JP6768753B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、インバータ回路の直流部に配置される電流検出素子によって相電流を検出するモータ制御装置に関する。

モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリア（搬送波）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。そのため、１周期内におけるＰＷＭ信号の位相をシフトさせることで常に２相以上の電流を、騒音を増大させること無く検出できるモータ制御装置が提案されている（特許文献１）。

また、モータに制動トルクを発生させモータを減速させる方法として、インバータ回路の下アーム側スイッチング素子を全て同時に導通させることで、誘起電圧により発生するモータ電流で制動トルクを発生させる短絡ブレーキや、電力を発電させてインバータ回路に回生させ、制動トルクを発生する回生ブレーキ等がある（特許文献２）。

特開２０１２−７０５１９号公報 特開２００６−１２９６６３号公報

しかし、特許文献１の構成において短絡ブレーキを行うと、インバータ回路の直流部に配置されているシャント抵抗に電流が流れないため電流が検出できなくなるという問題がある。

そこで、特許文献１に開示されている電流検出方式においても、極力２相以上の電流を検出しながらモータに制動トルクを作用させることができるモータ制御装置を提供する。

実施形態のモータ制御装置は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するものにおいて、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記電流検出部が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内の２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように、３相のＰＷＭ信号パターンを生成する３相変調を行うもので、
３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティパルスを増減させ、
他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティパルスを増減させ、
残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティパルスを増減させ、
前記３相のＰＷＭ信号のデューティを同一に設定することで、前記モータに制動トルクを発生させる制動制御部を更に備える。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 一般的な短絡ブレーキを行う際の３相ＰＷＭ信号のデューティパルス波形を示す図 ベクトル制御により３相変調を行っている際に、ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑを何れもゼロに設定した場合の３相パルス波形を示す図 図３に示す３相パルス波形に、特許文献１における位相シフトを加えた状態を示す図 図４に示すベクトルパターン（１）〜（４）に対応する各相電圧を示す図 図４に示すベクトルパターン（１）〜（４）に対応するｑ軸電圧Ｖｑとそれらの合計とを示す図 図４に示すベクトルパターン（１）〜（４）に対応するｄ軸電圧Ｖｄとそれらの合計とを示す図 モータが回転している場合に、各相ＰＷＭ信号の上相(Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋)及び下相（Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を何れもオフにした場合の速度変化を示す各信号の波形図 図３に示す波形により短絡ブレーキを行った場合のモータの速度変化を示す各信号の波形図 図４に示す波形により短絡ブレーキを行った場合のモータの速度変化を示す各信号の波形図 第２実施形態であり、ブレーキ制御部における割り込み処理を示すフローチャート（その１） ブレーキ制御部における割り込み処理を示すフローチャート（その２） ２相変調を行っている際に、特許文献１における位相シフトを加えた３相パルス波形を示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図７を参照して説明する。尚、本実施形態は特許文献１の構成を基本としたものであるから、特許文献１に開示されている構成と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１は、特許文献１の図１相当図であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。特許文献１と相違している点は、ＰＷＭ信号生成部９に替わるＰＷＭ信号生成部２１が、ブレーキ制御部２２を備えている点である。制動制御部に相当するブレーキ制御部２２は、上位の制御装置等によりブレーキ指令が与えられると、シャント抵抗４により２相の電流を検出可能な状態を極力維持しながら、モータ６に制動トルクを発生させるように制御する。

次に、本実施形態の作用について図２から図７も参照して説明する。図２は、一般的な短絡ブレーキを行う際の３相ＰＷＭ信号のデューティパルス波形である。ベクトル制御により２相変調を行っている際に、ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑを何れもゼロに設定すると、このように下アーム側のＦＥＴ５Ｕ−〜５Ｗ−を同時にオンするパターンとなる。この時、定常状態でのｄｑ軸電圧方程式は次式となる。
Ｖｄ＝０＝Ｒ×Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ …（１）
Ｖｑ＝０＝Ｒ×Ｉｑ−ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ …（２）
Ｒ:抵抗[Ω]
ω：モータ角速度［ｒａｄ／ｓｅｃ］
Ｉｄ:ｄ軸電流［Ａ］
Ｌｑ:ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｉｑ：ｑ軸電流［Ａ］
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス［Ｈ］
φ：誘起電圧［線間Ｖｒｍｓ／Ｈｚ］

