upper and lower arm switch temperatures TswH and TswL, and the upper and lower arm peak values VoffmxH and VoffmxL.
  • the control device 60 is provided in the low-pressure system.
  • the storage battery 10, the DCDC converter 20, the inverter 30, and the rotating electric machine 40 are provided in a high-voltage system that is electrically insulated from the low-voltage system. For this reason, information communication between the control device 60 and each of the drive circuits DrH and DrL is performed via the insulation transmission unit.
  • the insulation transmission unit is an electronic component for transmitting information from one of the low-voltage system and the high-voltage system to the other while electrically insulating the low-voltage system and the high-voltage system.
  • a photocoupler or a magnetic coupler is used as the insulation transmission unit.
  • FIG. 4 shows a procedure of a process executed by the control device 60. This processing is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • the control device 60 corresponds to a control unit.
  • step S10 the upper and lower arm switch temperatures TswH and TswL transmitted from the upper and lower arm drive circuits DrH and DrL are obtained. Then, based on the obtained upper arm switch temperature TswH, an upper arm withstand voltage value VlimH which is an allowable upper limit value of the collector-emitter voltage VceH of the upper arm switch SWH is set. Further, based on the obtained lower arm switch temperature TswL, a lower arm withstand voltage value VlimL, which is an allowable upper limit value of the collector-emitter voltage VceL of the lower arm switch SWL, is set.
  • the process of step S10 is a process in consideration of the fact that each of the breakdown voltage values VlimH and VlimL has temperature dependency. In the present embodiment, as the upper arm switch temperature TswH is lower, the upper arm withstand voltage value VlimH is set lower, and as the lower arm switch temperature TswL is lower, the lower arm withstand voltage value VlimL is set lower.
  • step S11 the upper arm off-voltage command value VrissafH is calculated by subtracting the added value of the power supply voltage VHr and the superimposed surge Vadd from the upper arm withstand voltage value VlimH.
  • the lower arm off-voltage command value VrissafL is calculated by subtracting the addition value of the power supply voltage VHr and the superimposed surge Vadd from the lower arm withstand voltage value VlimL.
  • the upper arm off voltage command value VrissafH and the lower arm off voltage command value VommefL correspond to the speed adjustment information and the surge reference value.
  • the superimposed surge Vadd is a value larger than 0.
  • the superimposed surge Vadd may be set to a value corresponding to an influence of a surge voltage caused by switching of another phase or a value of a predetermined ratio (for example, 10%) of a surge voltage caused by switching of own phase. it can.
  • the superimposed surge Vadd can include a margin caused by a measurement error of the sensor or the like.
  • the target voltage VH * may be used instead of the power supply voltage VHr.
  • the superimposed surge Vadd may be set to zero.
  • a case where the superimposed surge Vadd can be set to 0 is, for example, a case where the control mode of the rotating electric machine 40 is set to a control mode in which the influence of a surge voltage accompanying switching of another phase does not need to be considered.
  • the control mode includes, for example, a rectangular wave control mode. In the rectangular wave control mode, the switching state of each phase is sequentially switched at every electrical angle of 60 °, so that it is not necessary to consider the influence of the surge voltage accompanying the switching of the other phases.
  • control mode is determined based on the power supply voltage VHr and the rotation speed. May be used to determine the current control mode.
  • the rotation speed may be calculated based on the detection value of the angle sensor 54.
  • step S12 the calculated upper arm off voltage command value VillerfH is transmitted to the upper arm drive circuit DrH, and the calculated lower arm off voltage command value VillerfL is transmitted to the lower arm drive circuit DrL.
  • the upper and lower arm off-voltage command values VillerfH and VillerfL are calculated for the upper and lower arm transforming switches SCH and SCL of the DCDC converter 20 in the same manner as the method shown in FIG. Then, the calculated upper and lower arm off voltage command values VillerfH and VoffrefL are transmitted to the upper and lower arm drive circuits DrH and DrL corresponding to the upper and lower arm transformation switches SCH and SCL.
  • the drive circuits DrH and DeL of the inverter 30 will be described as an example. However, the drive circuits DrH and DrL of the DCDC converter 20 are the same as in the case of the inverter 30.
  • FIG. 6 is a block diagram of a process executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85, respectively, of the upper and lower arm driving circuits DrH and DrL.
  • the processing executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85 is basically the same. Therefore, hereinafter, the upper and lower arm off voltage command values VillerfH and VillerfL are simply referred to as off voltage command values Villerf, the upper and lower arm switch temperatures TswH and TswL are simply referred to as switch temperature Tsw, and the upper and lower arm peak values VoffmxH.
  • VoffmxL are simply referred to as peak value Voffmx
  • the upper and lower arm withstand voltage values VlimH, VlimL are simply referred to as withstand voltage value Vlim.
  • the upper and lower arm switches SWH and SWL are simply referred to as switches.
  • the off-time surge calculating unit 100 calculates the off-surge value Voffr by subtracting the power supply voltage VHr received from the control device 60 from the peak value Voffmx, as shown in FIG.
  • the off-time voltage limiter 101 calculates a limit value Vofflim of the off-voltage command value Villerf based on the switch temperature TswH and the power supply voltage VHr.
  • the off-time voltage limiting unit 101 sets the received off-voltage command value Villerf as the off-surge command value Voff *.
  • the off-time voltage limiting unit 101 sets the limit value Vofflim as the off-surge command value Voff *.
  • the off-time voltage limiting unit 101 corresponds to an adjustment information limiting unit.
  • the off-time voltage limiter 101 calculates the limit value Vofflim by the same method as in steps S10 and S11 in FIG. That is, the limit value Vofflim and the off-voltage command value Vrissaf have the same value for the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the superimposed surge Vadd. More specifically, the off-time voltage limiter 101 first sets the withstand voltage Vlim based on the switch temperature Tsw. The off-time voltage limiter 101 calculates the limit value Vofflim by subtracting the added value of the power supply voltage VHr and the superimposed surge Vadd from the set withstand voltage value Vlim.
  • the off-voltage deviation calculator 102 calculates the off-voltage deviation ⁇ Voff by subtracting the off-surge value Voffr calculated by the off-time surge calculator 100 from the off-surge command value Voff * set by the off-time voltage limiter 101. .
  • the off-time controller 103 calculates an off-time discharge current Ioffc, which is a command value of a discharge current to be discharged from the gate of the switch, as an operation amount for feedback-controlling the calculated off-voltage deviation ⁇ Voff to 0.
  • the off-time controller 103 calculates the off-time discharge current Ioffc by proportional integral control based on the off-voltage deviation ⁇ Voff.
  • the off-state discharge current Ioffc corresponds to the command switching speed information. The higher the off-state discharge current Ioffc, the higher the switching speed when the switch is turned off.
  • the off-time surge calculator 100, the off-voltage deviation calculator 102, and the off-time controller 103 correspond to a speed calculator.
  • the off-time controller 103 sets the proportional gain Kp and the integral gain Ki used in the proportional-integral control to be larger than when the off-voltage deviation ⁇ Voff (specifically, the absolute value of the off-voltage deviation ⁇ Voff) is small. If you set a large value. Specifically, for example, as shown in FIG. 7, the off-time controller 103 sets the proportional gain Kp and the integral gain Ki to be larger as the off-voltage deviation ⁇ Voff is larger.
  • the feedback control in the off-state controller 103 may include differential control.
  • the differential gain Kd may be set larger when the off-voltage deviation ⁇ Voff is larger than when it is smaller.
  • the off-time current limiting unit 104 sets the calculated off-time discharge current Ioffc as the feedback off-current Ioffb.
  • the off-time current limiting unit 104 sets the discharge limit current Iofflim as the feedback off-current Ioffb.
  • the off-time current limiting unit 104 corresponds to a command information limiting unit.
  • the discharge limiting current Iofflim is determined under the restriction that no switch failure will occur and that the drive circuit will not fail.
  • the constraint that the switch does not fail is, for example, a constraint that the time rate of change between the collector and the emitter of the switch is equal to or less than an allowable upper limit.
  • the command discharge current setting unit 105 sets one of the feedback off-current Ioffb calculated by the off-time current limiting unit 104 and the off-current initial value Ioffdf calculated by the off-time initial value calculation unit 106, which will be described later, to the gate of the switch. Is set to the command discharge current Ioff * released from the The upper arm current controller 75 will be described as an example. When the upper arm switch SWH is turned off, the actual discharge current of the upper arm switch SWH becomes the command discharge current Ioff *. Next, the resistance value of the upper arm resistor 71 is adjusted.
  • the off-time initial value calculation unit 106 maps information (regulation information) that defines the off-current initial value Ioffdf in association with the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the collector current, and the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the collector current. ,
  • the off-state current initial value Ioffdf is calculated.
  • the off-state initial value Ioffdf is smaller than the off-state discharge current Ioffc calculated by the off-state controller 103 when the off-state voltage deviation ⁇ Voff is zero.
  • the collector current for example, a detection value of the phase current sensor 50, a sense voltage Vs, or a current command value may be used.
  • the map information is stored in a storage unit such as a memory provided in the drive circuit.
  • the memory is a non-transitional substantial recording medium other than the ROM (for example, a non-volatile memory other than the ROM).
  • the off-time switching control unit 107 determines which of the feedback-off current Ioffb and the off-time initial value calculation unit 106 is to be the command discharge current Ioff *.
  • the command discharge current setting unit 105 and the off-time switching control unit 107 correspond to a switching unit.
  • FIG. 8 shows a procedure of a process executed by the off-time switching control unit 107. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle, for example. This control cycle may be the same as the control cycle of the control device 60, or may be different.
  • step S20 it is determined whether a switching condition has been satisfied.
  • the switching condition is a condition for determining that the initial off current Ioffdf of the feedback off current Ioffb and the initial off current Ioffdf should be set as the command discharge current Ioff *.
  • step S20 If it is determined in step S20 that the switching condition is not satisfied, the process proceeds to step S21, where the command discharge current setting unit 105 is switched so as to set the feedback off current Ioffb to the command discharge current Ioff *. On the other hand, when it is determined in step S20 that the switching condition is satisfied, the process proceeds to step S22, and the command discharge current setting unit 105 is switched so as to set the off current initial value Ioffdf to the command discharge current Ioff *.
  • the switching conditions in step S20 are the following conditions (A) to (E). If any of the conditions (A) to (E) is satisfied, an affirmative determination is made in step S20.
  • a margin may be set for the threshold value to be compared with the peak value Voffmx, and the condition (A) may be set as a condition that the peak value Voffmx exceeds a determination value smaller than the withstand voltage value Vlim.
  • the condition (B) may be a condition that the power supply voltage VHr has increased by a predetermined value. In this case, the higher the power supply voltage VHr, the smaller the predetermined value may be. Further, under the condition (B), the target voltage VH * may be used instead of the power supply voltage VHr which is a detection value.
  • the condition (D) is provided as the switching condition.
  • the collector current for example, a current amplitude in one electrical angle cycle or an instantaneous value of the collector current may be used. Further, the collector current is grasped based on a detection value of the phase current sensor 50 or a detection value of the sense voltage Vs or the like, or a current command value (for example, d, q-axis command current) calculated in the control of the rotating electric machine 40. Just do it.
  • step S20 when the absolute value of the off-voltage deviation ⁇ Voff is equal to or larger than the predetermined amount, the affirmative determination may not be made in step S20 even if the condition (B) or (D) is satisfied.
  • the control device 60 may be configured to output a command to switch to the off-current initial value Ioffdf by using a means capable of transmitting information at high speed from the control device 60 to the drive circuit.
  • this command may be a binary signal of Hi / Lo or a pulse signal.
  • a pulse signal it is possible to cope with a failure such as disconnection of a signal path.
  • the off-time initial value calculation unit 106 performs a learning process shown in FIG. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle, for example.
  • This control cycle may be the same as the control cycle of the control device 60, or may be different.
  • step S30 it is determined whether a learning execution condition is satisfied.
  • the first condition that the feedback off current Ioffb of the initial off current Ioffdf and the feedback off current Ioffb is set to the command discharge current Ioff *, and the absolute value of the off voltage deviation ⁇ Voff is equal to or less than the threshold ⁇ If it is determined that both of the second condition and the learning condition are satisfied, it is determined that the learning execution condition is satisfied.
  • the second condition is provided for determining whether the off-voltage deviation ⁇ Voff is stable.
  • step S30 If it is determined in step S30 that the learning execution condition is satisfied, the process proceeds to step S31, where the learning condition is associated with the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the collector current obtained in the current control cycle, and the current control cycle is used.
  • the set command discharge current Ioff * is learned as the off-current initial value Ioffdf.
  • the map information is updated with the learned off-current initial value Ioffdf. Thereafter, when the switching condition shown in FIG. 8 is satisfied, the updated map information is used for setting the off-state current initial value Ioffdf.
  • a value obtained by reducing the learned off-current initial value Ioffdf such as a value of 90% of the learned off-current initial value Ioffdf, may be used.
  • the learning process may be performed in a factory before the product is shipped, for example.
  • FIG. 10 shows the transition of each waveform.
  • the upper arm drive circuit DrH will be described as an example.
  • FIG. 10A shows a transition of the upper arm drive signal SGH input to the upper arm drive circuit DrH
  • FIG. 10B shows a transition of the upper arm gate voltage VgeH
  • FIG. 10C shows the transition of the collector current IceH flowing through the upper arm switch SWH
  • FIG. 10D shows the transition of the collector-emitter voltage VceH of the upper arm switch SWH
  • FIG. 10B illustration of the mirror period is omitted.
  • the upper arm drive signal SGH is switched to the off command.
  • the upper arm gate voltage VgeH starts to decrease.
  • the upper arm gate voltage VgeH becomes the threshold voltage Vth.
  • the collector current IceH starts to decrease
  • the voltage VceH between the collector and the emitter of the upper arm switch SWH starts to increase
  • the voltage VceL between the collector and the emitter of the lower arm switch SWL starts to decrease.
  • the voltage VceH between the collector and the emitter becomes the upper arm peak value VoffmxH due to the surge voltage generated when the upper arm switch SWH is turned off.
  • the voltage VceH between the collector and the emitter stably becomes the power supply voltage VHr.
  • the upper arm drive signal SGH is switched to the ON command.
  • the upper arm gate voltage VgeH starts to increase
  • the upper arm gate voltage VgeH becomes the threshold voltage Vth.
