JP3250555B2 - スイッチトリラクタンスモータ用インバータ装置およびその制御方法 - Google Patents
スイッチトリラクタンスモータ用インバータ装置およびその制御方法Info
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Description
タンスモータを駆動するためのインバータ装置およびそ
の制御方法に関する。
る)に比べ、原理的に低電流・大トルク特性を持つため
小型化でき、モータ構造もシンプルなため大幅なコスト
ダウンが望めるスイッチトリラクタンスモータ(以下、
SRモータと略称する)が知られている。
1で表すことができる。
v、Lwは各相巻線自己インダクタンス、θは回転子の
位置角をそれぞれ示している。
ダクタンスの変化の様子と通電波形との関係を示す。
己インダクタンスの回転角度に対する変化は三角波に近
似でき、それぞれ機械角で30°の位相差を持つ。ま
た、数1より分かるように、トルクの正/負はインダク
タンスの変化率により決まり、電流極性に依存しないた
め、正トルクを得たい場合にはインダクタンスの変化率
が正の区間に矩形波電流を通電できるインバータ回路と
このような制御が必要となる。
/4の場合について例示しているが、その他の極数の組
み合わせのSRモータにおいても同様なインバータ回路
と制御が必要となる。
タ回路を示す電気回路図である。なお、図25中(A)
がインバータ主回路を示し、図25中(B)が波形制御
回路を示している。
のスイッチングトランジスタが各相巻線に対応させてD
Cリンクの上(+)側と下(−)側にそれぞれ接続さ
れ、+側スイッチングトランジスタのエミッタ端子と−
側スイッチングトランジスタのコレクタ端子との間に負
荷となる対応する巻線を接続するとともに、各スイッチ
ングトランジスタOFF時に動作するダイオードがDC
リンクの+側と−側にそれぞれ接続され、+側の各ダイ
オードのアノードは−側の対応するスイッチングトラン
ジスタのコレクタ端子に、−側の各ダイオードのカソー
ドは+側の対応するスイッチングトランジスタのエミッ
タ端子に、それぞれ接続されている。
て−側に接続されたスイッチングトランジスタを転流タ
イミング発生部から出力される信号に基づいてONする
一方、+側に接続されたスイッチングトランジスタを、
電流検出器により検出される検出電流と電流振幅指令発
生部から出力される指令電流との偏差をヒステリシスコ
ンパレータに入力して得られる出力信号と転流タイミン
グ発生部から出力される信号とに基づいてON−OFF
制御、すなわち、パルス幅変調(以下、PWMと略称す
る)する。
トランジスタは、偏差が正の場合にONとなり、巻線の
両端に両スイッチングトランジスタを介して直流電圧V
DCが印加され、巻線電流が上昇する。また、+側に接
続されたスイッチングトランジスタは、偏差が負の場合
にOFFとなり、巻線の両端には、−側に接続されたス
イッチングトランジスタと−側に接続されたダイオード
によって0電圧が印加され、巻線抵抗によって巻線電流
が減衰する。
グトランジスタのON−OFFを繰り返すことにより、
電流指令に対してヒステリシス幅のリプルを持つ波形を
得ることができる。
ッチングトランジスタを共にOFFにし、DCリンクの
+側、−側にそれぞれ接続されたダイオードにより逆電
圧(−VDC)が印加でき、電流を急激にOFFでき
る。
ンジスタに代えて−側に接続されたスイッチングトラン
ジスタを前記ヒステリシスコンパレータの出力に基づき
PWMを行ってもよいし、電流リプルは大きくなるがP
WM動作時に両スイッチングトランジスタを同時にPW
Mしてもよい。
には、例えば、三角波比較方式などを採用することが可
能である。
御回路の構成を示すブロック図である。
回路に接続された巻線に流れる電流を電流検出器61に
よって検出し、検出された電流と電流振幅指令発生部6
2から出力される電流振幅指令とをオペアンプ63の反
転入力端子、非反転入力端子に供給して電流偏差を検出
し、検出された電流偏差をPI演算器(比例演算および
積分演算を行う演算器)64に供給して電圧指令を算出
し、算出された電圧指令をコンパレータ65の+入力端
子に供給するとともに、三角波発振器66からの発振出
