CN115514220A - 一种升降压变换器及电源*** - Google Patents

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CN115514220A CN202211242950.6A CN202211242950A CN115514220A CN 115514220 A CN115514220 A CN 115514220A CN 202211242950 A CN202211242950 A CN 202211242950A CN 115514220 A CN115514220 A CN 115514220A
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buck
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胡凡宇
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Abstract

本申请公开了一种升降压变换器及电源***，变换器包括：控制器、可控开关管、续流二极管和Boost电路；可控开关管的第一端和第二端分别连接升降压变换器的正输入端和Boost电路的正输入端；续流二极管的阳极和阴极分别连接升降压变换器的负输入端和可控开关管的第二端；控制器，用于升降压变换器的输入电压大于预设电压，控制升降压变换器工作于降压模式；升降压变换器的输入电压小于预设电压，控制升降压变换器工作于升压模式。由于Boost电路中续流二极管的存在，当直流输入端短路时，Boost电路内部的续流二极管承受反向电压截止，避免升降压变换器的输出端跟随输入端发生短路，保护升降压变换器。

Description

一种升降压变换器及电源***
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，具体涉及一种升降压变换器及电源***。
背景技术
在光伏逆变器等***中，通常为两级***，即前级为DCDC变换器，后级为逆变电路。两级中间为直流母线电容。
DCDC变换器采用BuckBoost变换器时，BuckBoost变换器也灵活实现输入电压与输出电压的控制。但是，光伏***中使用BuckBoost变换器也存在以下技术问题。
参见图1，该图为一种传统的BuckBoost变换器的示意图。
图1所示的传统BuckBoost变换器虽然可以实现输入电压输出电压的灵活控制，但当输入短路时，即VL和Vcom短路，Vin为0，输出电容连接的母线电压也会短路，将引发更严重的损坏，该致命缺陷在光伏***中不允许出现，即会造成直流母线短路，整个光伏***瘫痪。
发明内容
有鉴于此，本申请提供一种升降压变换器及电源***，能够避免升降压变换器的输出端跟随输入端发生短路，从而保护升降压变换器。
本申请提供一种升降压变换器，包括：控制器、可控开关管、续流二极管和Boost电路；
可控开关管的第一端和第二端分别连接升降压变换器的正输入端和Boost电路的正输入端；
续流二极管的阳极和阴极分别连接升降压变换器的负输入端和可控开关管的第二端；
控制器，用于升降压变换器的输入电压大于预设电压，控制升降压变换器工作于降压模式；升降压变换器的输入电压小于预设电压，控制升降压变换器工作于升压模式。
优选地，预设电压为Boost电路的输出电压；Boost电路为两电平Boost电路或三电平Boost电路；
当Boost电路为三电平Boost电路时，三电平Boost电路为对称三电平Boost电路或带飞跨电容三电平Boost电路。
优选地，Boost电路为两电平Boost电路时，在升压模式，控制器，具体用于控制可控开关管处于常通状态，两电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，控制器，具体用于控制可控开关管与两电平Boost电路中的开关管状态相同，两电平Boost电路工作于降压状态。
优选地，两电平Boost电路包括：第一开关管、电感和第一二极管；
电感的第一端和第二端分别连接可控开关管的第二端和第一二极管的阳极，第一开关管的第一端和第二端分别连接电感的第二端和续流二极管的阳极，第一二极管的阴极连接升降压变换器的正输出端。
优选地，三电平Boost电路为对称三电平Boost电路时，在升压模式，控制器，具体用于控制可控开关管处于常通状态，对称三电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，控制器，具体用于控制可控开关管与对称三电平Boost电路中的开关管状态相同，对称三电平Boost电路工作于降压状态。
