JP6380785B2

JP6380785B2 - スイッチトリラクタンスモータの駆動システム

Info

Publication number: JP6380785B2
Application number: JP2014075089A
Authority: JP
Inventors: 大志島田; 小坂　卓; 卓小坂; 宏明牧野
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2014-04-01
Filing date: 2014-04-01
Publication date: 2018-08-29
Anticipated expiration: 2034-04-01
Also published as: JP2015198502A

Description

本発明は、スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータともいう）を可変速駆動する際の振動・騒音の低減に有効な駆動システムに関するものである。

ＳＲモータは、磁石を使用せず、ロータ鉄心の磁気抵抗の変化によるリラクタンストルクを利用した回転機である。
図５は、四相構成のＳＲモータの概略的な断面図であり、１０はロータ、１１はロータヨーク、１２はロータティース、１３は回転軸である。また、２０はステータであり、２１はステータヨーク、２２はステータティース、２３はステータティース２２に巻かれた励磁巻線である。図示するように、ＳＲモータは、ロータ１０をほぼ歯車形状にすることで、隣り合うロータティース１２間の磁気抵抗の差を大きくしている。

この種のＳＲモータは、その駆動方法が一般的な三相交流モータと異なって特殊であり、現状の汎用の電力変換器（インバータ）の主回路構成では駆動することができず、専用の主回路（駆動回路）を必要とすることが知られている。

ここで、一般的なＳＲモータの駆動方法（シングルパルス駆動方法）について説明する。
図６は、一般的なＳＲモータの駆動回路３０を示しており、Ｖ_ｄｃは直流電圧源（その電圧値もＶ_ｄｃとする）、Ｑ_１，Ｑ_２はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子、Ｄ_１，Ｄ_２はダイオード、２３は前述したように一相分の励磁巻線である。

ＳＲモータは、ロータ１０の位置変位に対し、インダクタンス分布が正勾配となる期間で励磁巻線２３を励磁することによりリラクタンストルクを発生させ、回転力を得る。
シングルパルス駆動方法では、図７（ａ）に示すように、非対向位置近傍である順電圧印加開始角（励磁開始角）θ_０から上下のスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２を同時にオンすることにより、励磁巻線２３に順電圧を印加する。その後、励磁巻線２３の励磁を継続し、回転子位置が完全対向位置近傍の転流開始角θ_ｃに達したら、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２を同時にオフして励磁巻線２３に逆電圧を印加し、電流を零に立ち下げる。この時、ステータティース２２に働く半径方向力Ｆ_ｒが急峻に変化するため、図７（ｂ）に示すように、ステータ２０に振動ａ_１が発生する。この振動をモデル化すると、数式１により表すことができる。

数式１において、Ｆ_ｒは半径方向力、ｍは半径方向力Ｆ_ｒが働くステータ部の質量、αは前記ステータ部の加速度、ζは減衰係数、ω_ｎは固有振動数であり、半径方向力Ｆ_ｒの時間二階微分がＳＲモータの振動発生において支配的であることがわかる。
このように、ＳＲモータのシングルパルス駆動方法では、転流によって印加電圧が順電圧から逆電圧に変化する際に、半径方向力Ｆ_ｒの時間変化量が急変することにより固有振動が励起され、騒音の原因となっている。

上述したシングルパルス駆動方法に対し、低速から高速回転域においてＳＲモータを可変速駆動する場合には可変電圧制御が知られており、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御による可変速駆動方法が一般的に用いられているが、この場合には、ＰＷＭキャリアに伴う振動・騒音の発生が問題となる。この解決策として、ＰＷＭ周波数を高周波化することにより、騒音を人間の可聴域外とする方法が用いられている。

図８は、図６のようなＳＲモータの駆動回路３０に適用されるＰＷＭパターンを示している。図８に示すように、励磁巻線２３に正の平均電圧を印加する場合は、一方のスイッチング素子、例えばＱ_２をオンし、他方のスイッチング素子Ｑ_１をＰＷＭ制御する。また、励磁巻線２３に負の平均電圧を印加する場合は、スイッチング素子Ｑ_１をオフし、スイッチング素子Ｑ_２をＰＷＭ制御する。この時、励磁巻線２３への印加電圧のＰＷＭ周波数は、スイッチング周波数と等しくなる。