力をコンパレータ65の−入力端子に供給して、電圧指
令と発振出力との大小を比較することにより、PWM信
号を出力する。
される転流信号をそのまま−側のスイッチングトランジ
スタに供給しているとともに、この転流信号により制御
されるANDゲート68を通してPWM信号を+側のス
イッチングトランジスタに供給している。
る。
器64に供給することにより、インバータ出力電圧指令
を算出することができる。そして、このインバータ出力
電圧指令を三角波(搬送波)と比較することによりPW
M信号に変換し、+側のスイッチングトランジスタに対
してON−OFF指示信号として供給する。
式の電流制御回路と同様に1対のスイッチングトランジ
スタをON−OFF制御することができる。
て、電流の応答性はPI演算の定数{比例(p)ゲイン
・積分(I)ゲイン)に関係し、PI演算器64の応答
が早い系に対しては、それなりに三角波の周波数を高め
に設定する必要がある。通常、例えば、2kHzの電流
応答を得たい場合には、その10倍以上(20kHz以
上)に三角波の周波数を設定する。
テリシスコンパレータに比べ、電流応答は劣るが、電流
リプルを小さくでき、PWMによる電流高調波を低減で
きるため、電磁音が問題となる用途の場合に特に適して
いる。
号に変換するための搬送波には、三角波の他に鋸歯状波
を用いることもできる。
インバータ主回路は、巻線電流を制御する各相のスイッ
チングトランジスタおよびダイオードが相毎に独立に配
置されているため、SRモータの自己インダクタンスの
変化率が正の区間(指令トルク極性によっては負の区
間)でのみ通電制御が可能で理想的な回路形態である。
なお、通電制御される波形は前述の矩形波に限定される
ものではなく、SRモータの電磁特性に応じ、矩形波以
外の波形を採用する場合もある。
ンバータ回路(図27参照)と比較して、以下の課題が
ある。
接続線数が多くなるので、SRモータへの接続処理が煩
雑になり、また、DCリンク端子を合わせると、ACモ
ータ用インバータ回路では電力線引き出し数が5である
のに対して、SRモータ用インバータ回路では電力線引
き出し数が8になり、これに伴い、SRモータ用インバ
ータのモジュールのサイズがACモータ用インバータの
モジュールのサイズに比べて大きく、ひいてはコストア
ップを招いてしまう。
するためには、図28中(A)(B)(C)に示すよう
な種々のモジュール品が安価に供給されている。しか
し、SRモータ用インバータ回路は汎用化されておら
ず、高価である。この点に関連して、ACモータ用イン
バータ回路を流用することが考えられるが、この場合に
は、SRモータの巻線をY結線し、もしくはΔ結線して
ACモータ用インバータ回路と接続することになる。そ
して、このような接続を行えば、各相電流の和が0にな
るという関係から、少なくとも2相に絶えず電流が流
れ、逆トルクが必然的に発生するので、著しく効率が低
下してしまう。逆に、SRモータ用インバータ回路の全
てをディスクリート品で構成すれば、必要な素子数が1
2になる。この結果、数kW以上の容量では回路サイズ
が大きくなり、組み立てが煩雑化し、コストアップを招
いてしまう。
因によりSRモータのコストダウン効果が損なわれてい
た。
たものであり、効率を低下させることなく、電力線引き
出し数を減少させ、ひいてはコストダウンを達成するこ
とができるSRモータ用インバータ装置およびその制御
方法を提供することを目的としている。
インバータ装置は、SRモータの各相巻線に選択的に動
作用電圧を供給するためのものであって、SRモータの
各相巻線に動作用電圧を供給するためのスイッチング素
子とダイオードとからなる1対づつの直列回路を有し、
各相に対応する一方の直列回路の中点と他の1つの相に
対応する他方の直列回路の中点とを均圧線で接続してな
るインバータ回路を含むものである。
は、通電時および転流時に、均圧線で接続された両中点
の電圧が互いに等しくなるように各スイッチング素子を
制御するインバータ制御手段をさらに含むものである。
は、スイッチトリラクタンスモータとして3相分の巻線
を有するものを採用し、インバータ回路から2相分の巻
線に供給されるインバータ出力電流のみを検出する電流
検出手段をさらに含むものである。