优选地，对称三电平Boost电路包括：电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管和第二二极管；
电感的第一端和第二端分别连接可控开关管的第二端和第一二极管的阳极，第一二极管的阴极连接升降压变换器的正输出端；
第一开关管的第一端和第二端分别连接电感的第二端和第二开关管的第一端，第二开关管的第二端连接续流二极管的阳极；
第一开关管的第二端连接升降压变换器的输出中点。
优选地，三电平Boost电路为带飞跨电容三电平Boost电路时，在升压模式，控制器，具体用于控制可控开关管处于常通状态，带飞跨电容三电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，控制器，具体用于控制可控开关管和带飞跨电容三电平Boost电路中的开关管同步触发，同步触发是指对应的驱动信号的上升沿或下降沿同步。
优选地，带飞跨电容三电平Boost电路包括：电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管、飞跨电容和飞跨二极管；
电感的第一端和第二端分别连接可控开关管的第二端和第一二极管的阳极，第一二极管的阴极通过第二二极管连接升降压变换器的正输出端；
第一开关管的第一端和第二端分别连接电感的第二端和第二开关管的第一端，第二开关管的第二端连接续流二极管的阳极；
飞跨电容的第一端和第二端分别连接第一二极管的阴极和第一开关管的第二端；
飞跨二极管的阳极和阴极分别连接第一开关管的第二端和升降压变换器的输出中点。
优选地，可控开关管包括反并联二极管；
变换器还包括开关，开关并联在可控开关管的两端，与可控开关管的状态相同。
优选地，控制器，具体用于控制可控开关管常通，Boost电路中的开关管导通时，直流电源为Boost电路中的电感充电；当控制可控开关管常通，Boost电路中的开关管断开时，直流电源和电感均为负载供电，该变换器工作于升压模式；
控制器，还用于可控开关管与Boost电路中的开关管同开同关，当控制可控开关管和Boost电路中的开关管均导通时，直流电源为Boost电路中的电感充电；当控制可控开关管和Boost电路中的开关管均断开时，电感为负载供电，该变换器工作于降压模式。
优选地，电感与Boost电路中的其他器件分开设置。
本申请还提供一种电源***，包括以上介绍的升降压变换器，还包括：逆变电路；
升降压变换器的输出端连接逆变电路的输入端。
优选地，电源***包括多个升降压变换器；
每个升降压变换器的输入端用于连接对应的直流电源；直流电源为新能源或电池，新能源包括光伏组串或风电机组；
多个升降压变换器的输出端并联在一起连接逆变电路的输入端。
由此可见，本申请具有如下有益效果：
本申请升降压变换器可以工作在输入电压小于输出电压，也可以工作在输入电压大于输出电压。当要求输入电压低于输出电压时，可控开关管和续流二极管仅起到前后连接作用，控制方式与单个Boost电路的控制方式一致。当要求输入电压大于或接近于输出电压时，可控开关管与Boost电路进行协调控制，可以实现输出电压稳定不变，保证升降压变换器的整体性能不受影响，而且输入电压跟随要求指令电压，实现输入电压的灵活控制。并且，由于Boost电路中续流二极管的存在，当直流输入端短路时，Boost电路内部的续流二极管承受反向电压截止，可以避免升降压变换器的输出端跟随输入端发生短路，从而保护升降压变换器，以及升降压变换器所应用于的***，例如光伏***。
附图说明
图1为一种传统的BuckBoost变换器的示意图；
图2为本申请实施例提供的一种升降压变换器的示意图；
图3为本申请实施例提供的另一种升降压变换器的示意图；
图4为图3对应的第一种升压模式的电流路径图；
图5为图3对应的第二种升压模式的电流路径图；
图6为图3对应的第一种降压模式的电流路径图；
图7为图3对应的第二种降压模式的电流路径图；
图8为本申请实施例提供的又一种升降压变换器的示意图；
图9为图8对应的第一种升压模式的电流路径图；
图10为图8对应的第二种升压模式的电流路径图；
图11为图8对应的第一种降压模式的电流路径图；
图12为图8对应的第二种降压模式的电流路径图；
图13为多个升降压变换器输出端并联的示意图；
图14为本申请实施例提供的再一种升降压变换器的示意图；
图15为图14对应的第一种升压模式的电流路径图；
图16为图14对应的第二种升压模式的电流路径图；
图17为图14对应的第三种升压模式的电流路径图；
图18为图14对应的第四种升压模式的电流路径图；
图19为图14对应的第一种降压模式的电流路径图；
图20为图14对应的第二种降压模式的电流路径图；
图21为图14对应的第三种降压模式的电流路径图；
图22为图14对应的第四种降压模式的电流路径图；