図９は、ＰＷＭ制御における印加電圧のパターンを制御方法別に示した概念図である。
図９（ａ）の通常のマルチパルス駆動方法では、励磁開始角θ_０ ^＊から平均電圧が指令電圧ｖ_０ ^＊となるようにＰＷＭ制御を行い、転流開始角θ_ｃ ^＊から負の直流電圧（−Ｖ_ｄｃ）を印加して転流する。なお、図９（ｂ）については後述する。

このＰＷＭ制御においても、シングルパルス駆動時と同様に、転流時（転流開始角θ_ｃ ^＊）に印加電圧が順電圧から逆電圧に変化する際、半径方向力Ｆ_ｒの時間変化量が急変することにより固有振動が励起されるため、これが騒音の原因となっている。

上記の振動や騒音を低減する従来技術として、転流時の電圧制御方法に焦点を当てた二段階転流方法による振動抑制方法が非特許文献１に提案されている。
図１０は、この二段階転流方法によるシングルパルス駆動の概念図を示している。前述した図７の通常のシングルパルス駆動では、上下のスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２を同時にオフすることにより、転流動作を行う。一方、図１０に示す二段階転流方法では、転流する際、まず一方のスイッチング素子のみをオフし、零電圧還流ループを用いる。そして対象の固有振動周期Ｔ_ｎの半周期経過後に、他方のスイッチング素子をオフすることにより、逆電圧を印加する。

この場合、図１０（ｂ）に示すように、順電圧から零電圧へ変化する際に１回目の振動ａ_１が発生し、零電圧から逆電圧に変化する際に２回目の振動ａ_２が発生する。これらの二つの振動ａ_１，ａ_２は逆位相の関係になるため、振動が相殺されて低減可能となる。

また、ＰＷＭ制御時でも、シングルパルス駆動と同様に二段階転流方法を適用することができる。図９（ｂ）は、ＰＷＭ制御時による二段階転流方法の概念図を示しており、転流開始角θ_ｃ ^＊から固有振動周期Ｔ_ｎの半周期の間、零電圧を印加し（この期間を零電圧保持期間という）、その後に負の直流電圧（−Ｖ_ｄｃ）を印加する。

二段階転流方法によるシングルパルス駆動では、前述したように順電圧から零電圧へ変化する際の振動ａ_１を逆電圧印加時の振動ａ_２により相殺することにより、振動を抑制している。この場合、零電圧保持期間の前後で電圧の変化量が等しく、同振幅の振動が発生した時に最も効果的に振動を抑制することができる。特に、シングルパルス駆動では零電圧保持期間の前後の電圧値は直流電圧と等しいため、振動低減効果が大きくなる。

一方、可変電圧制御、例えば前述したＰＷＭ制御を行った場合には、順電圧期間では電圧が指令電圧ｖ_０ ^＊となるように制御し、逆電圧期間では直流電圧源の値（−Ｖ_ｄｃ）となるため、零電圧保持期間の前後で電圧の変化量が異なる。この電圧変化量の違いにより、ＰＷＭ制御下において、二段階転流方法では十分に振動を低減することができず、騒音の抑制が困難になるという問題がある。

なお、特許文献１には、転流開始角θ_ｃの後の所定期間において、スイッチング素子を所定のデューティによりＰＷＭ制御することで振動や騒音を低減するようにしたＳＲモータの駆動装置が記載されている。
図１１は、特許文献１に記載された駆動装置の動作を示す波形図である。図１１において、Ｑ_Ａ＋，Ｑ_Ａ−は、三相の駆動装置における一相分の上下アームのスイッチング素子を示し、ａ_１，ａ_２，ａ_１＋ａ_２は半径方向力による振動を示している。また、Ｔ１はスイッチング素子Ｑ_Ａ＋，Ｑ_Ａ−のオン期間、Ｔ２は期間Ｔ１に続くＰＷＭ制御期間である。

更に、特許文献２にも、転流開始角θ_ｃの後もＰＷＭ制御を行って電流を緩やかに減少させる、すなわち電圧変化量を小さくして振動や騒音を低減させるようにしたＳＲモータの駆動回路が記載されている。
図１２は、特許文献２に記載された駆動回路の動作を示す波形図である。図１２において、Ｑ_Ａ＋，Ｑ_Ａ−は、前記同様に三相の駆動回路における一相分の上下アームのスイッチング素子を示しており、期間Ｔ３ではスイッチング素子Ｑ_Ａ−をオンしたままスイッチング素子Ｑ_Ａ＋のデューティを徐々に減少させ、期間Ｔ４ではスイッチング素子Ｑ_Ａ−をオフしてスイッチング素子Ｑ_Ａ＋のデューティを徐々に減少させるようにＰＷＭ制御している。