は、転流時に開放状態の相の巻線に発生するスパイク電
圧に拘わらず、前記開放状態の巻線を非通電状態に保持
し続けるようにインバータ回路とスイッチトリラクタン
スモータの各相巻線とを接続したものである。
ば、SRモータの各相巻線に選択的に動作用電圧を供給
するに当たって、SRモータの各相巻線に動作用電圧を
供給するためのスイッチング素子とダイオードとからな
る1対づつの直列回路を有し、各相に対応する一方の直
列回路の中点と他の1つの相に対応する他方の直列回路
の中点とを均圧線で接続してなるインバータ回路を採用
しているので、電力線引き出し数を減少させることがで
き、ひいてはコストダウンを達成することができる。ま
た、汎用のモジュール品を用いてインバータ回路を構成
することにより必要な素子数を減少させることができ、
この面からもコストダウンを達成することができる。
あれば、インバータ制御手段によって、通電時および転
流時に、均圧線で接続された両中点の電圧が互いに等し
くなるように各スイッチング素子を制御することができ
る。
ることなく、請求項1と同様の作用を達成することがで
きる。
あれば、SRモータが3相分の巻線を有している場合
に、2相分のみのインバータ出力電流を検出するだけで
全ての相のインバータ出力電流を検出し、制御すること
ができ、電流検出手段の必要数を少なくすることができ
るほか、請求項1または請求項2と同様の作用を達成す
ることができる。
あれば、転流時に開放状態の相の巻線に発生するスパイ
ク電圧に拘わらず、前記開放状態の巻線を非通電状態に
保持し続けるようにインバータ回路とスイッチトリラク
タンスモータの各相巻線とを接続したのであるから、請
求項1から請求項3の何れかの作用に加え、逆トルクに
起因する効率の低下、運転範囲の縮小を未然に防止する
ことができる。
発明のSRモータ用インバータ装置およびその制御方法
の実施の態様を詳細に説明する。
タ装置を用いてu相からv相への転流を行わせる場合に
おける各部の動作波形は図10に示すとおりであり、v
相からu相への転流を行わせる場合における各部の動作
波形は図11に示すとおりである。なお、iu、ivは
u相、v相巻線を流れる電流を示し、vDu−はダイオ
ードDu−の両端電圧を示し、vTv−はスイッチング
トランジスタTv−の両端電圧を示し、Tu+、Tu
−、Tv+、Tv−はスイッチングトランジスタTu
+、Tu−、Tv+、Tv−のON(1)−OFF
(0)状態を示している。
転流直後からu相電流が切れる(0[A]になる)まで
のvDu−、vTv−に着目してみると、電流がオーバ
ーラップしているこの期間ではダイオードDu−がON
し、この両端電圧vDu−は0[V]になり、一方、ス
イッチングトランジスタTu−にはON信号(1レベル
の信号)が入力されているので、その両端電圧vTv−
も0[V]になっていることが分かる。なお、u相電流
は一旦切れると、次回にスイッチングトランジスタTu
+、Tu−に共にON信号が入力されるまではu相巻線
に電圧が印加されないため電流は流れない。
流直後からv相電流が切れる(0[A]になる)までの
vDu−、vTv−に着目してみると、u相からv相へ
の転流の場合と異なり、PWM信号を入力するスイッチ
ングトランジスタとして、u相についてはスイッチング
トランジスタTu−、v相についてはスイッチングトラ
ンジスタTv−をそれぞれ選んでいる。このため、電流
がオーバーラップしているこの期間ではダイオードDv
+がONし、この両端電圧vDv+はVDC[V]にな
り、一方、スイッチングトランジスタTv+にはON信
号(1レベルの信号)が入力されているので、その両端
電圧vTv−もVDC[V]になっていることが分か
る。
用インバータ装置のPWM信号の与え方を工夫すること
で、図10から図11に示すように、隣接する素子両端
電圧を同じにでき、その結果、図1に示すように隣接す
る素子間を均圧線で接続できることが分かる。これによ
り、SRモータへの接続線の数を従来のSRインバータ
に比べ、2線低減でき4線とすることができる。
流が流れていない巻線は、巻線両端に接続されたスイッ
チングトランジスタに共にON信号が入力されるまで、
電圧が印加されず電流が流れないことから、通電相切り
替え時に切り替え前の相の電流が流れなくなってから、