  • the collector current IceH starts to increase
  • the voltage VceH between the collector and the emitter of the upper arm switch SWH starts to decrease
  • the voltage VceL between the collector and the emitter of the lower arm switch SWL starts to increase.
  • the voltage VceL between the collector and the emitter of the lower arm switch SWL becomes the lower arm facing peak value revVonmxL due to the surge voltage generated when the upper arm switch SWH is turned on.
  • the lower arm facing peak value revVonmxL will be described later.
  • the upper arm current controller 75 updates the command discharge current Ioff * for the upper arm switch SWH. Thereby, the command discharge current Ioff * updated when the upper arm switch SWH is switched to the off state next time is used.
  • the determination of the completion of the switching to the off state can be performed, for example, as follows.
  • the determination voltage may be set to a value higher than 0 and lower than the power supply voltage VHr.
  • the timing at which the predetermined period has elapsed from the time t1 may be set, for example, to a period in which the gate voltage is set to 0.
  • the command discharge current Ioff * may be updated every switching cycle of the switch or every plural switching cycles (for example, every two switching cycles).
  • the control device 60 calculates the off-voltage command value V croquf as speed adjustment information for adjusting the switching speed of the switch. Since the control device 60 has a role of controlling the control amount of the rotating electric machine 40 and controlling the power supply voltage VHr of the DCDC converter 20, the control device 60 is in a position to grasp the control mode of the inverter 30 and the DCDC converter 20 from now on. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to calculate an appropriate off-voltage command value Vrissaf based on the control mode of the inverter 30 and the DCDC converter 20.
  • the switching of the switch is performed based on the command discharge current Ioff * calculated from the off-voltage command value Villerf, so that the effect of suppressing the surge voltage and the effect of reducing the switching loss when the switch is turned off are reduced. Can be suppressed.
  • the off-time discharge current Ioffc is calculated as an operation amount for performing feedback control of the off-surge value Voffr calculated by the off-time surge calculator 100 to the off-surge command value Voff *. According to this configuration, even when the characteristics of the switches such as individual differences of switches, temperature characteristics, and deterioration states vary, an appropriate off-state discharge current Ioffc that can reduce the switching loss while suppressing the surge voltage. Can be calculated.
  • At least one of the proportional and integral gains Kp and Ki is set to be larger than when the off-voltage deviation ⁇ Voff is small.
  • the off-state current initial value Ioffdf is calculated based on the power supply voltage VHr, the switch temperature Tsw, the collector current, and the map information. Then, when it is determined that the switching condition is satisfied, the off current initial value Ioffdf is set to the command discharge current Ioff *.
  • the off-state current initial value Ioffdf according to the power supply voltage VHr, the switch temperature Tsw, and the collector current is calculated, the amount of adjustment of the discharge current until the switching loss is optimized can be reduced, and the inverter 30 and the DCDC Efficiency in converter 20 can be improved.
  • the off-time voltage limiter 101 limits the off-voltage command value Voffref by the limit value Vofflim. As a result, even if an error in receiving the off-voltage command value Voffref, an abnormality in the control device 60, or a sudden change in the control state of the inverter 30 and the DCDC converter 20 occurs, the voltage between the collector and the emitter of the switch will not exceed the withstand voltage Vlim. Can be accurately avoided.
  • the off-time discharge current Ioffc is limited by the off-time current limiter 104 by the discharge-limit current Iofflim.
  • the surge voltage can be suppressed, and the voltage applied to the winding 41 of the rotary electric machine 40 can be prevented from exceeding the withstand voltage value, and the voltage between the collector and the emitter of the switch from exceeding the withstand voltage value Vlim. You can also.
  • the drive circuit may be configured to detect the power supply voltage VHr by itself without receiving it from the control device 60. For example, when the switch is turned off, the voltage between the collector and the emitter of the switch detected by the surge detector of the drive circuit may be used as the power supply voltage VHr.
  • the lower arm switch temperature TswH or the lower arm switch temperature TswL may be used to set the upper and lower arm withstand voltage values VlimH and VlimL.
  • step S10 in FIG. 4 the upper and lower arm withstand voltage values VlimH and VlimL may be set to constant values independent of temperature.
  • step S11 in FIG. 4 during a period in which the current flowing through the switch increases, the off-voltage command value Vrissaf may be reduced according to the current value.
  • an estimated value of the current flowing through reactor 22 may be used instead of the detection value of reactor current sensor 53.
  • the estimated value of the current may be calculated based on the output power W of the DCDC converter 20 calculated based on the torque command value and the rotation speed of the rotating electric machine 40 and the power supply voltage VHr.
  • the collector current may not be used in the initial value calculation process or the learning process of the off-time initial value calculation unit 106 in FIG. 6 or the on-time initial value calculation unit 206 in FIG.
  • the map information is related to the switch temperature Tsw and the power supply voltage VHr, and the initial off-current value. It is sufficient that Ioffdf is defined information.
  • formula information defining the off-state initial value Ioffdf associated with the power supply voltage VHr, the switch temperature Tsw, and the collector current may be used.
  • the specified voltage may be set to a value higher than 0 and equal to or lower than the threshold voltage Vth.
  • the timing at which the switching is determined to be completed in FIG. 10 is time t2.
  • the temperature of the switches other than the switch for which the withstand voltage is to be set among the switches constituting the power converter may be used for setting the withstand voltage.
  • the lower arm switch temperature TswL of the inverter 30 may be used for setting the upper arm withstand voltage value VlimH of the inverter 30.
  • the off-time voltage limiter 101 may calculate the limit value Vofflim based on only the power supply voltage VHr or the switch temperature Tsw.
  • the off-time initial value calculation unit 106 may calculate the off-current initial value Ioffdf based on only one of the power supply voltage VHr and the switch temperature Tsw.
  • the off-time initial value calculation unit 106 may not perform the learning process. In this case, the off-time initial value calculation unit 106 may not have a function of monitoring the off-voltage deviation ⁇ Voff and the command discharge current Ioff *.
  • the off-time initial value calculation unit 106, the command discharge current setting unit 105, and the off-time switching control unit 107 need not be provided in the current control units 75 and 85. In this case, the feedback off current Ioffb becomes the command discharge current Ioff *.
  • the method of adjusting the switching speed is not limited to the method of adjusting the gate resistance value.
  • the switching speed may be adjusted by adjusting the voltage of a power supply that supplies a voltage to the gate.
  • the switching speed may be adjusted by adjusting the value of the constant current. Good.
  • FIG. 11 shows a procedure of a process executed by the control device 60. This processing is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • This processing is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals for convenience.
  • the upper arm off-voltage command value VrissafH is calculated based on information on the upper arm withstand voltage VlimH, the power supply voltage VHr, the superimposed surge Vadd, and the collector current flowing through the upper arm switch SWH. Specifically, the basic value of the upper arm off voltage command value VrissafH is calculated by subtracting the added value of the power supply voltage VHr and the superimposed surge Vadd from the upper arm withstand voltage value VlimH. If the collector current has not increased, the calculated basic value is used as the final upper arm off voltage command value VrissafH. On the other hand, when the collector current is increasing, a value obtained by reducing the calculated basic value is set as a final upper arm off voltage command value VrissafH.
  • the switching speed of the upper arm switch SWH can be reduced, and the surge voltage can be reduced.
  • the calculated basic value is finalized.
  • the arm-off voltage command value V réellefH may be used.
  • a detection value of the phase current sensor 50 for example, a detection value of the phase current sensor 50, an upper arm sense voltage VsH received from the upper arm drive circuit DrH, or a current command value may be used.
  • step S13 the lower arm off-voltage command value VrissafL is calculated based on information on the lower arm withstand voltage VlimL, the power supply voltage VHr, the superimposed surge Vadd, and the collector current flowing through the lower arm switch SWL.
  • This calculation method is the same as the calculation method of the upper arm off voltage command value VrissafH.
  • the basic value of the lower arm off voltage command value VrissafL is calculated by subtracting the added value of the power supply voltage VHr and the superimposed surge Vadd from the lower arm withstand voltage value VlimL. If the collector current has not increased, the calculated basic value is used as the final lower arm off voltage command value VoffrefL. On the other hand, when the collector current is increasing, a value obtained by reducing the calculated basic value is set as a final lower arm off voltage command value VrissafL.
  • the detection value of the phase current sensor 50, the lower arm sense voltage VsL received from the lower arm drive circuit DrL, or the current command value may be used.
  • the final calculated upper and lower arm off voltage command values VillerfH and VillerfL are transmitted to the upper and lower arm drive circuits DrH and DrL in step S12.
  • FIG. 12 is a block diagram of a process executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85, respectively, of the upper and lower arm driving circuits DrH and DrL. 12, the same components as those shown in FIG. 6 or corresponding components are denoted by the same reference numerals for convenience.
  • the collector currents flowing through the upper and lower arm switches SWH and SWL are simply referred to as collector currents
  • the upper and lower arm sense voltages VsH and VsL are simply referred to as sense voltages Vs.
  • the off-time voltage limiter 101 calculates a limit value Vofflim of the off-voltage command value Villerf based on the switch temperature TswH, the power supply voltage VHr, and the collector current.
  • the off-time voltage limiter 101 calculates the limit value Vofflim by the same method as in steps S10 and S13 in FIG. That is, the limit value Vofflim and the off-voltage command value Vrissaf have the same value with respect to the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the superimposed surge Vadd, and whether or not the collector current has increased.
  • the collector current for example, a detection value of the phase current sensor 50, a sense voltage Vs, or a current command value may be used.
  • the off-time voltage limiter 101 may calculate the limit value Vofflim based on either the power supply voltage VHr or the switch temperature Tsw and the collector current.
  • the off-time initial value calculation unit 106 may calculate the off-current initial value Ioffdf based on either the power supply voltage VHr or the switch temperature Tsw and the collector current. Further, the off-time initial value calculation unit 106 may calculate the off-current initial value Ioffdf based only on the collector current.
  • FIG. 13 shows a procedure of a process executed by the control device 60. This processing is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • This processing is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals for convenience.
  • step S14 the upper arm off voltage command value VrissafH is calculated by subtracting the superimposed surge Vadd from the upper arm withstand voltage value VlimH. Further, the lower arm off voltage command value VrissafL is calculated by subtracting the superimposed surge Vadd from the lower arm withstand voltage value VlimL.
  • FIG. 15 is a block diagram of a process executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85, respectively, of the upper and lower arm driving circuits DrH and DrL. 15, the same components as those shown in FIG. 6 or corresponding components are denoted by the same reference numerals for convenience.
  • the current control unit does not include the off-time surge calculation unit 100. Therefore, the off-voltage deviation calculator 102 calculates the off-voltage deviation ⁇ Voff by subtracting the peak value Voffmx from the off-surge command value Voff * set by the off-time voltage limiter 101.
  • a current flowing through the switch in the off-time voltage limiting unit 101 may be used. Further, in the process of the off-time initial value calculation unit 106, similarly to the modification of the first embodiment, the current flowing through the switch may not be used.
  • FIG. 16 shows a procedure of a process executed by the control device 60. This processing is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • step S15 the upper arm off current command value I réellefH is calculated based on the upper arm switch temperature TswH, the power supply voltage VHr, the superimposed surge Vadd, and the collector current flowing through the upper arm switch SWH.
  • the higher the upper arm switch current command value I réellefH the higher the upper arm switch temperature TswH, the lower the power supply voltage VHr, or the lower the collector current flowing through the upper arm switch SWH.
  • a lower arm off-current command value I réellefL is calculated based on the lower arm switch temperature TswL, the power supply voltage VHr, the superimposed surge Vadd, and the collector current flowing through the lower arm switch SWL.
  • the lower arm off-current command value I réellefL may be calculated to be higher as the lower arm switch temperature TswL is higher, the power supply voltage VHr is lower, or the collector current flowing through the lower arm switch SWL is lower.
  • the upper and lower arm off-current command values I réellefH and IongfL correspond to the speed adjustment information.
  • step S16 the calculated upper arm off current command value I comfortablyfH is transmitted to the upper arm drive circuit DrH, and the calculated lower arm off current command value I comfortablyfL is transmitted to the lower arm drive circuit DrL.
  • FIG. 17 is a block diagram of a process executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85, respectively, of the upper and lower arm driving circuits DrH and DrL.
  • the processing executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85 is basically the same. Therefore, hereinafter, the upper and lower arm off-current command values I réellefH and IoffrefL are simply referred to as the off-current command value I réellef.
  • the off-time current limiting unit 114 has the same function as the off-time voltage limiting unit 101 and the off-time current limiting unit 104.
  • the off-time current limiter 114 calculates a discharge limit current Iofflim which is a limit value of the off-current command value I réellef based on the switch temperature TswH, the power supply voltage VHr, and the collector current.
  • the off-time current limiting unit 114 sets the received off-current command value I réellef as the feedback off-current Ioffk.
  • the off-time current limiting unit 114 sets the discharge limiting current Iofflim as the feedback off-current Ioffk.
  • the off-time current limiter 114 calculates the limit value Iofflim by the same method as in step S15 of FIG. That is, the discharge limiting current Iofflim and the off-current command value I réellef have the same value for the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, the collector current, and the superimposed surge Vadd.
  • the discharge limiting current Iofflim may be determined under the constraint that a switch does not fail and the constraint that a drive circuit does not fail.
  • the command discharge current setting unit 105 sets one of the feedback off current Ioffk calculated by the off-time current limiting unit 114 or the off-current initial value Ioffdf calculated by the off-time initial value calculation unit 106 to the command discharge current Ioff *. Set.
  • the current flowing through the switch may not be used in the off-time current limiter 114 and the off-time initial value calculator 106.
  • the off-time initial value calculation unit 106, the command discharge current setting unit 105, and the off-time switching control unit 107 need not be provided in the current control units 75 and 85. In this case, the feedback off current Ioffk becomes the command discharge current Ioff *.
  • FIG. 18 shows a procedure of processing executed by the off-time switching control unit 107.
  • the processing illustrated in FIG. 18 corresponds to a processing unit.
  • the switching condition of the present embodiment is a condition that the direction of the current flowing through the DCDC converter 20, more specifically, the direction of the current flowing through the reactor 22 is switched.
  • the direction of the current flowing through the reactor 22 switches with the switching between the power running control and the regenerative control of the rotating electric machine 40.
  • the boost ratio which is the ratio of the power supply voltage VHr to the input voltage VLr, changes discontinuously due to the influence of the dead time of the upper and lower arm transformation switches SCH and SCL. As a result, a surge voltage occurs.
