JP6361018B2 - インバータ装置およびこれを備えた洗濯機 - Google Patents

Description

本発明は、電動機により負荷の運動エネルギーを吸収するブレーキを作用させるインバータ装置およびこれを備えた洗濯機に関するものである。

従来、この種の装置は、モータのロータ位置検出手段により検出するとともに、モータの回転をモータ回転検出手段または逆起電力検出手段により検出し、モータの駆動時以外にロータ位置検出手段または逆起電力検出手段により、モータの回転を検知した場合、短絡ブレーキを行う。（例えば、特許文献１参照）。
また、ホールＩＣを用いた位置検知手段の出力信号が所定範囲となった時に、２線間短絡期間、あるいは３線間短絡期間を開始し、過渡的な過電流を防ぎながら短絡ブレーキに移る。（例えば、特許文献２参照）。

また、モータの巻線を三相以上短絡させ、その状態で電流検知手段によって検知される巻線電流が三相以上一致した場合に前記モータの回転停止を判定する停止判定手段を備えたものもある（例えば、特許文献３参照）。

図１７は、特許文献１に記載された従来の洗濯機を示すものである。
図１７に示すように、交流電源１、整流回路２、インバータ回路３、モータ４と、ホールＩＣ等で構成され、モータ４のロータ位置を検出するロータ位置検出手段５、６、７、モータ４の逆起電力を検知する逆起電力検出手段８を備え、ロータ位置検出手段５、６、７または逆起電力検出手段８は、回転を検出するモータ回転検出手段として使用され、制御手段１０は、モータ４の駆動時以外に、モータ回転検出手段によりモータが回転していることを検知した場合、インバータ駆動回路１１を通じて、インバータ回路３の下アームトランジスタをすべてオンさせ、モータ４は短絡ブレーキを行い、モータ４の停止については、ロータ位置検出手段５、６、７と逆起電力検出手段８の両者によるモータ回転検出手段の出力から判定がなされる。

図１８は、特許文献２に記載された従来の電気機械制御装置のブロック図を示すものである。

図１８に示すように、２２０Ｖの交流電源２１に接続される全波形の整流回路２２と、整流回路２２から２８０Ｖの直流電圧Ｖｄｃを受けるインバータ回路２３と、インバータ回路２３の入力の直流電圧を安定させるためのコンデンサ２４と、インバータ回路２３の出力である交流電流を受ける電気機械２５等から構成されている。

電気機械２５は、その構成要素となる永久磁石２６、２７を有する回転子２８、
Ｕ、Ｖ、Ｗの３相の巻線３０、３１、３２からなる固定子３３を有するものとなっており、さらにホールＩＣを用いた位置検知手段３４が設けられている。

位置検知手段３４は、巻線３０、３１、３２に鎖交する永久磁石２６、２７の磁束の位相に対応する電気角θを検知するものである。

インバータ回路２３は、ＩＧＢＴを用いた６石のスイッチング素子４１、４２、４３、４４、４５、４６、ベクトル制御手段５０を設けており、さらに第１の短絡制御手段５１、第２の短絡制御手段５２、制動信号発生手段５３を設けたものとしており、本実施の形態においては、短絡回路５４はインバータ回路２３をそのまま使用して構成したものとな
っている。

第１の短絡制御手段５１は、第１の短絡信号発生手段６０、ＡＮＤ回路６１、６２、ＯＲ回路６３、６４、ＮＯＴ回路６５によって構成されており、第１の短絡信号発生手段６０は、位置検知手段３４からの位相の信号θを入力し、通常の力行時にはハイ、制動時の２線間短絡期間と３線間短絡期間にローとなる第１の短絡信号Ｓ１を出力するものである。

第２の短絡制御手段５２は、第２の短絡信号発生手段７０、ＡＮＤ回路６１、６２、ＯＲ回路６３、６４、ＮＯＴ回路６５によって構成されており、第１の短絡信号発生手段６０は、位置検知手段３４からの位相の信号θを入力し、通常の力行時にはハイ、制動時の３線間短絡期間にローとなる第２の短絡信号Ｓ２を出力するものである。

短絡回路５４は、電気機械２５の制動時に３つの端子ＵＶＷの内の２つの端子間を短絡する２線間短絡期間の後、３つの端子を短絡する３線間短絡期間を有することより、過渡的なピーク電流値を抑える。

図１９は、特許文献３に記載された従来の装置の回路図を示すものである。
モータ７３の巻線に電流を供給するインバータ回路７４は、スイッチング素子７５〜８０を有しており、制御部８１によってオンオフが制御される。

モータ７３の巻線に流れる電流を検知するため、シャント抵抗８３、８４、およびオペアンプなどを含む増幅・バイアス回路８５、８６を設け、その出力信号が制御部８１に入力され、Ｕ相とＶ相の電流値が検知され、Ｗ相についてもＵ相とＶ相の電流から計算され、三相すべての電流が検知されるものとなる。

また過電流時にダイオード８７、８８を介して過電流検知部８９からの過電流検出信号も、制御部８１に入力されるものとなっている。

図２０は、起動時のフローチャートを示しており、起動スタート９０から短絡９１に移り、モータ７３の巻線を三相とも短絡させる動作となる。
続く回転子停止９２では、電流検知手段によって検知される巻線電流が三相以上一致したかどうかの判断がなされ、一致した場合にはモータ７３が停止したものと判定される。
その後は、位置決め９３、強制転流９４、定常運転９５へと進め、起動から定常運転に移るものとなる。

図２１は、回転中である場合の短絡ブレーキ中の巻線電流波形図を示している。
回転中においては、３相の電流の内の２相分の電流の瞬時値が一致することはあるが、３相分が一致することはなく、３相分の電流値が一致した時点で停止と判断するものとなる。

また、図示していないが、一相の電流検出値を電流波形の１周期より短い間隔で２回以上参照し、それが一致した場合に停止と判断する構成も記載されている。

特開２００３−２７５４９４号公報 特開２０１２−１３０１１１号公報 特開２００５−６４５３号公報

しかしながら、第１の従来の構成では、３線間の短絡期間が開始された直後に、モータの速度によっては、過渡的な電流の跳ね上がりが相当に発生することがあり、特にインダクタンスの小さいモータを用いる場合には、過渡的な電流の跳ね上がりのピーク値が、通常の駆動時よりも高くなり、モータの減磁に対する信頼性確保の点、およびモータに電流を供給するインバータ回路の電流定格の面からの問題が発生するものとなり、またモータ回転検出手段、場合によっては逆起電力検出手段をも必要とし、コスト高となるものである。

また第２の従来の構成では、ホールＩＣ等により構成される位置検知手段により、３線間短絡期間中の過渡的なピーク電流を抑制するものであることから、位置検知手段が必須となり、センサレスと呼ばれるような位置検知手段を用いない構成では構成できないという課題を有していた。

また第３の従来の構成では、停止判定を行う目的として、次の起動時時点で停止状態から安定に始めることであり、電源投入直後の使用者の安全対策ではない。
また、増幅・バイアス回路の故障により、制御部に例えば０Ｖや５Ｖなどの固定された信号電圧が入力された場合には、停止判定となる条件が成立することになり、その状態でドラムの蓋を開くことができる状態となると、不安全性が発生するものとなる。