（１）式，（２）式において、任意の角速度ωを与えれば電流Ｉｄ,Ｉｑが算出でき、（５）式に基づき短絡ブレーキのトルクＴａｌｌが求められる。
Ｔｍ＝√（３／２）×Ｐ×φ×Ｉｑ …（３）
Ｔｒ＝３／２×Ｐ×（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ …（４）
Ｔａｌｌ＝Ｔｍ＋Ｔｒ …（５）
Ｔｍ：マグネットトルク
Ｐ：極対数
Ｔｒ：リラクタンストルク

角速度ωは、ブレーキ動作により低下していくため、（２）式の右辺第２項，第３項は減少していく。これによりｑ軸電流Ｉｑが負の方向に増加してブレーキトルクが増加する。この短絡ブレーキ時には、回転数に応じた電流がモータ６に流れる。しかしながら、このような信号パターンでは、本実施形態のように、インバータ回路３の直流部にシャント抵抗４を配置した構成では、ＰＷＭ制御の１周期内に２相の電流を検出することができない。

図３は、同じくベクトル制御により３相変調を行っている際に、ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑを何れもゼロに設定した場合の３相パルス波形であり、特許文献１のように３相パルスの位相をシフトしない場合である。上アーム側のＦＥＴ５Ｕ＋〜５Ｗ−を同時にオンするパターンと、下アーム側のＦＥＴ５Ｕ−〜５Ｗ−を同時にオンするパターンとが、それぞれデューティ比５０％の波形になる。この場合も図２のケースと同等に、回転数に応じた電流がモータ６に流れるが、ＰＷＭ制御の１周期内に２相の電流を検出することができない。

そこで、本実施形態では、図３に示す３相パルス波形に対し、特許文献１において行っている位相シフトを加えることで、図４に示す３相パルス波形を出力する。すなわち、Ｕ相キャリアである三角波の谷であるＰＷＭ制御周期の中央位相を基準として、Ｖ相上アームのパルスＶ＋は図中左方向にパルスを伸ばし、Ｕ相上アームのパルスＵ＋は図中左右方向にパルスを伸ばし、Ｗ相上アームのパルスＷ＋は図中右方向にパルスを伸ばす。

この時、図４に示すように４種類の電圧ベクトルパターン（１）〜（４）が発生する。各電圧ベクトルパターンでの相電圧を図５に示す。また、この場合のｑ軸電圧Ｖｑを図６に，ｄ軸電圧Ｖｄを図７に示す。各電圧ベクトルパターンでｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑが発生するが、電気角０〜３６０度に亘る４つの電圧ベクトルパターン（１）〜（４）の合計値であるｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑはゼロになる。したがって、従来のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑ＝０と同様の短絡ブレーキを実現できる。つまり、図３に示す３相パルス波形と同様の短絡ブレーキがモータ６に作用する。そして、例えば電流を検出するタイミングが、中央位相近傍の遅れ側と進み側との２点であれば、中央位相より遅れ側近傍の期間ではＷ相電流（−）が検出でき、同進み側近傍の期間ではＶ相電流（−）が検出できる。

図８は、モータ６が回転している場合に、各相ＰＷＭ信号の上相(Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋)及び下相（Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を何れもオフにした場合の速度変化を示す。この時、モータ６はフリーラン状態となるため、モータ６が停止するまでに時間２２．５ｓを要している。図９は、図３に示す短絡ブレーキを行った場合であり、モータ６が停止するまでの時間が３．３９ｓとなる。これらに対して、図１０は、本実施形態の図４に示す３相パルス波形による短絡ブレーキを行った場合である。制御周期の途中で上アーム側短絡としたアーム側短絡とが切り替わるため、モータ６が停止するまでの時間は４．３７ｓとなり、図６のケースより若干長くなるが、図８のケースよりは十分短いといえる。

以上のように本実施形態によれば、インバータ回路３を構成するＭＯＳＦＥＴ５Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路３の直流母線２ｂ側にシャント抵抗４を接続し、ＰＷＭ信号生成部２１が、モータ６の相電流に基づいてロータ位置θを決定し、そのロータ位置θに追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。電流検出部７が、シャント抵抗４に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づきモータ６の相電流を検出する場合、ＰＷＭ信号生成部２１は、電流検出部７が、キャリア周期内の２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

具体的には、３相のＰＷＭ信号のうち１相は、キャリア周期の中間位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティパルスを増減させ、他の１相は、前記基準より遅れ方向にデューティパルスを増減させ、残りの１相は、前記基準より進み方向にデューティパルスを増減させる。そして、ブレーキ制御部２２は、モータ６に制動トルクを作用させる際には、３相のＰＷＭ信号のデューティを同一に設定する。これにより、１シャント電流検出方式を採用した構成においても、極力３相の電流を検出しながらモータ６に制動トルクを作用させることが可能になる。