別の相の通電を行う制御法も考えられる。
バータの制御方法をさらに詳述する。
子、−端子のそれぞれに接続される+側DCリンク2
a、−側DCリンク2bを有している。そして、各相巻
線に対応させて通電制御のためのスイッチングトランジ
スタTu+、Tv+、Tw+が+側DCリンク2aに、
スイッチングトランジスタTu−、Tv−、Tw−が−
側DCリンク2bにそれぞれ接続されている。これらの
スイッチングトランジスタTu+、Tv+、Tw+とス
イッチングトランジスタTu−、Tv−、Tw−との間
にそれぞれ対応する相の巻線3u、3v、3wが接続さ
れている。また、スイッチングトランジスタOFF時に
動作するダイオードDu+、Dv+、Dw+が+側DC
リンク2aに、スイッチングトランジスタOFF時に動
作するダイオードDu−、Dv−、Dw−が−側DCリ
ンク2bにそれぞれ接続されている。そして、ダイオー
ドDu+、Dv+、Dw+のアノードはスイッチングト
ランジスタTu−、Tv−、Tw−のコレクタ端子に、
それぞれ接続され、ダイオードDu−、Dv−、Dw−
のカソードはスイッチングトランジスタTu+、Tv
+、Tw+のエミッタ端子に、それぞれ接続されてい
る。さらに、スイッチングトランジスタTu+とダイオ
ードDu−との接続点と、ダイオードDv+とスイッチ
ングトランジスタTv−との接続点とを第1の均圧線4
uで接続し、スイッチングトランジスタTv+とダイオ
ードDv−との接続点と、ダイオードDw+とスイッチ
ングトランジスタTw−との接続点とを第2の均圧線4
vで接続している。さらにまた、スイッチングトランジ
スタTu+、Tv+、Tw+、Tu−、Tv−、Tw−
を制御するためのインバータ制御部5を有している。
示すブロック図である。
検出を行うとともに、電流指令値を出力するu相電流検
出/電流指令値出力部5u1、v相電流検出/電流指令
値出力部5v1、w相電流検出/電流指令値出力部5w
1からの出力信号を入力としてPWM信号を発生するP
WM信号発生部5u2、5v2、5w2と、各相の転流
信号を位置角に応じて発生して一方のスイッチングトラ
ンジスタに対してスイッチング指令として供給するu相
転流信号発生部5u3、v相転流信号発生部5v3、w
相転流信号発生部5w3と、PWM信号発生部5u2、
5v2、5w2のそれぞれからのPWM信号とu相転流
信号発生部5u3、v相転流信号発生部5v3、w相転
流信号発生部5w3のそれぞれからの転流信号とを入力
として他方のスイッチングトランジスタに対するスイッ
チング指令を出力するANDゲート5u4、5v4、5
w4と、正転/逆転を指示する正逆信号を出力する正逆
信号発生部5v5と、正逆信号発生部5v5から出力さ
れる正逆信号により切り替え動作し、一方のスイッチン
グトランジスタに対するスイッチング指令と他方のスイ
ッチングトランジスタに対するスイッチング指令とを入
れ替えるマルチプレクサ5v6とを有している。
25(B)のヒステリシスコンパレータ方式または図2
6の三角波比較方式を用いることができる。
の作用は次のとおりである。
ように、w相からu相へ転流する場合の作用を説明す
る。
るため(インダクタンスの効果のため)、ダイオードD
w+がONし、結果としてv相巻線3vの一端が直流電
源1の+側に接続される。ここで、u相のPWM信号に
よりスイッチングトランジスタTu+のON−OFF制
御を行う場合には、スイッチングトランジスタTu+が
OFFした時に、u相巻線3uの電流の連続性を保持す
るためにダイオードDu−がONし、v相巻線3vの他
端が直流電源1の−側に接続される。この結果、v相巻
線3vの両端に直流電圧が印加され、電流が流れてしま
うという不都合が生じてしまう(図5参照)。
トランジスタTu−に供給して、転流信号(通電期間
中、常時ON信号)をスイッチングトランジスタTu+
に供給すれば、v相巻線3vの他端がu相通電期間中は
常時、直流電源1の+側に接続されることになるので、
v相巻線3vに電流が流れてしまうという不都合の発生
を防止することができる(図6参照)。
すように、u相からw相へ転流する場合の作用を説明す
る。
るため(インダクタンスの効果のため)、ダイオードD
u−がONし、結果としてv相巻線3vの一端が直流電
