JP6327258B2 - フィルタ回路および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、通過帯域と阻止帯域とを有するフィルタ回路、および、該フィルタ回路を備える無線通信装置に関する。

従来、無線通信装置で送信信号や受信信号の対応する通信バンドを切り替えるために、可変フィルタ回路が利用されることがあった。可変フィルタ回路は、ＳＡＷ共振子やＢＡＷ共振子等の共振子に対して、並列および直列に可変容量を接続して基本回路を構成し、この基本回路を多段に組み合わせたラダー型にされていた（例えば特許文献１参照。）。該可変フィルタ回路では、共振子に並列接続された可変容量の制御によって各基本回路の***振周波数をそれぞれ調整し、各共振子に並列接続された可変容量と直列接続された可変容量との双方の制御によって各基本回路の共振周波数をそれぞれ調整し、これにより所望の帯域を通過帯域や阻止帯域としていた。

特許第４０５３５０４号

各種無線通信規格で規定される通信バンドのなかには、受信帯域と送信帯域との周波数関係が逆になる組み合わせがある。例えばLTEの通信バンドのうちのBand20（送信帯域：832-862MHz、受信帯域:791-821MHz）は送信帯域が受信帯域よりも高周波側にあり、Band5（送信帯域：824-849MHz、受信帯域:869-894MHz）は送信帯域が受信帯域よりも低周波側にある。したがって、Band20とBand5の組み合わせでは受信帯域と送信帯域との周波数関係が逆であり、このような通信バンドの組に対しては、可変フィルタ回路の通過帯域の周波数調整によって、通信バンドの切り替えを行うことは難しかった。

具体的には、たとえば、可変フィルタ回路を送信フィルタとして用いる場合、可変フィルタ回路をBand20の送信帯域に対応させるためには、高周波側にある通過帯域と低周波側にある阻止帯域との間で減衰量が急峻に変化するような通過特性を実現する必要がある。一方、可変フィルタ回路をBand5の送信帯域に対応させるためには、低周波側にある通過帯域と高周波側にある阻止帯域との間で減衰量が急峻に変化するような通過特性を実現する必要がある。しかしながら、このような通過特性の切り替えは従来の可変フィルタ回路では実現することが難しかった。

特許文献１の図１に示されている可変フィルタの構成であれば、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な通過特性や通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な通過特性を実現するためには、可変フィルタ回路の並列腕と直列腕とのそれぞれに共振子と、少なくとも４個の可変容量とを設けて各可変容量を制御する必要があった。しかしながら、多数の可変容量を設けると、回路サイズの大型化と制御システムの複雑化が招かれてしまい問題である。

そこで、本発明は、通過帯域近傍の減衰量変化の急峻性を適切に制御することが容易であり、回路サイズの大型化と制御システムの複雑化を抑制できるフィルタ回路および無線通信装置の提供を目的とする。

この発明のフィルタ回路は、第１の入出力端と第２の入出力端との間に接続された直列腕と、前記第１の入出力端とグランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第１の並列腕と、前記第２の入出力端と前記グランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第２の並列腕と、を備える。

また、前記直列腕は、前記第１の入出力端と前記第２の入出力端との間に直列に接続された切替回路を含む。切替回路は、複数のリアクタンス部を含み、前記複数のリアクタンス部を切り替えて接続する。このような切替回路を第１の並列腕と第２の並列腕との間に設けることで、リアクタンス部の切り替えによって、フィルタ回路の通過帯域の高周波側近傍や通過帯域の低周波側近傍で、減衰量変化の急峻性を制御できるようになる。

この発明に係るフィルタ回路は、前記第１及び第２の並列腕に、前記共振子に対して直列に接続された可変リアクタンスを含むと好適である。このように可変リアクタンスを設けると、可変リアクタンスを制御することにより、通過帯域の低周波側近傍や高周波側近傍での急峻さを高めた状態のまま、通過帯域の低周波側のカットオフ周波数や通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整できる。

この発明に係るフィルタ回路は、前記第１及び第２の並列腕とのうちの少なくとも一方に、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタを更に含むことが好ましい。このように共振子に直列インダクタを接続すると、可変リアクタンスの制御による通過帯域の周波数可変範囲を拡げることができる。また、低周波側の第１の通過帯域と、高周波側の第２の通過帯域とを設けることができる。

また、この発明に係るフィルタ回路は、前記第１及び第２の並列腕とのうちの少なくとも一方に、前記共振子に対して並列に接続された並列インダクタを更に含むことが好ましい。このように共振子に並列インダクタを接続すると、可変リアクタンスの制御による通過帯域の周波数可変範囲を拡げることができる。

この発明に係るフィルタ回路は、前記共振子に対して並列に接続された並列インダクタと、前記共振子と前記並列インダクタとが並列に接続された回路に対して直列に接続された直列インダクタと、を含む構成であってもよい。または、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタと、前記共振子と前記直列インダクタとが直列に接続された回路に対して並列に接続された並列インダクタと、を含む構成であってもよい。このように直列インダクタおよび並列インダクタの接続構成を変えると、通過帯域の低周波側や高周波側のカットオフ周波数の可変範囲をより広くしたり、通過帯域の低周波側近傍や高周波側近傍の減衰特性をより急峻にしたりといった調整ができる。

この発明に係るフィルタ回路は、前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とが、それぞれ、前記共振子に対して並列に接続された並列インダクタを更に含み、前記第１の並列腕が、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタを含み、前記第２の並列腕が、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタが省かれている構成であってもよい。このようにすると、第１の並列腕と第２の並列腕とのそれぞれに直列インダクタと並列インダクタとを設ける場合よりも、第２の並列腕から省かれる直列インダクタの分だけ回路サイズを小型化することができる。そして、このような場合には、前記第１の並列腕が含む共振子の共振点および***振点は、前記第２の並列腕が含む共振子の共振点および***振点よりも、高周波側にあることが好ましい。また、前記第２の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスは、前記第１の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスよりも、小さいことが好ましい。このようにすると、第２の並列腕から直列インダクタを省いても、可変フィルタ回路におけるフィルタ特性の大幅な劣化や、カットオフ周波数の可変範囲が大幅に狭まることなどを抑制することができる。

この発明に係るフィルタ回路は、複数の前記共振子と、前記複数の共振子からいずれか一つを選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する共振子選択部と、を含む構成であってもよい。また、複数の直列インダクタや複数の並列インダクタを含み、共振子選択部で、共振子とともにいずれかを選択して可変リアクタンスに直列に接続する構成であってもよい。このような場合には、各共振子が対応する通信バンドを異ならせておくことで、可変フィルタ回路が多数の通信バンドに対応可能になり、共振子選択部の制御によって通信バンドを選択することができる。通常は、多数の通信バンドに可変フィルタ回路を対応可能にするためには、通信バンドとほぼ同数の並列腕を設ける必要があるが、上記のように共振子選択部を設けて可変リアクタンスに接続する共振子を選択するようにすれば、並列腕を通信バンド毎に個別に設ける必要が無くなり、いくつかの通信バンドで可変リアクタンスを共用することができる。したがって、可変リアクタンスの総数を抑制することができ、回路サイズの大型化や可変リアクタンスの制御の複雑化を抑制できる。

この発明に係る無線通信装置は、上述のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、アンテナと、前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、を備えることが好ましい。特に、前記無線通信装置は、前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の***振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの通過帯域の高周波側の上限の周波数よりも高いことが望ましい。また、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの通過帯域の低周波側の下限の周波数よりも低いことが望ましい。

通信回路が対応する複数の通信バンドそれぞれには阻止帯域と通過帯域とを設ける必要がある。上記のように複数の通信バンドと各並列腕の共振点や***振点との関係を設定することにより、フィルタ回路の通過帯域における低周波側のカットオフ周波数や高周波側のカットオフ周波数を、通信回路が対応する複数の通信バンドそれぞれの通過帯域の低周波側や高周波側に調整することが可能になる。また、通信バンドの阻止帯域が通過帯域の低周波側や高周波側の近傍に位置するような場合に、その阻止帯域に対してフィルタ回路で大きな減衰を得ることができる。

または、前記無線通信装置は、前記フィルタ回路が、前記並列腕の共振子それぞれに対して直列に接続された直列インダクタを含み、前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の副共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの通過帯域の低周波側の下限の周波数よりも低いことが望ましい。

共振子に直列インダクタを接続すると、共振子の***振点よりも高周波側にも共振点（副共振点と言う。）が現れる。すると、通過特性において、低周波側の第１の通過帯域に加えて高周波側に第２の通過帯域が生じる。そして、高周波側の第２の通過帯域も、可変リアクタンスのキャパシタンスを制御することにより、低周波側のカットオフ周波数や高周波側のカットオフ周波数を調整できる。そして、上記のように複数の通信バンドと各並列腕の副共振点との関係を設定することにより、通信回路が対応する複数の通信バンドの通過帯域に対して、フィルタ回路の高周波側の第２の通過帯域を合わせるように調整することが可能になる。