本発明は、前記第１〜３の従来の課題を解決するもので、簡単な構成でありながら、電動機の速度に関わらず３線間の短絡期間に入った際の過渡的な過電流を効果的に抑え、また位置検知手段の出力信号と同期した動作も必要としない、センサレスでも対応できる洗濯機を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、永久磁石と３相の巻線を有し、負荷に接続される電動機と、直流電源から電力が供給され、３石の高電位側スイッチング素子および３石の低電位側スイッチング素子を有し前記電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、少なくとも前記低電位側スイッチング素子をオンオフ制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、短絡時間比率拡大速度指令手段を有し、前記制御手段は、前記インバータ回路の前記低電位側スイッチング素子の３相共通のオン時間の比率のオンオフ制御により前記３相の巻線の入力端子を短絡する短絡時間比率を、前記短絡時間比率拡大速度指令手段の出力値に応じて拡大する短絡時間比率拡大期間の後、前記短絡時間比率を最大限に保ち、前記負荷の運動エネルギーを吸収する短絡制動期間を有し、前記短絡時間比率拡大期間の開始からの時間に応じて、短絡時間比率の拡大速度を変化させるものである。

これによって、各種の運転条件下から、電動機を適切に短絡ブレーキ状態に移行することができるものとなる。
また電源投入直後の時点で、電動機が回転している場合でも、過電流や過電圧がない状態で負荷および電動機の回転を止め、常に安全な状態でドラムの蓋が使用者が開くことができる状態とするものとなり、電流検知手段の故障により実際の電流値と無関係に一定値に固定された場合においても、誤った停止判定が行われない、安全性の高いインバータ装置を実現することができるものとなる。

比較的簡単な構成でありながら、過電流や過電圧などの不具合や故障を防止しつつ、短絡ブレーキ状態に入ることができる。

また、電源投入直後の使用者の安全性を確保することができる。

実施の形態１のインバータ装置のブロック図 実施の形態１における中央制御部１３５内の詳細構成図。 実施の形態１における、短絡ブレーキ制御手段内のブロック図。 実施の形態１の関数発生器１８１と関数発生器１８２入出力特性を示すグラフ 実施の形態１における比較的低速の運転から短絡ブレーキとなる場合の波形図 実施の形態１におけるコンデンサ１４３の静電容量が小、比較的高速の運転から短絡ブレーキとなる場合の波形図 実施の形態１における停止する前後の動作波形図 実施の形態２における、短絡ブレーキ制御手段１９０の内部ブロック図 実施の形態２における短絡時間比率拡大速度設定手段１９２の特性を示すグラフ 実施の形態３における短絡ブレーキ制御手段２０５の内部ブロック図 実施の形態３における短絡時間比率拡大速度設定手段２１０の特性を示すグラフ 実施の形態３の短絡制動期間に入る部分の動作波形 実施の形態４における短絡ブレーキ制御手段２１２の内部ブロック図 実施の形態４における短絡時間比率拡大速度指令手段２１３の特性を示すグラフ 実施の形態５における一般にドラム式洗濯機と呼ばれるインバータ装置の断面図 実施の形態５におけるインバータ装置の電源が投入された直後のフローチャート図 特許文献１に記載された従来の洗濯機のブロック図 特許文献２に記載された従来の電気機械制御装置のブロック図 特許文献３に記載された従来の装置の回路図 特許文献３に記載された従来の装置の起動時のフローチャート 特許文献３に記載された従来の装置の電流波形図

第１の発明は、永久磁石と３相の巻線を有し、負荷に接続される電動機と、直流電源から電力が供給され、３石の高電位側スイッチング素子および３石の低電位側スイッチング素子を有し前記電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、少なくとも前記低電位側スイッチング素子をオンオフ制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、前記インバータ回路の前記低電位側スイッチング素子の３相共通のオン時間の比率のオンオフ制御により前記３相の巻線の入力端子を短絡する短絡時間比率を拡大する短絡時間比率拡大期間の後、前記短絡時間比率を最大限に保つ短絡制動期間を有し、前記短絡時間比率拡大期間の開始からの時間に応じて、短絡時間比率の拡大速度を変化させることにより、過渡的な電流の跳ね上がりを抑えながら、短絡制動期間に移行することができるものとなる。
また、前記短絡時間比率拡大期間の開始からの時間に応じて、短絡時間比率の拡大速度を変化させる構成とすることにより、簡単な構成で、前記電動機の広範囲の速度に対して、過渡的な電流の跳ね上がりを抑えるとともに、前記直流電源の電圧上昇も問題ない範囲に抑えることができる。

第２の発明は、特に第１の発明の構成に加え、前記直流電源の電圧を検知する電圧検知手段、前記交流電流を検知する電流検知手段、前記電動機の速度を検知する速度検知手段の少なくともいずれかの検知手段を有し、前記制御手段は、少なくともいずれかの検知手段の出力によって、前記短絡時間比率拡大期間の短絡時間比率の拡大速度を変化させる構成とすることにより、電圧検知手段の出力によって、電動機の速度条件の違いによる過渡的な電流の跳ね上がりの出方の変化に対応し、前記直流電源への回生による過電圧も抑えながら、短絡制動期間に移行することができるものとなる。

また、電流検知手段の出力によって、電動機の速度条件の違いによって生ずる前記直流電源への回生電流を前記電流検知手段の出力の変化で検出し、短絡時間比率の拡大速度が
、過渡的な電流の跳ね上がりを十分に抑えることができるものとなるため合理的な構成で、信頼性の高いインバータ装置か実現できるものとなる。

また、速度検知手段の出力によって、前記電動機の幅広い速度範囲に対応した過渡的な電流の跳ね上がりの抑制を行うと共に、前記直流電源への回生電流による電圧上昇も最小限に抑えることが可能となる。

第３の発明は、特に第１または第２の発明の負荷を、衣類を収納するドラムとし、前記ドラムの回転速度の絶対値を減少させる減速期間中に、前記短絡時間比率拡大期間および前記短絡制動期間を有する構成とすることにより、ドラムの速度および衣類の量の条件、また洗濯と脱水などの諸条件に対応し、過渡的な電流の跳ね上がり、および回生による前記直流電源の電圧の過剰な上昇を抑えた、信頼性の高いインバータ装置を備えた洗濯機を実現することができる。

第４の発明は、特に第１〜第３のいずれかの発明の負荷を、衣類を収納するドラムとし、前記ドラムの開口部を開閉する蓋と、前記蓋をロックする蓋ロック手段を設け、前記制御手段は、電源投入後、前記短絡制動期間の後、前記蓋ロック手段を使用者が前記蓋を開くことが可能な状態とすることにより、ドラム回転中に使用者が誤って手を入れることを無くし、安全性の高いインバータ装置を備えた洗濯機を実現することができる。

第５の発明は、特に第１〜第４のいずれかの発明の電動機に位置検知用のセンサを持たないセンサレス方式としたことにより、各種の運転条件下から、電動機を適切に短絡ブレーキ状態に移行することができうえ、低コストなインバータ装置および洗濯機を提供できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ装置のブロック図を示すものである。