图23为本申请实施例提供的一种电源***的示意图。
具体实施方式
本申请实施例不具体限定升降压变换器的应用场景，例如可以在光伏发电领域，也可以在储能领域等，也可以为其他电源供电领域。
为了实现输入电压和输出电压的灵活控制，不论输入电压大于输出电压，还是输入电压小于输出电压，均可以获得稳定的输出电压，而且输入端短路，不会引起输出端也短路，本申请实施例提供了一种升降压变换器。
为使本申请的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本申请实施例作进一步详细的说明。
参见图2，该图为本申请实施例提供的一种升降压变换器的示意图。
本实施例提供的升降压变换器，包括：控制器(图中未示出)、可控开关管SA、续流二极管DA和Boost电路100；
可控开关管SA的第一端和第二端分别连接升降压变换器的正输入端和Boost电路的正输入端；
续流二极管DA的阳极和阴极分别连接升降压变换器的负输入端和可控开关管SA的第二端；
另外，升降压变换器的输入端还连接输入电容Cin。
控制器，用于升降压变换器的输入电压Vin大于预设电压时，，控制升降压变换器工作于降压模式；升降压变换器的输入电压Vin小于预设电压时，控制升降压变换器工作于升压模式，此时可控开关管SA常通。
其中，预设电压正比于Boost电路的输出电压Vout。
一种具体的实现方式，例如，预设电压可以为Boost电路的输出电压Vout。另外，本领域技术人员也可以根据需要选择其他值作为预设电压。
本申请实施例不具体限定Boost电路的具体实现方式，例如Boost电路为两电平Boost电路或三电平Boost电路；
当Boost电路为三电平Boost电路时，三电平Boost电路为对称三电平Boost电路或带飞跨电容三电平Boost电路。
本申请实施例提供的升降压变换器，可以工作在输入电压小于输出电压，也可以工作在输入电压大于输出电压。当要求输入电压Vin低于输出电压Vout时，可控开关管SA和续流二极管DA仅起到前后连接作用，控制方式与单个Boost电路的控制方式一致。当要求输入电压Vin大于或接近于输出电压Vout时，可控开关管SA与Boost电路进行协调控制，可以实现输出电压Vout稳定不变，保证升降压变换器的整体性能不受影响，而且输入电压Vin跟随要求指令电压，实现输入电压的灵活控制。
并且，由于Boost电路中续流二极管的存在，当直流输入端短路时，Boost电路内部的续流二极管承受反向电压截止，可以避免升降压变换器的输出端跟随输入端发生短路，从而保护升降压变换器，以及升降压变换器所应用于的***，例如光伏***。
另外，实际应用中，可控开关管包括反并联二极管；
变换器还包括开关kA，开关kA并联在可控开关管SA的两端，与可控开关管SA的状态相同。例如，可控开关管SA常通时，可以控制开关kA导通，来替代SA常通，kA的导通损耗比SA的导通损耗小，可以降低整个变换器的功耗。
本申请实施例不介绍输入电压等于输出电压时的工作原理，例如可以不控制各个开关管动作。
下面介绍Boost电路为两电平Boost电路时的实现方式。
参见图3，该图为本申请实施例提供的另一种升降压变换器的示意图。
本实施例中，以两电平Boost电路包括：第一开关管S1、电感L和第一二极管D1为例进行介绍。
电感L的第一端和第二端分别连接可控开关管SA的第二端和第一二极管D1的阳极，第一开关管S1的第一端和第二端分别连接电感L的第二端和续流二极管DA的阳极，第一二极管D1的阴极连接升降压变换器的正输出端。
本实施例提供的变换器，Boost电路为两电平Boost电路时，在升压模式，控制器，具体用于控制可控开关管SA处于常通状态，两电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，控制器，具体用于控制可控开关管SA与两电平Boost电路中的开关管状态相同，两电平Boost电路工作于降压状态。
下面结合电流路径图进行详细的原理说明。
参见图4，该图为图3对应的第一种升压模式的电流路径图。
参见图5，该图为图3对应的第二种升压模式的电流路径图。
在升压模式下，SA处于常通状态，或kA处于导通状态，此时电路可以等效为Boost变换器，通过S1进行斩波控制输入电压Vin与输出电压Vout关系。
如图4所示，当S1导通时，电流路径为Cin-SA-L-S1，输入电压Vin为电感L充电，电感L蓄能。
如图5所示，当S1关断时，电感L中能量释放至输出电容，电流路径为Cin-SA-L-D1-Cout，输出电容充电，达到升压的效果。
参见图6，该图为图3对应的第一种降压模式的电流路径图。
参见图7，该图为图3对应的第二种降压模式的电流路径图。