この発明に係る前記複数のリアクタンス部は、誘導性リアクタンスを有する第１のリアクタンス部を含むことが好ましい。また、この発明に係る前記複数のリアクタンス部は、容量性リアクタンスを有する第２のリアクタンス部を含むことが好ましい。そして、無線通信装置では、切替回路で第１のリアクタンス部が選択されるときに、阻止帯域よりも低周波側に通過帯域を有する第１の通信バンドで信号の送信および受信を行うことが好ましい。また、無線通信装置では、切替回路で第２のリアクタンス部が選択されるときに、阻止帯域よりも高周波側に通過帯域を有する第２の通信バンドで信号の送信および受信を行うことが好ましい。これにより、切替回路で第１のリアクタンス部を選択する際に、通過帯域の高周波側近傍での減衰量の変化を急峻にできるようになる。また、切替回路で第２のリアクタンス部を選択する際に、通過帯域の低周波側近傍での減衰量の変化を急峻にできるようになる。

この発明に係る前記第１のリアクタンス部はインダクタであってもよい。また、この発明に係る前記第２のリアクタンス部はキャパシタであってもよい。

この発明に係る前記第１のリアクタンス部は共振子であってもよい。また、この発明に係る前記第２のリアクタンス部は共振子であってもよい。これにより、第１のリアクタンス部や第２のリアクタンス部をインダクタやキャパシタで構成する場合よりも、フィルタ特性の急峻性を向上させられる。また、第１のリアクタンス部や第２のリアクタンス部を小型に構成できるようになる。

また、第１のリアクタンス部を共振子で構成する場合には、各共振子が対応する通信バンドにおける通過帯域と阻止帯域との間のギャップ帯域が、該共振子の共振点と***振点との間の誘導性帯域に少なくとも一部で重なるとよい。より好ましくは、ギャップ帯域および通過帯域が共振子の誘導性領域に少なくとも一部で重なるとよい。特には、前記ギャップ帯域に前記共振点が重なることが好ましい。これにより、共振子の特性が急峻に変化する部分を利用することができ、フィルタ特性を更に急峻にできる。

また、第２のリアクタンス部を共振子で構成する場合には、各共振子が対応する通信バンドにおける通過帯域と阻止帯域との間のギャップ帯域が、該共振子の共振点よりも低周波側の容量性帯域または***振点よりも高周波側の容量性帯域に重なることが好ましい。より好ましくは、ギャップ帯域および通過帯域が共振子の容量性領域に重なるとよい。特には、共振子の***振点よりも高周波側の容量性帯域に重なることが好ましい。***振点よりも高周波側の容量性帯域を利用すれば、共振子の通過特性がＨＰＦの減衰極の高周波側の特性と重なることでキレの急峻性が高まる。また、共振点よりも低周波側の容量性帯域を利用すれば、容量性リアクタンスとしてのＱ値が高いものになり、フィルタ特性における減衰性が向上する。

本発明によれば、切替回路によって、フィルタ回路の第１の入出力端と第２の入出力端との間での通過特性を、例えば通過帯域の低周波側近傍で急峻な減衰量の変化を有する通過特性と、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰量の変化を有する通過特性とに、切り替えることができる。その上、共振子や可変リアクタンスの数を抑制でき、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。

第１の実施形態に係るフィルタ回路および無線通信装置の回路図である。 第１の実施形態に係るフィルタ回路を構成するインダクタおよびキャパシタの機能を説明するインピーダンス特性図である。 第１の実施形態に係るフィルタ回路の通過特性図である。 第２の実施形態に係るフィルタ回路の回路図である。 第２の実施形態に係るフィルタ回路を構成する直列インダクタの機能を説明するインピーダンス特性図である。 第２の実施形態に係るフィルタ回路の通過特性図である。 第３の実施形態に係るフィルタ回路の回路図である。 第３の実施形態に係るフィルタ回路を構成する並列インダクタの機能を説明するインピーダンス特性図である。 第１の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。 第４の実施形態に係る無線通信装置およびフィルタ回路の回路図である。 第４の実施形態に係るフィルタ回路を構成する可変容量の機能を説明するインピーダンス特性図である。 第４の実施形態に係るフィルタ回路の通過特性図である。 第５の実施形態に係るフィルタ回路の回路図である。 第５の実施形態に係るフィルタ回路の特性図である。 第２の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。 第３の変形例に係る可変フィルタ回路を説明する図である。 第３の変形例に係る可変フィルタ回路の特性試験の結果を示す図である。 第４の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。 第６の実施形態に係るフィルタ回路の回路図である。 第６の実施形態に係るフィルタ回路の特性図である。 第６の実施形態に係るフィルタ回路の特性図である。 第５の変形例に係るフィルタ回路の回路図である。 第７の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第８の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第８の実施形態に係る可変フィルタ回路の機能を模式的に説明する特性図である。

以下、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。

≪第１の実施形態≫
図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ回路１０を示す回路図である。

フィルタ回路１０は、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２，１３とを備えている。ポートP1は、フィルタ回路１０の第１の入出力端である。ポートP2は、フィルタ回路１０の第２の入出力端である。ポートP3は、フィルタ回路１０のグランド接続端である。直列腕１１は、ポートP1とポートP2との間に直列に接続されている。並列腕１２は、ポートP1とポートP3との間に直列に接続されている。並列腕１３は、ポートP2とポートP3との間に直列に接続されている。

直列腕１１は、切替回路１４を備えている。切替回路１４は、ポートP1とポートP2との間に直列に接続されている。切替回路１４は、スイッチSWと、インダクタLs1と、キャパシタCs1とを備えている。スイッチSWは、インダクタLs1またはキャパシタCs1のいずれか一方を選択して、ポートP1とポートP2との間に直列に接続する。インダクタLs1は、第１のリアクタンス部に相当するものである。キャパシタCs1は、第２のリアクタンス部に相当するものである。

並列腕１２は、共振子Re_p1を備えている。共振子Re_p1は、ポートP1に一端が接続され、ポートP3に他端が接続されている。並列腕１３は、共振子Re_p2を備えている。共振子Re_p2は、ポートP2に一端が接続され、ポートP3に他端が接続されている。インダクタLs1、キャパシタCs1、および、共振子Re_p1，Re_p2の素子や特性は適宜の設定とすることができる。共振子Re_p1，Re_p2としては、ＳＡＷ共振子やＢＡＷ共振子といった圧電共振子、誘電体同軸共振子、ＬＣ共振回路等を用いることができる。

ここで、フィルタ回路１０を構成する各素子の機能について説明する。

図２は、切替回路１４で接続されるインダクタLs1とキャパシタCs1との機能を説明するインピーダンス特性図である。図２中の点線は、キャパシタCs1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im1を模式的に示している。また、図２中の実線はインダクタLs1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2を模式的に示している。

キャパシタCs1を接続した共振子のインピーダンス特性Im1と、インダクタLs1を接続した共振子のインピーダンス特性Im2と、を比較すると、共振点Mfrの周波数は同じであるが、***振点Mfaは、共振点Mfrの高周波側の近傍周波数から移動し、新たに共振点Mfrの低周波側の近傍周波数に現れている。以下、このような、共振点Mfrの低周波側の近傍周波数に現れる***振点を副***振点Sfaと言う。

したがって、切替回路１４は、並列腕１２の共振子Re_p1における***振点を、共振点Mfrの低周波側または高周波側に切り替える機能を有している。なお、切替回路１４は、並列腕１３の共振子Re_p2に対しても同様の機能を有している。

図３（Ａ）は、切替回路１４においてインダクタLs1を接続した状態でのフィルタ回路１０の通過特性図である。図３（Ｂ）は、切替回路１４においてキャパシタCs1を接続した状態でのフィルタ回路１０の通過特性図である。

ここでは、共振子Re_p1、共振子Re_p2は、いずれも表面弾性波共振子である。また、図３（Ａ）および図３（Ｂ）中の二つの減衰極はそれぞれ共振子Re_p1，Re_p2の共振点Mfrに対応している。

図３（Ｂ）に示すように、切替回路１４においてキャパシタCs1を接続すると、共振子Re_p1，Re_p2の共振点Mfrに対応する二つの減衰極よりも高周波側の近傍周波数に所望の通過帯域を設けることができ、この通過帯域の低周波側近傍での減衰特性は急峻に変化する。

一方、図３（Ａ）に示すように、切替回路１４においてインダクタLs1を接続すると、共振子Re_p1または共振子Re_p2の共振点Mfrに対応する二つの減衰極よりも低周波側の近傍周波数に所望の通過帯域を設けることができ、この通過帯域の高周波側近傍での減衰特性は急峻に変化する。

このように、切替回路１４でインダクタLs1を接続するか、キャパシタCs1を接続するかによって、フィルタ回路１０の通過特性が大きな影響を受けるのは、キャパシタCs1を接続した場合のインピーダンス特性Im1では共振点Mfrの高周波側の近傍周波数に***振点Mfaが現れ、インダクタLs1を接続した場合のインピーダンス特性Im2では、共振点Mfrの低周波側の近傍周波数に副***振点Sfaが現れるためである。副***振点Sfaが現れる周波数は、主にインダクタLs1のインダクタンスを調整することによって決定することができる。

したがって、本実施形態に係るフィルタ回路１０によれば、切替回路１４でスイッチSWがインダクタLs1を選択して接続するか、キャパシタCs1を選択して接続するかによって、通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性と、通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性とで、フィルタ回路１０の通過特性を切り替えることができる。