図１において、永久磁石１００、１０１と３相の巻線１０２、１０３、１０４を有し、衣類１０５を収納する負荷（ドラム）１０６を、プーリ１０７およびベルト１０８を介して回転駆動する電動機１０９と、６石のスイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６を有し、電動機１０９に交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを供給するインバータ回路１１７と、スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６をオンオフ制御する制御手段１１８を有し、制御手段１１８は、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検知する電流検知手段１１９を有しており、本実施の形態においては、電流検知手段１１９は、３相それぞれの電流を電圧に変換するシャント抵抗１２１、１２２、１２３、および低電位側のスイッチング素子１１４、１１５、１１６のオン期間に、Ａ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換器１２４により構成されている。

さらに制御手段１１８は、中央制御部１３５を有し、インバータ回路１１７の制御のための信号生成や、電流検知手段１１９からの出力信号Ｉｕａ、Ｉｖａ、Ｉｗａ信号受付を
デジタル式にて行うものとなっている。

ＰＷＭ回路１３６は、中央制御部１３５からＤｕｔｙ信号を受けて、Ｄｕｔｙ信号に対して６４マイクロ秒周期の三角波でのパルス幅変調（ＰＷＭ）を行った信号Ｂを出力するものであり、中央制御部１３５の信号Ｓ１〜Ｓ６は、インバータ回路１１７との間に設けた、切り替え手段１３７、駆動回路１３８を経てスイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６のゲート信号を与えるものとなっているが、切り替え手段１３７が、中央制御部１３５のＫ信号がハイである場合には、図１に表示されている状態となって、Ｓ１〜Ｓ６が採用されるのに対し、Ｋ信号がローとなっている場合には、切り替え手段１３７内の各スイッチが下側に接続された状態となる。

インバータ回路１１７は、ＡＣ２３０Ｖ５０Ｈｚの交流電源１４１、全波の整流器１４２、コンデンサ１４３により構成した直流電件１４４から、直流電圧ＶＤＣが供給されており、抵抗１４６、１４７によって構成した直流電圧検知回路１４８の出力Ａが、中央制御部１３５にアナログ電圧信号として入力される形となっており、中央制御部１３５の内部では、これもＡ／Ｄ変換されたデジタル値として処理されていくものとなっている。

図２は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ装置の中央制御部１３５内の詳細構成を示すブロック図である。

なお、中央制御部１３５を実現する実際の部品としては、１チップ式のマイクロコンピュータなどが用いられるものとなるが、図１の中央制御部１３５の外側の部分も含めて、１台のマイクロコンピュータのソフトウェアで処理することで実現しても良いし、逆に中央制御部１３５内の構成をハードウェアで実現しても良く、１チップとしても多チップの部品で実現してもよく、またＤＳＰなどと呼ばれるような各種プロセッサを部品として用いたものであっても良い。

図２において、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対応した信号Ｉｕａ、Ｉｖａ、Ｉｗａと推定位相θ信号を用いて、数式１を用いてＩｄとＩｑへの変換、すなわち静止座標から回転座標への変換を行って出力する第1の座標変換手段１５０、設定値ＩｄｒとＩｄの誤差を計算する減算手段１５１、設定値ＩｑｒとＩｑの誤差を計算する減算手段１５２、減算手段１５１、１５２の出力に対して、ＰＩ（比例、積分）のゲインを作用させる誤差増幅手段１５３、１５４を設けており、その出力Ｖｄ１とＶｑ１は、積分器１５５の出力であるθ信号と共にｄｑ座標から、数式２を用いて３相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの値に変換する第２の座標変換手段１５８が設けられており、ＰＷＭ手段１５９において、Ａ信号に対する３相の電圧指令値の比率で、６４ｕｓ周期の三角波のキャリア波を作用させ、そのキャリア波との瞬時値比較、およびデッドタイムを付して、上下の駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成するものとなる。

なお、本実施の形態においては、電流検知手段１１９は、３相すべての電流を検知できる構成としているが、電動機１０９の三相の巻線１０２、１０３、１０４の内の２相以上の電流を検知すれば、残りの１相はキルヒホッフの法則によって計算できるものとなるため、２相のみの検知としてもかまわない。

本実施の形態は、さらに速度設定値ωｒとωとの差を計算する減算手段１６０、減算手段１６０の出力に対して、ＰＩ（比例、積分）のゲインを作用させる誤差増幅手段１６１、推定速度ωからＩｄｒを決めるＩｄｒ設定手段１６２、短絡ブレーキ制御手段１６３、異常検出手段１６５、電動機１０９の駆動時の設定速度ωｒ、シーケンス発生手段１６７が設けられている。

異常検出手段１６５は、インバータ装置に何らかの異常、例えば各部の過電流や過電圧、また過剰な振動などがあった場合にＢ９９ＲＱ信号を出力するものであり、シーケンス発生手段１６７は、洗濯、脱水などの電気洗濯機としての動作の区切りの時点で、電動機１０９をブレーキ状態として停止させる場合に、ブレーキ要求信号Ｂ４ＲＱの信号発生を行うものとなっている。

本実施の形態においては、Ｂ９９ＲＱを受けた場合、およびＢ４ＲＱを受けた場合は、どちらも同様の短絡ブレーキ状態に入るものとしており、いずれの場合でも電動機１０９の入力を徐々に短絡状態、すなわち３相の入力端子間の電圧が略零となるように、インバータ回路１１７内の低電位側のスイッチング素子１１４、１１５、１１６に対して３石共通のＤｕｔｙでゲート制御を行い、高電位側のスイッチング素子１１１、１１２、１１３についてはオフ状態を保つものとなる。

短絡電流判定手段１７０は、短絡状態での３相分の電流信号Ｉｕａ、Ｉｖａ、Ｉｗａの瞬時値の絶対値のすべてが０．６Ａを下回った場合にＣｓ信号をハイとするものとなっている。

Ｉｄｒ設定手段１６２は、ω値が負荷（ドラム）１０６の速度換算で４００ｒ／ｍｉｎ以下の場合には、Ｉｄｒとして０Ａを出力し、負荷（ドラム）の速度換算で４００ｒ／ｍｉｎを超える場合には、Ｉｄｒ＜０Ａとしつつ、絶対値としてはωの増大に伴い徐々に増加させることにより、負荷（ドラム）の速度換算で１２００ｒ／ｍｉｎではＩｄｒ＝−５Ａとするものとなっており、高速での弱メ界磁制御がかかるものとなっている。

速度推定手段１５６は、電動機１０９のパラメータ（抵抗値、最大インダクタンス、最小インダクタンス）を記憶しており、電動機１０９の電圧方程式を用いて、速度センサなしでありながら電動機１０９の速度推定を行うもので、第1の座標変換手段１５０の出力Ｉｄ、Ｉｑと、第２の座標変換手段１５８の入力Ｖｄ、Ｖｑを受け、推定速度ω、および積分器１５５入力となるω２を出力するものとしている。

速度推定手段１５６の内部は、電動機１０９の電圧値および電流値から、位相誤差に対応するεが算出され、それが零に収束するように、積分もしくは比例積分要素などを持つ誤差増幅がなされるフィードバック系が構成されている。

図３は、本実施の形態における、短絡ブレーキ制御手段１６３内のブロック図である。

図３において、短絡ブレーキ制御手段１６３は、Ｂ４ＲＱ信号とＢ９９ＲＱ信号の論理和を求めるＯＲ回路１７４、Ａ信号を受ける比較器１７５、電圧上昇分発生手段１７６、加算器１７７、ホルダ１７８が設けられており、Ｂ４ＲＱまたはＢ９９ＲＱがハイになった時点でのＶＤＣ値に５０Ｖ相当の電圧上昇分を加算した値がホルダ１７８から閾値とし
て比較器１７５のマイナス入力に供給されるものとなっている。