また、ブレーキ制御部２２は、ベクトル制御における出力電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑをゼロに設定して３相のＰＷＭ信号のデューティを５０％に設定することで、簡単にモータ６に制動トルクを発生させることができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態について図１１から図１３を参照して説明する。第２実施形態では、モータ６の回転数に応じて作用させるブレーキの形態を変化させる。尚、以下での説明において、「シフト２ＰＷＭ」とは、特許文献１における３相パルスの位相シフト制御を意味し、「通常ＰＷＭ」とは、一般的に行われている基準位相を中心に３相デューティパルスを左右対称に発生させることを意味する。図１１及び図１２に示す割り込み処理は、ＰＷＭ周期毎に実行される。

図１１に示す割り込み処理において、ブレーキ制御部２２は、短絡ブレーキ指令が入力されると（Ｓ１；ＹＥＳ）、３相変調において「シフト２ＰＷＭ」を行う（Ｓ２）。すなわち、第１実施形態の図４に示す３相パルス波形を出力することで短絡ブレーキを行う。短絡ブレーキ指令が入力されていなければ（ＮＯ）、通常のモータ６の駆動制御を行う（Ｓ６）。

次に、ブレーキ制御部２２は、モータ６の回転数が予め設定されている閾値未満となったか否かを判断する（Ｓ３）。モータ６の回転数は、図示しない位置センサが出力するセンサ信号に基づき検出するか、又は位置センサレス制御により推定される回転数を用いても良い。尚、ここでは、短絡ブレーキの作用によりモータ６の回転数がある程度低下したことを判断すれば良いので、短絡ブレーキを開始してからの時間が閾値を超えたか否かを判断しても良い。モータ６の回転数が閾値以上であれば（Ｓ３；ＮＯ）そのまま短絡ブレーキを継続する（Ｓ５）。一方、モータ６の回転数が閾値未満になると（ＹＥＳ）、回生ブレーキ指令を発生させる（Ｓ４）。

図１２に示す割り込み処理において、回生ブレーキ指令が未発生であれば（Ｓ１１；ＮＯ）ステップＳ６と同様の処理を行う（Ｓ１８）。一方回生ブレーキ指令が発生していれば（ＹＥＳ）回生ブレーキを行う（Ｓ１２）。この場合、ベクトル制御においてｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆ又は電圧指令Ｖｑを負の値に設定する。そして、回生ブレーキの実行中は、ステップＳ１３，Ｓ１４において、３相のＰＷＭデューティのうち最大のものが、それぞれ閾値１，２を超えたか否かを判断する。尚、閾値１は、電流が検出できる範囲で設定し、例えば７０％とする。また、閾値２は閾値１よりも低い値で、且つ電流が検出できる範囲で設定し、例えば５０％とする。

デューティが閾値１を超えていれば（Ｓ１３；ＹＥＳ）「通常ＰＷＭ」で２相変調を行う（Ｓ１４）。デューティが閾値１以下で且つ閾値２を超えていれば（Ｓ１５；ＹＥＳ）「シフト２ＰＷＭ」で２相変調を行う（Ｓ１６）。この場合の３相パルスの波形は、図１３に示すようになる。そして、デューティが閾値２以下であれば（Ｓ１５；ＮＯ）「シフト２ＰＷＭ」で３相変調を行う（Ｓ１７）。

すなわち、モータ６の回転数が高い状態で回生ブレーキを作用させると、インバータ回路３の直流電圧が上昇し、ＦＥＴ５や図示しない整流回路に過大な電圧が印加されるおそれがある。そこで、最初に短絡ブレーキを作用させて回転数がある程度低下した段階で回生ブレーキに移行する。

回生ブレーキに移行した際にデューティが閾値１を超えていれば、制動作用により電圧をより速く低下させることを優先して「通常ＰＷＭ」で２相変調を行う。デューティが閾値１以下になれば「シフト２ＰＷＭ」で２相変調を行うことで２相の電流を検出可能とし、且つＦＥＴ５によるスイッチング損失を低下させる。そしてデューティが閾値２以下になれば、「シフト２ＰＷＭ」で３相変調を行うことで電流検出率を向上させる。尚、図１２に示す処理は、図１１に示す処理に続いて、１つの割込み処理として行っても良い。