  • the processing shown in FIG. 18 is used.
  • whether or not the current direction is switched may be determined based on, for example, a detection value of the reactor current sensor 53 or the above-described estimated value of the current. Specifically, for example, when it is determined that the absolute value of the detection value of the reactor current sensor 53 or the absolute value of the estimated value of the current is equal to or less than a predetermined current value, it may be determined that the direction of the current is switched.
  • control device 60 may perform the same process as the process of step S23, and if the affirmative determination is made in this process, the off-voltage command value Vrissaf may be reduced. Also in this case, the switching speed can be reduced.
  • the switching speed can be adjusted in anticipation that the output voltage of the DCDC converter 20 fluctuates. Thereby, the DCDC converter 20 can be controlled more safely.
  • the control device 60 may execute a process described below instead of the process illustrated in FIG. 18 performed by the off-time switching control unit 107 in the drive circuit.
  • the control device 60 may execute a process of reducing the off-voltage command value Vadoref.
  • the control device 60 may execute a process of reducing the off-current command value Iadoref. .
  • the upper arm surge detector 72 detects a surge voltage generated when the lower arm switch SWL is turned on. Specifically, the upper arm surge detector 72 detects a peak value of a surge voltage generated when the lower arm switch SWL is turned on as an upper arm facing peak value revVonmxH. That is, with the switching of the lower arm switch SWL to the ON state, the current starts to flow in the path including the lower arm switch SWL where the current has not flowed. At this time, a surge occurs at “L ⁇ di / dt” determined by the current increasing speed di / dt and the inductance L.
  • FIG. 19 shows an example of a case where a surge occurs with the switching of the lower arm switch SWL to the ON state.
  • the lower arm switch SWL is switched to the on state as shown in FIG. 19B. Accordingly, a reverse voltage is applied to the upper arm diode DH, and a recovery current flows through the upper arm diode DH. Since the change speed of the recovery current is high, the surge voltage increases.
  • the lower arm surge detector 82 detects a surge voltage generated when the upper arm switch SWH is turned on. Specifically, the lower arm surge detector 82 detects a peak value of a surge voltage generated when the upper arm switch SWH is turned on as a lower arm facing peak value revVonmxL (see FIG. 10E). ). That is, with the switching of the upper arm switch SWH to the ON state, the current starts to flow in the path including the upper arm switch SWH where the current did not flow. At this time, a surge occurs at “L ⁇ di / dt” described above.
  • FIG. 20 shows an example of a case where a surge occurs with the switching of the upper arm switch SWH to the ON state.
  • a surge voltage is generated as the upper arm switch SWH is switched to the ON state as shown in FIG. 20B.
  • a reverse voltage is applied to the lower arm diode DL, and a recovery current flows through the lower arm diode DL. Since the change speed of the recovery current is high, the surge voltage increases.
  • the upper arm drive circuit DrH and the lower arm drive circuit DrL exchange information on the detected opposing peak value.
  • a method of transmitting this information for example, a method using an insulating amplifier, a method via the control device 60, and a method shown in FIGS.
  • the control device 60 calculates the upper arm ON voltage command value VonrefH and the lower arm ON voltage command value VonrefL (corresponding to the speed adjustment information and the surge reference value) by a method similar to the method shown in FIG. Specifically, control device 60 calculates upper arm ON voltage command value VonrefH by subtracting the added value of power supply voltage VHr and superimposed surge Vadd from upper arm withstand voltage VlimH. Further, control device 60 calculates lower arm on-voltage command value VonH by subtracting the added value of power supply voltage VHr and superimposed surge Vadd from lower arm withstand voltage VlimL.
  • FIG. 21 shows a block diagram of processing executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85, respectively, of the upper and lower arm drive circuits DrH and DrL.
  • the processing executed by the upper and lower arm current controllers 75 and 85 is basically the same. Therefore, hereinafter, the upper and lower arm opposing peak values revVonmxH and revVonmxL are simply referred to as opposing peak values revVonmx, and the upper and lower arm ON voltage command values VonrefH and VonrefL are simply referred to as ON voltage command values Vonref.
  • the on-time surge calculator 200 calculates the on-surge value Vonr by subtracting the power supply voltage VHr received from the control device 60 from the opposite peak value revVonmx. More specifically, the on-time surge calculator 200 of the upper arm current controller 75 calculates the on-surge value Vonr by subtracting the power supply voltage VHr from the lower arm facing peak value revVonmxL. Further, the on-time surge calculating unit 200 of the lower arm current control unit 85 calculates the on-surge value Vonr by subtracting the power supply voltage VHr from the upper arm facing peak value revVonmxH.
  • the on-time voltage limiting unit 201 corresponds to an adjustment information limiting unit, and calculates a limit value Vonlim of the on-voltage command value Vonref based on the switch temperature TswH and the power supply voltage VHr.
  • the ON-time voltage limiting unit 201 sets the received ON voltage command value Vonref as the ON surge command value Von *.
  • the ON-time voltage limiting unit 201 sets the limit value Vonlim as the ON surge command value Von *.
  • the ON-time voltage limiting unit 201 calculates the limit value Vonlim by the same method as the method of calculating the ON-voltage command value Vonref performed by the control device 60. That is, the limit value Vonlim and the on-voltage command value Vonref have the same value for the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the superimposed surge Vadd.
  • the on-voltage deviation calculator 202 calculates the on-voltage deviation ⁇ Von by subtracting the on-surge value Vonr calculated by the on-time surge calculator 200 from the on-surge command value Von * set by the on-time voltage limiter 201. .
  • the on-time controller 203 calculates an on-time charging current Ionc to be supplied to the gate of the switch as an operation amount for performing feedback control of the calculated on-voltage deviation ⁇ Von to 0.
  • the on-time controller 203 calculates the on-time charging current Ionc by proportional integration control based on the on-voltage deviation ⁇ Von.
  • the on-state charging current Ionc corresponds to the command switching speed information. The higher the on-state charging current Ionc, the higher the switching speed when the switch is turned on.
  • the on-time surge calculator 200, the on-voltage deviation calculator 202, and the on-time controller 203 correspond to a speed calculator.
  • the on-time controller 203 sets at least one of the proportional gain Kp and the integral gain Ki used in the proportional-integral control to be smaller than when the on-voltage deviation ⁇ Von (specifically, the absolute value of the on-voltage deviation ⁇ Von) is small. If it is large, it may be set large. Further, the differential control may be included in the feedback control in the ON-time controller 203.
  • the on-time current limiting unit 204 corresponds to a command information limiting unit.
  • the on-time charging current Ionc calculated by the on-time controller 203 is equal to or less than the charging limit current Ionlim
  • the calculated on-time charging current Ionc is turned on. It is set as the current Ionfb.
  • the on-time current limiting unit 204 sets the charging limit current Ionlim as the feedback on-current Ionfb. Note that the charge limiting current Ionlim may be determined under the constraint that the switch does not fail and that the drive circuit does not fail.
  • the command charging current setting unit 205 sets one of the feedback on-current Ionfb calculated by the on-time current limiting unit 204 and the on-current initial value Iondf calculated by the on-time initial value calculation unit 206 described later, to the gate of the switch Is set to the command charging current Ion * supplied to.
  • the upper arm current controller 75 will be described as an example. When the upper arm switch SWH is switched to the ON state, the upper arm current controller 75 sets the actual charging current of the upper arm switch SWH to the command charging current Ion *. Next, the resistance value of the upper arm resistor 71 is adjusted.
  • the on-time initial value calculation unit 206 maps information (regulation information) defining the on-current initial value Iondf in association with the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the collector current, and the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the collector current. ) Is calculated on the basis of the above.
  • the on-time switching control unit 207 determines which of the feedback on-current Ionfb and the feedback on-current Ionfb is to be the command charging current Ion *. This determination may be performed by a process similar to the process shown in FIG. In the present embodiment, the command charging current setting unit 205 and the on-time switching control unit 207 correspond to a switching unit.
  • the on-time initial value calculation unit 206 performs the same learning processing as the processing shown in FIG. If it is determined that the learning execution condition is satisfied, the on-time initial value calculation unit 206 sets the learning execution condition in the current control cycle in association with the switch temperature Tsw, the power supply voltage VHr, and the collector current acquired in the current control cycle. The learned command charging current Ion * is learned as the on-current initial value Iondf. Then, the map information is updated.
  • the upper arm current controller 75 updates the command charging current Ion * for the upper arm switch SWH.
  • the command charging current Ion * updated when the upper arm switch SWH is switched to the next ON state is used.
  • the determination of the completion of switching to the ON state can be performed, for example, as follows.
  • the same effect as that of the first embodiment can be obtained even when the switch is turned on. Further, the effects of the first embodiment can be applied to the configuration of the present embodiment. In this case, the switching speed can be optimized in each of the case where the switch is turned off and the case where the switch is turned on, and the loss of the inverter 30 and the DCDC converter 20 can be further reduced.
  • the current flowing through the switch may be used in the on-time voltage limiter 201 and the on-time initial value calculator 206.
  • the upper arm on-voltage command value VonrefH is calculated by subtracting the superimposed surge Vadd from the upper arm withstand voltage value VlimH
  • the lower arm on voltage is calculated by subtracting the superimposed surge Vadd from the lower arm withstand voltage value VlimL.
  • the command value VonrefL may be calculated.
  • the speed adjustment information calculated by the control device 60 may be an on-current command value that is a gate current value as in the fourth embodiment.
  • the information transmission method between the control device 60 and each of the driving circuits DrH and DrL is not limited to the method shown in FIG. 3 but may be, for example, those shown in FIGS. 22 and 23. 22 and 23 show a method of transmitting information between the drive circuits DrH and DrL of the inverter 30 and the control device 60.
  • the current control unit of at least one of the driving circuits DrH and DrL has the command discharge current Ioff * based on information transmitted from the other driving circuit of the driving circuits DrH and DrL.
  • the command charging current Ion * may be calculated.
  • the maximum value of the phase current can be grasped by utilizing the fact that the sum of the three-phase currents is 0.
  • the command discharge current Ioff * or the command charge current Ion * can also be calculated based on the grasped maximum value of the phase current.
  • the drive circuits DrH and DrL of the inverter 30 when calculating the command discharge current Ioff * or the command charge current Ion * based on the current (amplitude of the phase current) in one electrical angle cycle, the drive circuits DrH and DrL of the inverter 30 The off-state discharge current Ioffc or the on-state charge current Ionc is calculated in a part (for example, one) of specific drive circuits, and the remaining off-state drive current Ioffc or on-state charge current Ionc is received by the remaining drive circuits. You may make it.
  • the switches of the inverter and the DCDC converter are not limited to the IGBT, but may be, for example, an N-channel MOSFET having a built-in body diode.
  • the switches of the inverter and the DCDC converter may be two or more switches connected in parallel with each other.
  • the combination of the switches connected in parallel to each other may be, for example, a combination of a SiC switching element and a Si switching element, or a combination of an IGBT and a MOSFET.
  • the control device 60 is not limited to a microcomputer but may be, for example, a control IC.
  • the control amount of the rotating electric machine is not limited to the torque, and may be, for example, the rotation speed of the rotor of the rotating electric machine.
  • the rotating electric machine is not limited to the permanent magnet synchronous machine, but may be, for example, a winding field type synchronous machine.
  • the rotating electric machine is not limited to a synchronous machine, but may be, for example, an induction machine. Further, the rotating electric machine is not limited to the one used as the main unit mounted on the vehicle, but may be used for other applications such as an electric power steering device and an electric motor constituting an electric compressor for air conditioning.
  • the rotating electric machine is not limited to a three-phase machine, but may be a six- or nine-phase machine.
  • the control system may include only one of the DCDC converter 20 and the inverter 30.