短絡時間比率拡大速度指令手段１８０は、関数発生器１８１、関数発生器１８２、切替手段１８３、ホルダ１８５を有しており、出力となる短絡時間比率拡大速度信号は、積分器１８６に入力され、ＯＲ回路１７４出力ＢＲＱに接続された遅延手段１８７は、遅延時間Ｔｄ１＝５ｍｓの時間遅れで信号を発し、積分器１８６へのＩＮＴＥＧ信号となる。

積分器１８６においては、ＩＮＴＥＧがローの状態では積分値Ｄｕｔｙは初期値となる零となっており、ＩＮＴＥＧ信号がハイに上がった時点から時間積分の動作が開始されることにより、Ｄｕｔｙ信号が出力されるものとなっている。

特に本実施の形態においては、積分器１８６の出力となるＤｕｔｙ信号を短絡時間比率拡大速度指令手段１８０の入力として用いることにより、関数発生器１８１、１８２が機能することによって、積分開始からの時間のカウントを省略した簡単な構成でありながら、短絡時間比率拡大期間の開始からの時間に応じた短絡時間比率の拡大速度を変化させることができるものとなっている。

なお、比較器１７５の出力がハイとなる条件としては、信号Ａの上昇により閾値を超えた場合であり、ＶＤＣが５０Ｖ以上上昇した時点でホルダ１８５がＤｕｔｙ値を保持して関数発生器１８２の入力を固定するとともに、切替手段１８３はａからｂに切り替わるため、以降は関数発生器１８２からの一定の出力値が、短絡時間比率拡大速度となる。

よって、その場合のＤｕｔｙは時間とともに一定の速度で上昇していくものとなる。

ここで積分器１８６は、１００％で制限がかかる上限リミッタによりＤｕｔｙ値の制限を行う機能を内蔵したものとなっており、この制限動作により、Ｄｕｔｙは最終的に上限値である１００％にて頭打ちとなり、その段階でＰＷＭからベタオン状態に移るものとなる。

なおＤｕｔｙが１００％となった時点では、低電位側スイッチング素子１１４、１１５、１１６内のＩＧＢＴやダイオードの電圧降下分、およびインバータ回路１１７から電動機１０９までの配線による電圧降下分は、電動機１０９の入力電圧として例えば２〜３Ｖ程度残るものとなるが、このような電圧は略零の範疇である。

図４は、本実施の形態の関数発生器１８１と関数発生器１８２について、横軸に入力、縦軸には出力を取った、入出力特性を示すグラフであり、Ａ（実線）には関数発生器１８１の、またＢ（破線）には関数発生器１８２のそれを示すものとなっている。

横軸となる関数発生器１８１の入力は、Ｄｕｔｙ信号がそのまま接続され、一方関数発生器１８２に関しては途中にホルダ１８５が介在した形での入力端子への接続となっており、いずれの特性についても右肩下がりであり、かつＤｕｔｙ＜９０％の範囲では、Ａに対してＢが上に位置し、Ｄｕｔｙ＞＝９０％では同等の値となっている。

縦軸としている出力値に関しては、後に積分器１８６の入力となることから、短絡時間比率拡大速度ｄＤｕｔｙ／ｄｔの意味合いを持つ値となる。

特に本実施の形態においては、短絡時間比率Ｄｕｔｙの拡大期間において、その開始からの時間をカウントする代わりにＤｕｔｙに対する増加速度ｄＤｕｔｙ／ｄｔの関数を備えたものとしている。

これによって、計算に使用する変数の数が削減できるものとなり、安価で小型のマイクロコンピュータでも使用できるものとなるなどの効果がある。

しかしながら、特にこのような構成にする必要があるというものではなく、開始からの時間をカウントし、その時間の関数として出力を行うものを用いてもかまわない。

また、十分な特性が得られるのであれば、図４に示した曲線（カーブ）の代わりに、直線や、階段状の値を用いてもよく、マイクロコンピュータでの計算の負担を軽いものとすることも可能となる。

図５は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ装置が比較的低速の運転からＢ９９ＲＱによって短絡ブレーキとなる場合の波形図であり、（ア）はＢ９９ＲＱ信号、（イ）はＫ信号、（ウ）はＤｕｔｙ信号である。

力行期間から、中央制御部１３５の内部信号ＢＲＱは時刻ｔ１でハイとなり、同時にＫ信号がハイからローになるが、この時点ではＤｕｔｙ値は零であるため、スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６のＩＧＢＴ部分は、すべてオフで、遅延手段１８７の作用による５ｍｓのオールオフ期間となる。

なお、オールオフ期間中には、電動機１０９が低速である場合には、ほとんど電流が零の状態となる。

（ウ）に示される低電位側スイッチング素子１１４、１１５、１１６のオン時間の比率（Ｄｕｔｙ）は、短絡時間比率となり、オールオフ期間に続いて、Ｔ２からＴ５はＤｕｔｙが増加する短絡時間比率拡大期間となり、一方、高電位側スイッチング素子１１１、１１２、１１３については、切り替え手段１３７の作用によりオフ状態が保たれるものとなる。

短絡時間比率Ｄｕｔｙの時間変化に関しては、本実施の形態においては、図４のＡに示したように滑らかなカーブの特性を持たせていることから、図５（ウ）の実線カーブのように連続的に時間的な傾き（短絡時間比率拡大速度）が時間の経過と共に、次第に減少していくものとなっている。

また、破線は関数発生器１８１の特性を階段状とした場合の一例であり、（Ｔ３、Ｄ３）、（Ｔ４、Ｄ４）を経由していく折れ線である。
いずれにおいても、短絡時間比率（Ｄｕｔｙ）の拡大速度は、時間経過と共に低下、また短絡時間比率が１００％に近づくほど、低下するものとなっている。
電動機１０９の入力電圧の観点では、回転により発生する誘導起電力が瞬時値として正／負を繰り返すが、それが短絡時間中には強制的に零となるものとなり、絶対値が抑えられるものとなる。

よって本実施の形態は、Ｔ２〜Ｔ５の短絡時間比率拡大期間は、短絡時間の増加により、電圧の絶対値が低下させるようにスイッチング素子１１４、１１５、１１６が制御される電圧低減期間となる。

Ｔ５において、Ｄｕｔｙが１００％に達した時点で、電動機１０９は、制御手段１１８が、インバータ回路１１７内の低電位側スイッチング素子１１４、１１５、１１６のオンオフ制御により、ベタオン状態となる。

したがって、３相巻線の入力端子ＵＶＷを短絡する短絡時間比率（Ｄｕｔｙ）を拡大す
る短絡時間比率拡大期間の後、短絡時間比率Ｄｕｔｙを最大限、すなわち１００％に保ち、負荷の運動エネルギーを吸収する短絡制動期間を有するものとなっている。

このように、短絡時間比率となるＤｕｔｙを徐々に増大させることにより、短絡制動期間に移る過程での過渡的な電流の跳ね上がりを防ぐことができ、過電流が防止できるものとなり、インバータ回路１１７の各構成要素の破壊、および電動機１０９の過電流故障を防ぐことができる。

