JP6380785B2 - スイッチトリラクタンスモータの駆動システム - Google Patents
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Description
図5は、四相構成のSRモータの概略的な断面図であり、10はロータ、11はロータヨーク、12はロータティース、13は回転軸である。また、20はステータであり、21はステータヨーク、22はステータティース、23はステータティース22に巻かれた励磁巻線である。図示するように、SRモータは、ロータ10をほぼ歯車形状にすることで、隣り合うロータティース12間の磁気抵抗の差を大きくしている。
図6は、一般的なSRモータの駆動回路30を示しており、Vdcは直流電圧源(その電圧値もVdcとする)、Q1,Q2はIGBT等の半導体スイッチング素子、D1,D2はダイオード、23は前述したように一相分の励磁巻線である。
シングルパルス駆動方法では、図7(a)に示すように、非対向位置近傍である順電圧印加開始角(励磁開始角)θ0から上下のスイッチング素子Q1,Q2を同時にオンすることにより、励磁巻線23に順電圧を印加する。その後、励磁巻線23の励磁を継続し、回転子位置が完全対向位置近傍の転流開始角θcに達したら、スイッチング素子Q1,Q2を同時にオフして励磁巻線23に逆電圧を印加し、電流を零に立ち下げる。この時、ステータティース22に働く半径方向力Frが急峻に変化するため、図7(b)に示すように、ステータ20に振動a1が発生する。この振動をモデル化すると、数式1により表すことができる。
このように、SRモータのシングルパルス駆動方法では、転流によって印加電圧が順電圧から逆電圧に変化する際に、半径方向力Frの時間変化量が急変することにより固有振動が励起され、騒音の原因となっている。
図9(a)の通常のマルチパルス駆動方法では、励磁開始角θ0 *から平均電圧が指令電圧v0 *となるようにPWM制御を行い、転流開始角θc *から負の直流電圧(−Vdc)を印加して転流する。なお、図9(b)については後述する。
図10は、この二段階転流方法によるシングルパルス駆動の概念図を示している。前述した図7の通常のシングルパルス駆動では、上下のスイッチング素子Q1,Q2を同時にオフすることにより、転流動作を行う。一方、図10に示す二段階転流方法では、転流する際、まず一方のスイッチング素子のみをオフし、零電圧還流ループを用いる。そして対象の固有振動周期Tnの半周期経過後に、他方のスイッチング素子をオフすることにより、逆電圧を印加する。
図11は、特許文献1に記載された駆動装置の動作を示す波形図である。図11において、QA+,QA−は、三相の駆動装置における一相分の上下アームのスイッチング素子を示し、a1,a2,a1+a2は半径方向力による振動を示している。また、T1はスイッチング素子QA+,QA−のオン期間、T2は期間T1に続くPWM制御期間である。
図12は、特許文献2に記載された駆動回路の動作を示す波形図である。図12において、QA+,QA−は、前記同様に三相の駆動回路における一相分の上下アームのスイッチング素子を示しており、期間T3ではスイッチング素子QA−をオンしたままスイッチング素子QA+のデューティを徐々に減少させ、期間T4ではスイッチング素子QA−をオフしてスイッチング素子QA+のデューティを徐々に減少させるようにPWM制御している。
従って、十分な振動低減効果を得るためには非常に高度な振動量予測技術や電流予測技術、転流検出精度が必要になり、駆動装置がコスト高になるおそれがあった。
前記制御装置は、
前記スイッチトリラクタンスモータのロータ回転角度が励磁開始角に等しくなった時点以降の所定期間では、前記印加電圧を前記駆動回路の直流電圧値より絶対値が小さい第1の電圧指令値に保ち、
前記ロータ回転角度が転流開始角に等しくなった時点以降の零電圧保持期間では、前記印加電圧を零に保ち、
前記零電圧保持期間の経過後の所定期間では、前記印加電圧を前記第1の電圧指令値とは逆極性で絶対値が等しい第2の電圧指令値に保つように、
パルス幅変調制御により前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせることを特徴とする。
また、零電圧保持期間の前後における印加電圧変化量が等しくなるため、励起される振動による振幅とこれを打ち消すための振動の振幅とが同程度になり、振動及び騒音を効果的に低減することができる。
なお、スイッチトリラクタンスモータを産業機械等のシステム装置に組み込んだ際、振動の主成分はそのシステム装置の系となるものの、通常はスイッチトリラクタンスモータ自体の固有振動数近傍にシステムの固有振動数が遷移するため、最適な零電圧保持期間は、請求項2に記載したようにスイッチトリラクタンスモータの固有振動周期のほぼ1/2となる。