源1の−側に接続される。ここで、w相のPWM信号に
よりスイッチングトランジスタTw−のON−OFF制
御を行う場合には、スイッチングトランジスタTw−が
OFFした時に、w相巻線3wの電流の連続性を保持す
るためにダイオードDw+がONし、v相巻線3vの他
端が直流電源1の+側に接続される。この結果、v相巻
線3vの両端に直流電圧が印加され、電流が流れてしま
うという不都合が生じてしまう(図8参照)。
トランジスタTw+に供給して、転流信号(通電期間
中、常時ON信号)をスイッチングトランジスタTw−
に供給すれば、v相巻線3vの他端がw相通電期間中は
常時、直流電源1の−側に接続されることになるので、
v相巻線3vに電流が流れてしまうという不都合の発生
を防止することができる(図9参照)。
順に転流しても、インバータ回路の中間に接続されるv
相巻線3vに電流を流さないようにすることができる。
すように各スイッチングトランジスタをON−OFF制
御することで、SRモータの各巻線に理想的な矩形波電
流を通電できることが分かる。なお、表1中において、
0がOFFを、1がONを、*がPWM動作(ON/O
FF動作)を、それぞれ示している。
を示している。相回転の正逆に無関係に、u相スイッチ
ングトランジスタTu+には転流信号が、u相スイッチ
ングトランジスタTu−にはu相PWM信号が、それぞ
れゲートに入力され、一方、w相スイッチングトランジ
スタTw+にはw相PWM信号が、w相スイッチングト
ランジスタTw−には転流信号が、それぞれゲートに入
力される。
転流信号とがマルチプレクサ5v6を介して、v相スイ
ッチングトランジスタTv+、Tv−のゲートに入力さ
れ、正逆信号発生部5v5から出力される正逆信号によ
り切り替えられる。
積をとることにより、通電期間にのみそれぞれのゲート
に入力される。
向が同じ負荷を駆動する用途では、正逆信号発生部5v
5およびマルチプレクサ5v6を省略することができ、
構成を簡素化できる。
ンバータ主回路を駆動すれば、正転・逆転に拘わらず、
各巻線には通電期間のみに電流が流れ、不要な期間には
電流が流れない、図12、図13に示すような波形が得
られた。
装置においては、全ての相の巻線の電流を検出するため
に巻線電流検出器を設けているが、以下のようにして巻
線電流検出器の数を減少させることができ、ひいてはコ
ストダウンを達成することができる。
タ装置のインバータ主回路を示す電気回路図であり、u
相巻線3uの一端とv相巻線3vの一端とが接続され、
v相巻線3vの他端とw相巻線3wの一端とが接続さ
れ、u相巻線3uの他端、u相巻線3uとv相巻線3v
との接続点、v相巻線3vとw相巻線3wとの接続点、
w相巻線3wの他端が、それぞれインバータ主回路に接
続されている。
相巻線3wに流れる電流をそれぞれiu、iv、iwと
し、u相巻線3uとv相巻線3vとの接続点に流れる電
流をia、v相巻線3vとw相巻線3wとの接続点に流
れる電流をibとすれば、数2となる。
・・)の各部の電流波形を数2の関係により求めた結果
は図15に示すとおりである。各相の通電制御(電流制
御を行う)期間に着目すると、図15より数3の関係が
成り立つことが分かる。
・)の各部の電流波形を数2の関係により求めた結果は
図16に示すとおりである。各相の通電制御(電流制御
を行う)期間に着目すると、図16より数4の関係が成
り立つことが分かる。
し、正転・逆転に適合させた簡単な四則演算を行うこと
により、3相の電流iu、iv、iwを算出することが
できる。したがって、このように算出された3相の電流
に基づいて図3の制御回路による制御を行えばよい。
流ia、ibを入力として3相の電流iu、iv、iw
を出力するための装置の構成をそれぞれ示す電気回路図
である。なお、図17は正転のみの検出でよい場合に対
応するものであり、図18は逆転のみの検出でよい場合
に対応するものであり、図19は正転の検出、および逆
転の検出を行う場合に対応するものである。
流ia、ibをそれぞれ互いに同じ抵抗値Rの抵抗を介
してオペアンプ51の反転入力端子に供給する。そし
て、オペアンプ51の非反転入力端子を上記抵抗の1/
2の抵抗値R/2の抵抗を介してグランド端子に接続