また、このようなフィルタ特性において、減衰特性の急峻性を増すためには、フィルタを構成する直列腕や並列腕の段数を増やすとよく、例えば、あらたな直列腕１４および並列腕１５を一つずつ追加し、ポートP1またはポートP2に、追加した直列腕１４の一端を接続するとともに、その追加した直列腕１４の他端に並列腕１５を接続してもよい。この際、追加した並列腕１５の可変容量Cs_p3を容量値が変化しない固定容量に置き換えても良い。このため、可変フィルタ回路１０は、ｎ段の直列腕で構成される場合でも、並列腕および可変容量の総数が最大でｎ＋１個で済むため、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。本実施形態の可変フィルタ回路１０も、ｎ＋１個の並列腕とｎ個の直列腕とを設けるようにして構成してもよい。

≪第２の実施形態≫
図４は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ回路１０Ａを示す回路図である。

フィルタ回路１０Ａは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２Ａ，１３Ａとを備えている。並列腕１２Ａは、共振子Re_p1と、直列インダクタLs_p1と、を備えている。直列インダクタLs_p1は、ポートP1に一端を接続し、共振子Re_p1に他端を接続している。並列腕１３Ａは、共振子Re_p2と、直列インダクタLs_p2と、を備えている。直列インダクタLs_p2は、ポートP2に一端を接続し、共振子Re_p2に他端を接続している。

ここで、フィルタ回路１０Ａを構成する直列インダクタLs_p1，Ls_p2の機能について説明する。

図５は、並列腕１２Ａにおける直列インダクタLs_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図５中の点線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス特性Im1Aである。また、図５中の実線は、直列インダクタLs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Aである。

直列インダクタLs_p1を設けたインピーダンス特性Im2Aと、直列インダクタLs_p1を省いたインピーダンス特性Im1Aとを比較すると、***振点Mfaの周波数は同じであるが、共振点Mfrの周波数は、インピーダンス特性Im1Aよりもインピーダンス特性Im2Aではより低周波側の周波数に移動している。そして、インピーダンス特性Im2Aでは、***振点Mfaよりも高周波側の近傍周波数に副共振点Sfrが現れている。副共振点Ｓｆｒが現れる周波数は、主にインダクタLs_p1またはLs_p2のインダクタンスを調整することにより決定することができる。

このように、並列腕１２Ａにおいて直列インダクタLs_p1は、共振点Mfrを低周波側に移動させる機能と、***振点Mfaよりも高周波側に副共振点Ｓｆｒを生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕１３Ａにおいて直列インダクタLs_p2も同様の機能を有している。

図６（Ａ）は、切替回路１４でインダクタLs1を選択した状態でのフィルタ回路１０Ａの通過特性図である。図６（Ｂ）は、切替回路１４でキャパシタCs1を選択した状態でのフィルタ回路１０Ａの通過特性図である。図６（Ｃ）は、切替回路１４でインダクタLs1を選択した状態とキャパシタCs1を選択した状態とを比較して示すフィルタ回路１０Ａの通過特性図である。図６（Ａ）および図６（Ｂ）中の二つの減衰極は、それぞれ共振子Re_p1，Re_p2の共振点Mfrに対応している。

切替回路１４においてインダクタLs1を接続すると、図６（Ａ）に示すように、共振点Mfrよりも低周波側の近傍周波数に第１の通過帯域を設けることができ、この第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性は急峻に変化する。一方、切替回路１４においてキャパシタCs1を接続すると、図６（Ｂ）に示すように、共振点Mfrよりも高周波側の近傍周波数に第１の通過帯域を設けることができ、この第１の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性は急峻に変化する。

また、図６（Ｃ）に示すように、インダクタLs1を接続した状態での通過特性IL4Aでは、共振点Mfrの低周波側に位置する前述の第１の通過帯域に加えて、共振点Mfrの高周波側に位置する第２の通過帯域を設けることができる。一方、キャパシタCs1を接続した状態での通過特性IL5Aは、共振点Mfrの高周波側かつ***振点Mfaの低周波側に位置する前述の第１の通過帯域に加えて、***振点Mfaの高周波側に位置する第２の通過帯域を設けることができる。

以上のフィルタ回路１０Ａでも、切替回路１４でスイッチSWがインダクタLs1を選択して接続するか、キャパシタCs1を選択して接続するかによって、第１の通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性と、第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性とで、フィルタ回路１０Ａの通過特性を切り替えることができる。

また、本実施形態に係るフィルタ回路１０Ａによれば、切替回路１４でインダクタLs1を接続する場合にも、切替回路１４でキャパシタCs1を接続する場合にも、通過特性における第１の通過帯域よりも高周波側に第２の通過帯域を設けることができる。

≪第３の実施形態≫
図７は、本発明の第３の実施形態に係るフィルタ回路１０Ｂを示す回路図である。

フィルタ回路１０Ｂは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２Ｂ，１３Ｂとを備えている。並列腕１２Ｂは、共振子Re_p1と、並列インダクタLp_p1と、を備えている。並列インダクタLp_p1は、共振子Re_p1とポートP1との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。並列腕１３Ｂは、共振子Re_p2と、並列インダクタLp_p2と、を備えている。並列インダクタLp_p2は、共振子Re_p2とポートP2との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。

ここで、フィルタ回路１０Ｂを構成する並列インダクタLp_p1，Lp_p2の機能について説明する。

図８は、並列腕１２Ｂにおける並列インダクタLp_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図８中の点線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス特性Im1Bである。また、図８中の実線は、並列インダクタLp_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Bである。

並列インダクタLp_p1を設けたインピーダンス特性Im2Bと、並列インダクタLp_p1を省いたインピーダンス特性Im1Bとを比較すると、共振点Mfrの周波数は同じであるが、***振点Mfaの周波数は、インピーダンス特性Im1Bよりもインピーダンス特性Im2Bではより高周波側の周波数に移動している。そして、インピーダンス特性Im2Bでは、共振点Mfrよりも低周波側の近傍周波数に副***振点Sfaが現れている。副***振点Sfaが現れる周波数は、主にインダクタLs1、インダクタLp_p1またはインダクタLp_p2のインダクタンスを調整することにより決定することができる。

このように、並列腕１２Ｂにおいて並列インダクタLp_p1は、***振点Mfaを高周波側に移動させる機能と、共振点Mfrよりも低周波側に副***振点Sfaを生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕１３Ｂにおいて並列インダクタLp_p2も同様の機能を有している。

以上のフィルタ回路１０Ｂでも、切替回路１４でスイッチSWがインダクタLs1を選択して接続するか、キャパシタCs1を選択して接続するかによって、第１の通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性と、第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性とを切り替えることができる。
≪第１の変形例≫
図９は、本発明の第１の変形例に係るフィルタ回路１０Ｃを示す回路図である。

フィルタ回路１０Ｃは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２Ｃ，１３Ｃとを備えている。並列腕１２Ｃは、共振子Re_p1と、直列インダクタLs_p1と、並列インダクタLp_p1と、を備えている。並列腕１３Ｃは、共振子Re_p2と、直列インダクタLs_p2と、並列インダクタLp_p2と、を備えている。本発明は、この変形例に係るフィルタ回路１０Ｃのように、直列インダクタと並列インダクタとを共に設けるようにしてもよい。

なお、本変形例では、並列インダクタLp_p1，Lp_p2の一端を、共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2との接続点に接続したが、並列インダクタLp_p1，Lp_p2の一端は、直列インダクタLs_p1，Ls_p2とポートP1，P2との接続点に接続してもよい。

≪第４の実施形態≫
図１０（Ａ）は、第４の実施形態に係る無線通信装置９のブロック図である。

無線通信装置９は、アンテナ１とフロントエンド回路２と送信回路３と受信回路４とを備えている。送信回路３は、ＬＴＥ等の通信システムにおける複数の通信バンドに対応可能に構成されており、対応する通信バンドを切り替えて送信信号を出力する。受信回路４は、ＬＴＥ等の通信システムにおける複数の通信バンドに対応可能に構成されており、対応する通信バンドを切り替えて受信信号の入力を受け付ける。フロントエンド回路２は、アンテナ１と送信回路３および受信回路４との間に接続されており、送信回路３に接続されるフィルタ回路１０Ｄと、受信回路４に接続されるフィルタ回路１０Ｄ’と、サーキュレータ５と、を備えている。サーキュレータ５は、送信信号を送信回路３からアンテナ１に伝搬させ、受信信号をアンテナ１から受信回路４に伝搬させるように、信号の伝搬方向に方向性を持たせるものである。

図１０（Ｂ）は、フィルタ回路１０Ｄの回路図である。なお、フィルタ回路１０Ｄ’は、フィルタ回路１０Ｄと同じ構成である。

フィルタ回路１０Ｄは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２Ｄ，１３Ｄとを備えている。並列腕１２Ｄは、共振子Re_p1と並列インダクタLp_p1と可変容量Cs_p1とを備えている。可変容量Cs_p1はポートP1に一端が接続されている。共振子Re_p1は、可変容量Cs_p1の他端とポートP3との間に接続されている。並列インダクタLp_p1は、可変容量Cs_p1と共振子Re_p1との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。並列腕１３Ｄは、共振子Re_p2と並列インダクタLp_p2と可変容量Cs_p2とを備えている。可変容量Cs_p2はポートP2に一端が接続されている。共振子Re_p2は、可変容量Cs_p2の他端とポートP3との間に接続されている。並列インダクタLp_p2は、可変容量Cs_p2と共振子Re_p2との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。