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Abstract

駆動装置は、スイッチ（ＳＣＨ，ＳＣＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬ）の駆動信号を生成して送信する制御部（６０）と、送信された駆動信号を受信する駆動回路（ＤｒＨ，ＤｒＬ）と、を備えている。制御部は、スイッチのスイッチング速度を調整するための情報である速度調整情報を生成して駆動回路へ送信する。駆動回路は、送信された速度調整情報を受信し、受信した速度調整情報に基づいて、スイッチの指令スイッチング速度情報を算出する速度算出部と、受信した駆動信号と、算出された指令スイッチング速度情報とに基づいて、スイッチのスイッチングを行う駆動部と、を有している。

Description

スイッチの駆動装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１８年８月２８日に出願された日本出願番号２０１８－１５９５６４号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、電力変換器を構成するスイッチのスイッチングを行うスイッチの駆動装置に関する。
　この種の装置としては、特許文献１に見られるように、外部で生成されたスイッチの駆動信号を受信し、受信した駆動信号に基づいて、スイッチのスイッチングを行う駆動回路を備えるものが知られている。この駆動回路は、スイッチの端子間電圧やスイッチに流れる電流を検出し、その検出結果に基づいて、スイッチのゲート電流を調整するいわゆるアクティブゲートコントロールを行っている。これにより、スイッチのスイッチング速度を適正な速度に調整し、スイッチング状態の切り替えに伴い発生するサージ電圧を抑制しつつ、スイッチング損失の低減を図っている。
特開２００７－２２１８６３号公報
　電力変換器においては、スイッチの端子間電圧やスイッチに流れる電流が急変し得る。このため、駆動回路が端子間電圧や電流を検出し、その検出結果に基づいてスイッチのゲート電流を調整する方法では、スイッチのスイッチング状態が切り替えられる場合におけるスイッチング速度が、サージ電圧の抑制効果及びスイッチング損失の低減効果を得る上で適正な速度から大きくずれ得る。この場合、サージ電圧の抑制効果が低下してスイッチの端子間電圧がその耐圧値を超えてしまったり、スイッチング損失の低減効果が低下してしまったりするおそれがある。
　本開示は、スイッチのスイッチング状態が切り替えられる場合におけるサージ電圧の抑制効果及びスイッチング損失の低減効果の低下を抑制できるスイッチの駆動装置を提供することを主たる目的とする。
　本開示は、電力変換器を構成するスイッチのスイッチングを行うスイッチの駆動装置において、
　前記スイッチの駆動信号を生成して送信する制御部と、
　送信された前記駆動信号を受信する駆動回路と、を備え、
　前記制御部は、前記スイッチのスイッチング速度を調整するための情報である速度調整情報を生成して前記駆動回路へ送信し、
　前記駆動回路は、
　送信された前記速度調整情報を受信し、受信した前記速度調整情報に基づいて、前記スイッチの指令スイッチング速度情報を算出する速度算出部と、
　受信した前記駆動信号と、算出された前記指令スイッチング速度情報とに基づいて、前記スイッチのスイッチングを行う駆動部と、を有する。
　本開示では、制御部が、スイッチのスイッチング速度を調整するための情報である速度調整情報を生成する。制御部は、電力変換器を構成するスイッチの駆動信号を生成する役割を担っているため、電力変換器の制御態様を把握できる立場にある。このため、駆動回路がスイッチの端子間電圧やスイッチに流れる電流を検出し、その検出結果に基づいて速度調整情報を生成する構成と比較して、電力変換器の制御態様を踏まえた適正な速度調整情報を生成できる。そして、生成された速度調整情報から算出された指令スイッチング速度情報に基づいてスイッチのスイッチングが行われることにより、スイッチング状態が切り替えられる場合におけるサージ電圧の抑制効果及びスイッチング損失の低減効果の低下を抑制することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係る回転電機の制御システムの全体構成図であり、 図２は、駆動回路の構成を示す図であり、 図３は、制御装置と各駆動回路との通信態様を示す図であり、 図４は、制御装置により実行される処理の手順を示すフローチャートであり、 図５は、サージ基準値の算出方法を示すタイムチャートであり、 図６は、電流制御部における処理のブロック図であり、 図７は、フィードバックゲインの設定方法を示す図であり、 図８は、切替制御部により実行される処理の手順を示すフローチャートであり、 図９は、学習処理の手順を示すフローチャートであり、 図１０は、駆動信号等の推移を示すタイムチャートであり、 図１１は、第２実施形態に係る制御装置により実行される処理の手順を示すフローチャートであり、 図１２は、電流制御部における処理のブロック図であり、 図１３は、第３実施形態に係る制御装置により実行される処理の手順を示すフローチャートであり、 図１４は、サージ基準値の算出方法を示すタイムチャートであり、 図１５は、電流制御部における処理のブロック図であり、 図１６は、第４実施形態に係る制御装置により実行される処理の手順を示すフローチャートであり、 図１７は、電流制御部における処理のブロック図であり、 図１８は、第５実施形態に係る切替制御部により実行される処理の手順を示すフローチャートであり、 図１９は、第６実施形態に係る下アームスイッチをオン状態に切り替えた場合にリカバリ電流が流れることを示す図であり、 図２０は、上アームスイッチをオン状態に切り替えた場合にリカバリ電流が流れることを示す図であり、 図２１は、電流制御部における処理のブロック図であり、 図２２は、その他の実施形態に係る制御装置と各駆動回路との通信態様を示す図であり、 図２３は、その他の実施形態に係る制御装置と各駆動回路との通信態様を示す図である。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る駆動装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。駆動装置は、電力変換器としてのＤＣＤＣコンバータ及び３相インバータに適用される。本実施形態において、駆動装置及び電力変換器を備える制御システムは、例えば、電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載される。
　図１に示すように、制御システムは、ＤＣＤＣコンバータ２０、インバータ３０、回転電機４０及び制御装置６０を備えている。回転電機４０は、例えば、車載主機であり、そのロータが図示しない駆動輪と動力伝達可能とされている。回転電機４０は、例えば同期機である。
　回転電機４０の各相巻線４１には、インバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０を介して、直流電源としての蓄電池１０が接続されている。ＤＣＤＣコンバータ２０は、第１コンデンサ２１、リアクトル２２、第２コンデンサ２３、上アーム変圧スイッチＳＣＨ及び下アーム変圧スイッチＳＣＬを備えている。ＤＣＤＣコンバータ２０は、蓄電池１０の電圧を昇圧してインバータ３０に出力する昇圧機能と、インバータ３０を介して入力された回転電機４０の発電電圧を降圧して蓄電池１０に出力する降圧機能とを有している。本実施形態において、各変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＨは、電圧制御形の半導体スイッチング素子であり、具体的にはＩＧＢＴである。上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬには、フリーホイールダイオードである上，下アーム変圧ダイオードＤＣＨ，ＤＣＬが逆並列に接続されている。
　上アーム変圧スイッチＳＣＨのコレクタには、正極母線Ｌｐが接続されている。上アーム変圧スイッチＳＣＨのエミッタには、下アーム変圧スイッチＳＣＬのコレクタが接続されている。下アーム変圧スイッチＳＣＬのエミッタには、負極母線Ｌｎが接続されている。各母線Ｌｐ，Ｌｎは、例えばバスバーにて構成されている。
　上アーム変圧スイッチＳＣＨ及び下アーム変圧スイッチＳＣＬの直列接続体には、第２コンデンサ２３が並列接続されている。上アーム変圧スイッチＳＣＨと下アーム変圧スイッチＳＣＬとの接続点には、リアクトル２２の第１端が接続されている。リアクトル２２の第２端には、第１コンデンサ２１の第１端と、蓄電池１０の正極端子とが接続されている。蓄電池１０の負極端子と第１コンデンサ２１の第２端とには、負極母線Ｌｎが接続されている。
　インバータ３０は、３相分の上アームスイッチＳＷＨ及び下アームスイッチＳＷＬの直列接続体を備えている。本実施形態において、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬは、電圧制御形の半導体スイッチング素子であり、より具体的にはＩＧＢＴである。上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬには、フリーホイールダイオードである上，下アームダイオードＤＨ，ＤＬが逆並列に接続されている。各相において、上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの接続点には、巻線４１の第１端が接続されている。各相の巻線４１の第２端は、中性点で接続されている。各相の巻線４１は、電気角で互いに１２０°ずれている。
　制御システムは、相電流センサ５０、第１電圧センサ５１、第２電圧センサ５２、リアクトル電流センサ５３及び角度センサ５４を備えている。相電流センサ５０は、回転電機４０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。第１電圧センサ５１は、第２コンデンサ２３の端子間電圧をインバータ３０の入力電圧ＶＨｒとして検出する。第２電圧センサ５２は、第１コンデンサ２１の端子間電圧をＤＣＤＣコンバータ２０の入力電圧ＶＬｒとして検出する。リアクトル電流センサ５３は、リアクトル２２に流れる電流を検出する。角度センサ５４は、例えばレゾルバであり、回転電機４０の電気角を検出する。各センサ５０～５４の検出値は、制御装置６０に入力される。
　制御装置６０は、マイコンを主体として構成されており、第１電圧センサ５１により検出された電源電圧ＶＨｒをその目標電圧ＶＨ＊に制御すべく、上アーム変圧スイッチＳＣＨ及び下アーム変圧スイッチＳＣＬを駆動する。制御装置６０は、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬに対応する駆動信号をＤＣＤＣコンバータ２０の備える駆動回路に出力する。本実施形態において、駆動回路は、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬそれぞれに対応して個別に設けられている。駆動信号は、スイッチのオン状態への切り替えを指示するオン指令と、オフ状態への切り替えを指示するオフ指令とのいずれかをとる。
　制御装置６０は、例えば、電源電圧ＶＨｒと目標電圧ＶＨ＊との偏差に基づくフィードバック演算、及び入力電圧ＶＬｒと目標電圧ＶＨ＊との比に基づくフィードフォワード演算により、目標時比率Ｄｕｔｙを算出する。目標時比率Ｄｕｔｙは、各スイッチＳＣＨ，ＳＣＬの１スイッチング周期Ｔｓｗあたりのオン期間Ｔｏｎの比率（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）である。制御装置６０は、算出した目標時比率Ｄｕｔｙに基づいて、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬに対応する駆動信号を生成する。これら駆動信号は、デッドタイムを挟みつつ、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬを交互にオン状態にするように生成される。
　制御装置６０は、回転電機４０の制御量をその目標値に制御すべく、インバータ３０の各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬを操作する。制御量は、例えばトルクである。制御装置６０は、各相において、デッドタイムを挟みつつ上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬを交互にオン状態とすべく、上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬに対応する駆動信号をインバータ３０の備える駆動回路に出力する。本実施形態において、駆動回路は、各相各アームに対応して個別に設けられている。
　続いて、図２を用いて、駆動回路の構成について説明する。本実施形態において、インバータ３０の上，下アームに対応する駆動回路と、ＤＣＤＣコンバータ２０の上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬに対応する駆動回路とは、基本的には同様の構成である。このため、以下では、インバータ３０の駆動回路を例にして説明する。なお、制御装置６０及び駆動回路が提供する機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
　まず、上アーム駆動回路ＤｒＨについて説明する。上アーム駆動回路ＤｒＨは、上アームバッファ回路７０及び上アーム抵抗体７１を備えている。上アーム抵抗体７１は、ゲート抵抗体であり、その抵抗値が可変とされている。上アームバッファ回路７０は、制御装置６０から上アーム駆動信号ＳＧＨを取得し、取得した上アーム駆動信号ＳＧＨがオン指令である場合、上アーム抵抗体７１を介して上アームスイッチＳＷＨのゲートに充電電流を供給する。これにより、上アームスイッチＳＷＨのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上となり、上アームスイッチＳＷＨがオン状態とされる。一方、上アームバッファ回路７０は、取得した上アーム駆動信号ＳＧＨがオフ指令である場合、上アームスイッチＳＷＨのゲートから上アーム抵抗体７１を介して放電電流を放出させる。これにより、上アームスイッチＳＷＨのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満となり、上アームスイッチＳＷＨがオフ状態とされる。なお、本実施形態において、上アームバッファ回路７０及び上アーム抵抗体７１が上アーム駆動回路ＤｒＨの駆動部に相当する。
　上アーム駆動回路ＤｒＨは、上アームサージ検出部７２及び上アーム電流制御部７５を備えている。上アームサージ検出部７２は、上アームスイッチＳＷＨのオフ状態への切り替えに伴って発生するサージ電圧を検出する。具体的には、上アームサージ検出部７２は、サージ電圧のピーク値を上アームピーク値ＶｏｆｆｍｘＨとして検出する（図５参照）。上アームサージ検出部７２は、例えば、オペアンプを用いた増幅回路を備えて構成されていればよい。上アームサージ検出部７２により検出された上アームピーク値ＶｏｆｆｍｘＨは、上アーム電流制御部７５に入力される。なお、上アームサージ検出部７２としては、この構成に限らず、例えば、上アームスイッチＳＷＨに並列接続された一対のコンデンサの直列接続体、又は上アームスイッチＳＷＨに並列接続された一対の抵抗体の直列接続体を備えて構成されていてもよい。
　上アームスイッチＳＷＨのセンス端子には、上アームセンス抵抗体７３を介して上アームスイッチＳＷＨのエミッタが接続されている。これにより、上アームスイッチＳＷＨに流れるコレクタ電流に応じた電位差（以下、上アームセンス電圧ＶｓＨ）が上アームセンス抵抗体７３に発生する。上アームセンス電圧ＶｓＨは、上アーム電流制御部７５に入力される。
　上アーム電流制御部７５には、上アーム温度センサ７４により検出された上アームスイッチＳＷＨの温度（以下、上アームスイッチ温度ＴｓｗＨ）が入力される。上アーム温度センサ７４は、例えば、感温ダイオードを備えて構成されている。また、上アーム電流制御部７５には、上アームスイッチＳＷＨのゲート電圧（以下、上アームゲート電圧ＶｇｅＨ）が入力される。
　続いて、下アーム駆動回路ＤｒＬについて説明する。本実施形態において、下アーム駆動回路ＤｒＬの構成は、上アーム駆動回路ＤｒＨの構成と基本的には同じである。このため、下アーム駆動回路ＤｒＬの説明を適宜省略する。
　下アーム駆動回路ＤｒＬは、下アームバッファ回路８０及び下アーム抵抗体８１を備えている。下アーム抵抗体８１は、その抵抗値が可変とされている。下アームバッファ回路８０は、制御装置６０から下アーム駆動信号ＳＧＬを取得し、取得した下アーム駆動信号ＳＧＬがオン指令である場合、下アーム抵抗体８１を介して下アームスイッチＳＷＬのゲートに充電電流を供給する。これにより、下アームスイッチＳＷＬがオン状態とされる。一方、下アームバッファ回路８０は、取得した下アーム駆動信号ＳＧＬがオフ指令である場合、下アームスイッチＳＷＬのゲートから下アーム抵抗体８１を介して放電電流を放出させる。これにより、下アームスイッチＳＷＬがオフ状態とされる。なお、本実施形態において、下アームバッファ回路８０及び下アーム抵抗体８１が下アーム駆動回路ＤｒＬの駆動部に相当する。
　下アーム駆動回路ＤｒＬは、下アームサージ検出部８２及び下アーム電流制御部８５を備えている。下アームサージ検出部８２は、下アームスイッチＳＷＬのオフ状態への切り替えに伴って発生するサージ電圧のピーク値を下アームピーク値ＶｏｆｆｍｘＬとして検出する。下アームサージ検出部８２により検出された下アームピーク値ＶｏｆｆｍｘＬは、下アーム電流制御部８５に入力される。
　下アームスイッチＳＷＬのセンス端子には、下アームセンス抵抗体８３を介して下アームスイッチＳＷＬのエミッタが接続されている。これにより、下アームスイッチＳＷＬに流れるコレクタ電流に応じた電位差（以下、下アームセンス電圧ＶｓＬ）が下アームセンス抵抗体８３に発生する。下アームセンス電圧ＶｓＬは、下アーム電流制御部８５に入力される。
　下アーム電流制御部８５には、下アーム温度センサ８４により検出された下アームスイッチＳＷＬの温度（以下、下アームスイッチ温度ＴｓｗＬ）が入力される。また、下アーム電流制御部８５には、下アームスイッチＳＷＬのゲート電圧（以下、下アームゲート電圧ＶｇｅＬ）が入力される。
　図３に、本実施形態における制御装置６０、インバータ３０の各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬ及びＤＣＤＣコンバータ２０の各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬの通信態様を示す。各相の上アーム駆動回路ＤｒＨ及び各相の下アーム駆動回路ＤｒＬのそれぞれと、制御装置６０との間に個別に通信線が設けられている。これにより、制御装置６０、インバータ３０の各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬ及びＤＣＤＣコンバータ２０の各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬが、互いに情報伝達可能とされている。通信手段は、任意の手段を用いることができ、例えば、ＳＰＩ（登録商標）や、ＣＡＮ、ＵＡＲＴ、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）、パラレル通信を用いることができる。また、通信は、例えば、２値のデジタル信号であってもよいし、Ｄｕｔｙ信号であってもよい。