在降压模式下，S1与SA同时导通同时关断，即同开同关，对应的驱动信号相同，通过SA进行斩波控制输入电压Vin与输出电压Vout关系，此时电路可以等效为Buck变换器。
如图6所示，当SA和S1导通时，输入电压Vin给电感L充电，电流路径为Cin-SA-L-S1，电感L蓄能。
如图7所示，当SA和S1关断时，电感L中能量释放至输出电容，电流路径为L-D1-Cout-DA，输出电容充电，达到降压的效果。
在降压模式下，假设第一种降压模式的作用时间即SA和S1导通时间为ton，开关周期均为T。根据伏秒平衡计算出输入电压Vin与输出电压Vout关系为：
Vin＝(T-ton)/ton*Vout (1)
由公式(1)可知，当输入电压Vin与输出电压Vout接近时，开关管的占空比约为0.5，不会带来窄脉冲问题，进而避免Boost电路的窄脉冲问题使得输入电压和输出电压的控制裕度降低，另外带来了效率低，电磁干扰等问题。
以上介绍的为Boost电路为两电平的情况，下面介绍三电平Boost电路的实现。
参见图8，该图为本申请实施例提供的又一种升降压变换器的示意图。
本申请实施例提供的升降压变换器，当Boost电路为对称三电平Boost电路时，对称三电平Boost电路包括：电感L、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1和第二二极管D2；
电感L的第一端和第二端分别连接可控开关管SA的第二端和第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极连接升降压变换器的正输出端VH；
第一开关管S1的第一端和第二端分别连接电感L的第二端和第二开关管S2的第一端，第二开关管S2的第二端连接续流二极管DA的阳极；
第一开关管S1的第二端连接升降压变换器的输出中点。输出中点是指升降压变换器的输出电压的一半的点，即输出端连接的两个串联电容的中点。
三电平Boost电路为对称三电平Boost电路时，在升压模式，控制器，具体用于控制可控开关管SA处于常通状态，对称三电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，控制器，具体用于控制可控开关管SA与对称三电平Boost电路中的开关管状态相同，即同时导通同时关断，对称三电平Boost电路工作于降压状态。
下面结合电流路径图详细介绍当Boost电路为对称三电平Boost电路时升降压变换器的工作原理。
参见图9，该图为图8对应的第一种升压模式的电流路径图。
参见图10，该图为图8对应的第二种升压模式的电流路径图。
在升压模式下，SA处于常通状态，或kA处于闭合状态，此时电路可以等效为对称三电平Boost变换器，通过S1，S2进行斩波控制输入电压Vin与输出电压Vout关系。
如图9所示，当S1和S2导通时，电流路径为Cin-SA-L-S1-S2，输入电压Vin给电感L充电，电感L蓄能；如图10所示，当S1和S2关断时，电感L中能量释放至输出电容，电流路径为Cin-SA-L-D1-Cout1-Cout2-D2，输出电容充电，达到升压的效果。
下面介绍降压的工作情况。
参见图11，该图为图8对应的第一种降压模式的电流路径图。
参见图12，该图为图8对应的第二种降压模式的电流路径图。
在降压模式下，S1、S2和SA同开同关，通过进行斩波控制输入电压Vin与输出电压Vout关系，此时电路可以等效为三电平Buck变换器。
如图11所示，当SA、S1和S2导通时，输入电压Vin给电感L充电，电流路径为Cin-SA-L-S1-S2，电感L蓄能。
如图12所示，当SA、S1和S2关断时，电感L中能量释放至输出电容，电流路径为L-D1-Cout1-Cout2-D2-DA，输出电容充电，达到降压的效果。
同理，在降压模式下，假设第一种降压模式作用时间即SA、S1和S2导通时间为ton，开关周期均为T。根据伏秒平衡计算出输入电压Vin与输出电压Vout关系为：
Vin＝(T-ton)/ton*Vout (2)
由公式(2)可知，当输入电压Vin与输出电压Vout接近时，开关管的占空比约为0.5，不会带来窄脉冲问题，进而避免Boost电路的窄脉冲问题使得输入电压和输出电压的控制裕度降低，另外带来了效率低，电磁干扰等问题。
本申请实施例具体不限定升降压变换器的输出端连接的设备，例如可以连接逆变电路，另外，升降压变换器为多个时，多个升降压变换器的输出端可以并联在一起，下面结合附图进行详细介绍，其中，以Boost电路为对称三电平Boost电路为例。
参见图13，该图为多个升降压变换器输出端并联的示意图。
以每个升降压变换器的输入端连接光伏组串为例进行介绍。