図１１は、並列腕１２Ｄにおける可変容量Cs_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図１１中の点線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス特性Im1Dである。また、図１１中の破線は、並列インダクタLp_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Dである。図１１中の実線は、並列インダクタLp_p1と可変容量Cs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im3D，Im4D，Im5Dである。インピーダンス特性Im3D，Im4D，Im5Dは、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを1.0pF〜10.0pFの範囲で記載順に小さくなるように設定したときのインピーダンス特性である。

並列インダクタLp_p1および可変容量Cs_p1を省いたインピーダンス特性Im1Dと、並列インダクタLp_p1を設け可変容量Cs_p1を省いたインピーダンス特性Im2Dとを比較すると、共振点Mfrの周波数は同じであるが、***振点Mfaの周波数は、インピーダンス特性Im1Dよりもインピーダンス特性Im2Dではより高周波側の周波数に移動し、共振点Mfrと***振点Mfaとの間の周波数帯域が拡がっている。そして、インピーダンス特性Im2Dでは、共振点Mfrよりも低周波側の近傍周波数に副***振点Sfaが現れている。

また、並列インダクタLp_p1を設け可変容量Cs_p1を省いたインピーダンス特性Im2Dと、並列インダクタLp_p1および可変容量Cs_p1を設けたインピーダンス特性Im3D，Im4D，Im5Dとを比較すると、***振点Mfaの周波数および副***振点Sfaの周波数は、インピーダンス特性Im2D，Im3D，Im4D，Im5Dのいずれも同じであるが、共振点Mfrの周波数は、インピーダンス特性Im2Dよりもインピーダンス特性Im3D，Im4D，Im5Dのほうがより高周波側にある。そして、共振点Mfrの周波数は、可変容量Cs_p1のキャパシタンスが小さいほど、***振点Mfaに接近し、より高周波側に位置するようになる。

このように、並列腕１２Ｄにおいて可変容量Cs_p1は、キャパシタンスに応じて共振子Re_p1の共振点Mfrを高周波側に移動させる機能を有している。なお、並列腕１３Ｄにおいて可変容量Cs_p2も、同様に、キャパシタンスに応じて共振子Re_p2の共振点Mfrを高周波側に移動させる機能を有している。

図１２（Ａ）は、切替回路１４でインダクタLs1を選択した状態でのフィルタ回路１０Ｄの通過特性図である。図１２（Ａ）中の実線は、通過特性IL1D，IL2D，IL3Dに対応している。通過特性IL1Dは可変容量Cs_p1，Cs_p2を約10.0pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL2Dは可変容量Cs_p1，Cs_p2を約5.0pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL3Dは可変容量Cs_p1，Cs_p2を約2.0pFに制御した場合の通過特性である。

切替回路１４でインダクタLs1を接続する状態での通過特性IL1D，IL2D，IL3Dでは、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを制御することにより、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を150MHz程度（800〜950MHz）の帯域で調整できている。可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスが小さくなるに連れて、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数は高周波側に移動して、通過帯域の帯域幅が拡がっている。そして、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御しても、通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化の急峻性は維持されている。

図１２（Ｂ）は、切替回路１４でキャパシタCs1を選択した状態でのフィルタ回路１０Ｄの通過特性図である。図１２（Ｂ）中の実線は、通過特性IL1D’，IL2D’，IL3D’に対応している。通過特性IL1D’は可変容量Cs_p1，Cs_p2を約10.0pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL2D’は可変容量Cs_p1，Cs_p2を約5.0pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL3D’は可変容量Cs_p1，Cs_p2を約2.0pFに制御した場合の通過特性である。

切替回路１４でキャパシタCs1を接続する状態での通過特性IL1D’，IL2D’，IL3D’では、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを制御することにより、通過帯域の低周波側のカットオフ周波数を150MHz程度（800〜950MHz）の帯域で調整できている。可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスが小さくなるに連れて、通過帯域の低周波側のカットオフ周波数は高周波側に移動している。そして、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御しても、通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化の急峻性は維持されている。

ただし、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを極めて小さくなるように制御したとしても、通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数を、所定の周波数を超えて高周波側に調整することはできない。これは、共振点Mfrの周波数を***振点Mfaの周波数を超えて高周波側に調整することはできないためであり、通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数の可変範囲は、可変容量Cs_p1，Cs_p2が無い場合の共振点Mfrと***振点Mfaとの間の帯域に制限されることになる。しかしながら、前述のように直列インダクタLs_p1，Ls_p2や並列インダクタLp_p1，Lp_p2を設けると、直列インダクタLs_p1，Ls_p2や並列インダクタLp_p1，Lp_p2を設けない場合よりも、共振点Mfrと***振点Mfaとの間の帯域を広帯域化することができるので、このフィルタ回路１０Ｄでは、通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数の可変範囲を広帯域化することができる。

このようなフィルタ回路１０Ｄ，１０Ｄ’を備える無線通信装置９では、送信帯域が低周波側にあり、受信帯域が高周波側にある通信バンド（例えばＬＴＥのBand20）を利用する際には、フィルタ回路１０ＤのスイッチSWを制御してインダクタLs1を接続するとともに、フィルタ回路１０Ｄ’のスイッチSWを制御してキャパシタCs1を接続した上で、フィルタ回路１０Ｄ，１０Ｄ’それぞれの可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御する。これにより、フィルタ回路１０Ｄを、低周波側の送信帯域を通過帯域とし高周波側の受信帯域を阻止帯域とするような通過特性にすることができ、また、フィルタ回路１０Ｄ’を、高周波側の受信帯域を通過帯域とし低周波側の送信帯域を阻止帯域とするような通過特性にすることができる。

また逆に、無線通信装置９は、送信帯域が高周波側にあり、受信帯域が低周波側にある通信バンド（例えばＬＴＥのBand5）を利用する際には、フィルタ回路１０ＤのスイッチSWを制御してキャパシタCs1を接続するとともに、フィルタ回路１０Ｄ’のスイッチSWを制御してインダクタLs1を接続した上で、フィルタ回路１０Ｄ，１０Ｄ’それぞれの可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御する。これにより、フィルタ回路１０Ｄを、高周波側の送信帯域を通過帯域とし低周波側の受信帯域を阻止帯域とするような通過特性にすることができ、また、フィルタ回路１０Ｄ’を、低周波側の受信帯域を通過帯域とし高周波側の送信帯域を阻止帯域とするような通過特性にすることができる。

以上に説明したように、フィルタ回路１０Ｄにおいても、切替回路１４でスイッチSWがインダクタLs1を選択して接続するか、キャパシタCs1を選択して接続するかによって、通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性と、通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性とを切り替えることができる。また、本実施形態に係るフィルタ回路１０Ｄによれば、可変容量Cs_p1，Cs_p2を設けることにより、通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数を調整することができる。

したがって、フィルタ回路１０Ｄでは、切替回路１４と可変容量Cs_p1，Cs_p2とを制御することにより、送信帯域と受信帯域の周波数関係が他の通信バンドと逆になるような通信バンドを含む、複数の通信バンドに対応した通過特性が得ることができる。また、並列インダクタLp_p1，Lp_p2を設けているので、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御によって調整できる通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数の可変範囲がより広いものになる。

なお、この実施形態では可変容量を可変リアクタンスとして用いる例を示したが、可変リアクタンスとしては、可変容量の他の素子を用いてもよい。例えば、可変インダクタとして機能する素子や回路、また、スイッチ等の切替手段を含む可変リアクタンス回路等を用いるようにしてもよい。

≪第５の実施形態≫
図１３は、第５の実施形態に係るフィルタ回路１０Ｅの回路図である。

フィルタ回路１０Ｅは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２Ｅ，１３Ｅとを備えている。並列腕１２Ｅは、共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1と可変容量Cs_p1とを備えている。可変容量Cs_p1はポートP1に一端が接続されている。共振子Re_p1はポートP3に一端が接続されている。直列インダクタLs_p1は、可変容量Cs_p1と共振子Re_p1との間に接続されている。可変容量Cs_p1の他端と共振子Re_p1の他端とは互いに接続されている。並列腕１３Ｅは、共振子Re_p2と直列インダクタLs_p1と可変容量Cs_p2とを備えている。可変容量Cs_p2はポートP2に一端が接続されている。共振子Re_p2はポートP3に一端が接続されている。直列インダクタLs_p2は、可変容量Cs_p2と共振子Re_p2との間に接続されている。

図１４（Ａ）は、切替回路１４でインダクタLs1を選択した状態でのフィルタ回路１０Ｅの通過特性図である。図１４（Ａ）中の実線は、通過特性IL1E，IL2E，IL3Eに対応している。通過特性IL1Eは可変容量Cs_p1，Cs_p2を約10.0pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL2Eは可変容量Cs_p1，Cs_p2を約3.0pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL3Eは可変容量Cs_p1，Cs_p2を約2.0pFに制御した場合の通過特性である。