以上のように第２実施形態によれば、ブレーキ制御部２２は、モータ６に制動トルクを発生させる際に、最初に３相のＰＷＭ信号のデューティを同一に設定して短絡制動を行った後、モータ６に負のトルクを発生させる指令値を与えることで回生ブレーキを行う。これにより、回生される電力の電圧を低下させて、回路素子等を過電圧より保護できる。

具体的には、ブレーキ制御部２２は、モータ６に回生ブレーキを作用させる際に、出力電圧に相当するＰＷＭデューティが閾値２より高い場合は、ＰＷＭ信号生成部２１により２相変調を行い、ＰＷＭデューティが閾値２以下になると３相変調を行う。これにより、回生電力の電圧が高い状態ではインバータ回路３におけるスイッチング損失の低減を図り、前記電圧が低い状態では電流検出率を向上させることができる。

更に、ブレーキ制御部２２は、ＰＷＭデューティが閾値２よりも高い閾値１を上回る場合は、２相のＰＷＭ信号のデューティパルスが何れも基準位相より対称に延びるように生成し、ＰＷＭデューティが閾値１以下になると、２相のＰＷＭ信号の一方のデューティパルスが基準位相より対称に延びるように、且つ他方のデューティパルスが基準位相より何れか一方向に延びるように生成する。これにより、２相変調により回生ブレーキを行っている期間の電流検出率を向上させることができる。

（その他の実施形態）
電流検出部７が、キャリア周期内で２相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、２相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。
また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部７に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。

シャント抵抗４を、正側母線２ａに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗４に限ることなく、例えばＣＴ（Current Transformer）等を設けても良い。
スイッチング素子はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに限ることなく、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴや、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ等を使用しても良い。短絡ブレーキ時に２相の電流を検出できる範囲で、各相のパルス幅を例えば２０％とするように調整しても良い。
短絡ブレーキと回生ブレーキとの切り替えの順番は、短絡ブレーキ後に回生ブレーキの実施するものに限らず、回生ブレーキ，短絡ブレーキの順でも良く、短絡ブレーキ，回生ブレーキ，短絡ブレーキのように繰り返しても良い。
第２実施形態における閾値１，２の設定値は、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、３はインバータ回路、４はシャント抵抗、５はパワーＭＯＳＦＥＴ、６はモータ、７は電流検出部）、９はＰＷＭ信号生成部、２１はＰＷＭ信号生成部、２２はブレーキ制御部を示す。

Claims (6)

1. ３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
   前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
   前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出部とを備え、
   前記ＰＷＭ信号生成部は、前記電流検出部が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内の２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように、３相のＰＷＭ信号パターンを生成する３相変調を行うもので、
   ３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティパルスを増減させ、
   他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティパルスを増減させ、
   残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティパルスを増減させ、
   前記３相のＰＷＭ信号のデューティを同一に設定することで、前記モータに制動トルクを発生させる制動制御部を更に備えるモータ制御装置。
2. 前記制動制御部は、出力電圧指令値をゼロに設定することで前記３相のＰＷＭ信号のデューティを５０％に設定し、前記モータに制動トルクを発生させる請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記制動制御部は、前記モータに負のトルクを発生させる指令値を与えることで、前記モータに制動トルクを発生させる請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. 前記制動制御部は、前記モータに制動トルクを発生させる際に、最初に前記３相のＰＷＭ信号のデューティを同一に設定し、その後に、前記モータに負のトルクを発生させる指令値を与える請求項３記載のモータ制御装置。
5. 前記制動制御部は、前記モータに負のトルクを発生させる指令値を与える際に、出力電圧が閾値より高い場合は、前記ＰＷＭ信号生成部により２相のＰＷＭ信号パターンを生成する２相変調を行い、出力電圧が前記閾値以下になると前記ＰＷＭ信号生成部により３相変調を行う請求項３又は４記載のモータ制御装置。
6. 前記制動制御部は、前記閾値を第２閾値とすると、その第２閾値よりも高い第１閾値を設定し、
   出力電圧が前記第１閾値より高い場合は、２相のＰＷＭ信号のデューティパルスが何れも、基準位相より対称に延びるように生成し、
   出力電圧が前記第１閾値以下になると、２相のＰＷＭ信号の一方のデューティパルスが前記基準位相より対称に延びるように、且つ他方のデューティパルスが前記基準位相より何れか一方向に延びるように生成する請求項５記載のモータ制御装置。