　制御装置６０から各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬに送信される情報には、駆動信号、電源電圧ＶＨｒ、及び相電流センサ５０により検出された相電流情報等が含まれる。各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬから制御装置６０に送信される情報には、上，下アームスイッチ温度ＴｓｗＨ，ＴｓｗＬ、及び上，下アームピーク値ＶｏｆｆｍｘＨ，ＶｏｆｆｍｘＬ等が含まれる。
　なお、制御装置６０は、低圧システムに設けられている。一方、蓄電池１０、ＤＣＤＣコンバータ２０、インバータ３０及び回転電機４０は、低圧システムとは電気的に絶縁された高圧システムに設けられている。このため、制御装置６０と各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬとの間の情報通信は、絶縁伝達部を介して実施される。絶縁伝達部は、低圧システム及び高圧システムの間を電気的に絶縁しつつ、低圧システム及び高圧システムのうち一方から他方へと情報伝達するための電子部品である。絶縁伝達部としては、例えば、フォトカプラ又は磁気カプラが用いられる。
　図４に、制御装置６０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。本実施形態において、制御装置６０が制御部に相当する。
　ステップＳ１０では、上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬから送信された上，下アームスイッチ温度ＴｓｗＨ，ＴｓｗＬを取得する。そして、取得した上アームスイッチ温度ＴｓｗＨに基づいて、上アームスイッチＳＷＨのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨの許容上限値である上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨを設定する。また、取得した下アームスイッチ温度ＴｓｗＬに基づいて、下アームスイッチＳＷＬのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＬの許容上限値である下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬを設定する。ステップＳ１０の処理は、各耐圧値ＶｌｉｍＨ，ＶｌｉｍＬに温度依存性があることに鑑みた処理である。本実施形態では、上アームスイッチ温度ＴｓｗＨが低いほど、上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨを低く設定し、下アームスイッチ温度ＴｓｗＬが低いほど、下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬを低く設定する。
　ステップＳ１１では、図５に示すように、上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨから、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄの加算値を差し引くことにより、上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨを算出する。また、下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬから、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄの加算値を差し引くことにより、下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬを算出する。本実施形態において、上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨ及び下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬが速度調整情報及びサージ基準値に相当する。
　重畳サージＶａｄｄは、０よりも大きい値であり、例えば、他相のスイッチングに伴うサージ電圧の影響分、又は自相のスイッチングに伴うサージ電圧の所定割合（例えば１０％）の値とすることができる。重畳サージＶａｄｄには、センサの計測誤差等に起因したマージンを含めることもできる。
　なお、各耐圧値ＶｌｉｍＨ，ＶｌｉｍＬの設定において、電源電圧ＶＨｒに代えて、目標電圧ＶＨ＊が用いられてもよい。
　また、重畳サージＶａｄｄを０にしてもよい。重畳サージＶａｄｄを０にできる場合は、例えば、回転電機４０の制御モードが、他相のスイッチングに伴うサージ電圧の影響を考慮しないでよい制御モードとされている場合である。この制御モードとしては、例えば、矩形波制御モードが挙げられる。矩形波制御モードでは、各相のスイッチング状態が電気角６０°毎に順次切り替えられるため、他相のスイッチングに伴うサージ電圧の影響を考慮しないでよい。なお、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御等、選択可能な制御モードが、電源電圧ＶＨｒ及び回転電機４０の回転速度と関係付けられている場合、電源電圧ＶＨｒ及び回転速度に基づいて現在の制御モードを判定してもよい。ここでは、角度センサ５４の検出値に基づいて、回転速度が算出されればよい。
　ステップＳ１２では、算出した上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨを上アーム駆動回路ＤｒＨに送信し、算出した下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬを下アーム駆動回路ＤｒＬに送信する。
　なお、ＤＣＤＣコンバータ２０の上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬについても、図４に示した方法と同様な方法により、上，下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨ，ＶｏｆｆｒｅｆＬが算出される。そして、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬに対応する上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬに対して、算出された上，下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨ，ＶｏｆｆｒｅｆＬが送信される。以降、インバータ３０の駆動回路ＤｒＨ，ＤｅＬを例に説明するが、ＤＣＤＣコンバータ２０の駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬに対してもインバータ３０の場合と同様である。
　続いて、図６に、上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬの上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理のブロック図を示す。本実施形態では、上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理は、基本的には同じである。このため、以下では、上，下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨ，ＶｏｆｆｒｅｆＬを単にオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆと称し、上，下アームスイッチ温度ＴｓｗＨ，ＴｓｗＬを単にスイッチ温度Ｔｓｗと称し、上，下アームピーク値ＶｏｆｆｍｘＨ，ＶｏｆｆｍｘＬを単にピーク値Ｖｏｆｆｍｘと称し、上，下アーム耐圧値ＶｌｉｍＨ，ＶｌｉｍＬを単に耐圧値Ｖｌｉｍと称すこととする。また、上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬを単にスイッチと称すこととする。
　オフ時サージ算出部１００は、図５に示すように、ピーク値Ｖｏｆｆｍｘから、制御装置６０から受信した電源電圧ＶＨｒを差し引くことにより、オフサージ値Ｖｏｆｆｒを算出する。
　オフ時電圧制限部１０１は、スイッチ温度ＴｓｗＨ及び電源電圧ＶＨｒに基づいて、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆの制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを算出する。オフ時電圧制限部１０１は、受信したオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆが制限値Ｖｏｆｆｌｉｍ以下の場合、受信したオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆをオフサージ指令値Ｖｏｆｆ＊として設定する。一方、オフ時電圧制限部１０１は、受信したオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆが制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを超えている場合、制限値Ｖｏｆｆｌｉｍをオフサージ指令値Ｖｏｆｆ＊として設定する。本実施形態において、オフ時電圧制限部１０１が調整情報制限部に相当する。
　オフ時電圧制限部１０１は、図４のステップＳ１０，Ｓ１１と同じ方法により、制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを算出する。つまり、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄに対して、制限値Ｖｏｆｆｌｉｍ及びオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆは同じ値となる。詳しくは、オフ時電圧制限部１０１は、まず、スイッチ温度Ｔｓｗに基づいて耐圧値Ｖｌｉｍを設定する。オフ時電圧制限部１０１は、設定した耐圧値Ｖｌｉｍから、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄの加算値を差し引くことにより、制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを算出する。
　オフ電圧偏差算出部１０２は、オフ時電圧制限部１０１により設定されたオフサージ指令値Ｖｏｆｆ＊から、オフ時サージ算出部１００により算出されたオフサージ値Ｖｏｆｆｒを差し引くことにより、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆを算出する。
　オフ時制御器１０３は、算出されたオフ電圧偏差ΔＶｏｆｆを０にフィードバック制御するための操作量として、スイッチのゲートから放出させる放電電流の指令値であるオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃを算出する。本実施形態において、オフ時制御器１０３は、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆに基づく比例積分制御により、オフ時放電電流Ｉｏｆｆｃを算出する。本実施形態において、オフ時放電電流Ｉｏｆｆｃが指令スイッチング速度情報に相当する。オフ時放電電流Ｉｏｆｆｃが大きいほど、スイッチをオフ状態に切り替える場合のスイッチング速度が高くなる。また、本実施形態において、オフ時サージ算出部１００、オフ電圧偏差算出部１０２及びオフ時制御器１０３が速度算出部に相当する。
　本実施形態において、オフ時制御器１０３は、比例積分制御で用いる比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆ（具体的には、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆの絶対値）が小さい場合よりも大きい場合に大きく設定する。具体的には例えば、図７に示すように、オフ時制御器１０３は、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆが大きいほど、比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを大きく設定する。
　なお、比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉのうちいずれか一方のみを、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆが大きいほど大きく設定してもよい。また、オフ時制御器１０３におけるフィードバック制御に、微分制御が含まれていてもよい。この場合、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆが小さい場合よりも大きい場合に微分ゲインＫｄが大きく設定されればよい。
　オフ時電流制限部１０４は、オフ時制御器１０３により算出されたオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃが放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍ以下の場合、算出されたオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃをフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂとして設定する。一方、オフ時電流制限部１０４は、オフ時放電電流Ｉｏｆｆｃが放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍを超えている場合、放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍをフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂとして設定する。本実施形態において、オフ時電流制限部１０４が指令情報制限部に相当する。
　放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍは、スイッチの故障が発生しないとの制約、及び駆動回路の故障が発生しないとの制約のもとに定められる。スイッチの故障が発生しないとの制約は、例えば、スイッチのコレクタ及びエミッタ間の時間変化率を許容上限値以下にするとの制約である。
　指令放電電流設定部１０５は、オフ時電流制限部１０４により算出されたフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂ、又は後述するオフ時初期値算出部１０６により算出されたオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆのいずれかを、スイッチのゲートから放出させる指令放電電流Ｉｏｆｆ＊に設定する。上アーム電流制御部７５を例にして説明すると、上アーム電流制御部７５は、上アームスイッチＳＷＨをオフ状態に切り替える場合、上アームスイッチＳＷＨの実際の放電電流が指令放電電流Ｉｏｆｆ＊になるように、上アーム抵抗体７１の抵抗値を調整する。
　オフ時初期値算出部１０６は、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流と、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流と関係付けられてオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆが規定されたマップ情報（規定情報に相当）とに基づいて、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを算出する。オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆは、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆが０とされている場合において、オフ時制御器１０３により算出されたオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃよりも小さい値とされている。なお、コレクタ電流は、例えば、相電流センサ５０の検出値、センス電圧Ｖｓ又は電流指令値が用いられればよい。また、上記マップ情報は、駆動回路に備えられるメモリ等の記憶部に記憶されている。メモリは、ＲＯＭ以外の非遷移的実体的記録媒体（例えば、ＲＯＭ以外の不揮発性メモリ）である。
　オフ時切替制御部１０７は、フィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂ及びオフ時初期値算出部１０６のどちらを指令放電電流Ｉｏｆｆ＊にするかを決定する。本実施形態において、指令放電電流設定部１０５及びオフ時切替制御部１０７が切替部に相当する。
　図８に、オフ時切替制御部１０７により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。この制御周期は、制御装置６０の制御周期と同じであってもよいし、異なっていてもよい。
　ステップＳ２０では、切替条件が成立したか否かを判定する。切替条件は、フィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂ及びオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆのうち、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを指令放電電流Ｉｏｆｆ＊として設定すべき状況であることを判定するための条件である。
　ステップＳ２０において切替条件が成立していないと判定した場合には、ステップＳ２１に進み、フィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂを指令放電電流Ｉｏｆｆ＊に設定するように指令放電電流設定部１０５を切り替える。一方、ステップＳ２０において切替条件が成立していると判定した場合には、ステップＳ２２に進み、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを指令放電電流Ｉｏｆｆ＊に設定するように指令放電電流設定部１０５を切り替える。
　本実施形態では、ステップＳ２０の切替条件を、以下の（Ａ）～（Ｅ）の条件とする。（Ａ）～（Ｅ）のいずれかの条件が成立する場合、ステップＳ２０において肯定判定される。
　（Ａ）ピーク値Ｖｏｆｆｍｘが耐圧値Ｖｌｉｍを超えたとの条件。この条件が成立した場合にオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを指令放電電流Ｉｏｆｆ＊にすることにより、スイッチング速度を低下させることができ、その後ピーク値Ｖｏｆｆｍｘが耐圧値Ｖｌｉｍを超えることを回避できる。
　なお、ピーク値Ｖｏｆｆｍｘと比較する閾値にマージンを設定し、（Ａ）の条件を、ピーク値Ｖｏｆｆｍｘが、耐圧値Ｖｌｉｍよりも小さい判定値を超えたとの条件としてもよい。
　（Ｂ）電源電圧ＶＨｒが上昇したとの条件。電源電圧ＶＨｒが上昇すると、スイッチのコレクタ及びエミッタ間電圧が耐圧値Ｖｌｉｍを超えるおそれがある。このため、（Ｂ）の条件が成立した場合にスイッチング速度を低下させ、安全側に制御する。
　なお、（Ｂ）の条件を、電源電圧ＶＨｒが所定値増加したとの条件にしてもよい。この場合、電源電圧ＶＨｒが高いほど所定値を小さくしてもよい。また、（Ｂ）の条件において、検出値である電源電圧ＶＨｒに代えて、目標電圧ＶＨ＊が用いられてもよい。
　（Ｃ）オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆが減少したとの条件。オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆが減少すると、スイッチのコレクタ及びエミッタ間電圧が耐圧値Ｖｌｉｍを超えるおそれがある。このため、切替条件として（Ｃ）の条件が設けられている。