まず、図1はこの実施形態に係るSRモータの駆動システムを示す構成図である。図1において、直流電圧源Vdcの正極及び負極は駆動回路1に接続され、その出力側には、前述した図5と同様に四相のSRモータ2の励磁巻線が接続されている。
SRモータ2のロータの回転角度は、レゾルバ、エンコーダ等の角度検出器3により検出されて制御装置5に入力され、また、各相の励磁巻線に流れる電流は、電流検出器4により検出されて制御装置5に入力されている。
すなわち、図6に示した如く、駆動回路1は、例えばIGBT等の2個の半導体スイッチング素子Q1,Q2及び2個のダイオードD1,D2によって一相分が構成されており、制御装置5から入力されるゲート信号によりスイッチング素子Q1,Q2が駆動され、所望の電圧を励磁巻線23に印加するように構成されている。
なお、図1に示した構成は本発明の一実施形態に過ぎず、SRモータの相数、駆動回路の構成、制御装置の構成、電流検出器及び角度検出器の構成等を限定するものではない。
制御装置5は、ロータの回転角度情報に基づいて、回転角度が励磁開始角指令値θ0 *に等しくなった時に励磁を開始するようにゲート信号を制御する。その後、駆動回路1に対する電圧指令値vo *(請求項における第1の電圧指令値)をvo *=vpwmとしてPWM制御を行うことにより、励磁巻線23への印加電圧を制御する。
なお、電圧指令値vo *,vc *の絶対値は、駆動回路1の直流電圧値Vdcよりも小さい値にすることができる。
なお、図2に示した電圧制御パターンはあくまで一例に過ぎず、これによって本発明が限定されないことは言うまでもない。ちなみに、実際の印加電圧波形は、例えばPWM制御によってパルス状となるものである。
図3(a)によれば、固有振動数4.4[kHz]近傍において最大13[m/s2]程度の振動が発生しているのに対し、図3(b)では約4[m/s2]程度に低減できていることがわかる。この相違は、例えば図9(b)では零電圧保持期間の前後で電圧指令値の変化量に差があるのに比べて、図2では差がないことに起因している。
なお、図3における20[kHz]近傍のスペクトルは、PWMキャリア周波数によるものであり、本発明の適用範囲とは異なる。
本発明が騒音低減を意図している固有振動数4.4[kHz]近傍において、図4(a)では最大約70[dB(A)]程度の騒音が発生しているが、図4(b)では60[dB(A)]未満になっており、本発明により騒音を大幅に低減できていることがわかる。
2:スイッチトリラクタンスモータ(SRモータ)
3:角度検出器
4:電流検出器
5:制御装置
10:ロータ
11:ロータヨーク
12:ロータティース
13:回転軸
20:ステータ
21:ステータヨーク
22:ステータティース
23:励磁巻線
Vdc:直流電圧源
Q1,Q2:半導体スイッチング素子
D1,D2:ダイオード
Claims (2)
- 多相の励磁巻線がステータに配置されたスイッチトリラクタンスモータと、前記励磁巻線に接続された複数の半導体スイッチング素子を有する駆動回路と、前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御して前記励磁巻線への印加電圧を制御する制御装置と、を備えたスイッチトリラクタンスモータの駆動システムにおいて、
前記制御装置は、
前記スイッチトリラクタンスモータのロータ回転角度が励磁開始角に等しくなった時点以降の所定期間では、前記印加電圧を前記駆動回路の直流電圧値より絶対値が小さい第1の電圧指令値に保ち、
前記ロータ回転角度が転流開始角に等しくなった時点以降の零電圧保持期間では、前記印加電圧を零に保ち、
前記零電圧保持期間の経過後の所定期間では、前記印加電圧を前記第1の電圧指令値とは逆極性で絶対値が等しい第2の電圧指令値に保つように、
パルス幅変調制御により前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせることを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの駆動システム。 - 請求項1に記載したスイッチトリラクタンスモータの駆動システムにおいて、
前記零電圧保持期間を、前記スイッチトリラクタンスモータの固有振動周期のほぼ1/2に等しくしたことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの駆動システム。
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