し、非反転入力端子と出力端子との間に抵抗値Rの抵抗
を接続して、この出力端子から(−ia−ib)の信号
を出力する。また、検出された2相の電流ia、ib、
オペアンプ51から出力される信号(−ia−ib)
が、それぞれu相転流信号、v相転流信号、w相転流信
号を制御信号とするマルチプレクサ52に供給され、マ
ルチプレクサ52からの出力信号がヒステリシスコンパ
レータ53の−入力端子に供給され、+入力端子に供給
される電流振幅指令(電流振幅指令発生部54から出力
される電流振幅指令)と比較されて、出力端子からPW
M信号を出力する。
る検出装置構成の例である。この装置が図17の装置と
異なる点は、マルチプレクサ52とヒステリシスコンパ
レータ53との間に符号を反転させるためのオペアンプ
55を接続した点、および検出された2相の電流ia、
ib、オペアンプ51から出力される信号(−ia−i
b)が、それぞれv相転流信号、w相転流信号、u相転
流信号を制御信号とするマルチプレクサ52に供給され
る点のみである。
転の検出に対応する検出装置構成の例である。検出され
た2相の電流ia、ibをそれぞれ互いに同じ抵抗値R
の抵抗を介してオペアンプ51の反転入力端子に供給す
る。そして、オペアンプ51の非反転入力端子を上記抵
抗の1/2の抵抗値R/2の抵抗を介してグランド端子
に接続し、非反転入力端子と出力端子との間に抵抗値R
の抵抗を接続して、この出力端子から(−ia−ib)
の信号を出力する。また、検出された2相の電流ia、
ib、オペアンプ51から出力される信号(−ia−i
b)が、それぞれv相転流信号、w相転流信号、u相転
流信号を制御信号とするマルチプレクサ52に供給され
る。また、検出された2相の電流ia、ibをそれぞれ
互いに同じ抵抗値Rの抵抗を介してオペアンプ51’の
反転入力端子に供給する。そして、オペアンプ51’の
非反転入力端子を上記抵抗の1/2の抵抗値R/2の抵
抗を介してグランド端子に接続し、非反転入力端子と出
力端子との間に抵抗値Rの抵抗を接続して、この出力端
子から(−ia−ib)の信号を出力する。また、検出
された2相の電流ia、ib、オペアンプ51’から出
力される信号(−ia−ib)が、それぞれv相転流信
号、w相転流信号、u相転流信号を制御信号とするマル
チプレクサ52’に供給され、マルチプレクサ52’か
らの出力信号が符号を反転させるためのオペアンプ5
5’に供給される。さらに、マルチプレクサ52からの
出力信号およびオペアンプ55’からの出力信号が、正
転信号、逆転信号を制御信号とするマルチプレクサ56
に供給され、マルチプレクサ56からの出力信号がヒス
テリシスコンパレータ53の−入力端子に供給され、+
入力端子に供給される電流振幅指令(電流振幅指令発生
部54から出力される電流振幅指令)と比較されて、出
力端子からPWM信号を出力する。
ンバータ主回路の構成例を示している。なお、図20か
ら図23において、破線で囲まれた部分がモジュール部
品{図28中(A)(B)(C)参照}を示している。
を全く用いることなく構成した場合には素子数が12に
なる。これに対して、図20の場合には、モジュール部
品の数が4であり、ディスクリート部品の数が4であ
り、全体としての素子数が8になる。また、図21の場
合には、モジュール部品の数が2であり、ディスクリー
ト部品の数が4であり、全体としての素子数が6にな
る。さらに、図22の場合には、モジュール部品の数が
1であり、ディスクリート部品の数が2であり、全体と
しての素子数が3になる。さらにまた、図23の場合に
は、モジュール部品の数が1であり、ディスクリート部
品の数が2であり、全体としての素子数が3になる。
として、上述のように、均圧線4u、4vを有するもの
を採用しているのであるから、図28中(A)(B)
(C)の何れかのモジュール部品を採用することが可能
となり、モジュール部品を採用することにより、素子数
を大幅に減少させることができる。
ジュール化する場合には、引き出し電力線を1本だけ追
加すればよいので、ACモータ用インバータモジュール
(3相ブリッジ構成)からのコストアップを最小限にす
ることができる。
誘導によるスパイク電圧が非通電相の巻線に発生し、こ
のスパイク電圧が均圧線を介して不適切なダイオードを