　（Ｄ）スイッチに流れるコレクタ電流が増加したとの条件。コレクタ電流が増加すると、スイッチがオフ状態に切り替えられる場合に発生するサージ電圧が大きくなる。このため、切替条件として（Ｄ）の条件が設けられている。ここで、コレクタ電流としては、例えば、１電気角周期における電流振幅、又はコレクタ電流の瞬時値が用いられてもよい。また、コレクタ電流は、相電流センサ５０の検出値若しくはセンス電圧Ｖｓ等の検出値、又は回転電機４０の制御において演算される電流指令値（例えば、ｄ，ｑ軸指令電流）に基づいて把握されればよい。
　（Ｅ）各センサ５０～５４のいずれかが故障した、又は制御装置６０からの通信異常が発生したとの条件。
　なお、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆの絶対値が所定量以上である場合、（Ｂ）又は（Ｄ）の条件が成立した場合であっても、ステップＳ２０において肯定判定しないようにしてもよい。
　また、制御装置６０から駆動回路へと高速で情報伝達できる手段を用い、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆに切り替える指令が制御装置６０から出力される構成であってもよい。この場合、この指令は、Ｈｉ／Ｌｏの２値信号であってもよいし、パルス信号であってもよい。パルス信号の場合、信号経路の断線等の故障に対応することができる。
　オフ時初期値算出部１０６は、図９に示す学習処理を行う。この処理は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。この制御周期は、制御装置６０の制御周期と同じであってもよいし、異なっていてもよい。
　ステップＳ３０では、学習実行条件が成立しているか否かを判定する。本実施形態では、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆ及びフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂのうちフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂが指令放電電流Ｉｏｆｆ＊に設定されているとの第１条件と、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆの絶対値が閾値α以下であるとの第２条件との双方が成立していると判定した場合、学習実行条件が成立していると判定する。第２条件は、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆが安定しているかを判定するために設けられている。
　ステップＳ３０において学習実行条件が成立していると判定した場合には、ステップＳ３１に進み、今回の制御周期で取得したスイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流と関係付けて、今回の制御周期で設定された指令放電電流Ｉｏｆｆ＊をオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆとして学習する。そして、学習したオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆでマップ情報を更新する。その後、図８に示した切替条件が成立した場合、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆの設定に更新されたマップ情報が用いられる。
　なお、学習されたオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆをそのまま用いるのではなく、学習されたオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆの９０％の値等、学習されたオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを小さくした値が用いられてもよい。また、学習処理は、例えば、製品出荷前に工場で実施されてもよい。
　図１０に、各波形の推移を示す。以下では、上アーム駆動回路ＤｒＨを例にして説明する。図１０（ａ）は、上アーム駆動回路ＤｒＨに入力される上アーム駆動信号ＳＧＨの推移を示し、図１０（ｂ）は、上アームゲート電圧ＶｇｅＨの推移を示す。図１０（ｃ）は、上アームスイッチＳＷＨに流れるコレクタ電流ＩｃｅＨの推移を示し、図１０（ｄ）は、上アームスイッチＳＷＨのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨの推移を示し、図１０（ｅ）は、下アームスイッチＳＷＬのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＬの推移を示す。なお、図１０（ｂ）では、ミラー期間の図示を省略している。
　時刻ｔ１において、上アーム駆動信号ＳＧＨがオフ指令に切り替えられる。これにより、その後、上アームゲート電圧ＶｇｅＨが低下し始める。その後、時刻ｔ２において、上アームゲート電圧ＶｇｅＨが閾値電圧Ｖｔｈになる。これにより、コレクタ電流ＩｃｅＨが低下し始め、上アームスイッチＳＷＨのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨが上昇し始めるとともに、下アームスイッチＳＷＬのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＬが低下し始める。その後、上アームスイッチＳＷＨのオフ状態への切り替えに伴い発生するサージ電圧により、コレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨが上アームピーク値ＶｏｆｆｍｘＨとなる。その後、時刻ｔ３において、コレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨが安定して電源電圧ＶＨｒとなる。
　その後、時刻ｔ４において、上アーム駆動信号ＳＧＨがオン指令に切り替えられる。これにより、その後、上アームゲート電圧ＶｇｅＨが上昇し始め、時刻ｔ５において、上アームゲート電圧ＶｇｅＨが閾値電圧Ｖｔｈとなる。これにより、コレクタ電流ＩｃｅＨが上昇し始め、上アームスイッチＳＷＨのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨが低下し始めるとともに、下アームスイッチＳＷＬのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＬが上昇し始める。その後、上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えに伴い発生するサージ電圧により、下アームスイッチＳＷＬのコレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＬが下アーム対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘＬとなる。下アーム対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘＬについては、後で説明する。
　上アーム電流制御部７５は、上アームスイッチＳＷＨのオフ状態への切り替えが完了したと判定した場合、上アームスイッチＳＷＨに対する指令放電電流Ｉｏｆｆ＊を更新する。これにより、上アームスイッチＳＷＨが次回オフ状態に切り替えられる場合に更新された指令放電電流Ｉｏｆｆ＊が用いられる。ここで、オフ状態への切り替え完了の判定は、例えば以下のように実施できる。
　・上アームゲート電圧ＶｇｅＨが０になったと判定した場合、オフ状態への切り替えが完了したと判定する。
　・コレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨが判定電圧以上になったと判定した場合、オフ状態への切り替えが完了したと判定する。ここで、判定電圧は、０よりも高くてかつ電源電圧ＶＨｒよりも低い値に設定されればよい。
　・上アーム駆動信号ＳＧＨがオフ指令とされる期間（ｔ１～ｔ４）において、オフ指令に切り替えられる時刻ｔ１から所定期間経過したと判定した場合、オフ状態への切り替えが完了したと判定する。ここで、時刻ｔ１から所定期間経過したタイミングは、例えば、ゲート電圧が０とされている期間に設定されればよい。
　なお、指令放電電流Ｉｏｆｆ＊の更新は、スイッチの１スイッチング周期毎でもよいし、複数スイッチング周期毎（例えば、２スイッチング周期毎）であってもよい。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
　制御装置６０は、スイッチのスイッチング速度を調整するための速度調整情報としてオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆを算出する。制御装置６０は、回転電機４０の制御量の制御及びＤＣＤＣコンバータ２０の電源電圧ＶＨｒの制御を行う役割を担っているため、インバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０のこれからの制御態様を把握できる立場にある。このため、本実施形態によれば、インバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０の制御態様を踏まえた適正なオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆを算出できる。そして、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆから算出された指令放電電流Ｉｏｆｆ＊に基づいてスイッチのスイッチングが行われることにより、スイッチがオフ状態に切り替えられる場合におけるサージ電圧の抑制効果及びスイッチング損失の低減効果の低下を抑制することができる。
　オフ時サージ算出部１００により算出されたオフサージ値Ｖｏｆｆｒをオフサージ指令値Ｖｏｆｆ＊にフィードバック制御するための操作量としてオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃが算出される。この構成によれば、スイッチの個体差、温度特性及び劣化状態等、スイッチの特性がばらついている場合であっても、サージ電圧を抑制しつつスイッチング損失を低減できる適正なオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃを算出することができる。
　オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆが大きい場合、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆが小さい場合よりも、比例，積分ゲインＫｐ，Ｋｉの少なくとも一方が大きく設定される。これにより、スイッチの安全を担保しつつ、オフサージ値Ｖｏｆｆｒがオフサージ指令値Ｖｏｆｆ＊に追従するまでの時間を短縮でき、ひいてはスイッチング損失を最適にするまでの時間を短縮できる。
　電源電圧ＶＨｒ、スイッチ温度Ｔｓｗ、コレクタ電流及びマップ情報に基づいて、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆが算出される。そして、切替条件が成立したと判定された場合、オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆが指令放電電流Ｉｏｆｆ＊に設定される。これにより、インバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０の制御状態が急変した場合等において安全状態に移行させることができ、スイッチを的確に保護することができる。また、電源電圧ＶＨｒ、スイッチ温度Ｔｓｗ及びコレクタ電流に応じたオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆが算出されることにより、スイッチング損失を最適なものにするまでの放電電流の調整量を少なくでき、インバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０における効率を向上させることができる。
　電源電圧ＶＨｒ、スイッチ温度Ｔｓｗ及びコレクタ電流と関係付けてフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂを学習する学習処理が行われる。これにより、スイッチの特性のばらつきがあったとしても、サージ電圧の抑制効果及びスイッチング損失の低減効果を得られる適正なオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを定めることができる。
　オフ時電圧制限部１０１により、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆが制限値Ｖｏｆｆｌｉｍにより制限される。これにより、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆの受信エラーや、制御装置６０の異常、インバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０の制御状態の急変が発生した場合であっても、スイッチのコレクタ及びエミッタ間電圧が耐圧値Ｖｌｉｍを超えることを的確に回避することができる。
　オフ時電流制限部１０４により、オフ時放電電流Ｉｏｆｆｃが放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍで制限される。これにより、スイッチのスイッチング速度がその許容上限値を超えることを回避でき、スイッチの故障の発生を回避することができる。また、サージ電圧を抑制することができ、回転電機４０の巻線４１に印加される電圧がその耐圧値を超えたり、スイッチのコレクタ及びエミッタ間電圧が耐圧値Ｖｌｉｍを超えたりすることを回避することもできる。
　＜第１実施形態の変形例＞
　・駆動回路は、電源電圧ＶＨｒを制御装置６０から受信することなく、自身で検出する構成としてもよい。例えば、スイッチがオフ状態とされている場合において駆動回路のサージ検出部により検出されたスイッチのコレクタ及びエミッタ間電圧が電源電圧ＶＨｒとして用いられればよい。
　・図４のステップＳ１０において、上，下アーム耐圧値ＶｌｉｍＨ，ＶｌｉｍＬの設定に、上アームスイッチ温度ＴｓｗＨ及び下アームスイッチ温度ＴｓｗＬのうち低い方の温度を用いてもよい。
　・図４のステップＳ１０において、上，下アーム耐圧値ＶｌｉｍＨ，ＶｌｉｍＬを温度依存しない一定値に設定してもよい。
　・図４のステップＳ１１において、スイッチに流れる電流が増加する期間において、この電流値に応じてオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆを低減させてもよい。なお、この場合、ＤＣＤＣコンバータ２０において、リアクトル電流センサ５３の検出値に代えて、リアクトル２２に流れる電流の推定値が用いられてもよい。例えば、回転電機４０のトルク指令値及び回転速度に基づいて算出されるＤＣＤＣコンバータ２０の出力電力Ｗと、電源電圧ＶＨｒとに基づいて、電流の推定値が算出されればよい。
　・図６のオフ時初期値算出部１０６や図２１のオン時初期値算出部２０６の初期値算出処理や学習処理において、コレクタ電流が用いられなくてもよい。この場合、マップ情報は、コレクタ電流がその取り得る範囲の中央よりも大きい範囲（例えば、この範囲の上限値）となる場合において、スイッチ温度Ｔｓｗ及び電源電圧ＶＨｒと関係付けられてオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆが規定された情報とされればよい。
　・オフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆの算出において、マップ情報に代えて、電源電圧ＶＨｒ、スイッチ温度Ｔｓｗ及びコレクタ電流と関係付けられたオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆが規定された数式情報が用いられてもよい。
　・上アームゲート電圧ＶｇｅＨが規定電圧以下になったと判定した場合、オフ状態への切り替えが完了したと判定してもよい。ここで、規定電圧は、０よりも高くてかつ閾値電圧Ｖｔｈ以下の値に設定されればよい。規定電圧が閾値電圧Ｖｔｈと同じ値に設定される場合、図１０において、切り替えが完了したと判定されるタイミングは時刻ｔ２となる。
　・図４のステップＳ１０において、耐圧値の設定に、電力変換器を構成するスイッチのうち、耐圧値の設定対象となるスイッチ以外のスイッチの温度が用いられてもよい。例えば、インバータ３０の上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨの設定に、インバータ３０の下アームスイッチ温度ＴｓｗＬが用いられてもよい。
　・オフ時電圧制限部１０１は、電源電圧ＶＨｒ又はスイッチ温度Ｔｓｗのいずれかのみに基づいて制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを算出してもよい。
　・オフ時初期値算出部１０６は、電源電圧ＶＨｒ又はスイッチ温度Ｔｓｗのいずれかのみに基づいてオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを算出してもよい。
　・オフ時初期値算出部１０６は学習処理を行わなくてもよい。この場合、オフ時初期値算出部１０６は、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆ及び指令放電電流Ｉｏｆｆ＊をモニタする機能を備えていなくてもよい。
　・オフ時初期値算出部１０６、指令放電電流設定部１０５及びオフ時切替制御部１０７が電流制御部７５，８５に備えられていなくてもよい。この場合、フィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｆｂが指令放電電流Ｉｏｆｆ＊となる。
　・スイッチング速度の調整方法としては、ゲート抵抗値を調整する方法に限らない。例えば、ゲートに電圧を供給する電源の電圧を調整することにより、スイッチング速度を調整してもよい。また、例えば、ゲートを定電流で充電したり、ゲートから定電流で放電させたりする定電流制御が実施される構成の場合、定電流の値を調整することにより、スイッチング速度を調整してもよい。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆ等の設定に、スイッチに流れる電流の情報が用いられる。
