JP6425581B2

JP6425581B2 - ディジタル温度補償発振器

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Publication number: JP6425581B2
Application number: JP2015036232A
Authority: JP
Inventors: 裕一林郷; 稔竹田; 薫兼八
Original assignee: Seiko NPC Corp
Current assignee: Seiko NPC Corp
Priority date: 2015-02-26
Filing date: 2015-02-26
Publication date: 2018-11-21
Anticipated expiration: 2035-02-26
Also published as: JP2016158199A

Description

本発明は、ディジタル化した温度情報に基づいて温度変化による周波数の変動を補償するディジタル温度補償発振器に関する。

近年、高機能携帯端末、例えばスマートフォンなどのモバイル環境が、フェムトセル、ピコセル、マイクロセルというスモールセルになるに応じて、それらの基地局側クロックの周波数安定度に対する要求が厳しくなっている。そして、この高い周波数安定度が要求されるアプリケーション向けのクロックには、温度補償発振器が用いられるのが一般的である。

従来から、各種の温度補償発振器が知られているが、ディジタル温度補償発振器としては、温度による発振周波数の変動量が大きい温度センサを用い、温度センサによって検知された外部の温度変化情報をディジタル制御回路によってディジタルコード化するとともに、この温度ディジタルコードを基にディジタル温度補償回路によって生成されたディジタル温度補償コードをＤ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換して温度補償電圧（周波数制御電圧）を生成し、この温度補償電圧を電圧制御型発振器に入力して電圧制御型発振器の発振周波数を制御するようにした構成が知られている。そして、前記電圧制御型発振器で生成する発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償ディジタルデータは、前記電圧制御型発振器の温度ドリフトによる発振周波数の変化をキャンセルするための補正データで、従来は多項式近似式で求めるのが一般的である。

しかし、この多項式近似式による補正データは、本来の温度補償すべき補正データ、すなわち実測した補正データとは一致せず、補正しきれない差（以下、残差という。）を有するものである。例えば、図１３に示すように、環境温度が−４０〜１００℃の範囲において、１０次の多項式で近似した実線で表す多項式近似補正データでは、実測で求めた補正データに対する残差分を補正するために、実測補正データと多項式近似補正データとの差である点線で表す残差補正分を加える必要がある。なお、この図１３において、多項式近似補正分の表示範囲は±２５，０００ｐｐｂであり、残差補正分の表示範囲はその１０分の１の±２，５００ｐｐｂである（この値は２５℃の周波数で正規化した値である）。

この残差補正分を得るためには、ある温度間隔毎に補正データを実測で求める一方、環境温度が実測による補正データに対応しない場合に、実測による補正データに基づき演算によって環境温度に対応する残差補正データを求めているのが一般的である。そして、従来においては、この残差補正データを演算で求めるための方策として、近似式として一次関数を用いたり、２次以上の高次の多項式を利用したスプライン補間を用いたり、最小二乗法を利用した近似曲線を用いることが提案されている（特許文献１）。

特開２０１３−９８８６５号公報

ところが、この従来提案によると、近似式として一次関数を用いる場合には、実測する間隔を小さくしないと高精度に残差補正データを算出できないという不都合がある。また、２次以上の高次の多項式を利用したスプライン補間を用いた場合には、演算に用いる係数が各温度区間で異なるため、各係数を記憶しておく不揮発性メモリは多数必要となるという不都合がある。例えば、２次多項式によるスプライン補間の場合、温度区間数をＭとすると不揮発性メモリのワード数は３Ｍ必要であり、３次多項式によるスプライン補間の場合は４Ｍ必要である。そして、最小二乗法を利用した近似曲線を用いた場合には、高精度に残差補正データを算出できないという不都合がある。