ONし、非通電相の巻線に逆トルクを発生する不要な電
流が流れる場合があり、逆トルクが発生すれば、効率の
低下、運転範囲の縮小を招いてしまうことがある。
印で示す方向に通電し、u相→v相→w相の順(以下、
正転と称する)に転流制御する場合を考える。
状態を簡略化して示す図である。
トランジスタTv+、Tv−がOFFすると、巻線のイ
ンダクタンスの効果(電流を流し続けようとする効果)
により、ダイオードDv+、Dv−がONし、図29中
に矢印で示す経路を通って電流が流れる(これを以
下、還流状態と称する)。
30中(A)または(B)に示すようにスパイク電圧が
u相巻線に発生する。
イク電圧が発生すれば、ダイオードDu+がONし、図
29中に矢印で示す経路を通って電流が流れ出す。そ
して、一旦、ダイオードDu+がONすると、u相巻線
のインダクタンスの効果により、v相電流が矢印の経
路に引き込まれ、v相電流が0になるまで、u相巻線に
モータ逆トルクを発生する電流が流れてしまう。
ク電圧が発生すれば、ダイオードDu+が逆バイアス状
態になるので、図29中に矢印で示す経路を通って電
流が流れ、逆トルクを発生することがなくなる。
の極性が図30中(A)に示す極性になるようにインバ
ータ回路に対する各相巻線を接続することにより、図2
9中の矢印で示す経路を通って電流が流れ、逆トルク
を発生することがなくなる。
ける磁束の流れを模式的に示す図である。
いるとともに、v相巻線電流が作るv相主磁束φv(図
31中矢印参照)と、v相巻線電流によりu相巻線に
鎖交する相互誘導磁束φuv(図31中矢印参照)と
を示している。
相主磁束φv、相互誘導磁束φuv共に減少に転じる。
そして、巻線電圧は巻線に鎖交する磁束の時間微分に比
例するため、転流による急峻な相互誘導磁束φuvの時
間変化はスパイク電圧としてu相巻線両端に現れる。
圧であるため、例えば、u相巻線とインバータ回路との
接続を、図33から図32のように、u相巻線の接続端
子u1、u2とインバータ回路の接続端子u+、u−と
の接続を入れ替えることによって、スパイク電圧の極性
を反転させることができる。ここで、接続端子u1から
接続端子u2に向かってu相巻線に通電し、しかも図3
4に太線矢印で示す方向に主磁束を発生するように固定
子の極に巻線が施されているとすれば、図32に示すよ
うに結線することによって、スパイク電圧の極性を図3
0中(A)に示すようにでき、ダイオードDu+を転流
時に誤動作させることがなくなる。
状態を簡略化して示す図である。
タ回路との接続の仕方によって、図36中(A)または
(B)に示すようにスパイク電圧が発生する。しかし、
還流状態となるu相巻線がw相巻線に接続されていない
ため、仮にスパイク電圧がVDCを越え、ダイオードD
w+、Dw−がONしても、u相電流を引き込むには至
らない。すなわち、w相(転流時に還流状態となる巻線
と接続されていない相)については、スパイク電圧の極
性を自由に選択することができる。
逆トルクの発生を防止するように設定した各相巻線とイ
ンバータ装置との結線の一例を示す図である。なお、S
Rモータの各相の巻線端子u1、u2、v1、v2、w
1、w2は、図38に示すように、u相については巻線
端子u1から巻線端子u2に向かって通電した場合に、
図38中(A)の太線矢印で示す方向に主磁束φuが発
生し、v相、w相についても、同様に巻線端子v1から
巻線端子v2もしくは巻線端子w1から巻線端子w2に
向かって通電した場合に、図38中(B)もしくは
(C)の太線矢印で示す方向に主磁束φvもしくはφw
が発生するように各相巻線が施されている。
ように結線した場合{図39中(A)参照}と、図37
に示すように結線した場合{図39中(B)参照}とに
おける各相電流波形を示す図である。
は、u相巻線およびv相巻線に逆トルクの原因となる不
要な電流{図39中(A)に矢印で示す部分参照}が流
れているが、図39中(B)に示す電流波形において
は、逆トルクの原因となる不要な電流が見られない。
バータ回路との接続を適正化することで、逆トルクの原
因となる不要な電流をなくすることができ、ひいては、
SRモータの効率低下、運転範囲の縮小を防止できるこ
とが分かる。
(以下、逆転と称する)に設定しても、同様に考えるこ