直列インダクタLs_p1，Ls_p2が設けられたフィルタ回路１０Ｅでは、通過特性IL1E，IL2E，IL3Eのそれぞれが、共振点Mfrよりも低周波側の第１の通過帯域と、共振点Mfrよりも高周波側の第２の通過帯域とを有している。そして、第１の通過帯域との第２の通過帯域とのそれぞれは、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを制御することにより、高周波側のカットオフ周波数を調整できている。第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数は、およそ100MHz程度（680〜780MHz）の帯域で調整できている。また、第２の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数は、およそ150MHz程度（920〜1070MHz）の帯域で調整できている。そして、第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化の急峻さは、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御しても維持されている。同様に、第２の通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化の急峻さも、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御しても維持されている。

図１４（Ｂ）は、切替回路１４でキャパシタCs1を選択した状態でのフィルタ回路１０Ｅの通過特性図である。図１４（Ｂ）中の実線は、通過特性IL1E’，IL2E’，IL3E’に対応している。通過特性IL1E’は可変容量Cs_p1，Cs_p2を約10.0pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL2E’は可変容量Cs_p1，Cs_p2を約3.5pFに制御した場合の通過特性である。通過特性IL3E’は可変容量Cs_p1，Cs_p2を約2.0pFに制御した場合の通過特性である。

ここでも、直列インダクタLs_p1，Ls_p2が設けられていることによって、通過特性IL1E’，IL2E’，IL3E’のそれぞれには、共振点Mfrよりも高周波側かつ副共振点Sfrよりも低周波側の第１の通過帯域と、副共振点Sfrよりも高周波側の第２の通過帯域とが現れている。そして、第１の通過帯域との第２の通過帯域とのそれぞれは、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを制御することにより、低周波側のカットオフ周波数を調整できている。第１の通過帯域の低周波側のカットオフ周波数は、およそ100MHz程度（680〜780MHz）の帯域で調整できている。また、第２の通過帯域の低周波側のカットオフ周波数は、およそ150MHz程度（920〜1070MHz）の帯域で調整できている。そして、第１の通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化の急峻さは、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御しても維持されている。同様に、第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化の急峻さも、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御しても維持されている。

このように、フィルタ回路１０Ｅにおいても、切替回路１４でスイッチSWがインダクタLs1を選択して接続するか、キャパシタCs1を選択して接続するかによって、第１および第２の通過帯域の高周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性と、第１および第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰量変化が急峻な通過特性とを切り替えることができる。また、本実施形態に係るフィルタ回路１０Ｅによれば、可変容量Cs_p1，Cs_p2を設けることにより、第１および第２の通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数を調整することができる。また、直列インダクタLs_p1，Ls_p2を設けているので、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御によって調整できる通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数の可変範囲がより広いものになる。

なお、フィルタ回路１０Ｅのように、可変容量Cs_p1，Cs_p2を設けて通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数を可変にした可変フィルタ回路においては、無線通信装置の対応する複数の通信バンドに対して、低周波側の第１の通過帯域を対応させて送信信号と受信信号の一方を通過させ他方を阻止する場合、フィルタ回路１０Ｅが以下の第１の要件や第２の要件を満足する必要がある。

第１の要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の***振点（Mfa）が、複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの通過帯域の高周波側の上限周波数に対して、より高い周波数にあるというものである。また、第２の要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の共振点（Mfr）が、複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの通過帯域の低周波側の下限周波数に対して、より低い周波数にあるというものである。これらの第１の要件と第２の要件を満足すれば、共振点（Mfr）から***振点（Mfa）までの帯域内に複数の通信バンドが全て含まれるようになり、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御することによって通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数を、複数の通信バンドそれぞれにおける通過帯域と阻止帯域との間の周波数に調整することが可能になる。

また、可変フィルタ回路において、無線通信装置の対応する複数の通信バンドに対して、高周波側の第２の通過帯域を対応させて送信信号と受信信号の一方を通過させ他方を阻止する場合には、次に要件を満足する必要がある。

即ち、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の副共振点（Sfr）が、複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの通過帯域の低周波側の下限周波数に対して、より低い周波数にあるという要件である。可変フィルタ回路がこのような要件を満足していれば、副共振点（Sfr）よりも高い帯域内に複数の通信バンドの全て含まれるようになり、可変容量Cs_p1，Cs_p2を制御することによって、高周波側の第２の通過帯域における高周波側や低周波側のカットオフ周波数を、複数の通信バンドそれぞれにおける通過帯域と阻止帯域との間の周波数に調整することが可能になる。

≪第２の変形例≫
図１５は、第２の変形例に係るフィルタ回路１０Ｆの回路図である。

フィルタ回路１０Ｆは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２Ｆ，１３Ｆとを備えている。並列腕１２Ｆは、共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1と可変容量Cs_p1とを備えている。可変容量Cs_p1はポートP1に一端が接続されている。共振子Re_p1は、ポートP3に一端が接続されている。直列インダクタLs_p1は、可変容量Cs_p1と共振子Re_p1との間に直列に接続されている。並列インダクタLp_p1は、直列インダクタLs_p1と共振子Re_p1との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。

並列腕１３Ｆは、共振子Re_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2と可変容量Cs_p2とを備えている。可変容量Cs_p2はポートP2に一端が接続されている。共振子Re_p2は、ポートP3に一端が接続されている。直列インダクタLs_p2は、可変容量Cs_p2と共振子Re_p2との間に直列に接続されている。並列インダクタLp_p2は、直列インダクタLs_p2と共振子Re_p2との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。本発明は、この変形例に係るフィルタ回路１０Ｆのように、直列インダクタと並列インダクタとを共に設けるようにしてもよく、これにより、可変容量Cs_p1の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲をより拡げることができる。

≪第３の変形例≫
図１６（Ａ）は、第３の変形例に係るフィルタ回路２０の回路図である。

フィルタ回路２０は、直列腕２１と、並列腕２２，２３とを備えている。先の変形例と同様に、並列腕２２は、可変容量Cs_p1と共振子Re_p1を備えている。並列腕２３は、可変容量Cs_p2と共振子Re_p2を備えている。ここでは、共振子Re_p1は、共振子Re_p2に比較してより高周波側に共振点および***振点を有している。共振子Re_p2は、共振子Re_p1に比較してより低周波側に共振点および***振点を有している。すなわち、並列腕２２，２３のうち、並列腕２２はより高周波側の通信バンドに対応するものであり、並列腕２３はより低周波側の通信バンドに対応するものである。可変容量Cs_p1，Cs_p2は、各々が設けられる並列腕２２，２３が対応する通信バンドに対して通過帯域の低周波側または高周波側のカットオフ周波数を適切に調整するために、素子値が制御される。

また、並列腕２２は、可変容量Cs_p1の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲を拡げるために、直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とを更に備えている。並列腕２３は、可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲を拡げるために、並列インダクタLp_p2を更に備えている。このように本変形例に係るフィルタ回路２０においては、一方の並列腕２２には直列インダクタLs_p1を設け、他方の並列腕２３からは直列インダクタを省き、非対称な回路構成を採用している。このように並列腕２３の直列インダクタを省くことで、カットオフ周波数の可変範囲の拡張とフィルタ回路２０の回路サイズの小型化を両立させている。

図１６（Ｂ）および図１６（Ｃ）は、共振子のインピーダンス特性に対して各インダクタが及ぼす作用を模式的に示す概念図である。図中点線で示すインピーダンス波形は、それぞれ並列腕２２，２３の共振子単独での波形であり、実線で示すインピーダンス波形は、インダクタLs_p1，Lp_p1およびインダクタLp_p2を共振子に付加した波形である。

例えば、高周波側に対応する並列腕２２においては、図１６（Ｂ）に示すように、共振子Re_p1のインピーダンス波形に対して、並列インダクタLp_p1が及ぼす影響で***振点Mfaの近傍に生じる波形の変化と、直列インダクタLs_p1が及ぼす影響で共振点Mfrの近傍に生じる波形の変化とは同程度である。言い換えると、高周波側に対応する並列腕２２では、直列インダクタLs_p1によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用と、並列インダクタLp_p1によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用とは同程度に働く。

一方、低周波側に対応する並列腕２３においては、図１６（Ｃ）に示すように、共振子Re_p2のインピーダンス波形に対して、並列インダクタLp_p2の影響で***振点Mfaの近傍に生じる波形の変化は大きく、直列インダクタ（図１５：Ls_p2参照）が及ぼす影響で共振点Mfrの近傍に生じる波形の変化は小さい。したがって、低周波側の共振点Mfrの近傍では、インピーダンス変化の急峻性が維持され易い。言い換えると、低周波側に対応する並列腕２３では、並列インダクタLp_p2によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用はより大きく働きやすく、直列インダクタ（Ls_p2）によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用はより小さくしか働かない。

したがって、フィルタ回路２０の回路サイズを小型化するために省くインダクタとしては、より低周波側に対応する並列腕２３における直列インダクタ（Ls_p2）が最も望ましい。並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）のみを省くことで、フィルタ回路２０のフィルタ特性に大幅な劣化や、カットオフ周波数の可変範囲の狭幅化をあまり生じさせることなく、フィルタ回路２０の回路サイズを抑制することができる。