本発明は、これらの不都合を解消して、広い温度範囲にわたって高精度な温度補償が可能なディジタル温度補償発振器を提供することを目的とする。

前記目的を達成するため本発明の請求項１に係るディジタル温度補償発振器は、環境温度の変化に対して周波数が変化する発振周波数（第１の発振周波数）を生成するとともに制御電圧によって前記第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器と、前記環境温度の変化に対して前記電圧制御型発振器の第１の発振周波数よりも変化率が大きい発振周波数（第２の発振周波数）を生成する感温発振器と、前記電圧制御型発振器で生成された第１の発振周波数と前記感温発振器で生成された第２の発振周波数とを比較することで得られるディジタル情報を基に算出して、前記比較が行われたときの環境温度を温度ディジタルデータとして生成する温度ディジタルデータ生成部と、前記温度ディジタルデータに基づいて前記電圧制御型発振器で生成する第１の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償ディジタルデータを生成する温度補償回路と、ΔΣモジュレータと受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという。）によって構成されて前記温度補償ディジタルデータをアナログ電圧で表される前記制御電圧に変換するＤ／Ａ変換器とを備え、前記温度補償回路は、本来温度補償すべき補正データと多項式近似で近似された多項式近似補正データとの差を残差補正データとし、ディジタル温度補償発振器の使用環境温度範囲内の離散する温度でサンプリング抽出し、このサンプリングした残差補正データを前記温度補償回路のメモリにあらかじめ記憶しておき、温度ディジタルデータ生成部から得られた温度ディジタルデータと、この温度ディジタルデータを挟む前後の４以上のサンプリング点に対応する残差補正データを基に、前記温度ディジタルデータにおける残差補正データをディジタルフィルタで演算し、その結果を前記温度ディジタルデータに対応する前記多項式近似補正データに加算して、温度補償ディジタルデータとするものである。

同じく前記目的を達成するため本発明の請求項２に係るディジタル温度補償発振器は、前記請求項１発明の構成において、前記ディジタルフィルタとしてポリフェーズＦＩＲフィルタを用いるとともに、ポリフェーズＦＩＲフィルタ補間（以下、ＦＩＲ補間という。）に直線補間を組み合わせて残差補正データを演算するものである。

同じく前記目的を達成するため本発明の請求項３に係るディジタル温度補償発振器は、前記請求項２発明の構成において、使用環境温度範囲を高温側と低温側に二分し、各部分毎にサンプリング点を最高温度値と最低温度値から反対側に向けて順次設定するとともに、各部分毎に異なるＦＩＲフィルタ補間式で演算するものである。

本発明の請求項１に係るディジタル温度補償発振器によれば、多項式近似による温度補正データでは対応しきれない残差分についても高精度に対応することができるので、広い温度範囲での温度補償が可能になるという効果を奏する。

本発明の請求項２に係るディジタル温度補償発振器によれば、請求項１発明の奏する効果に加え、ポリフェーズＦＩＲフィルタを用いることによって、残差分について効率的な演算が可能となるという効果を奏する。

本発明の請求項３に係るディジタル温度補償発振器によれば、前記請求項２発明の奏する効果に加えて、使用環境温度範囲の最高温度側及び最低温度側に、それぞれ１個のサンプリング点を追加すれば足り、複数のサンプリング点を追加する必要はないので、効率的であるという効果を奏する。

本発明に係るディジタル温度補償発振器の一実施形態の全体構成を示すブロック図。同じく温度補償回路のブロック図。同じく残差補正データのサンプリング例を示すグラフ。同じくサンプリングした残差補正データのデータＮｏ．、温度との対応関係を示すルックアップテーブルの概略説明図。同じく温度ディジタル生成部から出力された温度ディジタルデータと残差補正データの関係を模式的に示すグラフ。同じくＦＩＲ補間と直線補間による残差補正データを模式的に示すグラフ。同じくＦＩＲ補間演算用係数の一例を示す表。同じく図７の係数を示すグラフ。同じくＦＩＲ補間残差補正演算回路の一例を示すブロック図。高温側で２つの余分なサンプリング点が必要となる一例を模式的に示すグラフ。高温側で１つの余分なサンプリング点で足りる一例を模式的に示すグラフ。低温側で１つの余分なサンプリング点で足りる一例を模式的に示すグラフ。同じく多項式近似補正分と残差補正分の関係を示すグラフ。

まず、添付図面の図１に基づいて、本発明に係るディジタル温度補償発振器の全体構成を説明する。ディジタル温度補償発振器は、電圧制御型発振器１と、感温発振器２と、温度ディジタルデータ生成部３と、温度補償回路４と、ΔΣモジュレータ５と受動型４段ＬＰＦ６からなるＤ／Ａ変換器７を備えている。

電圧制御型発振器１の電圧制御型発振回路１２は公知の構成で、外付けの振動子１１を有している。電圧制御型発振器１は、環境温度の変化に対して周波数が変化する発振周波数（第１の発振周波数）を生成するとともに、受動型４段ＬＰＦ６から出力される制御電圧によって前記第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成するものである。この生成された前記第１の発振周波数を有する発振信号は、バッファ８に出力されて、分周回路９を経て温度ディジタルデータ生成部３の第１のカウンタ３１に入力する一方、前記バッファ８からバッファ１０を介して外部に出力される。