とができる。また、正転の場合にスパイク電圧に伴う逆
トルクが発生しないようにSRモータとインバータ回路
とを接続しておけば、逆転時にもスパイク電圧に伴う逆
トルクを発生することがなかった。
の突極数を6,回転子の突極数を4に設定しているが、
突極数が異なるSRモータ(例えば、固定子の突極数が
12,回転子の突極数が8のSRモータ)にも適用でき
る。
減少させることができ、ひいてはコストダウンを達成す
ることができ、また、汎用のモジュール品を用いてイン
バータ回路を構成することにより必要な素子数を減少さ
せることができ、この面からもコストダウンを達成する
ことができるという特有の効果を奏する。
下させることなく、請求項1と同様の作用を達成するこ
とができるという特有の効果を奏する。
を少なくすることができるほか、請求項1または請求項
2と同様の効果を奏する。
の何れかの効果に加え、逆トルクに起因する効率の低
下、運転範囲の縮小を未然に防止することができるとい
う特有の効果を奏する。
実施態様を示す電気回路図である。
施態様を示す電気回路図である。
図である。
図である。
によりu相電流制御を行う場合の各部の波形を示す図で
ある。
によりu相電流制御を行う場合の各部の波形を示す図で
ある。
図である。
によりw相電流制御を行う場合の各部の波形を示す図で
ある。
によりw相電流制御を行う場合の各部の波形を示す図で
ある。
形を示す図である。
形を示す図である。
の各巻線との接続を説明する図である。
信号の和を示す図である。
信号の和を示す図である。
るための装置の構成の一例を示す電気回路図である。
るための装置の構成の他の例を示す電気回路図である。
るための装置の構成の他の例を示す電気回路図である。
である。
図である。
を示す図である。
を示す図である。
略図である。
波形制御回路を示す電気回路図である。
成を示すブロック図である。
電気回路図である。
気回路図である。
化して示す図である。
とを示す図である。
示す図である。
を示す図である。
ある。
化して示す図である。
とを示す図である。
発生をなくするように設定したモータ巻線とインバータ
回路との接続例を示す図である。
する図である。
す図である。
イオード Tu+、Tu−、Tv+、Tv−、Tw+、Tw− ス
イッチングトランジスタ
Claims (4)
- 【請求項1】 スイッチトリラクタンスモータの各相巻
線(3u)(3v)(3w)に選択的に動作用電圧を供
給するためのインバータ装置であって、 スイッチトリラクタンスモータの各相巻線(3u)(3
v)(3w)に動作用電圧を供給するためのスイッチン
グ素子(Tu+)(Tu−)(Tv+)(Tv−)(T
w+)(Tw−)とダイオード(Du+)(Du−)
(Dv+)(Dv−)(Dw+)(Dw−)とからなる
1対づつの直列回路を有し、各相に対応する一方の直列
回路の中点と他の1つの相に対応する他方の直列回路の
中点とを均圧線(4u)(4v)で接続してなるインバ
ータ回路を含むことを特徴とするスイッチトリラクタン
スモータ用インバータ装置。 - 【請求項2】 通電時および転流時に、均圧線(4u)
(4v)で接続された両中点の電圧が互いに等しくなる
ように各スイッチング素子(Tu+)(Tu−)(Tv
+)(Tv−)(Tw+)(Tw−)を制御するインバ
ータ制御手段(5)をさらに含む請求項1に記載のスイ
ッチトリラクタンスモータ用インバータ装置。 - 【請求項3】 スイッチトリラクタンスモータは3相分
の巻線(3u)(3v)(3w)を有するものであり、
インバータ回路から2相分の巻線に供給されるインバー
タ出力電流のみを検出する電流検出手段をさらに含むも
のである請求項1または請求項2に記載のスイッチトリ
ラクタンスモータ用インバータ装置。 - 【請求項4】 転流時に開放状態の相の巻線に発生する
スパイク電圧に拘わらず、前記開放状態の巻線を非通電
状態に保持し続けるようにインバータ回路とスイッチト
リラクタンスモータの各相巻線(3u)(3v)(3
w)とを接続している請求項1から請求項3の何れかに
記載のスイッチトリラクタンスモータ用インバータ装
置。
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