特開２０００−１１６１８３号公報（段落[００１９]〜[００２２]、図７等）特開２０００−１６６２９２号公報（段落[００４５]〜[００４９]、図４等）

A. Michaelides and C. Pollock:"REDUCTION OF NOISE AND VIBRATION IN SWITCHED RELUCTANCE MOTORS", Industry Applications Conference, 1996. Thirty-First IAS Annual Meeting, LAS ’96., Conference Record of the 1996 IEEE, Vol. 2, p.771-778(1996)

特許文献１に記載された従来技術は、転流時に発生する振動ａ_１をＰＷＭ制御期間Ｔ２の終了後に発生する振動ａ_２により相殺する方法であるため、振動ａ_１の減衰量及びモータ電流の減衰量を予測または検出器等により検出して、期間Ｔ２の長さやＰＷＭ制御のデューティを決める必要がある。
従って、十分な振動低減効果を得るためには非常に高度な振動量予測技術や電流予測技術、転流検出精度が必要になり、駆動装置がコスト高になるおそれがあった。

また、特許文献２に記載された従来技術は、振動（電圧変化量）の要因である半径方向力を抑制することにより十分な振動低減効果が期待できるものの、電流の減少が緩やかになることで、電流が零になるまでの時間が延びてしまう。この場合、特に回転数が高く制御周期が短い場合には、ロータ位置がステータとの完全対向位置を超えて他相の励磁開始角まで電流が流れ続けることになり、これによって負のトルクが発生してしまうため、ＳＲモータのトルク性能に悪影響を及ぼすという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、高度な振動量予測技術や電流予測技術、転流検出精度等を要求されることもなく、しかも短期間に電流を零まで減少させてトルク性能を維持したまま、振動・騒音を十分に抑制可能としたスイッチトリラクタンスモータの駆動システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、多相の励磁巻線がステータに配置されたスイッチトリラクタンスモータと、前記励磁巻線に接続された複数の半導体スイッチング素子を有する駆動回路と、前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御して前記励磁巻線への印加電圧を制御する制御装置と、を備えたスイッチトリラクタンスモータの駆動システムにおいて、
前記制御装置は、
前記スイッチトリラクタンスモータのロータ回転角度が励磁開始角に等しくなった時点以降の所定期間では、前記印加電圧を前記駆動回路の直流電圧値より絶対値が小さい第１の電圧指令値に保ち、
前記ロータ回転角度が転流開始角に等しくなった時点以降の零電圧保持期間では、前記印加電圧を零に保ち、
前記零電圧保持期間の経過後の所定期間では、前記印加電圧を前記第１の電圧指令値とは逆極性で絶対値が等しい第２の電圧指令値に保つように、
パルス幅変調制御により前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載したスイッチトリラクタンスモータの駆動システムにおいて、前記零電圧保持期間を、前記スイッチトリラクタンスモータの固有振動周期のほぼ１／２に等しくしたことを特徴とする。

本発明によれば、スイッチトリラクタンスモータのロータ回転角度が励磁開始角に等しくなった時点以降の所定期間では、励磁巻線への印加電圧を駆動回路の直流電圧値より絶対値が小さい第１の電圧指令値に保ち、ロータ回転角度が転流開始角に等しくなった時点以降の零電圧保持期間では、前記印加電圧を零に保ち、零電圧保持期間の経過後の所定期間では、前記印加電圧を第１の電圧指令値とは逆極性で絶対値が等しい第２の電圧指令値に保っているため、励磁巻線への印加電圧変化量の調整により二段階転流の効果を十分に発揮することができ、ＳＲモータの振動及びこれに伴う騒音を効果的に低減することができる。
また、零電圧保持期間の前後における印加電圧変化量が等しくなるため、励起される振動による振幅とこれを打ち消すための振動の振幅とが同程度になり、振動及び騒音を効果的に低減することができる。

従来技術において説明したように、半径方向力により励起される振動は、主にＳＲモータの固有振動である。従って、請求項２に係る発明によれば、転流開始角のタイミングで発生する振動の振幅と、零電圧保持期間に続く逆電圧印加時に発生する振動の振幅との位相差が約１８０度になるので、振動を効果的に抑制することができる。
なお、スイッチトリラクタンスモータを産業機械等のシステム装置に組み込んだ際、振動の主成分はそのシステム装置の系となるものの、通常はスイッチトリラクタンスモータ自体の固有振動数近傍にシステムの固有振動数が遷移するため、最適な零電圧保持期間は、請求項２に記載したようにスイッチトリラクタンスモータの固有振動周期のほぼ１／２となる。