　図１１に、制御装置６０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１１において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１３では、上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨ、電源電圧ＶＨｒ、重畳サージＶａｄｄ及び上アームスイッチＳＷＨに流れるコレクタ電流の情報に基づいて、上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨを算出する。具体的には、上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨから、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄの加算値を差し引くことにより、上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨの基本値を算出する。コレクタ電流が増加していない場合、算出した基本値をそのまま最終的な上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨとする。一方、コレクタ電流が増加している場合、算出した基本値を小さくした値を、最終的な上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨとする。これにより、コレクタ電流の増加時において、上アームスイッチＳＷＨのスイッチング速度を低下させ、サージ電圧を低減することができる。ちなみに、コレクタ電流が増加し始めてから規定期間経過したと判定した場合、又はオフ電圧偏差ΔＶｏｆｆの絶対値が０近傍の規定値以下になったと判定した場合、算出した基本値を、最終的な上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨとすればよい。
　なお、上アームスイッチＳＷＨに流れるコレクタ電流の情報としては、例えば、相電流センサ５０の検出値、上アーム駆動回路ＤｒＨから受信した上アームセンス電圧ＶｓＨ、又は電流指令値が用いられればよい。
　また、ステップＳ１３では、下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬ、電源電圧ＶＨｒ、重畳サージＶａｄｄ及び下アームスイッチＳＷＬに流れるコレクタ電流の情報に基づいて、下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬを算出する。この算出方法は、上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨの算出方法と同様である。具体的には、下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬから、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄの加算値を差し引くことにより、下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬの基本値を算出する。コレクタ電流が増加していない場合、算出した基本値をそのまま最終的な下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬとする。一方、コレクタ電流が増加している場合、算出した基本値を小さくした値を、最終的な下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬとする。
　なお、下アームスイッチＳＷＬに流れるコレクタ電流の情報としては、例えば、相電流センサ５０の検出値、下アーム駆動回路ＤｒＬから受信した下アームセンス電圧ＶｓＬ、又は電流指令値が用いられればよい。
　算出された最終的な上，下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨ，ＶｏｆｆｒｅｆＬは、ステップＳ１２において上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬに送信される。
　続いて、図１２に、上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬの上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理のブロック図を示す。図１２において、先の図６に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。なお、図１２の説明では、上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬに流れるコレクタ電流を単にコレクタ電流と称し、上，下アームセンス電圧ＶｓＨ，ＶｓＬを単にセンス電圧Ｖｓと称すこととする。
　オフ時電圧制限部１０１は、スイッチ温度ＴｓｗＨ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流に基づいて、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆの制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを算出する。オフ時電圧制限部１０１は、図１１のステップＳ１０，Ｓ１３と同じ方法により、制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを算出する。つまり、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄと、コレクタ電流の増加の有無とに対して、制限値Ｖｏｆｆｌｉｍ及びオフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆは同じ値となる。なお、コレクタ電流は、例えば、相電流センサ５０の検出値、センス電圧Ｖｓ又は電流指令値が用いられればよい。
　＜第２実施形態の変形例＞
　・オフ時電圧制限部１０１は、電源電圧ＶＨｒ又はスイッチ温度Ｔｓｗのいずれかと、コレクタ電流とに基づいて制限値Ｖｏｆｆｌｉｍを算出してもよい。
　・オフ時初期値算出部１０６は、電源電圧ＶＨｒ又はスイッチ温度Ｔｓｗのいずれかと、コレクタ電流とに基づいてオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを算出してもよい。また、オフ時初期値算出部１０６は、コレクタ電流のみに基づいてオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆを算出してもよい。
　＜第３実施形態＞
　以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆの設定方法を変更する。
　図１３に、制御装置６０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１４では、図１４に示すように、上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨから重畳サージＶａｄｄを差し引くことにより、上アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＨを算出する。また、下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬから重畳サージＶａｄｄを差し引くことにより、下アームオフ電圧指令値ＶｏｆｆｒｅｆＬを算出する。
　続いて、図１５に、上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬの上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理のブロック図を示す。図１５において、先の図６に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　電流制御部は、オフ時サージ算出部１００を備えていない。このため、オフ電圧偏差算出部１０２は、オフ時電圧制限部１０１により設定されたオフサージ指令値Ｖｏｆｆ＊からピーク値Ｖｏｆｆｍｘを差し引くことにより、オフ電圧偏差ΔＶｏｆｆを算出する。
　以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　＜第３実施形態の変形例＞
　第２実施形態と同様に、オフ時電圧制限部１０１においてスイッチに流れる電流が用いられてもよい。また、オフ時初期値算出部１０６の処理において、第１実施形態の変形例と同様に、スイッチに流れる電流が用いられなくてもよい。
　＜第４実施形態＞
　以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、速度調整情報を変更する。
　図１６に、制御装置６０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。
　ステップＳ１５では、上アームスイッチ温度ＴｓｗＨ、電源電圧ＶＨｒ、重畳サージＶａｄｄ及び上アームスイッチＳＷＨに流れるコレクタ電流に基づいて、上アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＨを算出する。ここでは、上アームスイッチ温度ＴｓｗＨが高かったり、電源電圧ＶＨｒが低かったり、上アームスイッチＳＷＨに流れるコレクタ電流が低かったりするほど、上アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＨを大きく算出すればよい。
　また、ステップＳ１５では、下アームスイッチ温度ＴｓｗＬ、電源電圧ＶＨｒ、重畳サージＶａｄｄ及び下アームスイッチＳＷＬに流れるコレクタ電流に基づいて、下アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＬを算出する。ここでは、下アームスイッチ温度ＴｓｗＬが高かったり、電源電圧ＶＨｒが低かったり、下アームスイッチＳＷＬに流れるコレクタ電流が低かったりするほど、下アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＬを大きく算出すればよい。なお、本実施形態において、上，下アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＨ，ＩｏｆｆｒｅｆＬが速度調整情報に相当する。
　ステップＳ１６では、算出した上アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＨを上アーム駆動回路ＤｒＨに送信し、算出した下アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＬを下アーム駆動回路ＤｒＬに送信する。
　続いて、図１７に、上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬの上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理のブロック図を示す。本実施形態では、上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理は、基本的には同じである。このため、以下では、上，下アームオフ電流指令値ＩｏｆｆｒｅｆＨ，ＩｏｆｆｒｅｆＬを単にオフ電流指令値Ｉｏｆｆｒｅｆと称すこととする。
　オフ時電流制限部１１４は、オフ時電圧制限部１０１及びオフ時電流制限部１０４と同様の機能を有している。オフ時電流制限部１１４は、スイッチ温度ＴｓｗＨ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流に基づいて、オフ電流指令値Ｉｏｆｆｒｅｆの制限値である放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍを算出する。オフ時電流制限部１１４は、受信したオフ電流指令値Ｉｏｆｆｒｅｆが放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍ以下の場合、受信したオフ電流指令値Ｉｏｆｆｒｅｆをフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｋとして設定する。一方、オフ時電流制限部１１４は、受信したオフ電流指令値Ｉｏｆｆｒｅｆが放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍを超えている場合、放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍをフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｋとして設定する。
　オフ時電流制限部１１４は、図１６のステップＳ１５と同じ方法により、制限値Ｉｏｆｆｌｉｍを算出する。つまり、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ、コレクタ電流及び重畳サージＶａｄｄに対して、放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍ及びオフ電流指令値Ｉｏｆｆｒｅｆは同じ値となる。
　なお、放電制限電流Ｉｏｆｆｌｉｍは、スイッチの故障が発生しないとの制約、及び駆動回路の故障が発生しないとの制約のもとに定められていてもよい。
　指令放電電流設定部１０５は、オフ時電流制限部１１４により算出されたフィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｋ、又はオフ時初期値算出部１０６により算出されたオフ電流初期値Ｉｏｆｆｄｆのいずれかを指令放電電流Ｉｏｆｆ＊に設定する。
　以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。
　＜第４実施形態の変形例＞
　・オフ時電流制限部１１４及びオフ時初期値算出部１０６においてスイッチに流れる電流が用いられなくてもよい。
　・オフ時初期値算出部１０６、指令放電電流設定部１０５及びオフ時切替制御部１０７が電流制御部７５，８５に備えられていなくてもよい。この場合、フィードバックオフ電流Ｉｏｆｆｋが指令放電電流Ｉｏｆｆ＊となる。
　＜第５実施形態＞
　以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ２０の駆動回路におけるオフ時切替制御部１０７の切替条件に特徴がある。図１８に、オフ時切替制御部１０７により実行される処理の手順を示す。本実施形態において、図１８に示す処理が処理部に相当する。
　ステップＳ２３では、切替条件が成立したか否かを判定する。本実施形態の切替条件は、ＤＣＤＣコンバータ２０に流れる電流、より詳しくはリアクトル２２に流れる電流の向きが切り替わるとの条件である。特開２０１６－１７８７１２号公報に記載されているように、回転電機４０の力行制御及び回生制御の切り替えに伴い、リアクトル２２を流れる電流の向きが切り替わる。この場合、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬのデッドタイムの影響により、入力電圧ＶＬｒに対する電源電圧ＶＨｒの比率である昇圧比が不連続に変化する。その結果、サージ電圧が発生する。このような状況下において安全側に制御するため、図１８に示す処理が用いられる。なお、電流の向きが切り替わるか否かは、例えば、リアクトル電流センサ５３の検出値又は上述した電流の推定値に基づいて判定されればよい。具体的には、例えば、リアクトル電流センサ５３の検出値の絶対値又は電流の推定値の絶対値が所定電流値以下になったと判定した場合、電流の向きが切り替わると判定すればよい。
　なお、制御装置６０は、ステップＳ２３の処理と同じ処理を行い、この処理において肯定判定した場合、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆを低下させてもよい。この場合にもスイッチング速度を低下させることができる。
　以上説明した本実施形態によれば、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力電圧が変動することを見越してスイッチング速度を調整することができる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ２０をより安全に制御することができる。
　＜第５実施形態の変形例＞
　スイッチング速度を低下させるための処理として、駆動回路におけるオフ時切替制御部１０７が実行する図１８に示した処理に代えて、制御装置６０が、以下に説明する処理を実行してもよい。例えば第１実施形態において、制御装置６０は、ＤＣＤＣコンバータ２０に流れる電流の向きが切り替わるとの条件が成立したと判定した場合、オフ電圧指令値Ｖｏｆｆｒｅｆを低下させる処理を実行してもよい。また、例えば第４実施形態において、制御装置６０は、ＤＣＤＣコンバータ２０に流れる電流の向きが切り替わるとの条件が成立したと判定した場合、オフ電流指令値Ｉｏｆｆｒｅｆを低下させる処理を実行してもよい。
　＜第６実施形態＞
　以下、第６実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、上アームスイッチＳＷＨがオン状態に切り替えられる場合における上アーム抵抗体７１の抵抗値と、下アームスイッチＳＷＬがオン状態に切り替えられる場合における下アーム抵抗体８１の抵抗値とが調整される。なお、ＤＣＤＣコンバータ２０についても同様であるため、インバータ３０を例にして説明する。
　上アームサージ検出部７２は、下アームスイッチＳＷＬのオン状態への切り替えに伴って発生するサージ電圧を検出する。具体的には、上アームサージ検出部７２は、下アームスイッチＳＷＬのオン状態への切り替えに伴って発生するサージ電圧のピーク値を上アーム対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘＨとして検出する。つまり、下アームスイッチＳＷＬのオン状態への切り替えに伴い、下アームスイッチＳＷＬを含む電流が流れていなかった経路に、電流が流れ始める。この際、電流の増加速度ｄｉ／ｄｔ及びインダクタンスＬから定まる「Ｌ×ｄｉ／ｄｔ」でサージが発生する。
　図１９に、下アームスイッチＳＷＬのオン状態への切り替えに伴ってサージが発生する場合の一例を示す。図１９（ａ）に示すように上アームスイッチＳＷＨ及び下アームスイッチＳＷＬの双方がオフ状態とされているデッドタイムにおいて、図１９（ｂ）に示すように下アームスイッチＳＷＬのオン状態への切り替えに伴い、上アームダイオードＤＨに逆電圧が印加され、上アームダイオードＤＨにリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流の変化速度が高いため、サージ電圧が大きくなる。
　下アームサージ検出部８２は、上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えに伴って発生するサージ電圧を検出する。具体的には、下アームサージ検出部８２は、上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えに伴って発生するサージ電圧のピーク値を下アーム対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘＬとして検出する（図１０（ｅ）参照）。つまり、上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えに伴い、上アームスイッチＳＷＨを含む電流が流れていなかった経路に、電流が流れ始める。この際、上述した「Ｌ×ｄｉ／ｄｔ」でサージが発生する。
　図２０に、上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えに伴ってサージが発生する場合の一例を示す。図２０（ａ）に示すデッドタイムとされる状態において、図２０（ｂ）に示すように上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えに伴ってサージ電圧が発生する。上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えに伴い、下アームダイオードＤＬに逆電圧が印加され、下アームダイオードＤＬにリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流の変化速度が高いため、サージ電圧が大きくなる。
　本実施形態において、上アーム駆動回路ＤｒＨ及び下アーム駆動回路ＤｒＬは、検出した対向ピーク値の情報をやりとりする。この情報の伝達方法としては、例えば、絶縁アンプを用いた方法や、制御装置６０を介した方法、後に説明する図２２，図２３に示した方法が挙げられる。