当不同光伏组串对地短路后，两路输入共同叠加给直流母线电容充电，电容容易过压而损坏。利用本申请实施例提供的升降压变换器，可以实时检测多个光伏组串对地短路故障的发生，相较于传统对称三电平变换器无法断开充电回路，本方案可以迅速断开SA和kA，从而断开充电回路，避免直流母线电容持续充电过压而损坏。
下面介绍Boost电路为带飞跨电容三电平Boost电路的实现方式。
参见图14，该图为本申请实施例提供的再一种升降压变换器的示意图。
本实施例提供的变换器，带飞跨电容三电平Boost电路包括：电感L、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、飞跨电容Cf和飞跨二极管Df；
电感L的第一端和第二端分别连接可控开关管SA的第二端和第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极通过第二二极管D2连接升降压变换器的正输出端VH；
第一开关管S1的第一端和第二端分别连接电感L的第二端和第二开关管S2的第一端，第二开关管S2的第二端连接续流二极管DA的阳极；
飞跨电容Cf的第一端和第二端分别连接第一二极管D1的阴极和第一开关管S1的第二端；
飞跨二极管Df的阳极和阴极分别连接第一开关管S1的第二端和升降压变换器的输出中点，即升降压变换器的正输出端和负输出端之间连接有串联的第一输出电容Cout1和第二输出电容Cout2，一般第一输出电容Cout1和第二输出电容Cout2的容值相等，因此，两个输出电容上的电压也相等，两个输出电容的公共端即为升降压变换器的输出中点。
三电平Boost电路为带飞跨电容三电平Boost电路时，在升压模式，控制器，具体用于控制可控开关管处于常通状态，带飞跨电容三电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，控制器，具体用于控制可控开关管和带飞跨电容三电平Boost电路中的开关管同步触发，同步触发是指对应的驱动信号的上升沿或下降沿同步。
下面结合电流路径图详细介绍具体的工作原理。
在升压模式下，SA处于常通状态，或kA处于闭合状态，此时电路可以等效为带飞跨电容三电平Boost变换器，通过S1和S2进行斩波控制输入电压Vin与输出电压Vout关系。
参见图15，该图为图14对应的第一种升压模式的电流路径图。
当S1和S2导通时，电流路径为Cin-SA-L-S1-S2，输入电压Vin给电感L充电，电感L蓄能。
参见图16，该图为图14对应的第二种升压模式的电流路径图。
当S1和S2关断时，电感L中能量释放至输出电容，电流路径为Cin-SA-L-D1-D2-Cout1-Cout2，电流为第一输出电容Cout1和第二输出电容Cout2充电。
参见图17，该图为图14对应的第三种升压模式的电流路径图。
当S1导通，S2关断时，释放飞跨电容Cf和电感L上的能量，第一输出电容Cout1和第二输出电容Cout2充电。
参见图18，该图为图14对应的第四种升压模式的电流路径图。
当S1关断，S2导通时，输入端为飞跨电容Cf和电感L充电储存能量。
由此可见，本申请实施例提供的图14对应的升降压变换器通过以上四种升压模式的切换达到升压的目的。
下面结合电流路径图介绍降压模式的实现方式。
参见图19，该图为图14对应的第一种降压模式的电流路径图。
在降压模式下，通过S1、S2和SA进行斩波控制输入电压Vin与输出电压Vout关系，共分为4个工作模式。
当开关器件S1，S2和开关器件SA导通时，电流路径为Cin-SA-L-S1-S2，输入电压给电感L充电，电感L蓄能。
参见图20，该图为图14对应的第二种降压模式的电流路径图。
SA、S1和S2关断时，电感L中能量释放至输出电容，电流路径为L-D1-D2-Cout1-Cout2-DA，输出电容Cout1和Cout1充电。
参见图21，该图为图14对应的第三种降压模式的电流路径图。
SA关断，S1导通，S2关断时，电流路径为L-S1-Cf-D2-Cout1-Cout2-DA，释放悬浮电容Cf和电感L上能量，给输出电容Cout1和Cout1充电。
参见图22，该图为图14对应的第四种降压模式的电流路径图。
当SA关断，S1关断，S2导通时，电流路径为L-D1-Cf-S2-DA，电感L释放能量给Cf充电储存能量。根据输入电压Vin和输出电压Vout指令需求，通过合理计算4种工作模态的作用时间和切换时序达到降压的目的。
同样的，在降压模式下，假设第一种降压模式作用时间，即SA、S1和S2导通时间为t1，第二种降压模式的作用时间为t2，第三种降压模式的作用时间为t3，第四种降压模式的作用时间为t4，开关周期均为T。飞跨电容的电压为输出电压的一半，为维持飞跨电容的电压不变，第三种降压模式和第四种降压模式的作用时间一样，即t4等于t3。