感温発振器２は、インバータを奇数個リング状に接続してなるリングオシレータからなり、環境温度の変化に対して前記電圧制御型発振器１で生成された第１の発振周波数よりも変化率が大きい発振周波数（第２の発振周波数）を生成するものである。この生成された前記第２の発振周波数を有する発振信号は、温度ディジタルデータ生成部３の第２のカウンタ３２に出力される。

温度ディジタルデータ生成部３は、前記各カウンタ３１，３２と制御回路・温度変換回路３３からなり、前記各カウンタ３１，３２は、前記制御回路の制御信号で制御されるものである。前記カウンタ３１は電圧制御型発振器１で生成された第１の発振周波数をカウントし、前記カウンタ３２は感温発振器２で生成された第２の発振周波数をカウントするもので、これらカウントされた前記各発振周波数は、制御回路・温度変換回路３３で比較され、感温発振器２の発振周波数から環境温度がディジタルデータとして算出されて、温度ディジタルデータが生成されるものである。そして、この温度ディジタルデータは、前記制御回路・温度変換回路３３から温度補償回路４の演算回路４１に出力される。

温度補償回路４は、演算回路４１とメモリ４２とからなり、電圧制御型発振器１で生成する第１の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償ディジタルデータを生成するものである。この温度補償ディジタルデータは、前記電圧制御型発振器１の温度ドリフトによる発振周波数の変化をキャンセルするための補正分であるディジタルデータで、多項式近似式で求める多項式近似補正データに、この多項式近似補正データでは補正しきれずに残る残差分をＦＩＲ補間と直線補間とにより求める残差補正データを加えて、求めるものである。

図２に示すように、温度補償回路４の温度ディジタルデータが入力する演算回路４１は、多項式近似補正データを演算する多項式補正演算回路４１ａと、残差補正データを求める縦列接続されたＦＩＲ補間残差補正演算回路４１ｂと直線補間残差補正演算回路４１ｃとからなり、前記回路４１ａで求められた多項式近似補正データと、前記各回路４１ｂ，４１ｃで求められた残差補正データは、加算器４１ｄで加算されて、温度補償ディジタルデータとして出力される。一方、メモリ４２は、多項式近似式の演算に必要な係数が記憶された多項式係数用メモリ４２ａと、ＦＩＲ補間に必要な残差データが記憶された残差データ用メモリ４２ｂと、同じくＦＩＲ補間に必要な係数が記憶されたＦＩＲ係数用メモリ４２ｃとからなる。

ここで、温度補償ディジタルデータの生成について、詳細に説明する。例えば、電圧制御型発振器１の使用環境温度範囲が−４０〜１００℃の範囲における多項式近似補正データは、誤差の目標値が±２００ppb程度であれば、１０次の多項式である、ＴＣ_１０＝Ａ_０＋Ａ_１(Ｔ−Ｔ_０)＋Ａ_２(Ｔ−Ｔ_０)^２＋Ａ_３(Ｔ−Ｔ_０)^３＋Ａ_４(Ｔ−Ｔ_０)^４＋Ａ_５(Ｔ−Ｔ_０)^５＋Ａ_６(Ｔ−Ｔ_０)^６＋Ａ_７(Ｔ−Ｔ_０)^７＋Ａ_８(Ｔ−Ｔ_０)^８＋Ａ_９(Ｔ−Ｔ_０)^９＋Ａ_１０(Ｔ−Ｔ_０)^１０によって演算することができる（図１３参照）。ここで、ＴＣ_１０は多項式補正演算回路４１ａから出力される多項式近似補正データ、Ａ_０〜Ａ_１０は多項式係数用メモリにあらかじめ記憶されている係数、(Ｔ−Ｔ_０)は制御回路・温度変換回路３３から出力される温度ディジタルデータである。

図３は、残差補正データ（図１３参照）を４℃の温度間隔でサンプリングして抽出した例を示すもので、このサンプリングした残差補正データは、あらかじめ残差データ用メモリ４２ｂに記憶されている。図４は前記４℃間隔の残差補正データのデータＮｏ．、温度との対応関係をルックアップテーブル（以下、ＬＵＴという。）として示したものである。前記残差データ用メモリ４２ｂには、データＮｏ．はアドレス、残差補正データはデータとして記憶されており、前記データＮｏ．は温度に対応づけられている。なお、図４中のｉ，ｎ，Ｎはすべて整数で、温度間隔ΔＴは｛Ｔ(Ｎ)−Ｔ(０)｝／Ｎであり、この例ではΔＴ＝４（℃）である。