ベルトなどを用いた減速機構を設ける構成においては、ダイレクト駆動と呼ばれるような負荷に直接電動機を接続する構成に比べると、電動機１０９は小型化、低コスト化が可能となるが、インダクタンスは小となる傾向があるため、上記の過渡的な電流の跳ね上がりが大きくなり、インバータ装置の運転中の最大電流を超えることもあり得る状態となるため、電流の跳ね上がりを抑える必要性が高まるものとなる。

特に、本実施の形態においては、短絡時間比率の拡大速度を徐々に低下させたものとしていることにより、短絡制動期間に入る時点での電動機１０９の速度条件が広範囲に振られても、過渡的な電流の跳ね上がりを防ぐことができるという効果があり、速度が高い条件下ではＴ２〜Ｔ３付近のＤｕｔｙの拡大速度の設計、また速度が低い条件下ではＴ４〜Ｔ５付近のＤｕｔｙの拡大速度の設計で対応可能となる。

なお、電圧面に関しては、Ｔ２〜Ｔ５の期間内には、電動機１０９と負荷（ドラム）１０６が有する運動エネルギーの一部が直流電源１４４への回生が発生し、コンデンサ１４３の充電動作がなされて、直流電源１４４のＶＤＣ電圧は上昇するものとなるが、コンデンサ１４３の静電容量が大きい場合には、Ｔ１時点からのＶＤＣ電圧の上昇が５０Ｖを超えることはなく、信号Ａが比較器１７５の出力ＨＶをハイにするには至らないものとなり、ＶＤＣ電圧最大値は各構成部品の耐圧面などから問題無い範囲で収まるものとなるため、電動機１０９の運転速度が高い条件まで含めても、過電圧が発生することもないものとなる。

その際、特に高速における直流電源１４４への回生による過電圧を抑える面からは、短絡時間比率拡大期間の後半となるＴ３〜Ｔ５における短絡時間比率（Ｄｕｔｙ）拡大速度を、中速〜低速条件下での過渡的な電流の跳ね上がりが許容できる範囲で高める設計とすることにより、最小限に抑えることができるものとなる。

その場合には、比較器１７５の出力ＨＶがハイとなることはなく、いずれの速度条件での短絡制動時にも図５に示した動作となるものとなり、切替手段１８３は常にａ端子のみに接続された状態であるため、切替手段１８３、関数発生器１８２、ホルダ１８５、比較器１７５、電圧上昇分発生手段１７６、加算器１７７、ホルダ１７８も不要であり、構成要素から省くこともできる。

図６は、本実施の形態において、コンデンサ１４３の静電容量が小であり、かつ比較的高速の運転からＢ９９ＲＱによって短絡ブレーキとなりＶＤＣの上昇が大きくなる場合の波形図であり、（ア）はＢ９９ＲＱ信号、（イ）はＤｕｔｙ信号、（ウ）は直流電源１４４の出力電圧ＶＤＣ、（エ）は比較器１７５の出力ＨＶ信号である。

ｔ０において、Ｒ９９ＲＱがハイとなり、ｔ１までの５ｍｓのオールオフ期間においては、電動機１０９の速度が高い場合には誘導起電力による直流電源１４４への回生によるＶＤＣ上昇が始まり、ｔ１以降はＤｕｔｙの増大に伴って、ＶＤＣの上昇はさらに進むものとなる。

ｔ０時点でのＶＤＣ０に対して、加算器１７７によって電圧上昇分発生手段１７６が加算された値がホルダ１７８に保持されており、コンデンサ１４３の充電によって、ＶＤＣが、ＶＤＣ０＋５０Ｖに達した段階ｔ２において、比較器１７５の出力ＨＶがハイに変わり、高電圧領域という認識となる。

ｔ２においては、ホルダ１８５の作用により、その時点でのＤｕｔｙ値８３％に対応した出力が関数発生器１８２から出力され、切替手段１８３のｂ接点が接続されて、積分器１８６に入力される状態となるため、短絡時間比率拡大速度ｄＤｕｔｙ／ｄｔとして機能するものとなり、かつホルダ１８５による保持がなされるため、その後ｔ３にてＤｕｔｙが１００％に達するまで、一定の短絡時間比率拡大速度で、Ｄｕｔｙは直線的に増加するものとなる。

ここで、関数発生器１８２は関数発生器１８１よりも入力Ｄｕｔｙ値に対する出力が大であることから、破線で示した関数発生器１８１が継続して機能する場合（ｔ４にてＤｕｔｙ＝１００％に達する）よりも、早期であるｔ３時点で１００％に到達するものとなる。

このような動作により、本実施の形態においては、コンデンサ１４３の静電容量が小であり、かつ電動機１０９の速度が大である条件の場合には、Ｄｕｔｙ値が１００％に到達するまでの時間が短くなり、（ウ）に示すＶＤＣピークとしては、Ｖｔｈに対して１０Ｖ程度の上昇に収まるものとなるため、回生によるコンデンサ１４３への過剰な充電電荷を抑えることができ、各構成要素に対して信頼低下を引き起こすような過電圧の発生を防ぐことができるものとなる。

ここで、電動機１０９の各線電流値について発生しうる３相の間の過渡的なアンバランスによる跳ね上がりに関しては、短絡時間比率拡大期間の内、Ｄｕｔｙ＜５０％程度の段階で発生が抑えられたものとなっていることから、その後の期間に相当するｔ２〜ｔ３での急速なＤｕｔｙの増加には影響しないものとなり、結果的には本実施の形態の構成によって、いかなる電動機１０９の速度でも、過電圧と過電流の両面が満足される設計が可能となる。

なお、本実施の形態においては、ＨＶ信号を出力をＶＤＣ０に５０Ｖを加えた閾値とする構成としたことにより、交流電源１４１の電圧の変化に対して、過電流の発生が容易に抑えられる特長があるものとなっているが、特にこの構成に限定されるものではなく、Ｖｔｈとして常に一定の値を用いるものや、Ｖｔｈに対する上限、下限などを設けたものであってもよく、使用される交流電源１４１の電圧変化範囲で誤動作などがなく、かつ過電流と過電圧を確実に防止する設計が可能となる。

よって、コンデンサ１４３の静電容量が小である小型、低コストの構成であっても、電動機１０９が広範囲の速度条件にて短絡制動期間に入る場合の線電流の過電流の防止とともに、直流電源１４４の回生による過電圧発生も抑えることができ、速度情報が不要であることから、センサレスと呼ばれるような電動機１０９に位置検知用のセンサ、および速度検知用のセンサを持たない低コストの構成への対応も行うことができるものとなる。

さらに、電気洗濯機のように電動機１０９の回転方向が、一方向ではなく、右に回ったり左に回ったりするインバータ装置であっても、相順に関係なく短絡ブレーキ（短絡制動）期間に移行する制御が可能であることから、有効なものとなる。

図７は、本実施の形態におけるインバータ装置のＢ９９ＲＱによって短絡ブレーキとなり、図５や図６に示した期間から、さらに時間が経過し、電動機１０９および負荷（ドラ
ム）１０６が停止する前後の動作波形図を示している。

図７において、（ア）は負荷（ドラム）の速度、（イ）はＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流波形、（ウ）は短絡電流判定手段１７０のＣｓ出力信号を示している。