根据伏秒平衡计算出输入电压Vin与输出电压Vout关系以及第一种降压模式与第三种降压模式、第四种降压模式的关系为：
Vin*t1＝Vout/2*2*t3+Vout*(T-t1-2*t3) (3)
t1≥2*t3 (4)
化简得：
Vin＝(T-t1-t3)/t1*Vout (5)
当输入电压Vin与输出电压Vout接近时，即Vin≈Vout，化简得
T-t1-t3＝t1 (6)
其中，S1和S2的作用时间为
t1+t3＝T-t1≥T-(t1+t3) (7)
得出
t1+t3≥T/2 (8)
由公式(8)可知，当输入电压Vin与输出电压Vout接近时，开关器件占空比大于0.5，不会带来窄脉冲问题，进而避免Boost电路的窄脉冲问题使得输入电压和输出电压的控制裕度降低，另外带来了效率低，电磁干扰等问题。
应该理解，本申请以上实施例提供的各种升降压变换器中Boost电路的产品形态，可以将电感与Boost电路中的其他器件分开设置，即Boost电路中除了电感以外的器件可以集成在一个模块。另外，可控开关管和续流二极管以及开关可以集成在一个模块。本申请实施例不具体限定产品形态，可以根据实际需要来设置其他的方式。
基于以上实施例提供的一种升降压变换器，本申请实施例还提供一种电源***，下面结合附图进行详细介绍。
参见图23，该图为本申请实施例提供的一种电源***的示意图。
本实施例提供的电源***，包括以上实施例介绍的升降压变换器1000，还包括：逆变电路2000；
升降压变换器1000的输出端连接逆变电路2000的输入端。
电源***可以包括一个升降压变换器，也可以包括多个升降压变换器；
当电源***包括多个升降压变换器时，升降压变换器的输入端用于连接对应的直流电源；直流电源为新能源或电池，新能源包括光伏组串或风电机组；
多个升降压变换器的输出端并联在一起连接逆变电路的输入端，具体可以参见图13所示，图13仅是以两个升降压变换器为例进行的介绍，可以包括更多数量的升降压变换器，而且Boost电路也不局限于图13所示的对称三电平Boost电路。
本实施例提供的电源***，升降压变换器1000可以工作在输入电压小于输出电压，也可以工作在输入电压大于输出电压。当要求输入电压低于输出电压时，可控开关管和续流二极管仅起到前后连接作用，控制方式与单个Boost电路的控制方式一致。当要求输入电压大于或接近于输出电压时，可控开关管与Boost电路进行协调控制，可以实现输出电压稳定不变，保证升降压变换器的整体性能不受影响，而且输入电压跟随要求指令电压，实现输入电压的灵活控制。
并且，由于Boost电路中续流二极管的存在，当直流输入端短路时，Boost电路内部的续流二极管承受反向电压截止，可以避免升降压变换器的输出端跟随输入端发生短路，从而保护升降压变换器，以及升降压变换器所应用于的***，例如光伏***。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (13)

1.一种升降压变换器，其特征在于，包括：控制器、可控开关管、续流二极管和Boost电路；
所述可控开关管的第一端和第二端分别连接所述升降压变换器的正输入端和所述Boost电路的正输入端；
所述续流二极管的阳极和阴极分别连接所述升降压变换器的负输入端和所述可控开关管的第二端；
所述控制器，用于所述升降压变换器的输入电压大于预设电压，控制所述升降压变换器工作于降压模式；所述升降压变换器的输入电压小于预设电压，控制所述升降压变换器工作于升压模式。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述预设电压为所述Boost电路的输出电压；所述Boost电路为两电平Boost电路或三电平Boost电路；
当所述Boost电路为三电平Boost电路时，所述三电平Boost电路为对称三电平Boost电路或带飞跨电容三电平Boost电路。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述Boost电路为两电平Boost电路时，在升压模式，所述控制器，具体用于控制所述可控开关管处于常通状态，所述两电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，所述控制器，具体用于控制所述可控开关管与所述两电平Boost电路中的开关管状态相同，所述两电平Boost电路工作于降压状态。
4.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述两电平Boost电路包括：第一开关管、电感和第一二极管；