なお、並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）を省くことで、並列腕２３において可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲には狭まる傾向がでてしまう。このため、並列腕２３に設ける並列インダクタLp_p2としては、他方の並列腕２２に設ける並列インダクタLp_p1よりも、よりインダクタンスを小さいものに設定することが好ましい。このように並列インダクタLp_p2を設定することにより、並列腕２３において可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲が大幅に狭まることを防ぐことができる。

ここで、所定の通信バンドに通過帯域を有する複数の回路構成毎に用意した複数のサンプルデータを用いたフィルタ特性の試験結果について説明する。図１７は、同一の通信バンドに対応するように設定した可変フィルタ回路の各種構成で、通過帯域における挿入損失の最小点の減衰量を比較して示す図である。なお、図１７中の各プロットは、異なる回路構成毎に用意した複数のサンプルのデータ平均値を示している。また、各回路構成に対して可変容量の調整量（可変容量の制御により通過帯域の中心周波数が変化する割合にあたる周波数調整率）を一定ずつ異ならせた複数のサンプルを用意した。このため、実際の可変フィルタ回路の製造においては、各可変容量の微調整を行うことで、所望のフィルタ特性が得られる。また、ここでは、先の変形例に係る可変フィルタ回路１０Ｆ（図１５参照）と、本変形例に係るフィルタ回路２０（図１６（Ａ）参照）とのＩＬ特性を比較して示している。

この試験結果から、低周波側に対応する並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）を省いたフィルタ回路２０の構成であっても、全てのインダクタを設けた可変フィルタ回路１０Ｆから大幅に劣化しないことがわかる。このように、サンプルデータを用いた試験からも、本実施形態に係るフィルタ回路２０のように、並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）のみを省くことで、フィルタ回路２０のフィルタ特性に大幅な劣化を生じさせることなく、フィルタ回路２０の回路サイズを抑制できることが確認できる。

≪第４の変形例≫
図１８は、第４の変形例に係るフィルタ回路１０Ｇの回路図である。

フィルタ回路１０Ｇは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２Ｇ，１３Ｇとを備えている。並列腕１２Ｇは、共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1と可変容量Cs_p1と並列キャパシタCp_p1とを備えている。並列キャパシタCp_p1は、ポートP1とポートP3との間に直列に接続されている。可変容量Cs_p1はポートP1に一端が接続されている。共振子Re_p1は、ポートP3に一端が接続されている。直列インダクタLs_p1は、可変容量Cs_p1と共振子Re_p1との間に直列に接続されている。並列インダクタLp_p1は、直列インダクタLs_p1と共振子Re_p1との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。

並列腕１３Ｇは、共振子Re_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2と可変容量Cs_p2と並列キャパシタCp_p2とを備えている。並列キャパシタCp_p2は、ポートP2とポートP3との間に直列に接続されている。可変容量Cs_p2はポートP2に一端が接続されている。共振子Re_p2は、ポートP3に一端が接続されている。直列インダクタLs_p2は、可変容量Cs_p2と共振子Re_p2との間に直列に接続されている。並列インダクタLp_p2は、直列インダクタLs_p2と共振子Re_p2との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。本発明は、この変形例に係るフィルタ回路１０Ｇのように、並列キャパシタCp_p1，Cp_p2を追加して設けるようにしてもよい。

≪第６の実施形態≫
図１９は、第６の実施形態に係るフィルタ回路１０Ｈの回路図である。

フィルタ回路１０Ｈは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１Ｈと、並列腕１２Ｈ，１３Ｈとを備えている。

並列腕１２Ｈ，１３Ｈは、共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2と並列インダクタLp_p1，Lp_p2と可変容量Cs_p1，Cs_p2とを備えている。可変容量Cs_p1はポートP1に一端が接続されている。可変容量Cs_p2はポートP2に一端が接続されている。共振子Re_p1，Re_p2は、ポートP3に一端が接続されている。直列インダクタLs_p1，Ls_p2は、可変容量Cs_p1，Cs_p2と共振子Re_p1，Re_p2との間に直列に接続されている。並列インダクタLp_p1，Lp_p2は、直列インダクタLs_p1，Ls_p2と共振子Re_p1，Re_p2との接続点に一端が接続されており、他端がポートP3に接続されている。

直列腕１１Ｈは、切替回路１４Ｈを備えている。切替回路１４Ｈは、ポートP1とポートP2との間に直列に接続されている。切替回路１４Ｈは、スイッチSWと共振子Re_s1と共振子Re_s2とを備えている。スイッチSWは、共振子Re_s1または共振子Re_s2のいずれか一方を選択して、ポートP1とポートP2との間に直列に接続する。共振子Re_s1は、第１のリアクタンス部に相当するものであり、詳細は後述するが特定の周波数帯域で誘導性リアクタンスを有している。共振子Re_s2は、第２のリアクタンス部に相当するものであり、詳細は後述するが特定の周波数帯域で容量性リアクタンスを有している。共振子Re_s1，Re_s2はともにSAW共振子やBAW共振子などの圧電共振子で構成されている。

ここで、共振子Re_s1は、フィルタ回路１０Ｈにおいて第１の実施例のインダクタLs1と同じ役割を果たすために設けている。具体的には、切替回路１４Ｈで共振子Re_s1が選択される際に、フィルタ回路１０Ｈを、通信バンドBand28L（送信帯域703〜748MHz：受信帯域758〜803MHz）に対応する送信フィルタとして機能させるように、共振子Re_s1は構成している。

図２０（Ａ）は、共振子Re_s1の単体でのインピーダンス特性を示す図である。共振子Re_s1は、約740MHzに共振点Mfrを有しており、約765MHzに***振点Mfaを有している。この共振子Re_s1は、共振点Mfrと***振点Mfaとの間の帯域（約740〜765MHz）で誘導性リアクタンスを有しており、共振点Mfrよりも低周波側の帯域（〜約740MHz）および***振点Mfaよりも高周波側の帯域（約765MHz〜）で容量性リアクタンスを有している。

図２０（Ｂ）は、切替回路１４Ｈで共振子Re_s1を選択した状態でのフィルタ回路１０Ｈの通過特性を示す図である。図２０（Ｂ）中の実線は、共振子Re_s1を接続したフィルタ回路１０Ｈでの通過特性である。図２０（Ｂ）中の破線は、共振子Re_s1に替えてインダクタを接続した場合の通過特性を示している。

前述のように共振子Re_s1を構成すると、共振子Re_s1における共振点Mfrと***振点Mfaとの間の誘導性リアクタンスとして機能する帯域（約740〜765MHz）に、通信バンドBand28Lにおける送信帯域（通過帯域）の高周波側のカットオフ周波数が重なることになる。すなわち、通信バンドBand28Lにおける送信帯域と受信帯域との間のギャップ帯域（748〜758MHz）に、共振点Mfrと***振点Mfaとの間の帯域（約740〜765MHz）が少なくとも一部で重なることになる。これにより、切替回路１４Ｈで共振子Re_s1を接続する際には、切替回路でインダクタを接続したときと同様に、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数近傍で減衰量変化の急峻性が高いフィルタ特性を実現することができる。そして、図２０（Ｂ）中に実線と破線とで示すように、共振子Re_s1を接続したフィルタ回路１０Ｈでは、共振子Re_s1に替えてインダクタを接続する場合と比較して、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数近傍での減衰量変化の急峻さが、より高いものになる。これはＱ値の高い圧電共振子を共振子Re_s1として用いたためである。

なお、このカットオフ周波数近傍での減衰量変化の急峻性を高めるためには、通信バンドBand28Lのギャップ帯域（748〜758MHz）および通過帯域（703〜748MHz）に、共振点Mfrと***振点Mfaとの間の帯域（約740〜765MHz）が重なることが好ましい。特には、通信バンドBand28Lにおける送信帯域と受信帯域との間のギャップ帯域（748〜758MHz）に、共振子Re_s1の共振点Mfr（約740MHz）が含まれることが好ましい。

また、共振子Re_s2は、フィルタ回路１０Ｈで第１の実施例のキャパシタCs1と同じ役割をはたすために設けている。具体的には、切替回路１４Ｈで共振子Re_s2が選択される際に、フィルタ回路１０Ｈを、通信バンドBand13（送信帯域777〜787MHz：受信帯域746〜756MHz）に対応する送信フィルタとして機能させるように、共振子Re_s2は構成している。

図２１（Ａ）は、共振子Re_s2の単体でのインピーダンス特性を示す図である。共振子Re_s2は、約720MHzに共振点Mfrを有しており、約745MHzに***振点Mfaを有している。この共振子Re_s2も、共振点Mfrと***振点Mfaとの間の帯域（約720MHz〜745MHz）で誘導性リアクタンスを有しており、共振点Mfrよりも低周波側の帯域（〜約720MHz）、および、***振点Mfaよりも高周波側の帯域（約745MHz〜）で容量性リアクタンスを有している。

図２１（Ｂ）は、切替回路１４Ｈで共振子Re_s2を選択した状態でのフィルタ回路１０Ｈの通過特性を示す図である。図２１（Ｂ）中の実線は、共振子Re_s2を接続したフィルタ回路１０Ｈでの通過特性である。図２１（Ｂ）中の破線は、共振子Re_s2に替えてキャパシタを接続した場合の通過特性を示している。