短絡ブレーキ状態となった電動機１０９は、次第に速度が低下し、同時に線電流については周波数がほぼ速度に比例して低下し、線電流の振幅も最終的には低下し、速度が零となる時点で零に収束していくものとなる。

短絡ブレーキに入った時点から停止に至るまで時間については、短絡ブレーキに入った時点での電動機１０９の速度、負荷の慣性モーメント、電動機１０９のインダクタンスや抵抗値、スイッチング素子１１４、１１５、１１６のオン状態での電圧（ＶＣＥ（ＳＡＴ））などによって左右されるものとなり、一定時間ではないため、速度の低下によって現れる物理現象である電流値を、本実施の形態で用いることにより、十分な低速にまで速度が低下した状態を検知するものとしている。

具体的には、本実施の形態においては、３つの線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの瞬時値の絶対値のすべてが０．６Ａを下回った時点ＴｊａでＣｓ信号をハイとするものとなり、負荷（ドラム）の速度として７ｒ／ｍｉｎ程度に低下した段階となる。
シーケンス発生手段１６７は、ハイとなったＣｓ信号を受けた場合、０．３秒間の遅延時間を経過した時点で、電気洗濯機としての次の工程に移るものとなる。

上記７ｒ／ｍｉｎから短絡ブレーキの状態が、さらに０．３秒間継続されることになるため、負荷（ドラム）の完全停止後、ほとんど無駄な時間なしに、次の工程へと進むことができるものとなる。

以上のように、負荷（ドラム）のブレーキ時に、位置センサや速度センサを用いない低コストと簡単なセンサレス方式、構成でありながら、短絡ブレーキを用い、かつその期間の電流から停止の判定を適切に行うことができるものとなる。

（実施の形態２）
図８は、本発明の第２の実施の形態における、短絡ブレーキ制御手段１９０の内部ブロック図である。

本実施の形態においても、短絡ブレーキ制御手段１９０以外の部分については、図２に示した実施の形態１のものと同等の構成のものを用いている。

図８においては、ＯＲ回路１７４、積分器１８６、遅延手段１８７については実施の形態１と同等のものを用い、短絡時間比率拡大速度設定手段１９２、ＶＤＣに対応したＡ信号を受けるホルダ１９５、１９６、減算器１９７、Ｄｕｔｙ＝７０％に相当する値を出力する定数発生器１９９、比較器２００を有している。

図９は、短絡時間比率拡大速度設定手段１９２の特性を示すグラフであり、横軸Ｄｕｔｙに対する出力（縦軸）は、Ｄｕｔｙ＜＝７０％においては、右肩下がりの単一の直線であるが、Ｄｕｔｙ＞７０％においては、ホルダ１９６から入力されたΔＡ値によって４段階に切り替えるものとなっている。

以上の構成において、本実施の形態のインバータ装置の短絡ブレーキに入った場合の動作としては、ＯＲ回路１７４の出力がハイとなった時点でのＶＤＣに対応したＡの値がホルダ１９５で保持され、遅延手段１８７による５ｍｓのオールオフ時間の後に、ＩＮＴＥ
Ｇ信号がハイとなって、積分器１８６が初期値零から時間積分を開始すると、図９の左端の条件から段々とＤｕｔｙ値が上昇していくものとなり、短絡時間比率Ｄｕｔｙが所定値７０％となった時点で、比較器２００の出力がローからハイに切り替わると、その時点でのＶＤＣと初期ＶＤＣ値となるホルダ１９５との差、すなわちＶＤＣ上昇分に相当するΔＡ値がホルダ１９６で保持され、その大きさに応じて短絡時間比率拡大速度設定手段１９２では図９に示した４段階の特性の選択が行われるものとなる。

これにより、高速の場合にはΔＡが大となる特性、低速の場合には、ΔＡが小となる特性が選択されることになる。

高速の場合には、Ｄｕｔｙ＞７０％での短絡時間比率拡大速度を大としても、過電流の発生する可能性はなく、回生によるコンデンサ１４３の充電によるＶＤＣの過剰な上昇を抑えるには、速やかにＤｕｔｙ＝１００％まで引き上げることが有効となる。

逆に低速の場合には、過渡的な過電流の発生は、Ｄｕｔｙ＞７０％で生じることになるため、Ｄｕｔｙ＞７０％での短絡時間比率拡大速度は小に抑える必要があり、一方ＶＤＣの過剰な上昇に関しての問題は発生しない。

したがって、本実施の形態は、合理的に動作するものとなり、比較的簡単な構成でありながら、広い速度範囲の条件で、短絡制動期間に入る際の過電圧と過電流の発生を抑えることができるものとなる。

（実施の形態３）
図１０は、本発明の第３の実施の形態における短絡ブレーキ制御手段２０５の内部ブロック図である。

本実施の形態においても、短絡ブレーキ制御手段２０５以外の部分については、図２に示した実施の形態１のものと同等の構成のものを用いている。

図１０においては、実施の形態１、２と異なる要素のみ説明する。

ＢＲＱ信号を３ｍｓ遅延した信号を出力する遅延手段２０６、電流検知手段１１９の出力Ｉｕａ、Ｉｖａ、Ｉｗａを用い、その瞬時値の絶対値の３相の内の最大値を計算して出力する線電流検知手段２０７、ＢＲＱ信号がハイとなるタイミングで保持するホルダ２０８、短絡時間比率拡大速度設定手段２１０を設けている。

図１１は、短絡時間比率拡大速度設定手段２１０の特性を示すグラフであり、横軸Ｄｕｔｙに対する出力（縦軸）は、ホルダ２０８の出力であるフリーラン期間の電流の大きさによって、数段階のカーブに切り替えるものとなっており、ホルダ２０８の出力信号が高い場合、大出力となる設定となっている。

図１２は、本実施の形態の短絡制動期間に入る部分の動作波形を示したもので、（ア）は短絡時間比率Ｄｕｔｙ、（イ）は負荷（ドラム）１０６が毎分３００回転という比較的低速の場合の線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、（ウ）は負荷（ドラム）が毎分１０００回転という比較的高速の場合の線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形である。

５ｍｓのフリーラン期間となるｔ０〜ｔ２において、（イ）に示す低速時では電動機１０９内の永久磁石１００、１０１による誘導起電力が低いため、フリーラン期間中の直流電源１４４への回生電流は発生しないのに対し、（ウ）に示す高速時では電動機１０９内の永久磁石１００、１０１による誘導起電力が高いため、フリーラン期間中の直流電源１
４４への回生電流が発生するものとなり、明らかな差がある。

本実施の形態においては、フリーラン期間内に相当するｔ１＝３ｍｓの時点において、３つの線電流の検出値Ｉｕａ、Ｉｖａ、Ｉｗａに対して、すべて絶対値をとり、３つの内の最大のものを出力することにより、（イ）と（ウ）の差を認識し、それぞれに適した短絡時間比率Ｄｕｔｙの拡大速度のパターンを選択していくものとなる。

これにより、短絡制動期間に入る時点での速度が広範囲となっても、それぞれに対応した短絡時間比率Ｄｕｔｙの拡大速度となることから、いずれの速度についても過電流と過電圧による問題が発生しない設計とすることができるものとなる。

なお、本実施の形態においては、図１１に示した特性にカーブを用いているが、カーブの代わりに階段的な関数を用いるものでもよく、またＤｕｔｙとは無関係に電流値のみによって切り替えるものとしても良い。