制御回路・温度変換回路３３から出力される温度ディジタルデータＴが、前記残差補正データのアドレスに対応する温度の場合は、前記残差データ用メモリ４２ｂに残差補正データが記憶されているが、例えば、前記温度ディジタルデータＴが図４のＬＵＴにおける温度Ｔ(ｎ)と温度Ｔ(ｎ＋１) の間にある場合は、演算により残差補正データを求める必要がある。図５はあらかじめサンプリングした図４に示す温度ディジタルデータと残差補正データとの関係を、温度ディジタルデータがＴ(ｎ−３)〜Ｔ(ｎ＋３)の範囲について模式的に示すもので、ｙ(Ｔ)が求める残差補正データである。

本実施形態においては、図５に示す残差補正データｙ(Ｔ)を、温度ディジタルデータＴを挟む前後の４つの温度刻みであるＴ(ｎ−１)、Ｔ(ｎ)、Ｔ(ｎ＋１)、Ｔ(ｎ＋２)に対応する残差補正データを基に、４フェーズのＦＩＲ補間で演算し、その結果をさらに直線補間、換言すると１次関数による補間で演算することにより求めるものである。詳細には、ＦＩＲ補間によって、図６に示すように、図５における温度ディジタルデータＴを挟む前後のＴ(ｎ)とＴ(ｎ＋１)の間を四分割して、３つの補間点を求める。ここで、補間点に対応するデータＮｏ．はｎ＋ｋ／４、温度ディジタルデータはＴ(ｎ＋ｋ／４)、残差補正データはｙ(ｎ＋ｋ／４)であり、ｋは０＜ｋ≦４を満たす整数である。ｋ＝４の場合はＴ(ｎ＋１)となるので、補間点としては、３つの補間点Ｔ(ｎ＋１／４)、Ｔ(ｎ＋１／２)、Ｔ(ｎ＋３／４)を求めればよい。

そして、これら３つの補間点Ｔ(ｎ＋１／４)、Ｔ(ｎ＋１／２)、Ｔ(ｎ＋３／４)のそれぞれの残差補正データｙ(ｎ＋１／４)、ｙ(ｎ＋１／２)、ｙ(ｎ＋３／４)のうち、温度ディジタルデータＴが位置する前後の温度ディジタルデータの残差補正データ、図６の例ではＴ(ｎ＋１／２)とＴ(ｎ＋３／４)の残差補正データを直線補間して、温度ディジタルデータＴに対応する残差補正データｙ(Ｔ)を求めるものである。したがって、この例では、補間点Ｔ(ｎ＋１／４)に対応する残差補正データを求めなくても、残差補正データｙ(Ｔ)を求めることが可能である。

具体的には、図５に示すように、温度ディジタルデータＴを挟む前後４つ、すなわち低温側２つ、高温側２つの各温度ディジタルデータＴ(ｎ−１)、Ｔ(ｎ)、Ｔ(ｎ＋１)、Ｔ(ｎ＋２)の各残差補正データｙ(ｎ−１)、ｙ(ｎ)、ｙ(ｎ＋１)、ｙ(ｎ＋２)と４フェーズのポリフェーズＦＩＲフィルタ係数ｃ(ｉ，ｊ)を、以下に示す演算式に代入してＦＩＲ補間データを求める。
ｙ(ｎ＋１／４)＝ｃ(３，１)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(３，２)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(３，３)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(３，４)＊ｙ(ｎ＋２)
ｙ(ｎ＋１／２)＝ｃ(２，１)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(２，２)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(２，３)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(２，４)＊ｙ(ｎ＋２)
ｙ(ｎ＋３／４)＝ｃ(１，１)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(１，２)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(１，３)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(１，４)＊ｙ(ｎ＋２)
ｙ(ｎ＋１)＝ｃ(０，１)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(０，２)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(０，３)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(０，４)＊ｙ(ｎ＋２)
上記演算式は、上から順に、ＦＩＲフィルタ３（フェーズ３）、ＦＩＲフィルタ２（フェーズ２）、ＦＩＲフィルタ１（フェーズ１）、ＦＩＲフィルタ０（フェーズ０）にそれぞれ対応している。また、前記係数ｃ(ｉ，ｊ)は、残差補正データの温度領域での遮断周波数、通過域、阻止域のフィルタ特性を考慮して求めるものであり、１６タップのポリフェーズＦＩＲフィルタにおける、上記演算式に用いた例を図７及び図８に示す。