前述のように共振子Re_s2を構成すると、共振子Re_s2における***振点Mfaよりも高周波側の容量性リアクタンスとして機能する帯域（約745MHz〜）に、通信バンドBand13における送信帯域（通過帯域）の低周波側のカットオフ周波数が重なることになる。すなわち、通信バンドBand13における送信帯域と受信帯域との間のギャップ帯域（756〜777MHz）に、共振子Re_s2の***振点Mfaよりも高周波側の帯域（約745MHz〜）が重なることになる。これにより、切替回路１４Ｈで共振子Re_s2を接続する際には、切替回路でキャパシタを接続したときと同様に、通過帯域の低周波側のカットオフ周波数近傍で減衰量変化の急峻性が高いローパスフィルタ特性を実現することができる。そして、図２１（Ｂ）中に実線と破線とで示すように、共振子Re_s2を接続したフィルタ回路１０Ｈでは、共振子Re_s2に替えてキャパシタを接続する場合と比較して、通過帯域の低周波側のカットオフ周波数近傍での減衰量変化の急峻さが、より高いものになる。これはＱ値の高い圧電共振子を共振子Re_s2として用いたためである。

なお、このカットオフ周波数近傍での減衰量変化の急峻性を高めるためには、通信バンドBand13のギャップ帯域（756〜777MHz）および通過帯域（777〜787MHz）に、***振点Mfaよりも高周波側の帯域（約745MHz〜）や、共振点Mfrよりも低周波側の帯域（〜約720MHz）が重なることが好ましい。特には、***振点Mfaよりも高周波側の帯域（約745MHz〜）を利用すれば、共振子の通過特性がＨＰＦの減衰極の高周波側の特性と重なることでカットオフ周波数近傍での減衰量変化の急峻性がより高まる。

このように、フィルタ回路１０Ｈにおいても、切替回路１４ＨでスイッチSWが共振子Re_s1を選択して接続するか、共振子Re_s2を選択して接続するかによって、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数近傍での減衰量変化が急峻な通過特性と、通過帯域の低周波側のカットオフ周波数近傍での減衰量変化が急峻な通過特性とを切り替えることができる。また、本実施形態に係るフィルタ回路１０Ｈにおいても、可変容量Cs_p1，Cs_p2を設けることにより、通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数付近での急峻さを高めた状態のまま、通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数を調整することができる。また、直列インダクタLs_p1，Ls_p2を設けているので、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御によって調整できる通過帯域の高周波側や低周波側のカットオフ周波数の可変範囲がより広いものになる。

さらに共振子Re_S1，Re_S2に圧電共振子を用いることで、減衰特性をより急峻にできるとともに、フィルタ回路全体を小型化できる。

≪第５の変形例≫
図２２は、本発明の第５の変形例に係るフィルタ回路１０Ｊを示す回路図である。

フィルタ回路１０Ｊは、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１Ｊと、並列腕１２Ｊ，１３Ｊとを備えている。直列腕１１Ｊは、スイッチSWと合計n個の共振子Re_pn（nは１以上の整数）とを備えている。該フィルタ回路１０Ｊは、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御によって、合計n種の通信バンドに対応可能に構成されており、この対応可能な通信バンドそれぞれに対応してn個の共振子Re_pnを設けている。本発明は、この変形例に係るフィルタ回路１０Ｊのように、直列腕１１Ｊに多数の共振子を設けるようにしてもよい。

≪第７の実施形態≫
図２３は、第７の実施形態に係る可変フィルタ回路３０の回路図である。

可変フィルタ回路３０は、第１回路部３０Ａと第２回路部３０Ｂとを備えている。第１回路部３０Ａと第２回路部３０Ｂとは、それぞれ先に示した可変フィルタ回路１０Ｆと同じ回路構成である。第１回路部３０Ａは、直列腕３１と、並列腕３２，３３とを備えている。第２回路部３０Ｂは、直列腕３４と、並列腕３５，３６とを備えている。

ここで、並列腕３２は、共振子Re_p1と可変容量Cs_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とを備えている。並列腕３３は、共振子Re_p2と可変容量Cs_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2とを備えている。並列腕３５は、共振子Re_p3と可変容量Cs_p3と直列インダクタLs_p3と並列インダクタLp_p3とを備えている。並列腕３６は、共振子Re_p4と可変容量Cs_p4と直列インダクタLs_p4と並列インダクタLp_p4とを備えている。

共振子Re_p1，Re_p2と共振子Re_p3，Re_p4とは、それぞれ、異なる通過帯域と阻止帯域とを有する通信バンドに対応するものである。また、可変容量Cs_p1，Cs_p2と可変容量Cs_p3，Cs_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2または共振子Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、適宜の素子値に制御されるものである。直列インダクタLs_p1，Ls_p2および直列インダクタLs_p3，Ls_p4と並列インダクタLp_p1，Lp_p2および並列インダクタLp_p3，Lp_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2または共振子Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、各々適宜の素子値に設定されたものである。

このように、複数のフィルタ回路１０Ｆに相当する回路部３０Ａ，３０Ｂを接続して可変フィルタ回路を多段化することもできる。回路部３０Ａ，３０Ｂ（フィルタ１０Ｂ）それぞれの対応する周波数バンドを異ならせることで、回路部３０Ａ，３０Ｂ（フィルタ１０Ｂ）それぞれのフィルタ特性を向上させることができる。その結果、多くの通信バンドに対して可変フィルタ回路を対応させることができる。

また、ここでは、第１回路部３０Ａと第２回路部３０Ｂとのそれぞれを、先に示した可変フィルタ回路１０Ｆと同じ回路構成としたが、その他の変形例に係る回路構成や、その他の実施形態に係る回路構成を適宜組み合わせるようにしてもよい。また、より多くの回路部を接続して利用するようにしてもよい。

≪第８の実施形態≫
図２４は、第８の実施形態に係る可変フィルタ回路４０の回路図である。

可変フィルタ回路４０は、直列腕４１と、並列腕４２，４３とを備えている。並列腕４２は、可変容量Cs_p1と共振子選択部SW1と共振子Re_p1，Re_p3と直列インダクタLs_p1，Ls_p3と並列インダクタLp_p1，Lp_p3とを備えている。並列腕４３は、可変容量Cs_p2と共振子選択部SW2と共振子Re_p2，Re_p4と直列インダクタLs_p2，Ls_p4と並列インダクタLp_p2，Lp_p4とを備えている。

共振子選択部SW1は、可変容量Cs_p1のポートP3（グランド接続端）側に接続されている。共振子選択部SW1は、接続切替ポートPsw1と接続切替ポートPsw3とを備え、接続切替ポートPsw1と接続切替ポートPsw3とを切り替えて可変容量Cs_p1に接続することができる。共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とは、接続切替ポートPsw1に接続されている。共振子Re_p3と直列インダクタLs_p3と並列インダクタLp_p3とは、接続切替ポートPsw3に接続されている。

共振子選択部SW2は、可変容量Cs_p2のポートP3（グランド接続端）側に接続されている。共振子選択部SW2は、接続切替ポートPsw2と接続切替ポートPsw4とを備え、接続切替ポートPsw2と接続切替ポートPsw4とを切り替えて可変容量Cs_p2に接続することができる。共振子Re_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2とは、接続切替ポートPsw2に接続されている。共振子Re_p4と直列インダクタLs_p4と並列インダクタLp_p4とは、接続切替ポートPsw4に接続されている。

本実施形態においても、第７の実施形態と同様に、共振子Re_p1，Re_p2，Re_p3，Re_p4は、それぞれ、異なる通過帯域と阻止帯域とを有する通信バンドに対応するものである。また、可変容量Cs_p1，Cs_p2は、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2，Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、適宜の素子値に制御される。直列インダクタLs_p1，Ls_p2，Ls_p3，Ls_p4と並列インダクタLp_p1，Lp_p2，Lp_p3，Lp_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2，Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、各々適宜の素子値に設定されている。

そして、この可変フィルタ回路４０では、共振子選択部SW1を制御して接続切替ポートPsw1，Psw3のいずれかを可変容量Cs_p1に接続するとともに、共振子選択部SW2を制御して接続切替ポートPsw2，Psw4のいずれかを可変容量Cs_p2に接続することで、フィルタ特性を変化させ、対応する通信バンドを変更する。図２５は、共振子選択部SW1，SW2の制御状態と、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性との対応関係について模式的に説明する特性図である。図２５（Ａ）は、共振子選択部SW1，SW2の制御状態の設定例を示す図であり、図２５（Ｂ）は、共振子選択部SW1，SW2の制御状態の設定に応じて定まる通過帯域の変化を示す特性図である。

例えば、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性を、複数の通信バンドのうちの低周波側の第１バンドまたは第２バンドに対応させる際には、共振子選択部SW1，SW2を制御し、共振子選択部SW1では接続切替ポートPsw1を選択して接続し、共振子選択部SW2では接続切替ポートPsw2を選択して接続する。そして、可変容量の制御によって、第１バンドまたは第２バンドのいずれかに、可変フィルタ回路４０の通過帯域が調整される。

また、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性を、複数の通信バンドのうちの高周波側の第３バンドまたは第４バンドに対応させる際には、共振子選択部SW1，SW2を制御し、共振子選択部SW1では接続切替ポートPsw3を選択して接続し、共振子選択部SW2では接続切替ポートPsw4を選択して接続する。そして、可変容量の制御によって、第３バンドまたは第４バンドのいずれかに、可変フィルタ回路４０の通過帯域が調整される。