また、本実施の形態においては、フリーラン期間内となるｔ１での線電流の大きさによって短絡時間比率拡大速度を変化させるものとしているが、電流を検知するタイミングとして、特にフリーラン期間中に限定するものではなく、フリーラン期間が終了した後、Ｄｕｔｙ上昇が開始してからの時点としても良く、複数のタイミングを組み合わせても良い。

それにより、より広範囲の速度に対して、それぞれの速度に最適な短絡時間比率拡大速度が得られ、結果として過電流と過電圧をより効果的に抑えることができるものとなる。

また、本実施の形態では電流検知手段１１９の出力を受ける線電流検知手段２０７は、電流の大きさを検知するものとしているが、大きさ以外にも周波数要素も検知対象となり得るものであり、高速時にはフリーラン期間中から周波数の検出が有効に利用できるものであり、低速時についても、短絡時間比率拡大期間中には周波数の検出が可能となる。

低速時における過渡的な過電流の発生は比較的高Ｄｕｔｙとなった段階で発生するものであることから、５０％程度までのＤｕｔｙの上昇速度としては、高速時並としておき、周波数検出が可能となった段階で、それらの周波数検出値に対応した短絡時間比率の拡大を行うことにより、やはり過電流や過電圧を抑えながらの短絡制動期間への移行は可能となる。

（実施の形態４）
図１３は、本発明の第４の実施の形態における短絡ブレーキ制御手段２１２の内部ブロック図である。

本実施の形態においても、短絡ブレーキ制御手段２１２以外の部分については、実施の形態１と同等のものとなっている。

図１３においても、実施の形態１と異なる部分のみの説明を行う。

短絡時間比率拡大速度指令手段２１３は、電動機１０９の速度を検知する速度検知手段２１５からの速度信号ωを受けるものとなっており、速度検知手段２１５は電動機１０９内に設け、対抗する永久磁石１００、１０１の磁極の極性に応じてハイ、ローが出力されるホールＩＣ２１７と、その出力から速度を演算する速度計算器２１８を有している。

図１４は、本実施の形態における短絡時間比率拡大速度指令手段２１３の特性を示すグ
ラフであり、横軸には速度検知手段２１５から入力される速度信号、縦軸には出力となる短絡時間比率拡大速度ｄＤｕｔｙ／ｄｔをとっている。

本実施の形態においてはＤｕｔｙとは無関係に、高速となるほど、出力を増加させる特性としていることから、時間の経過と共に短絡時間比率は１００％まで、直線的に増加していくものとなり、傾きが速度によって変化するものとなる。

なお、本実施の形態においては、速度検知手段２１５の出力にホルダ等を設けていないため、短絡時間比率拡大期間中にも、短絡時間比率拡大速度の指令値が低下していくものとなり、制動の係り方によっては短絡時間比率拡大期間中に発生する速度変化にも対応するものとなり、負荷（ドラム）１０６の慣性モーメントが小さい場合に急激な速度減少となっても、過渡的な過電流を防止することができるという効果は得られる場合がある。

しかし、短絡時間比率拡大期間が例えば１００ｍｓ程度と短時間であって、その期間中に発生する速度変化が小さい場合には、ホルダ等を設けた場合との差は小さく、いずれの構成も可能である。

また、本実施の形態においては、速度検知手段２１５にホールＩＣ２１７を用いたものを使用しているが、一般的にセンサレスと呼ばれる電動機駆動システムでは、ホールＩＣは用いず、代わりに電動機１０９の入力電圧、入力電流からの推定がなされるものとなり、例えばフリーラン期間の直前の速度の推定信号を用いることにより、ホールＩＣなどの位置検知、速度検知を全く用いない構成とすることができる。

（実施の形態５）
図１５は、本実施の形態における一般にドラム式洗濯機と呼ばれるインバータ装置の断面図である。

図１５において、衣類２２０を収納する負荷（ドラム）２２１、プーリ２２２およびベルト２２３を介して回転駆動する電動機２２４が設けられ、電動機２２４に３相の交流電流を供給するインバータ回路２２６を有している。

インバータ回路２２６は、制御手段２２８からの６石分の制御信号Ｓｄにより、運転がなされるものとなっており、実施の形態１で説明した、Ｂ９９ＲＱ信号とＢ４ＲＱに対応し、電圧低減期間を経た後、短絡制動期間に移るものであり、また実施の形態１で説明したように、短絡制動期間中の停止判定を行うものとなっている。

本実施の形態においては、負荷（ドラム）は樹脂製の受け筒２３０の内部で回転するものとなっており、給水弁２３３、排水弁２３４の開閉を制御手段２２８からのＳｋｂ信号、Ｓｈｂ信号により開閉することによって、受け筒２３０内に水が給排水され、別に投入される洗剤と共に、洗濯と脱水がなされるものとなっている。

ここで、負荷（ドラム）２２１の前方には開閉可能な蓋２３６が設けられており、使用者が蓋２３６を開閉するための蓋ハンドル２３７が設けられており、洗濯および脱水中に負荷（ドラム）２２１が回転する際には、蓋２３６が閉じられ、使用者の安全確保や、水の飛散の防止するものとなっている。

蓋２３６がハンドル２３７の操作で開かれた状態は、破線で示している。

蓋ロック手段２４０は、蓋２３６が閉じられた状態に保持するものであり、ソレノイド２４１、プランジャ２４２、バネ２４３およびロック制御回路２４４からなっており、ソ
レノイド２４１に通電がなされていない図示している状態では、蓋２３６はロック状態となるため、使用者がハンドル２３７を引こうとも、また他のいかなる操作を行っても、蓋２３６は、蓋ロック手段２４０により、頑として開くことができない状態となる。

ロック制御回路２４４は、制御手段２２８からのＳｒｋ信号により、ソレノイド２４１への通電を行い、使用者はロックの解除により蓋２３６を開くことが可能となる。

なお、蓋検知スイッチ２４６は、蓋２３６の開閉状態を検知するものであり、開閉検知信号Ｓｃｌを制御手段２２８に伝え、蓋２３６が開かれている場合には、Ｓｃｌはローとなり安全確保の面から、インバータ回路２２６へのＳｄ信号としては、電動機２２４への交流電流の供給は行わず、負荷（ドラム）２２１を回転する運転はなされないものとなっている。

なお、この状態で直流電流を電動機２２４に供給しても良く、負荷（ドラム）２２１はより確実に回転方向に固定された状態とすることで、十分な安全性の確保を行うことができる。

そして、脱水運転などが終了した場合には、制御手段２２８が停止判定を行った後に、Ｓｒｋ信号が送られ、蓋ロック手段２４０は、ソレノイド２４１への通電を行う。

脱水運転を停止する場合としては、所定の脱水時間に達した場合の他、使用者が停止ボタン２４８を操作し、Ｓｓｔｏｐ信号が発生した場合、またインバータ回路２２６において過負荷などの異常が発生した際にも、異常信号Ｓａｂが発生し、いずれも制御手段２２８に入力されるものとなり、電動機２２６の制動がかかり、負荷（ドラム）２２１が停止された時点で、制御手段２２８での停止判定が行われた後、蓋ロック手段２４０は、使用者がハンドル２３７を引けば蓋２３６が開くことができる状態となる。