図９は、上述した温度ディジタルデータＴが位置する前後の補間点Ｔ(ｎ＋１／２)、Ｔ(ｎ＋３／４)の残差補正データｙ(ｎ＋１／２)、ｙ(ｎ＋３／４)を演算するための回路構成の一例を示す。ここで、ＦＩＲフィルタＡ（フェーズＡ）及びＦＩＲフィルタＢ（フェーズＢ）は、ＦＩＲフィルタ０〜３（フェーズ０〜３）から選択される２つのＦＩＲフィルタを示すものであり、この例ではＦＩＲフィルタ１（フェーズ１）とＦＩＲフィルタ２（フェーズ２）が対応する。補間温度位置計算回路４１１は、温度ディジタルデータＴが入力すると、このデータＴに対応する温度位置（図５における温度Ｔの位置）を計算し、残差データアドレス計算回路４１２とＦＩＲ係数アドレス計算回路４１３に出力する。前記残差データアドレス計算回路４１２は、補間に必要な残差補正データを残差データ用メモリ４２ｂから読み出すためのデータＮｏ．に対応するアドレスを計算する。一方、これと同時に前記ＦＩＲ係数アドレス計算回路４１３は、前記温度位置の前後の２つのフェーズのＦＩＲフィルタ係数を読み出すためのアドレスを計算する。

これらのアドレス計算の結果に基づき、残差データ用メモリ４２ｂからは対応する残差補正データであるｙ(ｎ−１)、ｙ(ｎ)、ｙ(ｎ＋１)、ｙ(ｎ＋２)が呼び出され、ＦＩＲ係数用メモリ４２ｃからは対応するフェーズ１とフェーズ２のＦＩＲ係数が呼び出される。そして、これらＦＩＲ係数に対応する２つのフェーズで上述の演算式に基づいてそれぞれ補間データｙ(ｎ＋１／２)，ｙ(ｎ＋３／４)が計算され、各補間データｙ(ｎ＋１／２)，ｙ(ｎ＋３／４)が加算器４１６で加算されて、直線補間残差補正演算回路４１ｃ（図２参照）に出力される。

図２に示す直線補間残差補正演算回路４１ｃは、２つの補間データｙ(ｎ＋１／２)，ｙ(ｎ＋３／４)に基づいて、１次近似式により温度ディジタルデータＴに対応する残差補正データｙ(Ｔ)を求め、この残差補正データｙ(Ｔ)を加算器４１ｄに出力する。そして、前記加算器４１ｄにおいて、多項式補正演算回路４１ａで求められた多項式近似補正データと前記残差補正データｙ(Ｔ)が加算され、温度補償ディジタルデータが生成されるのである。

上述のようにして温度補償回路４で生成された温度補償ディジタルデータが入力するΔΣモジュレータ５は、図１に示すように、乗算器５１と、加算器５２ａ，５２ｂ，５２ｃと、遅延回路５３ａ，５３ｂ，５３ｃと、乗算器５４ａ，５４ｂと、量子化器５５と、ＰＷＭ変調器５６とからなる。前記加算器５２ｂにはディザ信号が入力されるもので、このディザ信号は、感温発振器２の出力を受けたカウンタ３２の出力の下位ビットのデータからなるものである。例えば、前記感温発振器２の出力を受けたカウンタ３２の出力が１８ビットのデータとすると、下位の４ビット程度のデータをディザ信号とすると好適である。

また、量子化器５５は３値以上の多値量子化器であり、例えば、「００」、「０１」、「１０」、「１１」の４つのレベルで量子化した４値のＰＤＭ信号を、ＰＷＭ変調器５６に出力するとともに、加算器５２ｃに出力する。前記ＰＷＭ変調器５６は、３レベル以上の多レベルのパルス幅で２値のＰＷＭ信号を出力するもので、例えば、前記量子化器５５が４値（４レベル）であれば、同様に「０」、「１」、「２」、「３」の４つのレベルのパルス幅のうち、入力したＰＤＭ信号のレベルに対応するレベルのパルス幅を有する２値のＰＷＭ信号に変換して、受動型４段ＬＰＦ６に出力する。一方、加算器５２ｃには、量子化器５５の出力とともに、加算器５２ｂに入力する信号も入力し、前記加算器５２ｃからは量子化器５５による量子化誤差が出力される。