更に、請求項１に係る発明によれば、ＰＷＭ制御は一般的な電力変換器において従来から用いられているため、ＳＲモータの可変電圧制御を比較的簡易に実現可能とし、メンテナンス性にも優れるという効果がある。

なお、本発明と特許文献１または特許文献２に係る発明とは、転流後にＰＷＭ制御を行って振動を相殺する点で一部共通する。しかしながら、本発明では、高度な振動量予測技術や電流予測技術、転流検出精度を要求されることがなく、また、本発明のように、逆電圧によるＰＷＭ制御の開始タイミングを調整することにより、零電圧保持期間の前後の印加電圧変化量を制御する着想は、各特許文献には開示されていない。また、本発明によれば、特許文献２に比べて短時間にて電流を零まで減少させることが可能になるので、トルク性能を維持したままで振動・騒音を十分に低減することができる。

本発明の実施形態に係る駆動システムを示す構成図である。本発明の実施形態におけるＳＲモータの電圧制御パターンを概念的に示した図である。従来技術及び本発明の実施形態による振動測定結果を示す周波数スペクトルである。従来技術及び本発明の実施形態による騒音測定結果を示す周波数スペクトルである。ＳＲモータの概略的な断面図である。一般的なＳＲモータの一相分の駆動回路を示す図である。シングルパルス駆動方法を説明するための波形図である。図６の駆動回路に適用されるＰＷＭパターンを示す図である。ＰＷＭ制御における印加電圧のパターンを制御方法別に示した概念図である。二段階転流方法によるシングルパルス駆動の概念図である。特許文献１に記載された従来技術を示す波形図である。特許文献２に記載された従来技術を示す波形図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１はこの実施形態に係るＳＲモータの駆動システムを示す構成図である。図１において、直流電圧源Ｖ_ｄｃの正極及び負極は駆動回路１に接続され、その出力側には、前述した図５と同様に四相のＳＲモータ２の励磁巻線が接続されている。
ＳＲモータ２のロータの回転角度は、レゾルバ、エンコーダ等の角度検出器３により検出されて制御装置５に入力され、また、各相の励磁巻線に流れる電流は、電流検出器４により検出されて制御装置５に入力されている。

駆動回路１の一相分の構成は、図６と同様である。
すなわち、図６に示した如く、駆動回路１は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２及び２個のダイオードＤ_１，Ｄ_２によって一相分が構成されており、制御装置５から入力されるゲート信号によりスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２が駆動され、所望の電圧を励磁巻線２３に印加するように構成されている。

制御装置５は、入出力信号を演算するＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の内部演算装置のほか、ゲート信号を出力・制御するゲートドライブユニット等により構成されている。この制御装置５には、ＳＲモータ２に接続された角度検出器３による回転角度検出情報、または、電圧及び電流から演算した回転角度推定情報、励磁開始角指令値θ_０ ^＊、転流開始角指令値θ_ｃ ^＊、及び、電流検出器４による電流情報が入力され、ＳＲモータ２の回転数、要求トルクに基づいて後述する電圧指令値ｖ_ｏ ^＊，ｖ_ｃ ^＊を内部演算し、これらの電圧指令値ｖ_ｏ ^＊，ｖ_ｃ ^＊を用いたＰＷＭ制御によって回転角度に応じたゲート信号を生成する。
なお、図１に示した構成は本発明の一実施形態に過ぎず、ＳＲモータの相数、駆動回路の構成、制御装置の構成、電流検出器及び角度検出器の構成等を限定するものではない。

次に、図２は、この実施形態における、二段階転流方法によるＳＲモータ２の電圧制御パターンを概念的に示したものである。
制御装置５は、ロータの回転角度情報に基づいて、回転角度が励磁開始角指令値θ_０ ^＊に等しくなった時に励磁を開始するようにゲート信号を制御する。その後、駆動回路１に対する電圧指令値ｖ_ｏ ^＊（請求項における第１の電圧指令値）をｖ_ｏ ^＊＝ｖ_ｐｗｍとしてＰＷＭ制御を行うことにより、励磁巻線２３への印加電圧を制御する。