図１６は、本実施の形態において、インバータ装置の電源が投入された直後のフローチャート図を示している。

図１６において、インバータ装置の電源スイッチが入った場合など、制御手段２２８が活性化した段階で、構成しているマイクロコンピュータのプログラムがスタートすると、スタート２５０から短絡ブレーキ２５１に移り、実施の形態１の説明で図３に示したＢ９９ＲＱ信号またはＢ４ＲＱ信号が発生した場合の動作を行い、電圧低減期間に続いて短絡制動期間に入る。

そして図４に示す停止判定の信号Ｃｓがハイとなった時点で、ロック解除２５３に移り、ここでソレノイド２４１の通電が行われ、使用者は蓋２３６を開くことができる状態となる。

電源が投入された段階で、例えば前回の運転の制動が完了していない状態であった場合などは、蓋２３６は蓋ロック手段２４０によるロック状態の解除ができると、残っている回転により、使用者に危険が発生するものとなる。

蓋ロック手段２４０についての制御としては、運転中には使用者が蓋２３６を開くことができないように制御されており、洗濯、脱水などの動作が終了した時点で、解除状態、すなわち使用者が蓋２３６を開き、ドラム２２１内に手を入れることができる状態となるものであり、電源が切れた状態でも蓋２３６は使用者が自由に開閉できる状態となっている。

しかしながら、運転中に停電が発生した場合などには、電源が切れた状態で蓋ロック手段２４０が、使用者による蓋２３６を開くことができない状態（ロック状態）となっている場合もあり、蓋２３６は閉じられているがドラム２２１の回転が残っている場合もあり得る。

この状態で、次回電源が投入された場合、蓋ロック手段２４０について即使用者が蓋２３６を開くことができる状態としてしまうことは、もしも万一ドラム２２１の回転が残っていれば使用者の危険に繋がるものとなるが、本実施の形態においては、電源投入後、電圧低減期間に続く短絡制動期間があり、ドラム２３６の制動が完了した段階で、蓋２３６を使用者が開くことができる状態に蓋ロック手段２４０が制御されることにより、高い安全性が保たれるものとなる。

なお、本実施の形態においては、電源投入された時点での蓋ロック手段２４０が、ロック状態かアンロック状態かに関わらず、電源投入直後に、電圧低減期間および短絡制動期間を設けるものとなっているが、少なくともロック状態において、短絡制動期間を設けることは、安全性の確保の点で有効であり、電源投入された時点で、アンロック状態にある場合、もしくは蓋２３６が開いている場合には、電圧低減期間や短絡制動期間が無くても安全性の確保の上で差は生じないことになるため、電源投入直後の電圧低減期間および短絡制動期間は省くこともできる。

本実施の形態においては、電源投入後に、短絡制動期間を経るものとし、かつ停止判定の信号Ｃｓがハイになった後に、蓋ロック手段２４０を、使用者が蓋２３６を開くことができる状態とすることにより、その危険を無くすることができるものとなり、安全性の高いインバータ装置を実現することができるものとなる。

このように、本実施の形態においては、電動機の停止を適切に判定した後に、ロック解除２５３を行って、蓋ロック手段２４０を使用者が蓋２３６を開くことができる状態にするため、安全性の高いインバータ装置を実現することができるものとなる。

特に、短絡ブレーキ２５１にて、Ｂ９９ＲＱ信号またはＢ４ＲＱ信号による制動を行うことから、速度センサや位置センサを用いないセンサレスと呼ばれる構成であっても、電源投入直後に負荷（ドラム）２２１の回転が残っていた場合であっても、その速度、および位置（位相）に関係なく、インバータ回路２２６の過電流や過電圧の発生を抑えることができるため、極めて有効なものとなる。

なお、本実施の形態においては、負荷（ドラム）２２１の回転軸は、水平としたものを示したが、特に水平にこだわるものであるというものでもなく、垂直、あるいは斜めの回転軸を有するものとしても良い。

負荷（ドラム）２２１の回転駆動のための動力伝達経路についても、プーリ２２２、ベルト２２３を用いたものを示したが、これについてもこの構成に限定するものでもなく、ギア（歯車）を用いたものや、ダイレクト駆動と呼ばれるように、負荷（ドラム）２２１の軸に直接に電動機を備えて同一の速度で回転するものなどであってもかまわない。

また、蓋ロック手段２４０の構成に関しても、本実施の形態で述べた構成に限定されるものではなく、例えば複数の蓋ロック手段を設け、使用者のハンドル操作によっていつでもロック解除が可能な蓋ロック手段と、制御手段からの信号によってロック状態が解除されるものとを併用する構成、あるいは蓋を閉じた状態で常にロック状態となるが、ロック解除は制御手段からの信号によって阻止／許可が働くもの、制御手段からの信号によってハンドル操作ができなくなるものなど、様々な構成を用いることができ、いずれの場合で
も使用者が蓋を開くことができるかどうかを制御手段からの信号によって変化させることができるものであれば良く、具体的な構成は自由に設計できるものである。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、速度センサや位置センサを用いないセンサレスと呼ばれる構成であっても、制動時に短絡時間比率を拡大する短絡時間比率拡大期間の後に、短絡制動期間を有することにより、過電流および過電圧の問題を発生させることなく、制動状態に移行することができるものとなる。

１００、１０１ 永久磁石
１０２、１０３、１０４ 巻線
１０６、２２１ 負荷（ドラム）
１０９、２２４ 電動機
１４４ 直流電源
１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６ スイッチング素子
１１７、２２６ インバータ回路
１１８、２２８ 制御手段
１４８ 電圧検知手段
１１９ 電流検知手段
２１５ 速度検知手段
２２０ 衣類
２３６ 蓋
２４０ 蓋ロック手段

Claims (5)

1. 永久磁石と３相の巻線を有し、負荷に接続される電動機と、直流電源から電力が供給され、３石の高電位側スイッチング素子および３石の低電位側スイッチング素子を有し前記電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、少なくとも前記低電位側スイッチング素子をオンオフ制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、前記インバータ回路の前記低電位側スイッチング素子の３相共通のオン時間の比率のオンオフ制御により前記３相の巻線の入力端子を短絡する短絡時間比率を拡大する短絡時間比率拡大期間の後、前記短絡時間比率を最大限に保つ短絡制動期間を有し、前記短絡時間比率拡大期間の開始からの時間に応じて、短絡時間比率の拡大速度を変化させるインバータ装置。
2. 前記直流電源の電圧を検知する電圧検知手段、前記交流電流を検知する電流検知手段、前記電動機の速度を検知する速度検知手段の少なくともいずれかの検知手段を有し、前記制御手段は、少なくともいずれかの検知手段の出力によって、前記短絡時間比率拡大期間の短絡時間比率の拡大速度を変化させる請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記負荷は、衣類を収納するドラムとし、前記ドラムの回転速度を減速させる減速期間中に、前記短絡時間比率拡大期間および前記短絡制動期間を有する請求項１または２に記載のインバータ装置を備えた洗濯機。
4. 前記負荷は、衣類を収納するドラムとし、前記ドラムの開口部を開閉する蓋と、前記蓋をロックする蓋ロック手段とを有し、前記制御手段は、電源投入後、前記短絡制動期間の後、前記蓋ロック手段を使用者が前記蓋を開くことが可能な状態とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータ装置を備えた洗濯機。
5. 電動機に位置検知用のセンサを持たないセンサレス方式とした請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。