遅延回路５３ａ，５３ｂ，５３ｃは、量子化誤差を１サイクル、２サイクル、３サイクル遅延させる。前記遅延回路５３ａの出力は、乗算器５４ａによって所定の係数が乗じられたうえ、加算器５２ａに入力される。前記遅延回路５３ｂの出力は、乗算器５４ｂによって所定の係数が乗じられて前記加算器５２ａに入力される。一方、前記遅延回路５３ｃの出力は、直接前記加算器５２ａに入力される。そして、前記加算器５２ａには、これらの各入力に加えて、乗算器５１の出力が入力され、前記各入力が加算されて各加算器５２ｂ、５２ｃに出力されるのである。

受動型４段ＬＰＦ６は、抵抗素子と容量素子からなるＬＰＦを４段で構成したものである。各抵抗素子の抵抗値は、例えば、抵抗値の総和が１ＧΩであり、１段目の抵抗素子が７００ＭΩで、他の３個の抵抗素子はそれぞれ１００ＭΩに設定している。また、各容量素子の容量値は、例えば、容量値の総和が１００ｐＦであり、最終段目である４段目の容量素子が７０ｐＦで、他の３個の容量素子はそれぞれ１０ｐＦに設定している。このように、１段目の抵抗値と、最終段目の容量値を他の抵抗値あるいは容量値よりも大きく設定すると、低周波域での減衰量を大きく取れる。ＰＷＭ信号はこの受動型４段ＬＰＦ６を通ることでアナログ信号に変換され、このアナログ信号は、制御電圧信号として電圧制御型発振器１の電圧制御型発振回路１２に入力される。

続いて、上述したディジタル温度補償発振器の動作について説明する。
電圧制御型発振器１が環境温度に応じた周波数（第１の発振周波数）の発振信号を生成して出力すると、この発振信号は、バッファ８からバッファ１０を介して外部機器に出力される一方、前記バッファ８から分周回路９に入力される。前記分周回路９は、入力した発振周波数を分周して、カウンタ３１に出力する。一方、感温発振器２は、環境温度に対して前記第１の周波数よりも変化率の大きい周波数（第２の発振周波数）の発振信号を生成して、カウンタ３２に出力する。

これら各カウンタ３１，３２でカウントされた各発振周波数は、制御回路・温度変換回路３３で比較され、制御回路・温度変換回路３３は、比較することで得られたディジタル情報から比較が行われたときの環境温度を温度ディジタルデータとして生成して、この温度ディジタルデータを演算回路４１に出力する。

多項式補正演算回路４１ａ、ＦＩＲ補間残差補正演算回路４１ｂ及び直線補間残差演算回路４１ｃからなる演算回路４１は、入力された温度ディジタルデータから、上述したように、あらかじめ多項式係数用メモリ４２ａ、残差データ用メモリ４２ｂ及びＦＩＲ係数用メモリからなるメモリ４２に記憶されている各演算式、データ及び係数値に基づいて演算し、電圧制御型発振回路１２の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償ディジタルデータを生成し、ΔΣモジュレータ５に出力する。

ΔΣモジュレータ５に入力された温度補償ディジタルデータは、量子化器５５で４値（４レベル）のＰＤＭ信号に変換され、さらにＰＷＭ変調器５６で４レベルのパルス幅で２値のＰＷＭ信号に変換される。そして、このＰＷＭ信号は、受動型４段ＬＰＦ６によってアナログ化されることで、前記温度補償ディジタルデータがアナログ電圧で表される制御電圧に変換されて電圧制御型発振回路１２に入力し、電圧制御型発振器１の発振周波数を制御するものである。

なお、上述の実施形態では、−４０℃〜１００℃の使用環境温度範囲を１４０の約数である４℃間隔でサンプリングしたので、使用環境温度範囲の最低温値の−４０℃から高温側に向けて順次サンプリング点を決めても、あるいは最高温値の１００℃から低温側に向けて順次サンプリング点を決めても、両温度値はともにサンプリング点となる。このため、温度ディジタルデータＴが最低温値または最高温値とその１つ手前のサンプリング点の間にある場合には、前後４つの残差補正値を利用してＦＩＲ補間によって温度データＴに対応する残差補正データを求めるには、低温側でも高温側でも使用環境温度範囲より１つ先のサンプリング点があれば足りる。すなわち、図５でいえば、Ｔ(ｎ＋１)を最高温値とすると、高温側にはＴ(ｎ＋２)があれば足り、Ｔ(ｎ＋３)以上は不要である。また、Ｔ(ｎ)を最低温値とすると、低温側にはＴ(ｎ−１)があれば足り、Ｔ(ｎ−２)以下は不要である。