このように可変フィルタ回路４０では、共振子選択部SW1を制御して接続切替ポートPsw1，Psw3のいずれかを可変容量Cs_p1に接続するとともに、共振子選択部SW2を制御して接続切替ポートPsw2，Psw4のいずれかを可変容量Cs_p2に接続する。これにより、共振子選択部SW1，SW2の切り替えで、大きな周波数調整を決定し、可変容量の調整で、細かな周波数調整を決定することができる。したがって、多くの通信バンドに対応するように、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性を変更することができる。

その上、この可変フィルタ回路４０では、直列腕の総数や、可変容量の総数を増やすことなく、多数の通信バンドに対応することができる。例えば、先に説明した第７の実施形態では、対応させる多数の通信バンドとほぼ同数の並列腕を設ける必要があり、それぞれの並列腕に設け各素子の総数が多くなりがちであったが、本実施形態では、共振子選択部SW1，SW2を設けて可変容量Cs_p1，Cs_p2を複数の通信バンドで共用するので、通信バンド毎に並列腕の各素子を設ける必要が無くなる。したがって、可変容量Cs_p1，Cs_p2の総数を抑制することができ、回路サイズが大型化することや、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御が複雑化することを防ぐことができる。

なお、この実施形態においては、それぞれの並列腕に設ける直列インダクタや並列インダクタを、共振子選択部の接続切替ポート側に接続する例を示したが、共振子選択部の可変容量側に直列インダクタや並列インダクタを接続するようにしてもよい。この場合には、それぞれの並列腕に設ける直列インダクタや並列インダクタの総数も抑制することができ、回路サイズを更に抑制することができる。また、ここでは、各共振子選択部に設ける接続切替ポートの総数や共振子の総数を２とする例を示したが、各共振子選択部に設ける接続切替ポートの総数や共振子の総数は２よりも多くてもよい。この場合には、さらに多くの通信バンドに可変フィルタ回路が対応可能になる。

以上に説明したように本発明は実施することができる。なお、本発明は、特許請求の範囲に記載に該当する構成であれば、上述の各実施形態で示した構成の他のどのような構成であっても実施することができる。例えば、上述の各実施形態では、切替回路の一端側にのみスイッチSWを設けたが、スイッチSWは、切替回路の他方端側に設けてもよく、切替回路の両端側にそれぞれ設けるようにしても良い。

９…無線通信装置
１…アンテナ
２…フロントエンド回路
３…送信回路
４…受信回路
１０…フィルタ回路
１１…直列腕
１２，１３…並列腕
１４…切替回路

Claims (28)

1. 第１の入出力端と第２の入出力端との間に接続された直列腕と、
   前記第１の入出力端とグランド接続端との間に接続された第１の並列腕と、
   前記第２の入出力端と前記グランド接続端との間に接続された第２の並列腕と、を備え、
   前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とは、それぞれに共振子を有し、
   前記直列腕は、前記第１の入出力端と前記第２の入出力端との間に直列に接続された切替回路を含み、
   前記切替回路は、誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとスイッチとを含み、
   前記スイッチは、
   前記第１の入出力端と前記第２の入出力端との間に、前記誘導性リアクタンスを直列に接続するか、
   前記第１の入出力端と前記第２の入出力端との間に、前記容量性リアクタンスを直列に接続するか、を切り替える、
   フィルタ回路。
2. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタを更に含む、
   請求項１に記載のフィルタ回路。
3. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して並列に接続された並列インダクタを更に含む、
   請求項１に記載のフィルタ回路。
4. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して並列に接続された並列インダクタと、前記共振子と前記並列インダクタとが並列に接続された回路に対して直列に接続された直列インダクタと、を含む構成である、
   請求項１に記載のフィルタ回路。
5. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタと、前記共振子と前記直列インダクタとが直列に接続された回路に対して並列に接続された並列インダクタと、を含む構成である、
   請求項１に記載のフィルタ回路。
6. 前記第１及び第２の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続された可変リアクタンスを更に含む、
   請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のフィルタ回路。
7. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とは、それぞれ、前記共振子に対して並列に接続された並列インダクタを更に含み、
   前記第１の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタを含み、
   前記第２の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続された直列インダクタが省かれている、
   請求項１に記載のフィルタ回路。
8. 前記第１及び第２の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続された可変リアクタンスを更に含む、
   請求項７に記載のフィルタ回路。
9. 前記第２の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスは、前記第１の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスよりも、小さい、請求項８に記載のフィルタ回路。
10. 前記第１の並列腕が含む共振子の共振点および***振点は、前記第２の並列腕が含む共振子の共振点および***振点よりも、高周波側にある、請求項７乃至請求項９のいずれかに記載のフィルタ回路。
11. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、複数の前記共振子と、前記複数の共振子からいずれか一つを選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する共振子選択部とを含む、請求項６、請求項８、請求項９のいずれかに記載のフィルタ回路。
12. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記複数の共振子それぞれに直列に接続される複数の直列インダクタを含み、
    前記共振子選択部は、前記複数の直列インダクタおよび前記複数の共振子からいずれかを一組選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する、請求項１１に記載のフィルタ回路。
13. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記複数の共振子それぞれに対して並列に接続される複数の並列インダクタを含み、
    前記共振子選択部は、前記複数の並列インダクタおよび前記複数の共振子からいずれかを一組選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する、請求項１１または請求項１２に記載のフィルタ回路。
14. 請求項６または請求項８に記載のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備え、
    前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、
    少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の***振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの通過帯域の高周波側の上限の周波数よりも高く、
    少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの通過帯域の低周波側の下限の周波数よりも低い、
    無線通信装置。
15. 請求項６または請求項８に記載のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備え、
    前記フィルタ回路が、前記共振子それぞれに対して直列に接続された直列インダクタを含み、
    前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、
    少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の副共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの通過帯域の低周波側の下限の周波数よりも低い、
    無線通信装置。
16. 前記誘導性リアクタンスは、インダクタである、請求項１乃至請求項１５のいずれかに記載のフィルタ回路。
17. 前記誘導性リアクタンスは、圧電共振子である、請求項１乃至請求項１５のいずれかに記載のフィルタ回路。
18. 請求項１乃至請求項１３、請求項１６のいずれかに記載のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備え、
    前記通信回路は、少なくとも、前記切替回路で前記誘導性リアクタンスが選択されるときに、阻止帯域よりも低周波側に通過帯域を有する第１の通信バンドで信号の送信および受信を行う、無線通信装置。
19. 請求項１乃至請求項１３、請求項１７のいずれかに記載のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備え、
    前記通信回路は、少なくとも、前記切替回路で前記誘導性リアクタンスが選択されるときに、阻止帯域よりも低周波側に通過帯域を有する第１の通信バンドで信号の送信および受信を行い、
    前記誘導性リアクタンスは共振点と***振点とを有する圧電共振子であり、前記共振点と前記***振点との間の帯域が、前記第１の通信バンドにおける通過帯域と阻止帯域との間のギャップ帯域に少なくとも一部で重なる、無線通信装置。
20. 前記誘導性リアクタンスにおける前記共振点と前記***振点との間の帯域が、前記第１の通信バンドにおける通過帯域および前記ギャップ帯域に少なくとも一部で重なる、請求項１９に記載の無線通信装置。
21. 前記誘導性リアクタンスにおける前記共振点と前記***振点とのうちの少なくとも一方が、前記ギャップ帯域に重なる、請求項１９または請求項２０に記載の無線通信装置。
22. 前記容量性リアクタンスはキャパシタである、請求項１乃至請求項１７のいずれかに記載のフィルタ回路。
23. 前記容量性リアクタンスは圧電共振子である、請求項１乃至請求項１７のいずれかに記載のフィルタ回路。
24. 請求項１乃至請求項１７、請求項２２のいずれかに記載のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備え、
    前記通信回路は、少なくとも、前記切替回路で前記容量性リアクタンスが選択されるときに、阻止帯域よりも高周波側に通過帯域を有する第２の通信バンドで信号の送信および受信を行う、無線通信装置。
25. 請求項１乃至請求項１７、請求項２３のいずれかに記載のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備え、
    前記通信回路は、少なくとも、前記切替回路で前記容量性リアクタンスが選択されるときに、阻止帯域よりも高周波側に通過帯域を有する第２の通信バンドで信号の送信および受信を行い、
    前記容量性リアクタンスは、共振点と***振点とを有する圧電共振子であり、前記共振点よりも低周波側の帯域または***振点よりも高周波側の帯域が、前記第２の通信バンドにおける通過帯域と阻止帯域との間のギャップ帯域に重なる、無線通信装置。
26. 前記容量性リアクタンスにおける前記共振点よりも低周波側の帯域または***振点よりも高周波側の帯域が、前記第２の通信バンドにおける通過帯域および前記ギャップ帯域に重なる、請求項２５に記載の無線通信装置。
27. 前記容量性リアクタンスにおける前記***振点よりも高周波側の帯域が、前記第２の通信バンドにおける前記ギャップ帯域に重なる、請求項２５に記載の無線通信装置。
28. 請求項１乃至請求項１３、請求項１６、請求項１７、請求項２２、請求項２３のいずれかに記載のフィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備える無線通信装置。