　なお、制御装置６０は、図４に示した方法と同様な方法により、上アームオン電圧指令値ＶｏｎｒｅｆＨ及び下アームオン電圧指令値ＶｏｎｒｅｆＬ（速度調整情報及びサージ基準値に相当）を算出する。詳しくは、制御装置６０は、上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨから、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄの加算値を差し引くことにより、上アームオン電圧指令値ＶｏｎｒｅｆＨを算出する。また、制御装置６０は、下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬから、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄの加算値を差し引くことにより、下アームオン電圧指令値ＶｏｎＨを算出する。
　続いて、図２１に、上，下アーム駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬの上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理のブロック図を示す。本実施形態では、上，下アーム電流制御部７５，８５それぞれにより実行される処理は、基本的には同じである。このため、以下では、上，下アーム対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘＨ，ｒｅｖＶｏｎｍｘＬを単に対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘと称し、上，下アームオン電圧指令値ＶｏｎｒｅｆＨ，ＶｏｎｒｅｆＬを単にオン電圧指令値Ｖｏｎｒｅｆと称すこととする。
　オン時サージ算出部２００は、対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘから、制御装置６０から受信した電源電圧ＶＨｒを差し引くことにより、オンサージ値Ｖｏｎｒを算出する。詳しくは、上アーム電流制御部７５のオン時サージ算出部２００は、下アーム対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘＬから電源電圧ＶＨｒを差し引くことにより、オンサージ値Ｖｏｎｒを算出する。また、下アーム電流制御部８５のオン時サージ算出部２００は、上アーム対向ピーク値ｒｅｖＶｏｎｍｘＨから電源電圧ＶＨｒを差し引くことにより、オンサージ値Ｖｏｎｒを算出する。
　オン時電圧制限部２０１は、調整情報制限部に相当し、スイッチ温度ＴｓｗＨ及び電源電圧ＶＨｒに基づいて、オン電圧指令値Ｖｏｎｒｅｆの制限値Ｖｏｎｌｉｍを算出する。オン時電圧制限部２０１は、受信したオン電圧指令値Ｖｏｎｒｅｆが制限値Ｖｏｎｌｉｍ以下の場合、受信したオン電圧指令値Ｖｏｎｒｅｆをオンサージ指令値Ｖｏｎ＊として設定する。一方、オン時電圧制限部２０１は、受信したオン電圧指令値Ｖｏｎｒｅｆが制限値Ｖｏｎｌｉｍを超えている場合、制限値Ｖｏｎｌｉｍをオンサージ指令値Ｖｏｎ＊として設定する。
　オン時電圧制限部２０１は、制御装置６０の行うオン電圧指令値Ｖｏｎｒｅｆの算出方法と同じ方法により、制限値Ｖｏｎｌｉｍを算出する。つまり、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及び重畳サージＶａｄｄに対して、制限値Ｖｏｎｌｉｍ及びオン電圧指令値Ｖｏｎｒｅｆは同じ値となる。
　オン電圧偏差算出部２０２は、オン時電圧制限部２０１により設定されたオンサージ指令値Ｖｏｎ＊から、オン時サージ算出部２００により算出されたオンサージ値Ｖｏｎｒを差し引くことにより、オン電圧偏差ΔＶｏｎを算出する。
　オン時制御器２０３は、算出されたオン電圧偏差ΔＶｏｎを０にフィードバック制御するための操作量として、スイッチのゲートに供給するオン時充電電流Ｉｏｎｃを算出する。本実施形態において、オン時制御器２０３は、オン電圧偏差ΔＶｏｎに基づく比例積分制御により、オン時充電電流Ｉｏｎｃを算出する。本実施形態において、オン時充電電流Ｉｏｎｃが指令スイッチング速度情報に相当する。オン時充電電流Ｉｏｎｃが大きいほど、スイッチをオン状態に切り替える場合のスイッチング速度が高くなる。また、本実施形態において、オン時サージ算出部２００、オン電圧偏差算出部２０２及びオン時制御器２０３が速度算出部に相当する。
　なお、オン時制御器２０３は、比例積分制御で用いる比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉのうち少なくとも一方を、オン電圧偏差ΔＶｏｎ（具体的には、オン電圧偏差ΔＶｏｎの絶対値）が小さい場合よりも大きい場合に大きく設定すればよい。また、オン時制御器２０３におけるフィードバック制御に、微分制御が含まれていてもよい。
　オン時電流制限部２０４は、指令情報制限部に相当し、オン時制御器２０３により算出されたオン時充電電流Ｉｏｎｃが充電制限電流Ｉｏｎｌｉｍ以下の場合、算出されたオン時充電電流Ｉｏｎｃをフィードバックオン電流Ｉｏｎｆｂとして設定する。一方、オン時電流制限部２０４は、オン時充電電流Ｉｏｎｃが充電制限電流Ｉｏｎｌｉｍを超えている場合、充電制限電流Ｉｏｎｌｉｍをフィードバックオン電流Ｉｏｎｆｂとして設定する。なお、充電制限電流Ｉｏｎｌｉｍは、スイッチの故障が発生しないとの制約、及び駆動回路の故障が発生しないとの制約のもとに定められればよい。
　指令充電電流設定部２０５は、オン時電流制限部２０４により算出されたフィードバックオン電流Ｉｏｎｆｂ、又は後述するオン時初期値算出部２０６により算出されたオン電流初期値Ｉｏｎｄｆのいずれかを、スイッチのゲートに供給する指令充電電流Ｉｏｎ＊に設定する。上アーム電流制御部７５を例にして説明すると、上アーム電流制御部７５は、上アームスイッチＳＷＨをオン状態に切り替える場合、上アームスイッチＳＷＨの実際の充電電流が指令充電電流Ｉｏｎ＊になるように、上アーム抵抗体７１の抵抗値を調整する。
　オン時初期値算出部２０６は、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流と、スイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流と関係付けられてオン電流初期値Ｉｏｎｄｆが規定されたマップ情報（規定情報に相当）とに基づいて、オン電流初期値Ｉｏｎｄｆを算出する。
　オン時切替制御部２０７は、フィードバックオン電流Ｉｏｎｆｂ及びフィードバックオン電流Ｉｏｎｆｂのどちらを指令充電電流Ｉｏｎ＊にするかを決定する。この決定は、先の図８に示した処理と同様な処理により実施されればよい。なお、本実施形態において、指令充電電流設定部２０５及びオン時切替制御部２０７が切替部に相当する。
　また、オン時初期値算出部２０６は、先の図９に示した処理と同様な学習処理を行う。オン時初期値算出部２０６は、学習実行条件が成立していると判定した場合、今回の制御周期で取得したスイッチ温度Ｔｓｗ、電源電圧ＶＨｒ及びコレクタ電流と関係付けて、今回の制御周期で設定された指令充電電流Ｉｏｎ＊をオン電流初期値Ｉｏｎｄｆとして学習する。そして、マップ情報を更新する。
　上アーム電流制御部７５は、上アームスイッチＳＷＨのオン状態への切り替えが完了したと判定した場合、上アームスイッチＳＷＨに対する指令充電電流Ｉｏｎ＊を更新する。これにより、上アームスイッチＳＷＨが次回オン状態に切り替えられる場合に更新された指令充電電流Ｉｏｎ＊が用いられる。ここで、オン状態への切り替え完了の判定は、例えば以下のように実施できる。
　・上アームゲート電圧ＶｇｅＨが飽和した、すなわちゲートの電源の電源電圧になったと判定した場合、オン状態への切り替えが完了したと判定する。
　・コレクタ及びエミッタ間電圧ＶｃｅＨが上記判定電圧以下になったと判定した場合、オン状態への切り替えが完了したと判定する。
　・上アーム駆動信号ＳＧＨがオン指令とされる期間において、オン指令に切り替えられるタイミングから上記所定期間経過したと判定した場合、オン状態への切り替えが完了したと判定する。
　以上説明した本実施形態によれば、スイッチをオン状態に切り替える場合においても第１実施形態と同様の効果を得ることができる。また、本実施形態の構成に、第１実施形態の効果を合わせて適用することができる。この場合、スイッチをオフ状態に切り替える場合と、スイッチをオン状態に切り替える場合とのそれぞれにおいてスイッチング速度を適正化することができ、インバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０の損失をさらに低減することができる。
　＜第６実施形態の変形例＞
　・上アームゲート電圧ＶｇｅＨが上記規定電圧以上になったと判定した場合、オン状態への切り替えが完了したと判定してもよい。
　・第２実施形態と同様に、オン時電圧制限部２０１及びオン時初期値算出部２０６においてスイッチに流れる電流が用いられてもよい。
　・第３実施形態のように、上アーム耐圧値ＶｌｉｍＨから重畳サージＶａｄｄを差し引くことにより、上アームオン電圧指令値ＶｏｎｒｅｆＨを算出し、下アーム耐圧値ＶｌｉｍＬから重畳サージＶａｄｄを差し引くことにより、下アームオン電圧指令値ＶｏｎｒｅｆＬを算出してもよい。
　・制御装置６０により算出される速度調整情報を、第４実施形態のように、ゲート電流値であるオン電流指令値としてもよい。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・制御装置６０と各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬとの情報伝達手法としては、図３に示したものに限らず、例えば図２２及び図２３に示すものであってもよい。図２２及び図２３には、インバータ３０の各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬと制御装置６０との情報伝達手法を示す。
　この場合において、各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬのうち少なくとも１つの駆動回路が有する電流制御部は、各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬのうち他の駆動回路から伝達された情報に基づいて、指令放電電流Ｉｏｆｆ＊又は指令充電電流Ｉｏｎ＊を算出してもよい。これにより、指令放電電流Ｉｏｆｆ＊又は指令充電電流Ｉｏｎ＊の算出に必要な情報（例えば、電圧、温度、電流情報）を検出する機能が故障した場合であっても、他の駆動回路の情報を使用することができ、インバータ３０の動作を継続させることができる。
　また、情報を共有できる構成の場合、３相電流の和が０であることを利用して相電流の最大値を把握することもできる。把握した相電流の最大値に基づいて、指令放電電流Ｉｏｆｆ＊又は指令充電電流Ｉｏｎ＊を算出することもできる。
　また、情報を共有できる構成において、１電気角周期における電流（相電流の振幅）に基づいて指令放電電流Ｉｏｆｆ＊又は指令充電電流Ｉｏｎ＊を算出する場合、インバータ３０の各駆動回路ＤｒＨ，ＤｒＬのうち、一部（例えば１つ）の特定の駆動回路においてオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃ又はオン時充電電流Ｉｏｎｃを算出し、算出したオフ時放電電流Ｉｏｆｆｃ又はオン時充電電流Ｉｏｎｃを残りの駆動回路が受信するようにしてもよい。
　・インバータ及びＤＣＤＣコンバータのスイッチとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えば、ボディダイオードを内蔵するＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、インバータ及びＤＣＤＣコンバータのスイッチとしては、互いに並列接続された２つ以上のスイッチであってもよい。この場合、互いに並列接続されたスイッチの組み合わせとしては、例えば、ＳｉＣのスイッチング素子及びＳｉのスイッチング素子の組み合わせ、又はＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの組み合わせであってもよい。
　・制御装置６０としては、マイコンに限らず、例えば制御ＩＣであってもよい。
　・回転電機の制御量としては、トルクに限らず、例えば、回転電機のロータの回転速度であってもよい。
　・回転電機としては、永久磁石同期機に限らず、例えば巻線界磁型同期機であってもよい。また、回転電機としては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。さらに、回転電機としては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置や空調用電動コンプレッサを構成する電動機等、他の用途に用いられるものであってもよい。
　・回転電機としては、３相のものに限らず、例えば、６相又は９相のものであってもよい。
　・制御システムとしては、ＤＣＤＣコンバータ２０及びインバータ３０のうちいずれか一方のみが備えられるものであってもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (14)

  1. 　電力変換器（２０，３０）を構成するスイッチ（ＳＣＨ，ＳＣＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬ）のスイッチングを行うスイッチの駆動装置において、
    　前記スイッチの駆動信号を生成して送信する制御部（６０）と、
    　送信された前記駆動信号を受信する駆動回路（ＤｒＨ，ＤｒＬ）と、を備え、
    　前記制御部は、前記スイッチのスイッチング速度を調整するための情報である速度調整情報を生成して前記駆動回路へ送信し、
    　前記駆動回路は、
    　送信された前記速度調整情報を受信し、受信した前記速度調整情報に基づいて、前記スイッチの指令スイッチング速度情報を算出する速度算出部と、
    　受信した前記駆動信号と、算出された前記指令スイッチング速度情報とに基づいて、前記スイッチのスイッチングを行う駆動部と、を有するスイッチの駆動装置。
  2. 　前記スイッチのスイッチング状態の切り替えに伴って発生するサージ電圧を検出するサージ検出部（７２，８２）を備え、
    　前記制御部は、前記速度調整情報としてサージ基準値を生成し、
    　前記速度算出部は、前記サージ検出部により検出されたサージ電圧が、受信した前記サージ基準値以下になるような前記指令スイッチング速度情報を算出する請求項１に記載のスイッチの駆動装置。
  3. 　前記速度算出部は、受信した前記サージ基準値と、前記サージ検出部により検出されたサージ電圧との偏差が大きい場合、前記偏差が小さい場合よりも前記スイッチング速度が高くなる前記指令スイッチング速度情報を生成する請求項２に記載のスイッチの駆動装置。
  4. 　前記速度算出部は、前記偏差を０にフィードバック制御するための操作量として前記指令スイッチング速度情報を算出し、前記フィードバック制御で用いられるフィードバックゲインを、前記偏差が小さい場合よりも前記偏差が大きい場合に大きく設定する請求項３に記載のスイッチの駆動装置。
  5. 　前記駆動回路は、
    　前記速度算出部により算出された前記指令スイッチング速度情報よりも前記スイッチング速度が低くなる前記指令スイッチング速度情報の初期値を算出する初期値算出部と、
    　所定の切替条件が成立したと判定した場合、前記駆動部で用いられる前記指令スイッチング速度情報を、前記速度算出部により算出された前記指令スイッチング速度情報から、前記初期値算出部により算出された前記初期値に切り替える切替部と、を有する請求項１～４のいずれか１項に記載のスイッチの駆動装置。
  6. 　前記初期値算出部は、前記電力変換器の電源電圧、前記スイッチの温度及び前記スイッチに流れる電流のうち少なくとも１つを含むパラメータを取得し、前記パラメータと関係付けられて前記初期値が規定された規定情報と、取得した前記パラメータとに基づいて、前記初期値を算出する請求項５に記載のスイッチの駆動装置。
  7. 　前記初期値算出部は、前記駆動部で用いられる前記指令スイッチング速度情報が、前記速度算出部により算出された前記指令スイッチング速度情報とされている場合において、前記速度算出部により算出された前記指令スイッチング速度情報を前記パラメータと関係付けて前記初期値として学習する請求項６に記載のスイッチの駆動装置。
  8. 　前記切替部は、前記電力変換器の電源電圧及び前記スイッチに流れる電流のうち少なくとも１つに基づいて、前記所定の切替条件が成立しているか否かを判定する請求項５～７のいずれか１項に記載のスイッチの駆動装置。
  9. 　前記スイッチのスイッチング状態の切り替えに伴って発生するサージ電圧を検出するサージ検出部（７２，８２）を備え、
    　前記制御部は、前記速度調整情報としてサージ基準値を生成し、
    　前記速度算出部は、前記サージ検出部により検出されたサージ電圧が、受信した前記サージ基準値以下になるような前記指令スイッチング速度情報を算出し、
    　前記切替部は、前記電力変換器の電源電圧、前記スイッチに流れる電流、前記サージ基準値、前記サージ基準値と前記サージ検出部により検出されたサージ電圧との偏差、及び前記サージ検出部により検出されたサージ電圧のうち少なくとも１つに基づいて、前記所定の切替条件が成立しているか否かを判定する請求項５～７のいずれか１項に記載のスイッチの駆動装置。
  10. 　前記電力変換器は、リアクトル（２２）と、前記スイッチとしての上アーム変圧スイッチ（ＳＣＨ）及び下アーム変圧スイッチ（ＳＣＬ）とを備えるＤＣＤＣコンバータ（２０）を含み、
    　前記制御部は、デッドタイムを挟みつつ前記上アーム変圧スイッチ及び前記下アーム変圧スイッチを交互にオン状態にする前記駆動信号を生成し、生成した前記駆動信号を前記上アーム変圧スイッチ及び前記下アーム変圧スイッチに対応する前記駆動回路に送信し、
    　前記ＤＣＤＣコンバータに流れる電流の流通方向が切り替わるとの条件が成立したと判定した場合、前記ＤＣＤＣコンバータにおける前記スイッチング速度を低下させる処理を行う処理部を備える請求項１～９のいずれか１項に記載のスイッチの駆動装置。
  11. 　前記駆動回路は、送信された前記速度調整情報を受信し、前記スイッチのスイッチング状態の切り替えに伴って発生するサージ電圧のピーク値が前記スイッチの耐圧値を超えないように、受信した前記速度調整情報に制限をかける調整情報制限部を有し、
    　前記速度算出部は、前記調整情報制限部により制限のかけられた前記速度調整情報に基づいて、前記指令スイッチング速度情報を算出する請求項１～１０のいずれか１項に記載のスイッチの駆動装置。
  12. 　前記調整情報制限部は、前記電力変換器の電源電圧、前記スイッチの温度及び前記スイッチに流れる電流のうち少なくとも１つに基づいて、前記速度調整情報に制限をかける請求項１１に記載のスイッチの駆動装置。
  13. 　前記駆動回路は、前記速度算出部により算出された前記指令スイッチング速度情報に制限をかける指令情報制限部を有する請求項１～１２のいずれか１項に記載のスイッチの駆動装置。
  14. 　前記駆動回路は、前記電力変換器を構成する前記各スイッチに対応して個別に設けられており、
    　前記各駆動回路は、情報を互いに伝達可能に構成されており、
    　前記各駆動回路のうち少なくとも１つの駆動回路が有する前記速度算出部は、前記各駆動回路のうち他の駆動回路から伝達された情報に基づいて、前記指令スイッチング速度情報を算出する請求項１～１３のいずれか１項に記載のスイッチの駆動装置。
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