しかしながら、−４０℃〜１００℃の使用環境温度範囲を１４０の約数でない３℃間隔や８℃間隔でサンプリングする場合には、使用環境温度範囲の最低温値である−４０℃をサンプリング点とすると、高温側では３℃間隔であれば９８℃、８℃間隔であれば９６℃が最高温のサンプリング点となり、最高温値である１００℃はサンプリング点とはならない（図１０参照）。反対に使用環境温度範囲の最高温値である１００℃をサンプリング点とすると、低温側では３℃間隔であれば−３８℃、８℃間隔であれば−３６℃が最低温のサンプリング点となり、最低温値である−４０℃はサンプリング点にはならない。

このため、例えば図１０に示すように、温度ディジタルデータＴがサンプリング点でない使用環境温度範囲の最高温値とその１つ手前のサンプリング点Ｔ(ｎ)の間にある場合には、前後４つの残差補正データを利用してＦＩＲ補間によって温度データＴに対応する残差補正データを求めるには、最高温値より２つ先までのサンプリング点Ｔ(ｎ＋１)、Ｔ(ｎ＋２)が必要となる。したがって、余分なサンプリング点を設定して、その残差補正データを実測から求める必要があり、上の例では、最低温値をサンプリング点とすると、３℃間隔では−４３℃〜１０４℃の範囲、また、８℃間隔では−４６℃〜１１２℃の範囲、がそれぞれ実測範囲となるので、実測温度範囲が必要以上に広がってしまうという不都合がある。

この不都合を解消するためには、最低温値と最高温値とをサンプリング点とし、これらサンプリング点から所定の温度間隔で反対側に向けてサンプリング点を決定していき、使用環境温度範囲のほぼ中央、使用環境温度範囲が−４０℃〜１００℃であれば２５℃付近で互いに交錯する状態とし、例えば、一方側のサンプリング点は中央部から他方側に２つ設け、他方側のサンプリング点は中央部から一方側に１つ設けるようにする。そして、図１１に示す高温側では上述した演算式を用いて、残差補正データｙ(ｎ＋１)と等しい補間データ０はＦＩＲフィルタ０（フェーズ０）に対応する式、補間データ１はＦＩＲフィルタ１（フェーズ１）、に対応する式、補間データ２はＦＩＲフィルタ２（フェーズ２）に対応する式、補間データ３はＦＩＲフィルタ３（フェーズ３）に対応する式、によってそれぞれ求めることができる。

一方、図１２に示す低温側では、上述の演算式とは異なる次の演算式を用いて計算する。
ｙ(ｎ＋１)＝ｃ(０，４)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(０，３)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(０，２)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(０，１)＊ｙ(ｎ＋２)
ｙ(ｎ＋１／４)＝ｃ(１，４)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(１，３)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(１，２)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(１，１)＊ｙ(ｎ＋２)
ｙ(ｎ＋１／２)＝ｃ(２，４)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(２，３)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(２，２)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(２，１)＊ｙ(ｎ＋２)
ｙ(ｎ＋３／４)＝ｃ(３，４)＊ｙ(ｎ−１)＋ｃ(３，３)＊ｙ(ｎ)＋ｃ(３，２)＊ｙ(ｎ＋１)＋ｃ(３，１)＊ｙ(ｎ＋２)
この演算式は、上から順に、残差補正データｙ(ｎ)と等しい補間データ０を求めるＦＩＲフィルタ０（フェーズ０）、補間データ１を求めるＦＩＲフィルタ１（フェーズ１）、補間データ２を求めるＦＩＲフィルタ２（フェーズ２）、補間データ３を求めるＦＩＲフィルタ３（フェーズ３）に、それぞれ対応している。また、係数ｃ(ｉ，ｊ)は、図７及び図８に示したものを用いればよい。
なお、各演算式との関係で、説明の便宜上、図１１ではＴ(ｎ＋１)を最高温値、図１２ではＴ(ｎ)を最低温値としている。