所述电感的第一端和第二端分别连接所述可控开关管的第二端和所述第一二极管的阳极，所述第一开关管的第一端和第二端分别连接所述电感的第二端和所述续流二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述升降压变换器的正输出端。
5.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述三电平Boost电路为对称三电平Boost电路时，在升压模式，所述控制器，具体用于控制所述可控开关管处于常通状态，所述对称三电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，所述控制器，具体用于控制所述可控开关管与所述对称三电平Boost电路中的开关管状态相同，所述对称三电平Boost电路工作于降压状态。
6.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述对称三电平Boost电路包括：电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管和第二二极管；
所述电感的第一端和第二端分别连接所述可控开关管的第二端和所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述升降压变换器的正输出端；
所述第一开关管的第一端和第二端分别连接所述电感的第二端和所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接所述续流二极管的阳极；
所述第一开关管的第二端连接所述升降压变换器的输出中点。
7.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述三电平Boost电路为带飞跨电容三电平Boost电路时，在升压模式，所述控制器，具体用于控制所述可控开关管处于常通状态，所述带飞跨电容三电平Boost电路工作于升压状态；在降压模式，所述控制器，具体用于控制所述可控开关管和所述带飞跨电容三电平Boost电路中的开关管同步触发，所述同步触发是指对应的驱动信号的上升沿或下降沿同步。
8.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述带飞跨电容三电平Boost电路包括：电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管、飞跨电容和飞跨二极管；
所述电感的第一端和第二端分别连接所述可控开关管的第二端和所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极通过所述第二二极管连接所述升降压变换器的正输出端；
所述第一开关管的第一端和第二端分别连接所述电感的第二端和所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接所述续流二极管的阳极；
所述飞跨电容的第一端和第二端分别连接所述第一二极管的阴极和所述第一开关管的第二端；
所述飞跨二极管的阳极和阴极分别连接所述第一开关管的第二端和所述升降压变换器的输出中点。
9.根据权利要求1-8任一项所述的变换器，其特征在于，所述可控开关管包括反并联二极管；
所述变换器还包括开关，所述开关并联在所述可控开关管的两端，与所述可控开关管的状态相同。
10.根据权利要求3或5所述的变换器，其特征在于，所述控制器，具体用于控制所述可控开关管常通，所述Boost电路中的开关管导通时，直流电源为所述Boost电路中的电感充电；当控制所述可控开关管常通，所述Boost电路中的开关管断开时，所述直流电源和所述电感均为负载供电，该变换器工作于升压模式；
所述控制器，还用于所述可控开关管与所述Boost电路中的开关管同开同关，当控制所述可控开关管和所述Boost电路中的开关管均导通时，直流电源为所述Boost电路中的电感充电；当控制所述可控开关管和所述Boost电路中的开关管均断开时，所述电感为负载供电，该变换器工作于降压模式。
11.根据权利要求1-8任一项所述的变换器，其特征在于，所述电感与Boost电路中的其他器件分开设置。
12.一种电源***，其特征在于，包括权利要求1-11任一项所述的升降压变换器，还包括：逆变电路；
所述升降压变换器的输出端连接所述逆变电路的输入端。
13.根据权利要求12所述的电源***，其特征在于，所述电源***包括多个所述升降压变换器；
每个所述升降压变换器的输入端用于连接对应的直流电源；所述直流电源为新能源或电池，所述新能源包括光伏组串或风电机组；
多个所述升降压变换器的输出端并联在一起连接所述逆变电路的输入端。
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