また、回転角度が転流開始角指令値θ_ｃ ^＊に等しくなった時に、励磁巻線２３に零電圧が印加されるようにゲート信号を制御し、この零電圧を固有振動周期Ｔ_ｎの１／２、すなわち期間（Ｔ_ｎ／２）だけ保持する。その後、電圧指令値（請求項における第２の電圧指令値）ｖ_ｃ ^＊をｖ_ｏ ^＊とは逆極性のｖ_ｃ ^＊＝−ｖ_ｐｗｍとして再びＰＷＭ制御を行うことにより、励磁巻線２３への印加電圧を制御する。
なお、電圧指令値ｖ_ｏ ^＊，ｖ_ｃ ^＊の絶対値は、駆動回路１の直流電圧値Ｖ_ｄｃよりも小さい値にすることができる。

上記のように、零電圧保持期間の前後に電圧指令値ｖ_ｏ ^＊，ｖ_ｃ ^＊による制御期間を設けて励磁巻線２３に電圧を印加することにより、ＳＲモータ２の振動を効果的に抑制することができ、騒音を低減することができる。
なお、図２に示した電圧制御パターンはあくまで一例に過ぎず、これによって本発明が限定されないことは言うまでもない。ちなみに、実際の印加電圧波形は、例えばＰＷＭ制御によってパルス状となるものである。

図３は本実施形態及び従来技術による振動測定結果を示す周波数スペクトルであり、固有振動数４．４［ｋＨｚ］のＳＲモータ（実機）を、従来の二段階転流方法（図３（ａ））及び本実施形態による制御方法（図３（ｂ））を用いて駆動した時の振動測定結果である。
図３（ａ）によれば、固有振動数４．４［ｋＨｚ］近傍において最大１３［ｍ／ｓ^２］程度の振動が発生しているのに対し、図３（ｂ）では約４［ｍ／ｓ^２］程度に低減できていることがわかる。この相違は、例えば図９（ｂ）では零電圧保持期間の前後で電圧指令値の変化量に差があるのに比べて、図２では差がないことに起因している。
なお、図３における２０［ｋＨｚ］近傍のスペクトルは、ＰＷＭキャリア周波数によるものであり、本発明の適用範囲とは異なる。

図４は、図３と同時に取得した騒音測定結果の周波数スペクトルであり、従来の二段階転流方法（図４（ａ））及び本実施形態による制御方法（図４（ｂ））によるものである。
本発明が騒音低減を意図している固有振動数４．４［ｋＨｚ］近傍において、図４（ａ）では最大約７０［ｄＢ（Ａ）］程度の騒音が発生しているが、図４（ｂ）では６０［ｄＢ（Ａ）］未満になっており、本発明により騒音を大幅に低減できていることがわかる。

１：駆動回路
２：スイッチトリラクタンスモータ（ＳＲモータ）
３：角度検出器
４：電流検出器
５：制御装置
１０：ロータ
１１：ロータヨーク
１２：ロータティース
１３：回転軸
２０：ステータ
２１：ステータヨーク
２２：ステータティース
２３：励磁巻線
Ｖ_ｄｃ：直流電圧源
Ｑ_１，Ｑ_２：半導体スイッチング素子
Ｄ_１，Ｄ_２：ダイオード

Claims

多相の励磁巻線がステータに配置されたスイッチトリラクタンスモータと、前記励磁巻線に接続された複数の半導体スイッチング素子を有する駆動回路と、前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御して前記励磁巻線への印加電圧を制御する制御装置と、を備えたスイッチトリラクタンスモータの駆動システムにおいて、
前記制御装置は、
前記スイッチトリラクタンスモータのロータ回転角度が励磁開始角に等しくなった時点以降の所定期間では、前記印加電圧を前記駆動回路の直流電圧値より絶対値が小さい第１の電圧指令値に保ち、
前記ロータ回転角度が転流開始角に等しくなった時点以降の零電圧保持期間では、前記印加電圧を零に保ち、
前記零電圧保持期間の経過後の所定期間では、前記印加電圧を前記第１の電圧指令値とは逆極性で絶対値が等しい第２の電圧指令値に保つように、
パルス幅変調制御により前記半導体スイッチング素子をオン・オフさせることを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの駆動システム。
請求項１に記載したスイッチトリラクタンスモータの駆動システムにおいて、
前記零電圧保持期間を、前記スイッチトリラクタンスモータの固有振動周期のほぼ１／２に等しくしたことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの駆動システム。