このように、上述の実施形態においては、最高温値、最低温値をともにサンプリング点にして、高温側の演算式と低温側の演算式は、各フェーズの係数の順番を反対にし、かつ、フェーズ１〜３に対応する順番も反対にした異なる式を用いることにより、温度ディジタルデータＴが使用環境温度範囲の最高温値、または最低温値とその１つ手前のサンプリング点Ｔ(ｎ)の間にあっても、前後４つの残差補正データを利用してＦＩＲ補間によって温度データＴに対応する残差補正データを求める際に、使用環境温度範囲外の余分に必要なサンプリング点は、高温側でも低温側でも１つで足りるものである。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、ディジタルフィルタでの演算に用いる残差補正データのサンプリング点は、温度ディジタルデータを挟む前後の４つに限らない。また、多項式近似補正データを求める多項式は、１０次に限らず、例えば、７次〜９次の多項式でも精度的に問題ない。
さらに、ＦＩＲ補間演算式に使用する係数も上述のものに限らない。さらに、高温側と低温側で異なった演算式を使う場合に使用環境温度範囲を二分する位置は、中央部分に限らない。

１電圧制御型発振器
２感温発振器
３温度ディジタルデータ生成部
４温度補償回路
５ ΔΣモジュレータ
６受動型４段ＬＰＦ
７Ｄ／Ａ変換器
１１振動子
１２電圧制御型発振回路
３１，３２カウンタ
３３制御回路・温度変換回路
４１演算回路
４１ａ多項式補正演算回路
４１ｂＦＩＲ補間残差補正演算回路
４１ｃ直線補間残差補正演算回路
４１ｄ加算器
４２メモリ
４２ａ多項式係数用メモリ
４２ｂ残差データ用メモリ
４２ｃＦＩＲ係数用メモリ
５１乗算器
５２ａ，５２ｂ，５２ｃ加算器
５３ａ，５３ｂ，５３ｃ遅延回路
５４ａ，５４ｂ乗算器
５５量子化器
５６ＰＷＭ変調器
４１１補間温度位置計算回路
４１２残差データアドレス計算回路
４１３ＦＩＲ係数アドレス計算回路
４１４ＦＩＲフィルタＡ演算回路
４１５ＦＩＲフィルタＢ演算回路
４１６加算器

Claims

環境温度の変化に対して周波数が変化する発振周波数（第１の発振周波数）を生成するとともに制御電圧によって前記第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器と、
前記環境温度の変化に対して前記電圧制御型発振器の第１の発振周波数よりも変化率が大きい発振周波数（第２の発振周波数）を生成する感温発振器と、
前記電圧制御型発振器で生成された第１の発振周波数と前記感温発振器で生成された第２の発振周波数とを比較することで得られるディジタル情報を基に算出して、前記比較が行われたときの環境温度を温度ディジタルデータとして生成する温度ディジタルデータ生成部と、
前記温度ディジタルデータに基づいて前記電圧制御型発振器で生成する第１の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償ディジタルデータを生成する温度補償回路と、
ΔΣモジュレータと受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタによって構成されて前記温度補償ディジタルデータをアナログ電圧で表される前記制御電圧に変換するＤ／Ａ変換器とを備え、
前記温度補償回路は、本来温度補償すべき補正データと多項式近似で近似された多項式近似補正データとの差を残差補正データとし、ディジタル温度補償発振器の使用環境温度範囲内の離散する温度でサンプリング抽出してメモリにあらかじめ記憶しておき、前記温度ディジタルデータ生成部から得られた温度ディジタルデータと、この温度ディジタルデータを挟む前後の４以上のサンプリング点に対応する残差補正データを基に、前記温度ディジタルデータにおける残差補正データをディジタルフィルタで演算し、その結果を前記温度ディジタルデータに対応する前記多項式近似補正データに加算して、温度補償ディジタルデータとすることを特徴とするディジタル温度補償発振器。
前記温度補償回路におけるディジタルフィルタとしてポリフェーズＦＩＲフィルタを用いるとともに、ポリフェーズＦＩＲフィルタ補間に直線補間を組み合わせて残差補正データを演算することを特徴とする請求項１記載のディジタル温度補償発振器。
使用環境温度範囲を高温側と低温側に二分し、各部分毎にサンプリング点を最高温度値と最低温度値から反対側に向けて順次設定するとともに、各部分毎に異なるＦＩＲフィルタ補間式で演算することを特徴とする請求項２記載のディジタル温度補償発振器。